DE69112666T2 - Mikrowellenkoppeleinrichtung. - Google Patents

Mikrowellenkoppeleinrichtung.

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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H01Q25/04—Multimode antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion

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  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationssysteme, insbesondere auf Koppler und Kombinierer, welche in Mikrowellenkommunikationssystemen verwendet werden.
  • Mikrowellenkoppeleinrichtungen ("Koppler") werden verwendet, um zwei Mikrowellenstrukturen zu verbinden, durch die sich ein oder mehrere Mikrowellensignale fortpflanzen. Bei einer typischen Anwendung eines Mikrowellenkopplers kann der Koppler dazu verwendet werden Wellenleiterstrukturen mit verschiedenen Ausbreitungsmoden zu verbinden. In einer bestimmten Anwendung wird ein Koppler von Typ eines Kombinierers oft dazu verwendet, eine Antenne von einer Wellenleiterstruktur zu speisen, so daß die Antenne Signale in einem oder mehreren Frequenzbändern aussendet oder empfängt. Auf jeden Fall ist der Mikrowellenkoppler so ausgestaltet, daß er einen geeigneten Wellenleiterübergang zwischen den entsprechenden Strukturen bereitstellt. Ein schlechter Übergang in solchen Mikrowellenkopplern kann der Grund eines nicht akzeptierbaren Welligkeitsfaktors (VSWR) sein und führt typischerweise zu einer signifikanten Signalverzerrung. Eine Signalverzerrung führt zu einer Ausbreitung der Signale in einer Vielzahl von ungewünschten Moden höherer Ordnung, was oft als "overmoding" bezeichnet wird. Ein solches "overmoding" beeinflußt nachteilig sowohl die Bandbreite als auch die Qualität von Übertragungssignalen.
  • Im Stand der Technik wird die Amplitude solcher Moden höherer Ordnung reduziert durch sorgfältige Dimensionierung des Wellenleiters um einen cut-off bereitzustellen, hinter dem diese Moden nicht auftreten. Unglücklicherweise führt eine solche Dimensionierung für sich alleine nicht zu vielen Anwendungen, bei denen der Kombinierer oder Koppler Signale in mehr als einem Frequenzband überträgt.
  • Die US-A-38 15 136 offenbart einen Signalkoppler für eine Hornantenne, die sich von einem kreisförmigen oder quadratischen Wellenleiter erstreckt. Der Koppler ist im Hals des Horns montiert und als ein verjüngtes Teil eines leitenden Zylinders ausgestaltet und genau bezüglich der Wellenleiterachse zentriert. Der Koppler umfaßt eine Koppelblende zum Auskoppeln von TE&sub0;&sub1; Energie mittels eines Kabels. Das Ausgangssignal des Kabels wird von einem Folgeempfänger verarbeitet und an einen Antennensteuerservomechanismus gespeist, der auf die Antenne einwirkt, um den Fehler den Hauptstrahlrichtung zu minimieren.
  • Es gibt bekannte Kombiniererstrukturen, welche Signale in zwei Frequenzbändern ausstrahlen, jedoch erfordern sie teuere oder komplizierte Strukturen, um die Ausbreitungsmoden der entsprechenden Wellenleiterpfade in einen gemeinsamen Pfad umzuwandeln, der in einem Signalausbreitungsmodus arbeitet. Beispielsweise umfaßt eine solche Struktur eine Abstimmdrossel, welche als Teil einer Zweibandverbindung verwendet wird, in der Signale von zwei Frequenzbändern in dem äußeren und inneren Leiter eines Koaxialwellenleiters geleitet werden. Ein weiterer Typ verwendet eine kegelförmig gestaltete Konusantenne mit einem kreisförmigen Wellenleiter, der an der Basis verbunden ist und durch die ein Signal eines Frequenzbands geleitet wird. Die Antenne besitzt vier Öffnungen in ihrer Seitenwand, durch die ein Signal eines Frequenzbandes geleitet wird, das durch zwei orthogonale Polarisationen repräsentiert wird. Die orthogonalen Polarisationen, die durch die Seitenwand geleitet werden, werden von getrennten Hybrid T-Profilen gespeist mit elektrisch balancierten Wellenleiterverbindungsstrukturen. Diese Strukturen sind nicht nur teuer, sondern darüber hinaus, sind die zwei darin befindlichen Frequenzbänder relativ eng, und daher hinsichtlich ihrer Signalübertragungskapazitäten begrenzt. Versuche, die Kapazität zu erweitern, resultierten in nicht tolerierbare Signalverzerrung.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Mikrowellenkoppelanordnung anzugeben, welche eine akzeptable Signalverzerrung besitzt und billig herzustellen ist.
  • Diese Aufgabe wird von einer Koppelanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
  • In Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Kopplungsanordnung oder eine Mikrowelleneinrichtung bereitgestellt, die in der Lage ist, eine Mikrowellenkommunikation in einem unteren Band sowohl als auch in einem im wesentlichen verbreiterten oberen Band bereitzustellen. Diese Anordnung umfaßt einen koaxialen Wellenleiter, der einen inneren und äußeren Leiter aufweist, die an ein Mikrowellenelement angeschlossen sind unter Verwendung einer Kombiniererverbindung, die ein schmales Ende und ein breites Ende besitzt. Das schmale Ende ist mit dem inneren Leiter verbunden und das breite Ende ist zwischen dem äußeren Leiter und dem Mikrowellenelement angeordnet. Ein Signal im unteren Frequenzband wird zwischen dem äußeren und inneren Leiter des koaxialen Wellenleiterabschnitts in dem TE&sub1;&sub1; koaxialen Modus übertragen und zwei Signale im oberen Band pflanzen sich in dem inneren Leiter im TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenleitermodus fort.
  • Vorzugsweise umfaßt die Kombiniererverbindung einen konisch geformten Abschnitt mit einer Vielzahl von Blenden durch seine Seitenwand, um eine Transformation des TE&sub1;&sub1;-Modus in dem koaxialen Wellenleiterabschnitt in den HE&sub1;&sub1;-Wellenleitermodus für jedes der drei Signale durchzuführen. Ein dielektrischer Stab, der sich vom Inneren des inneren Leiters zur Hornantenne erstreckt, wird vorzugsweise dazu verwendet, das zweite Signal zwischen dem Mikrowellenelement und dem inneren Leiter des koaxialen Wellenleiters zu übertragen.
  • Die vorliegende Erfindung wird noch deutlich von der folgenden detaillierten Beschreibung und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen, in denen:
  • Fig. 1a eine perspektivische Ansicht eines Speisesystems für eine Mikrowellenantenne gemäß der vorliegenden Erfindung illustriert;
  • Fig. 1b eine Querschnittsansicht des in Fig. 1a gezeigten Speisesystems illustriert;
  • Fig. 2a eine vergrößerte Querschnittsansicht eines koaxialen Wellenleiterabschnitts 12 illustriert, die ein Teil des Speisesystems der Fig. 1a und 1b ist;
  • Fig. 2b eine Querschnittsansicht des koaxialen Wellenleiterabschnitts 12 entlang der Linie 2b-2b in Fig. 2a illustriert;
  • Fig. 3a eine vergrößerte Querschnittsansicht eines Zweiband-Verbindungsteils 14 illustriert, das ein Teil des Speisesystems der Fig. 1a und 1b ist;
  • Fig. 3b eine vergrößerte Querschnittsansicht eines Stabträgers 40 und eines dielektrischen Stabs 16 illustriert, die in dem Zweiband-Verbindungsteil 14 des Speisesystems verwendet werden;
  • Fig. 4a eine perspektivische Ansicht eines Verbindungskanals 38 illustriert, der in dem Speisesystem der Fig. 1a und 1b verwendet wird;
  • Fig. 4b eine Querschnittsansicht des Verbindungskanals 38 illustriert; und
  • Fig. 4c eine Abschlußansicht des Verbindungskanals 38 entlang der Linie 4b-4b in Fig. 4b illustriert.
  • Die vorliegende Erfindung kann vorteilhafterweise für eine große Vielzahl von Signalkoppelanwendungen für Mikrowellenkommunikation verwendet werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch insbesondere als hilfreich befunden worden, als ein Speisesystem für eine Bodenstationsantenne in einem Kommunikationssystem für Mikrowellen zwischen Bodenstation und Satellit. In diesem Zusammenhang wird die vorliegende Erfindung nun beschrieben werden.
  • Fig. 1a und 1b illustrieren ein solches Speisesystem 10 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Das Speisesystem 10 umfaßt bestimmte konstruktive Ähnlichkeiten mit einem bekannten Speisesystem, nämlich dem Teil mit der Nummer 208958, welches von der Andrew Corporation, Orland Park, Illinois erhältlich ist. Jedes Speisesystem kann unter Verwendung derselben Mornantenne inplementiert werden und jedes System umfaßt einen koaxialen Wellenleiter und einen dielektrischen Stab, die sich ähnlich sind. Bestimmte konstruktive Unterschiede zwischen den beiden Speisesystemen führen jedoch zu einer sehr verschiedenen Betriebsweise. Zum Beispiel ist im Gegensatz zum Speisesystem 10, das oben erwähnte bekannte Speisesystem auf den Simultanempfang von Signalen in zwei relativ nahen Frequenzbändern, zwischen 3,7 und 4,2 GHz (in dem C-Band) und zwischen dem 11,7 und 12,2 GHz (in dem Ku-Band) beschränkt. Überraschenderweise stellt das in den Fig. 1a und 1b gezeigte Speisesystem 10 eine wesentliche Verbesserung hinsichtlich des Betriebs gegenüber dem bekannten System bereit durch die Verbreiterung des Ku-Bandes, beispielsweise auf zwischen 10,95 und 14,5 GHz.
  • Diese Verbreiterung bedeutet eine wesentliche Erhöhung der Kommunikationskapazität. Das Speisesystem 10, welches in den Fig. 1a und 1b gezeigt ist (und in einem Satelliten- Kommunikationssystem verwendet wird) ist in der Lage, Signale in dem C-Band, wie vorangehend definiert und in dem Ku-Band zwischen 10,95 und 12,75 GHz zu empfangen und darüber hinaus Signale in dem Ku-Band zwischen 14,0 und 14,5 GHz auszusenden. Diese Signalübertragungskapazität ist für sich selbst kennzeichnend. Obwohl Mikrowellenfrequenzbandbreiten in der Satellitenkommunikation typischerweise 0,5 GHz betragen, ist die Fähigkeit Signale zwischen 10,95 und 12,75 GHz zu empfangen vorteilhaft, da sie den Empfang in einer der vier kommerziell verwendeten Bandbreiten sicherstellt, die jeweils in diesem Bereich definiert sind.
  • Diese Verbesserung und der Gesamtbetrieb des Speisesystems 10 wird durch Verwendung einer relativ billigen und einfachen Konstruktion erreicht, die einen C-Band koaxialen Wellenleiter 12, ein Zweiband-Verbindungsteil 14, einen dielektrischen Stab 16 und eine Hornantenne 18 umfaßt. Der koaxiale Wellenleiter wird dazu verwendet, Signale zu und von den Ausstrahlelementen der Antenne zu übertragen, nämlich den dielektrischen Stab 16 und die Hornantenne 18. Das Zweiband-Verbindungsteil 14 stellt den notwendigen Übergang zwischen den in dem koaxialen Wellenleiter 12 übertragenen Signalen und ihrem Empfang oder dem Aussenden an die Hornantenne 18 und den dielektrischen Stab bereit.
  • Noch genauer, der koaxiale Wellenleiter 12, der in einer vergrößerten Darstellung in Fig. 2a und 2b dargestellt ist, ist so aufgebaut, daß er Sende- und Empfangssignale in dem Ku-Band in dem inneren Leiter 20 überträgt und ein Empfangssignal in dem C-Band zwischen dem inneren Leiter 20 und dem äußeren Leiter 22 des koaxialen Wellenleiters 12 überträgt. Der innere Leiter 20 des koaxialen Wellenleiters 12 wird von dem äußeren Leiter 22 an vier Stellen gehalten. Am Ende 33 wird der innere Leiter 22 von einem Metallkoppler 24 gehalten. Die Mitte des inneren Leiters 20 wird von metallischen Halteschrauben auf gegenüberliegenden Seiten des äußeren Leiters 22 in der Nähe der Kanäle 32 und 34 gehalten und das Ende des inneren Leiters 20, welches sich näher an der Hornantenne 18 befindet, ist von einem Verbindungskanal 38 in dem Zweiband-Verbindungsteil 14 bequem gehalten. Die Halterung in dem Zweiband-Verbindungsteil ist wichtig, da sie die Kosten und Arbeit überflüssig macht, welche sonst erforderlich wäre unter Verwendung unterschiedlicher dafür vorgesehener Halterungen.
  • Innerhalb des inneren Leiters 20 werden die Signale in dem TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenmodus übertragen und zwischen den Leitern 20 und 22 pflanzen sich die Signale in dem TE&sub1;&sub1; koaxialen Wellenmodus fort. Der unerwünschte aber dominante TEM-Modus in dem koaxialen Wellenleiter 12 ist auf unwesentliche Pegel beschränkt unter Verwendung von kleinen Anregungsblenden 28 und Abstimmschrauben 30, wobei die Letzteren vorzugsweise symmetrisch um den äußeren Leiter 22 herum angeordnet sind. Die Abstimmschrauben 30 können beliebig vor oder hinter dem Zweiband-Verbindungsteil 14 angeordnet werden für die C-Band Reflektionsverluste. Im inneren des koaxialen Wellenleiters 12 werden diese symmetrischen Abstimmelemente 28 und 30 sowohl auf dem inneren als auch auf dem äußeren Leiter 20 bzw. 22 angeordnet. Der nächste unerwünschte Modus höherer Ordnung ist der TE&sub2;&sub1; koaxiale Modus mit einer cut-off Frequenz bei 5,05 GHz.
  • Die Ku- und C-Bandsignale werden an den Wellenleiter unter Verwendung von herkömmlicher Mikrowelleneinrichtungen angelegt. Die Signale in dem Ku-Band können zu oder von dem koaxialen Wellenleiter 12 gekoppelt werden unter Verwendung herkömmlicher Ku-Band Vier-Kanalwellenleiter-Kombinierer, beispielsweise Andrew Modell Nr. 208277, das an einem Ende 33 des Speisesystems 10 angebracht ist. Die Signale in dem C-Band können von dem Speisesystem 10 an einen Vorderkanal 32 (Fig. 2b) oder an einen Hinterkanal 34 (Fig. 2a) gekoppelt werden, die beide den äußeren Leiter 22 des koaxialen Wellenleiters 12 durchtreten. Der Vorderkanal 32 wird dazu verwendet, Signale zu koppeln, welche eine von zwei orthogonalen Polarisationen des koaxialen Wellenleiters 12 besitzen und der Hinterkanal 34 wird dazu verwendet, die Signale zu koppeln, die die andere der zwei orthogonalen Polarisationen des koaxialen Wellenleiters 12 besitzen. Diese Koppelanordnung für C-Band-Empfangssignale ist im wesentlichen die gleiche, wie die bekannte Anordnung, die durch das Teil Nr. 208958 der Andrew Corp. definiert ist.
  • Die innere Fläche des äußeren Leiters 22 ist kontinuierlich von dem Ende 33 bis zu einer Abstufung an einem Punkt 36 in der Nähe des Zweiband-Verbindungsteils 14, um eine geeignete Impedanzanpassung für die C-Bandsignale bereitzustellen.
  • Das Zweiband-Verbindungsteil 14, welches in einer Explosivdarstellung in Fig. 3a illustriert ist, ist ein wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung. Die wesentlichen Merkmale in diesem Teil des Speisesystems 10 umfassen den Verbindungskanal 38, einen Stabträger 40 und einen dielektrischen Stab 16. Vorzugsweise ist der Verbindungskanal 38 und der Stabträger 40 metallisch, beispielsweise aus Aluminium und der dielektrische Stab 18 ist vorzugsweise aus Quarz hergestellt. Diese Elemente sind dazu bestimmt, die Signale zwischen dem koaxialen Wellenleiter 12 und der Hornantenne 18 zu koppeln. Der dielektrische Stab 16 erstreckt sich von der Hornantenne 18 durch den Verbindungskanal 38 und teilweise in den inneren Leiter 20 des koaxialen Wellenleiters 12. An dem inneren Leiter 20 des koaxialen Wellenleiters 12 werden die Sende- und Empfangssignale in dem Ku-Band zu und von dem dielektrischen Stab 16 losgeschickt.
  • Der Stabträger 40, der sich im inneren Leiter 20 befindet, besitzt sowohl mechanische als auch elektrische Funktionen. Mechanisch gesehen, wird der Stabträger 40 dazu verwendet, den dielektrischen Stab 16 in der Mitte des inneren Leiters 20 zu sichern. Dies wird durch Dimensionieren des Stabträgers 40 erreicht, so daß ein Teil der inneren Pläche des Stabträgers die äußere Fläche des dielektrischen Stabs 16 kontaktiert. Metallschrauben 41 umfassen einen dielektrischen Ball, vorzugsweise aus Teflon, um den dielektrischen Stab 16 zu kontaktieren, so daß er gleitend den Stab 16 in dem Stabträger 40 sichert, während er eine geeignete Unterscheidung für die orthogonalen Polarisationen bereitstellt. Metallschrauben 42 können in der Seitenwand des Verbindungskanals 38 verwendet werden, um den Verbindungskanal 38 mit dem inneren Leiter 20 zu befestigen. Abnehmbare Metallstecker 44, die in dem äußeren Leiter 22 angeordnet sind, werden für den Zugang zu den dielektrischen Schrauben 42 in dem Stabträger 40 verwendet.
  • Hinsichtlich seiner elektrischen Funktion umfaßt der Stabträger 40 eine sich verjüngende innere Fläche an beiden Enden, so daß die Ku-Bandsignale eine vernachlässigbare Reflektion erfahren, wenn sie sich zwischen dem Stab 16 und dem inneren Leiter 20 fortpflanzen. Zum Beispiel kann der Stabträger 40 mit einem Winkel von 80 an beiden Enden gegenüber der Mittelachse verlaufen. Der dieleketrische Stab 16 ist ebenfalls verjüngt, wie in den Fig. 3a und 3b illustriert, um sicherzustellen, daß die Ku-Bandsignale, die sich von dem inneren Leiter 20 des koaxialen Wellenleiters 12 fortbewegen, sich im dominanten TE&sub1;&sub1;-Modus befinden, beginnend am Kontaktpunkt zwischen dem Stab 16 und dem Stabträger 14. Dieser Kontaktbereich umfaßt einen dielektrischen (Quarz) unter Last stehenden Wellenleiter, der sich im dominanten Modus zwischen 10,95 und 11,79 GHz befindet, wo der TM&sub0;&sub1;-Modus beginnt sich auszubreiten. Jedoch wird die Symmetrie durchgehend beibehalten und der TM&sub0;&sub1;- Moduspegel ist vernachlässigbar. Diese Symmetrie verhindert auch den Modus nächst höherer Ordnung, den TE&sub2;&sub1;-Modus, mit einer cut-off-Frequenz von 14,97 GHz davor, sich auszubreiten. Es soll hervorgehoben werden, daß die höchste Betriebsfrequenz durch die Erzeugung des unerwünschten TM&sub1;&sub1;-Modus begrenzt wird, der eine cut-off-Frequenz von 18,78 GHz besitzt.
  • Der Verbindungskanal 38, der am besten in den Fig. 3a und 4a-4c illustriert ist, umfaßt einen Ringabschnitt 45 und einen konisch geformten Kanal 46. Der Ringabschnitt 45 umfaßt eine glatte innere Fläche mit einem konstanten Durchmesser, welcher über das Ende des inneren Leiters des koaxialen Wellenleiters 12 paßt. Die äußere Fläche des Ringabschnitts umfaßt drei Blenden 48, 50 und 52. Diese Blenden werden verwendet für die Impedanzanpassung, wenn die C-Band-Signale sich zwischen dem koaxialen Wellenleiter 12 und der Hornantenne 18 ausbreiten.
  • Um zu ermöglichen, daß die C-Band-Signale von der Hornantenne 18 zum koaxialen Wellenleiter 12 ohne wesentliche Verzerrung oder Reflektion übertragen werden, besitzt der konisch geformte Kanal 46 vier Blenden 54, 56, 58 und 60 an seiner Seitenfläche an Intervallen von 90º in einer symmetrischen und gleichförmigen Beziehung entlang der Seitenwand. Es wurde festgestellt, daß die Blenden 54-60 die Gestalt von langgestreckten Schlitzen aufweisen sollten, deren entsprechende Längen in die gleiche Richtung verlaufen, wie die Ausbreitungsrichtung der C-Band-Signale. Obgleich es nicht notwendig ist, sind die Blenden 54-60 vorzugsweise entlang der Kanäle 32 und 34 in dem äußeren Leiter 22 ausgerichtet, so daß jedes Paar von sich gegenüberstehenden Blenden eine der zwei orthogonalen Polarisationen des C-Bandsignals an den koaxialen Wellenleiter 12 überträgt. Dies erlaubt die Übertragung der C- Band-Signale mit minimaler Signalreflektion.
  • Das breite Ende 62 des konisch geformten Kanals 46 umfaßt einen Rand 78, der davon hervorsteht, und zwischen den Flanschen 64 und 66 befestigt ist, die sich von der Hornantenne 18 und dem äußeren Leiter 22 des koaxialen Wellenleiters 12 entsprechend erstrecken. Die Flansche 64 und 66 werden auch dazu verwendet, Bolzen 68 festzuhalten, um die Hornantenne 18 mit dem koaxialen Wellenleiter 12 zu verriegeln.
  • Der konisch geformte Kanal 46 führt auch zu dem überraschenden Resultat der Erweiterung des Ku-Bandes, um den Empfangs- und Sendesignalen eine Ausbreitung durch das Speisesystem 10 zu ermöglichen. Dies wird erreicht durch die Anordnung des konisch geformten Kanals 46 in direkter Anlage des Ringabschnitts 45 an seinem schmalen Ende 70 und durch die direkte Anlage des Ringabschnitts 45 und des äußeren Leiters 22 an seinem breiten Ende 62. Diese Anordnung stellt sicher, daß der konisch geformte Kanal 46 die Ausbreitungsenergie zwischen der Hornantenne 18 und dem inneren Leiter 20 des koaxialen Wellenleiters 12 geeignet führt während die Ku-Band-Energie gegenüber dem C-Band-Koaxialwellenleiter 12 abgeschirmt wird, wodurch die Erzeugung von Moden höherer Ordnung und die Kreuzpolarisationspegel in dem Ku-Band unterdrückt wird. Versuche mit anderen Anordnungen resultierten in einem wesentlichen Verlust der Ku-Band-Energie in dem koaxialen Wellenleiter 12 und zur Rückstrahlung in das Speisesystem, wodurch Overmoding und daher Signalverzerrung verursacht wird.
  • Der Durchmesser des dielektrischen Stabs wird durch das Zweiband-Verbindungsteil 14 konstant gehalten, um die Abstrahlung im Ku-Band zu minimieren. Die metallische Wand des konisch geformten Kanals 46 erstreckt sich von dem Stab 16 in einer graduellen Weise mit einer linearen Verjüngung mit einem halben Winkel von ungefähr 16º. Die 16º-Verjüngung wurde gewählt, um die vier symmetrischen Koppelblenden 54-60, die mit C-Band-Wellenlängen arbeiten, in einer kompakten Anordnung unterzubringen. Die Blenden 54-60 in dem konisch geformten Kanal 64 stören nicht die Ku-Band-Transformation des TE&sub1;&sub1; zirkularen Modus zum dielektrischen zirkularen Wellenleiter, der im UE&sub1;&sub1;-Modus arbeitet. Die dielektrische Konstante von Quarz beträgt ungefähr 3,67. Dieser Aufbau gewährleistet die gewünschte Transformation mit einer minimalen Reflektion.
  • Wenn die Ku-Band-Übertragungssignale einmal von dem inneren Leiter 20 des koaxialen Wellenleiters 12 zum dielektrischen Stab 16 losgeschickt worden sind, werden sie vollständig in dem Stab übertragen bis der Stab sich in der Hornantenne 18 beginnt zu verjüngen. Wenn diese Signale die Verjüngung des Stabs erreichen, beginnen sie sich hin zum Stabäußeren zu bewegen. Zum Beispiel befindet sich unterhalb der Montageflansche 72 am äußeren der Hornantenne 18 (Fig. 1a und 1b) nahezu 100 % der sich ausbreitenden Energie im Inneren des Stabes 16. An den Schaumstoff-Stabträgern 74 und 76 befinden sich 85 % bzw. 20 % der sich ausbreitenden Energie im Inneren des Stabes 16. Zu dem Zeitpunkt, an dem die Energie sich am Ende des Stabes befindet, ist sie nahezu vollständig außerhalb des Stabes. Die Ku-Band- Übertragungssignale breiten sich von dem verjüngten Ende des Stabes 16 nahe der Öffnung der Hornantenne aus.
  • Die Empfangssignale in dem Ku-Band, die in das Speisesystem 10 geleitet werden, werden in dem dielektrischen Stab 16 gesammelt, in einer entgegengesetzten Weise zu der die Ku-Band- Übertragungssignale losgeschickt werden.
  • Ein erwünschtes Merkmal dieser Ausgestaltung ist, daß die Position der Ku-Band-Phasenmitte unabhängig von der Phasenmitte des C-Bandes einstellbar ist durch Verschieben der Stabspitze nach außen oder nach innen bezüglich der C-Band-Hornöffnung. Keine Veränderungen in dem C-Band dominierenden Muster treten auf, wenn die Position der Stabspitze verändert wird.
  • Wenn die Position des strahlenden dielektrischen Stabes zum Inneren des Horns bewegt wird, kann eine geringe Verschlechterung des Ku-Bandes festgestellt werden aufgrund der Beugung der einfallenden Energie, welche sich außerhalb des Umfangs der Hornöffnung befindet. Ein zu weites Herausziehen der Stabspitze könnte eine Vielzahl von Moden über der Öffnung erzeugen. Die Reinheit des Ku-Band-Modus kann verbessert werden durch Anordnen eines Mikrowellenabsorptionsrings, um den Innenumfang der Hornöffnung.
  • Für beste Gesamtergebnisse im C-Band kann eine geriffelte Hornantenne verwendet werden, d.h. eine speziell für die 7,3m ESA ausgestaltete Antenne. Andere Hörner, beispielsweise ein glattwandiges konisches Horn und ein Zweimodushorn führen zu nicht optimalen symmetrischen Mustern, Vorbeistrahlung und Kreuzpolarisation. Jede dieser verschiedenen Hörner sollte seine metallischen Wände möglichst weit von dem dielektrischen Stab besitzen, so daß keine Auswirkung auf die Leistungsfähigkeit des Ku-Band-Signals erfolgt.
    • Beispielhafte Abmessungen
  • Ein bevorzugtes Speisesystem, welches als Teil des vorangehend beschriebenen Systems vorgesehen ist, zum Empfang von C-Band- Signalen zwischen 3,7 und 4,2 GHz und zum Empfang und zum Senden von Ku-Band-Signalen zwischen 10,95 und 14,5 GHz wird hinsichtlich seiner konstruktiven Merkmale im weiteren beschrieben.
  • In dem Verbindungskanal 38 ist der Ringabschnitt 45 3,81 cm (1,50 Inch) lang und die Länge des konisch geformten Bereichs 46 beträgt 6,12 cm (2,41 Inch), beide Abschnitte entlang der Mittelachse des Verbindungskanals. Der Innendurchmesser des Ringabschnitts 45 der den inneren Leiter 20 umgibt, beträgt 2,22 cm (0,873 Inch) und der Innendurchmesser, an dem der konisch geformte Kanal 38 beginnt, beträgt 2,03 cm (0,800 Inch) . Die drei Ränge 48, 50 und 52 besitzen die folgenden Außendurchmesser: 3,75 cm, 3,66 cm bzw. 2,86 cm (1,476, 1,440 bzw. 1,125 Inch). Der konisch geformte Kanal 46 erweitert sich mit einem 160 Halbwinkel, die Blenden 54-60 in seinen Seitenwänden sind 3,32 cm (1,310 Inch) lang entlang der Mittelachse des Verbindungskanals, 0,635 cm (0,250 Inch) breit und besitzen runde Ecken. Die Blenden 54-60 beginnen bei 0,83 cm (0,327 Inch) gemessen entlang der Mittelachse des Verbindungskanals, von der Kante des Ringabschnitts 45. Der Rand 78 beginnt 0,167 cm (0,066 Inch) vom Ende der Blenden 54- 60 ebenso gemessen entlang der Mittelachse des Verbindungskanals.
  • Der dielektrische Stab 16 aus Quartz besitzt eine Länge von 92,7 cm (36,5 Inch), sein Durchmesser innerhalb des Stabträgers 40 beträgt 1,02 cm (0,4 Inch), sein Durchmesser an seinem Ende im inneren Leiter 20 verjüngt sich stark von 7,62 cm (3,0 Inch) zu einem Enddurchmesser von 0,0762 cm (0,03 Inch) und sein Durchmesser in der Hornantenne 18 verjüngt sich graduell von 41,28 cm (16,25 Inch) zu einem Enddurchmesser von 0,411 cm (0,162 Inch)
  • Die Hornantenne 18 (und ihre zugehörigen Befestigungsteile), die so ausgeführt sein können, wie in dem vorangehend beschriebenen bekannten Gerät, welches von Andrew Corp. erhältlich ist, erweitert sich mit einem 80 Halbwinkel bezüglich seiner Mittelachse.
  • Die vorliegende Erfindung wurde beschrieben und zeigt unter Bezugnahme auf ein Ausführungsbeispiel und eine Anwendung, es sollte jedoch für den Fachmann klar sein, daß Modifikationen und Änderungen vorgenommen werden können. Beispielsweise muß das System nicht unbedingt den dielektrischen Stab und den Stabträger umfassen, in dem Fall würde die Hornantenne Signale in dem TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenleitermodus übertragen und die Hornantenne kann durch einen herkömmlichen zirkularen Wellenleiter ersetzt werden. Darüber hinaus können die Winkel, welche die Öffnung der Hornantenne und des konisch geformten Kanals definieren, geändert werden ohne eine wesentliche Verschlechterung im Betrieb des Systems.

Claims (9)

1. Mikrowellenkoppelanordnung mit einem koaxialen Wellenleiterabschnitt (12), der einen äußeren Leiter (22) und einen inneren Leiter (20) aufweist, die angeordnet sind, um zwischen ihnen ein erstes Mikrowellensignal zu übertragen, und der innere Leiter angeordnet ist, um darin ein zweites Mikrowellensignal zu übertragen, wobei die Anordnung umfaßt:
eine Verbindungseinrichtung (14, 38), die zwischen einer Antenne (18) und dem koaxialen Wellenleiter (12) angeordnet ist, und einen langgestreckten Kanalabschnitt (46) aufweist, der ein schmales Ende (70) besitzt, das mit dem inneren Leiter (20) verbunden ist, ein breites Ende (62), das mit dem äußeren Leiter (22) und mit der Antenne (18) verbunden ist und eine Seitenwand, welche zwischen dem inneren Leiter (20) und der Antenne (18) gekoppelt ist mit einer Vielzahl von durchtretenden Blenden (54, 56, 58, 60), wobei die Blenden (54, 56, 58, 60) einen Pfad für das erste Mikrowellensignal zwischen der Antenne (18) und dem koaxialen Wellenleiterabschnitt bilden und das schmale Ende (70) einen Pfad für das zweite Mikrowellensignal bildet.
2. Mikrowellenkoppelanordnung nach Anspruch 1, worin die Antenne eine Hornantenne (18) umfaßt, die mit dem Kanalabschnitt (46) gekoppelt ist, um so die ersten und zweiten Mikrowellensignale zu übertragen und worin die Antenne weiterhin einen dieleketrischen Stab (16) umfaßt, der zumindest teilweise von der Hornantenne (18) umgeben ist.
3. Mikrowellenkoppelanordnung nach Anspruch 2, worin die Verbindungseinrichtung (14, 38) eine Einrichtung (40) umfaßt, zum Halten des dielektrischen Stabes (16), die so aufgebaut ist, daß die Signale zwischen dem dielektrischen Stab (16) und dem Inneren des inneren Leiters (20) des koaxialen Wellenleiterabschnitts (12) koppelt.
4. Mikrowellenkoppelanordnung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 3, worin die Verbindungseinrichtung (14, 38) einen Ringabschnitt (45) umfaßt, der mit dem schmalen Ende (70) des Kanalabschnitts (46) gekoppelt ist.
5. Mikrowellenkoppelanordnung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, worin der Kanalabschnitt (46) konisch geformt ist.
6. Mikrowellenkoppelanordnung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 5, worin in dem koaxialen Wellenleiterabschnitt das erste Signal sich im TE&sub1;&sub1; koaxialen Modus in einem ersten Frequenzband ausbreitet und das zweite Signal sich im TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenleitermodus in einem zweiten Frequenzband ausbreitet;
in der Antenne (18) sich die ersten und zweiten Signale sich im HE&sub1;&sub1;-Wellenleitermodus ausbreiten;
der langgestreckte Kanalabschnitt (46) so angeordnet ist, daß er eine im wesentlichen kontinuierliche Transformation zwischen dem TE&sub1;&sub1; zirkularen und HE&sub1;&sub1;-Wellenleitermodus für das zweite Signal bereitstellt; und
die Vielzahl der Blenden so angeordnet sind, daß sie das erste Signal zwischen dem in TE&sub1;&sub1; koaxialen Modus und dem HE&sub1;&sub1;- Wellenleitermodus transformieren.
7. Mikrowellenkoppelanordnung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 5, worin
die in dem koaxialen Wellenleiterabschnitt (12) das erste Signal sich im TE&sub1;&sub1; koaxialen Modus in einem ersten Frequenzband ausbreitet und das zweite Signal sich im TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenleitermodus in einem zweiten Frequenzband ausbreitet;
in der Antenne (18) die ersten und zweiten Signale sich im TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenleitermodus ausbreiten;
der langgestreckte Kanalabschnitt (46) konisch geformt ist und die Vielzahl von Blenden (54, 56, 58, 50) eine Transformation zwischen dem TE&sub1;&sub1; koaxialen Modus und dem TE&sub1;&sub1; zirkularen Wellenleitermodus für das erste Signal bereitstellen.
8. Mikrowellenkoppelanordnung nach wenigstens einem der Ansprüche 6 oder 7, worin die Verbindungseinrichtung (14, 38) einen dielektrischen Stab (16) umfaßt, der sich von wenigstens dem inneren Leiter (20) in die Antenne (18) erstreckt, für die Ausbreitung des zweiten Signals.
9. Mikrowellenkoppelanordnung nach wenigstens einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 8, worin die Blenden (54, 56, 58, 60) mit Intervallen von ungefähr 90º entlang der Seitenwand angeordnet sind.
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