DE1766998C3 - Impuls-Meßeinrichtung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Meßeinrichtung zur Bestimmung von dynamischen Kennwerten schnell arbeitender elektrischer Bauteile, wie integrierte Schaltungen, Transistoren usw., und zwar der kennzeichnenden, wichtigen Verzögerungs-, Anstiegs-, Einschalt-, Speicher- und Ausschaltzeiten, mit

denen diese Bauteile ansprechen. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Einrichtung zur Untersuchung der Kurvenform von Ausgangs-Spannungsimpulsen einschließlich der Messung der Anstiegszeit, Impulslänge, Impulshöhe und anderer Parameter, mit denen elektri- ä sehe Bauteile und Geräte auf ein Steuersignal ansprechen.

Die Abhängigkeit der Impulsform von der Zeit ist sehr unterschiedlich. Häufig sind die von elektronischen Teilen wie Transistoren, Dioden, Tunneldioden, Hoch- ι ο frequenzkabeln, Impulstransformatoren, Verzögerungsleitungen, Verstärkern und verwandten Hochgeschwindigkeits-Schaltgliedern gelieferten Hochfrequenz-Signale oder extrem schnellen Impulse so kurz, daß es sehr schwer ist, solche Zeitintervalle in der Größenordnung von Nanosekunden zu messen.

Bisher bestand die Messung schneller Schaltvorgänge darin, sie auf einem Oszillographenschirm darzustellen, ihre Umgrenzungslinie zu beobachten und am Bild des Impulses seine Anstiegszeit, Impulslänge und Abfallzeit mechanisch abzumessen. Dieses Meßverfahren ist sehr langwierig und auch ungenau.

Nach einer anderen Methode wurden zuerst die konstanten Anfangs- und Endwerte des impulses bestimmt und dann die tatsächlichen Spannungen in denjenigen Kurvenpunkten berechnet, zwischen denen das Zeitintervall gemessen werden solL Beispielsweise wird im allgemeinen die Impuls-Anstiegszeit zwischen den Kurvenpunkten mit 10% und 90% der Spannungsdifferenz zwischen dem konstanten Anfangs- und Endwert gemessen. Diese Spannungswerte mit 10% und 90% der genannten Spannungsdifferenz werden dann als feste Grenzwerte der Prüfspannung zwei Diskriminatorschaltungen zugeführt, von denen die erste die Erzeugung einer linear mit der Zeit ansteigenden Sägezahnspannung einschaltet und die zweite den Spannungsanstieg stoppt Der Betrag dieses Spannungsanstieges ist ein Maß für das ihm proportionale Zeitintervall.

Aus der US-Patentschrift 32 86 180 ist eine Impuls- -»ο Meßeinrichtung bekannt, die ebenfalls zwei Diskriminatoren verwendet, die Tunneldioden enthalten. Die Impulsantwort des Prüflings wird den beiden Diskriminatoren zugeführt, von denen der eine auf positive, der andere auf negative Spannungsänderungen anspricht. Die Spanpungswerte, bei denen die Diskriminatoren ansprechen, sind einstellbar.

Ein anderes aus der US-Patentschrift 3197 700 bekanntes Impuls-Meßverfähfen arbeitet mit Impuls-Abtastung, indem ein spitzer Abtastimpuls die peri- so odisch wiederholte zu messende Impulskurve fortlaufend punktweise abtastet Der Abtast'Zeitpunkt, d. h, die jeweilige Impulsphase, ändert sich mit der Steuerspannung aus einem steuerbaren Spannungserzeuger, ist also ein Maß für die Phasenlage des Abtastzeitpunktes. Zuerst werden die interessierenden Spannungspunkte auf der Impulskurve, z. B. 10% und 90% ihrer Amplitude, als Bezugsspannungen eingestellt und einem Vergieichs-Stromkreis zugeführt, der sie mit den vom Abtastimpuls abgetasteten Augenblicksspannüngen der Imptilskurve vergleicht. Wenn die vom wandernden Abtastimpuls abgetastete Augenblicksspannung des Impulses gleich einer der beiden Bezugsspannungen wird, stoppt ein Vergleichersignal den Spannungserzeuger, dessen den Abtastzeitpunkt ^s steuernde Spannung konstant und ein Maß für den Zeitpunkt ist, an welchem die abgetastete Impulsspannung gleich einer gegebenen Bezugsspannung ist. Auf diese Weise werden die beiden Zeitpunkte, d.h. Phasenlagen, ermittelt, in denen die Augenblicksspannung des zu messenden Impulses, z. B. 10% bzw. 90% ihres konstanten Endwertes erreicht Ihre Zeitdifferenz entspricht dann der gesuchten Anstiegszeit des Impulses.

Die beiden letztgenannten Meßverfahren sind empfindlich gegen nichtperiodische, insbesondere Störspannungen und liefern dann falsche Ergebnisse.

Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Impuls-Meßeinrichtung unter betriebsmäßigen Bedingungen zu schaffen, bei der der genannte Nachteil der bekannten Einrichtungen, nämlich ihre Empfindlichkeit gegen Störspannungen, weitgehend vermieden ist

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß eine Kompensations-Regelschaltung vorgesehen ist aus
einer Abtast-Prüfschakung mit einer Tunneldiode, die in Abhängigkeit von jedem von ihr periodisch zugeführten Rückstellirnpulsen eine niedrige Diodenspannung und vom Höchstwert der aus dem Abr^stimpuls und der Impulsantwort sowie einer Gleichvorsp-nnung gebildeten Summenspannung bei dessen Oberschreiten eines Grenzwertes der Tunneldiode eine hohe Diodenspannung liefert und

aus eitvT Regelspannungsschaltung, die abhängig von der Höhe der Diodenspannung eine in der einen oder anderen Richtung sich stetig ändernde zu- bzw. abnehmende Gleichspannung liefert, die als eine um einen Gleichgewichtswert pendelnde Regelspannung über einen Umschalter entweder

a) als Steuerspannung für eine Verzögerungsschaltung die Phase des Abtastimpulses regelt, bis die abgetastete Impulsantwort der von einer durch die eingestellte Bezugsspannung gesteuerten Vorspannungsschaltung gelieferten Vorspannung entspricht oder

b) über die Vorspannungsschaltung die Vorspannung regelt bis sie der Impulsantwort in dem durch die eingestellte Bezugsspannung über die Verzögerungsschaltung bestimmten Abtastzeitpunkt entspricht

und der Gleichgewichtswert der Regelspannung der Regelspannungsschaltung als Maß für entweder den Abtastzeitpunkt, bezogen auf den Taktimpuls bzw. Speiseimpuls des Meßobjektes oder für die Impulsantwort im Abtastzeitpunkt dient.

Die vorliegende Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen und den Zeichnungen näher erklärt. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieles der Erfindung,

Fig.2 das Schaltbild eines Meßobjektes in Form cine j Transistors,

F i g. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Doppel-Meßeinrichttnrg,

Fig.4 ein vereinfachtes Blockschaltbild für die Spannungsmessung bei gegebenen Zeitabszissen der Meßobjektspannung,

Fig.5 ein vereinfachtes Blockschaltbild für die Zeitmessung bei gegebenen Spannungsordinaten,

Fig. 6 Zeitdiagramme des Spciseimpubes und des Ausgangs-(Meß-) Impulses eines Meßobjektes,

Fig. 7 bis 10 Schaltbilder einzelner Schaltungen aus dem in Fig. I schanktisch gezeigten Ausführungsbeispiel,

F i g. 11 ein Arbeitsdiagramm der Erfindung bezüglich der Strom-Spannungscharakteristik einer Tunneldiode.

F- i g. 12 eine schematische Darstellung eines zusammengesetzten Signals, das sich aus der Anwendung der Erfindung auf einen Doppelimpuls ergibt,

Fig. 13 ein Blockschaltbild für Änderungen der in den F i g. 4 und 5 gezeigten Schaltungen und

Fig. 14 einzelne Änderungen des in Fi g. 7 gezeigten Schaltungsteiles zur Anpassung an die in Fig. IJ dargestellten Änderungen.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Erfindung _|(|

Das in Fig. 1 gezeigte Meßobjekt 1 wird der F'infachheit halber als ein in Fig. 2 dargestellter Transistor 2 angenommen, der bei entsprechender Vorspannung die üblichen Anschlüsse, Basis 3, Emitter 4 und Kollektor 5, aufweist. Dieser Transistor 2 dient ι > jedoch nur als Beispiel und es kann auch die Ansprechcharakteristik in erfindungsgemäQem Verfahren von ander?" Cipr'Aipn wir Röhren. Dioden. Tunneldioden. Impulsübersetzern und verschiedener anderer elektronischer Schaltungen, wie Verzögerungs· .'n leitungen. Verstärkern usw. gemessen werden.

Im Betrieb erzeugt ein Taktgeber 6 eine Reihe von Impulsen 9. die gleichzeitig auf eine elektronische Verzögerungsschaltung 16 (Fig. 3. 4 und 5) und auf einen Speisespannungs-Generator 7 gegeben werden. ->'< der eine Reihe von Ausgangsimpulsen 8 zur Beeinflussung des Meßobjektes, z. B. des dargestellten Transistors 2, abgibt. Diese Ausgangsimpulse 8 stehen in zeitlicher Beziehung zu den Taktimpulsen, die entsprechende Bezugsimpulse für das Ansprechen des Meßob- w jektes darstellen. Wenn die Speiseimpulse 8 an das Meßobjekt 2 angelegt werden, fließt durch dieses ein Strom und gleichzeitig wird ein Ausgangsimpuls 10 am Kollektor 5 erzeugt, dessen Anschluß 11 in Fig. 2 dargestellt ist. Die Zeit für den Übergang des ^ Ausgangsimpulses 10 vom Anfangswert zum Endwert ist endlich, ebenso wie die Zeit zwischen dem Anlegen der Speiseimpulse 8 an das Meßobjekt und dessen Antwort am Ausgang in Form der Impulse 10. Der dargestellte negative Verlauf der Speiseimpulse 8 und ■»< > der positive Verlauf der Impulse 10 dient nur als Beispiel und kann natürlich genausogut umgekehrt erfolgen.

Da die Ansprechcharakteristik eines Bauteiles für verschiedene Anwendungen sichergestellt werden muß. legt man üblicherweise willkürliche Grenzen fest bei ⁴"' den Amplitudenwerten 10% und 90% (A bzw. ß in F i g. 6) auf einer Impulskurve, z. B. einem Spannungsanstieg, zwischen einem konstanten Anfangswert und einem konstanten Endwert. Somit ist die Anstiegszeit T_r oder die Abfallzei« 7} die Zeit, die ein Signal zum w Wechseln auf 10% und 90% seines konstanten Endwertes benötigt. Bei dem in F i g. 6 beispielshalber gezeigten Diagramm eines Speiseimpulses 8 und eines Meßimpulses 10 ist die Einschaltverzögerung oder Verzögerungszeit Ta dargestellt durch das Zeitintervall 5ϊ zwischen der Vorderflanke des Speiseimpulses 8, der auf die Transistorbasis 3 gegeben wird, und die dann folgende Anstiegszeit auf 10% entlang des Spannungsanstieges des Ausgangsimpulses 10 des Kollektors 5 an seinem Anschluß 11 (Fig. 2). &o

Die Einschaltzeit Te ist dargestellt durch die Ansprechdifferenz zwischen der Erscheinungszeit der Vorderflanke des an die Basis 3 des Transistors 2 gelegten Speiseimpulses 8 und dem 90%-Punkt des Ausgangsimpulses 10 am Kollektor 5. Somit ist die ·>* Ansprechzeit T_r die Differenz zwischen der Einschaltzeit TfUnd der Verzögerungszeit Γ,/des Bauteiles.

Die Speicherzeit Γ, ist ebenfalls dargesteift durch eine

Periode zwischen der Rückflanke des auf die Transistorbasis 3 gegebenen .Speiseimpulses 8 und der Rückkehr zu einem 90%-Punkt des Ausgangsimpulses 10 am Kollektor 5. Schließlich ist die Abschaltzeit Γ.< dargestellt durch die Ansprechdifferenz zwischen Abschalten des Speiseimpulses 8 und Rückkehr des Transistors 2 auf 10% des Ausgangsimpulses 10 am Kollektor 5. Somit ist die Abfallzeit T, die Differenz zwischen Abschalt-und Speicherzeit T\ bzw. 7",.

Wenn die Speiseimpulse 8 an die Basis des Transistors 2 gelegt werden, erreichen die Ausgangsimpulsc des Transistors den 10%-Punkt zur Zeit 7",* kurz nach Anlegen der Vorderflanke der Speiseimpulse. Die Zeit, innerhalb welcher der zu prüfende Transistor den 90%-Punkt erreicht, ist mit T, bezeichnet, wobei der Transistor kurz danach einen Sättigungsstrom erzeugt, der durch den Höchstwert des Ausgangsimpulses 10 dargestellt ist. Der den Transistor 2 speisende Impuls 8 endet kurz bevor der Ausgangsimpuls des Transistors abfällt, wie es durch das SpeicherzeitintervJI T, darstellt wird. Die Speicherzeit reicht bis zu dem Zeitpunkt, an welchem der Ausgangsimpuls des Bauteiles auf den 90%-Wert reduziert ist. Die Abfallzeit 7}folgt dem Ende der Speicherzeit und stellt das Zeitintervall dar, während welchem der Ausgangsimpuls des Transistors auf den !0%-Wert reduziert wird. Schließlich stellt die Impulslänge Γι des Ausgangsimpulses 10 die Zeit oder Dauer des Impulses zwischen den 10%-Punkten an seiner Vorder- und Rückflanke dar. Die genannten Teile des Impulses dienen nur als Beispiel und die Erfindung gilt auch für Spannungsmessungen bei den 0%- und 100%-Werten des Impulses.

Das in den F i g. 1,3 und 4 in Form eines schmatischen Blockschaltbildes gezeigte AusführungsbeispiH der Erfindung eignet sich zur Messung der Spannungen zu jedem gewünschten Zeitpunkt eines Signals. Das erfindungsgemäße System für Spannungsmessungen umfaßt eine Abtast-Tunneldioden-Prüfschaltung, die als Prüfschaltung 12 eine Entscheidung über die Amplitude des Ausgangsimpulses zum Zeitpunkt des Auftretens eines jeden Abtastimpulses macht Die Entscheidung der Tunneldiode U (h ι g. /) über den Spannungspegei wird durch die Steuerschaltung zur Bestimmung der Amplitude des Ausgangsimpulses 10 verändert, wobei die Entscheidungen der Tunneldiode die Richtung der Nachregulierung des gewünschten Prüfpunktes steuern. Somit entspricht der letzte Wert, auf den der Priifpunkt eingestellt wird, der Amplitude des Impulses und stellt somit eine Spannungsmessung an einem bestimmten Zeitpunkt dar. Der Zeitpunkt ist die Lage 4er Impulsspitze, bezogen auf den ganzen Impuls 10 oder bezogen auf einen Taktimpuls 9, von dem der Impuls 10 abgeleitet ist

Grundsätzlich kann das erfindungsgemäße System in drei Grundteile unterteilt werden. Ein Teil ist die Schaltung 14 für die Bestimmung des Entscheidungs-Spannungspegels am Eingang. Der zweite Teil ist die Schaltung 15, die bestimmt, wann der Entscheidungs-Spannungspegel mit dem Ausgangsimpuls verglichen wird. Hierzu gehört eine elektronische Verzögerungsschaltung 16 und eine Rückstell- und Abtast-Impulsschaltung 17. Der letzte Teil ist eine Steuerschaltung 18. die die von der Tunneldiode 13 vorgenommene Entscheidung interpretiert und entweder die Lage des Äbtastimpuises oder den Enischeidungs-Spannurigspegel steuert

Die in F i g. 7 gezeigte gepulste Tunneldiode weist die drei Eingänge auf, nämlich 19 für den Prüfimpuls. 20 für

den Rückstellimpuls und 21 für die Vorspannung. Im Normalbetrieb kann am Eingang für den Impuls 10 die Tunneldiode 13 der Prüfschaltung 12 weder aktiviert noch rückgestellt werden. Nur die zusätzliche Überlagerung des Abiastimpulses 25 vom Eingang 20 kann die Tunneldiode 13 aktivieren. Ein Rückstellimpuls 33, setzt normalerweise vor jedem Abtastimpuls 25 die Tunneldiode it.· den rückgestellten Zustand, in dem eine niedrige Spannung an ihr liegt (F i g. 1 und 7).

Im allgemeinen ist der Impuls 25 groß im Vergleich zum Meßimpuls 10. die beide zum Schalten der Tunneldiode 13 erforderlich sind. Der Abtastimpuls wird dem Impuls 10 zur Bildung des zusammengesetzten Signals 26 (Fig. 3 und 7) mit einer künstlichen Impulsspitze 34 auf dem Prüfimpuls 10 an der Stelle des Auftretens des Ablastimpulses 25 überlagert. Wenn die Amplitude des Abtastsignals 25 festgelegt ist, ist seine Höhe eine Konstante und die Höhe des Prüfimpulses 10

ifCu eifiefi

Spannungspegel des Impulses zuzüglich einer Konstanten zum Zeitpunkt des Auftretens des Abtastimpulses.

In Verbindung mit der Tunneldiodenschaltung wird eine Regelspannungsschaltung 27 und eine Vorspannungsschaltung 28 verwendet, die zusammen ähnlich arbeiten wie eine herkömmliehe Kompensations-Abtastschaltung. Auf diese Weise wird die Tunneldiode 13 entsprechend vorgespannt, so daß sie anspricht, d. h. in den Zustand hoher Diodenspannung umkippt (siehe Fig. II), wenn das zusammengesetzte Signal 26 ankommt (d. h. das dem Impuls 10 überlagerte Abtasts^nal 25). Das Ansprechen der Tunneldiode 13 ergibt eine hohe Spannung am Eingang (Fig. 7) eines hochverstärkenden Operationsverstärkers 29 mit stetig veränderlicher Ausgangs-Gleichspannung in der Regelspannungsschaltung 27, die eine stetig veränderliche Ausgangsgleichspannung des Verstärkers 29 liefert, welcher wiederum durch den Umkehrverstärker 30 mit der Verstärkung 1 umgekehrt und über einen Operationsverstärker 31 auf die Vorspannungsschaltung 28 und die Anode der Tunneldiode 13 gegeben wird, wobei die Polarität umgekehrt ist zu der positiven Änderung, die über der Tunneldiode erscheint. Dadurch wird dip Vorspannung der Tunneldiode mit einer Gleichspannung reduziert, die proportional der Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers 29 der Regelspannungsschaltung 27 ist. Der Operationsverstärker 31 in der Vorspannschaltung 28 wird zur Steuerung der Spannung Ej am Anschluß 21 durch die beiden Spannungen £5 und £«, verwendet, wobei £5 eine vorbestimmte konstante Anfangsspannung mittels des auf 0 gestellten Widerstandes 32 darstellt und die andere Spannung £« eine direkte Beziehung zur Ausgangsspannung der Regelspannungsschaltung 27 hat. Der in der Vorspannschaltung 28 verwendete Operationsverstärker hat eine Offsetspannungsdrift von 1 V pro Grad C und eine Offsetstromdrift von 5 pA pro Grad C. Die Verstärkung dieses Verstärkers beträgt 10⁸, was zusammen mit einem Verstärkungsfaktor von i für kleine Signale bei 20 MHz eine brauchbare Verstärkung ergibt, die sich über einen großen Frequenzbereich erstreckt. Die angegebene Verstärkung des beschriebenen Verstärkers dient nur als Beispiel für die hohen Verstärkungen, die für den Verstärker in der Vorspannschaltung 28 ins Auge gefaßt werden und es können natürlich auch Verstärkungsfaktoren höherer oder niederer Ordnung verwendet werden. Allgemein liegen solche Verstärkungsfaktoren im Bereich von ungefähr 10* bis unendlich und vorzugsweise im Bereich von ungefähr IC)⁵ bis 10'. Ein solcher Verstärker liefert in den angegebenen Arbeitsbereichen eine hochverstärkte Ausgangsspannung.

Die in F i g. 11 gezeigte Lastgerade R/. stellt die Vorspannbedingungen der Tunneldiode 13 dar, wobei der Abtastimpuls 25 am 10%-Punkt dem ansteigenden Teil des Prüfimpulses 10 überlagert ist. Im Betrieb sind der Abtastimpuls 25 und ein Rückstellimpuls 33 mit dem Prüfimpuls 10 synchronisiert, wobei der Rückstellimpuls 33 zuerst auftritt und vom Abtastirnpuls 25 gefolgt wird. Infolgedessen ist die Tunneldiode 13 immer rückgestellt, bevor der Abtastimpuls auftritt, die für die Tunneldiode mögliche Umschaltzeit nach Auftreten des Abtastimpulses ist jedoch sehr lang im Vergleich zu der Zeit zwischen dem Auftreten des Rückstellimpulses und dem Abtastimpuls. So ändert sich die Vorspannung der Tunneldiode schrittweise gemäß der stetig abnehmenden Ausgangsspannung der Regelspannungsschaltung 27.

Zum Verständnis des Einflusses der Signalamplitude auf das Frequenzverhalten wird auf die Vorspannung der Tunneldiode verwiesen, im besonderen in Verbindung mit der Strom-Spannungs-Kennlinie der Tunneldiode in Fig. Il und auf die dargestellten Stromflüsse im Prüfkreis 12 der Fig. 7. Die F i g. 11 zeigt die Kennlinie der Tunneldiode und drei Vorstrom-Punkte (Ir \. Ib2. Ir)) für die Eingangssignale bei drei verschiedenen Werten eines zugeführten Vorstromes. Im allgemeinen wird der Vorstrom Ib für die Tunneldiode während der Messung auf einen Wert gebracht, der den positivsten Spitzenstrom /_m oder /,„max des zusammengesetzten Signales 26 (d. i. der Spitzenstrom des Abtastimpulses 25 und des Prüfimpulses 10 am Punkt der Überlagerung) zusammen mit dem Vorstrom /, gleich dem Spitzenstrom /pder Tunneldiode sein läßt. Somit kann der Spitzenstrom Ip dargestellt werden durch die folgende Gleichung

Ip=l_v+ /,„max

wobei

/,„max = l_il/r+ lnbtati

und folglich

lsi? = Ip- lAbnst — IV

Da Ip jedoch ein fester Kennwert der Tunneldioden und /Ahnst ebenfalls festgelegt ist. können diese beiden Ströme zu einer Konstanten »C« zusammengefaßt werden. Somit reduziert sich der Ausdruck für den Strom I„fdes Prüfimpulses lOauf die Form

W=C-A
und

Wie aus dem obigen hervorgeht, schaltet somit die Tunneldiode in den Zustand hoher Spannung um und ändert den Vorstrom so. daß die obige Gleichung erfüllt ist. wenn der Strom des Prüfimpulses 10 (am Punkt der

en Überlagerung mit dem Abtastimpuls 25) den Spitzenstrom der Tunneldiode /pübersteigt.

Wenn also die Spitze 34 des aus dem Impuls 25 und dem Impuls 10 zusammengesetzten Signales 26 die Tunneldiode 13 umschaltet, erscheint am Operationsverstärker 29 in der Regelspannungsschaltung 27 eine höhere Spannung, so daß diese dann eine stetig sich ändernde Ausgangsspannung liefert, die über die Verstärker 30 und 31 auf die Anode der Tunneldiode 13

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in einer Richtung gegeben wird, die der positiven Änderung entgegengesetzt ist, die über der Tunneldiode erschien. Daraus folgt, daß die Gleichstrom-Vorspannung der Tunneldiode 13 bei deren Umschalten direkt proportional der sich ändernden Ausgangsspannung der Regelspannungsschaltung 27 langsam abnimmt, während die Diode im Zustand hoher Spannung bleibt, bis das Rückstellsi^nal 33 erscheint.

Da jedoch unmittelbar nach dem Rückstellsignal 33 der Abtastimpuls 25 erscheint, kann die Tunneldiode wesentlich länger im Einstell- als im Rückstell-Zustand bleiben. Rs fällt also die Vorspannung an der Tunneldiode 13 schrittweise auf den gesuchten Pegel ab. Nachdem jedes Rückstellsignal 33 an der Tunneldiode¹ 13 erscheint und diese in den Zustand niedriger Spannung zurückschaltet, schaltet der unmittelbar folgende Abtastimpuls 25 die Tunneldiode wieder in den Zustand hoher Spannung, wenn die Amplitudenspitze des zusammengesetzten Signales 26 und der Wert der verringerten Vorspannung an der Tunneldiode 13 ausreichen, um diese in den Zustand hoher Spannung zu bringen. Beim erneuten Umschalten der Tunneldiode wird der Vorgang wiederholt, bei welchem die Vorspannung der Tunneldiode direkt proportional zur stetig sich ändernden Ausgangsspannung der Regelspannungsschaltung 27 noch tiefer absinkt.

Am Ende ist die Vorspannung der Tunneldiode 13 soweit reduziert, daß die Spitze 34 des zusammengesetzten Signals 26 nicht mehr ausreicht, um die Diode 13 umzuschalten. Somit schaltet nach der Rückstellung durch das Rückstellsignal 33 die Tunneldiode nicht mehr um und die sich stetig ändernde Ausgangsspannung der Regelspannungsschaltung 27 wird in der Polarität umgekehrt und hebt die Vorspannung der Tunneldiode 13 wieder schrittweise an, wenn sie auf diese rückgekoppelt wird. Wenn die Vorspannung an der Tunneldiode wieder genügend angestiegen ist. kann die Amplitudenspitze 34 des zusammengesetzten Signals wieder die Tunneldiode 13 umschalten. Daraus ist zu ersehen, daß die Vorspannung an der Tunneldiode 13 sich auf eine von der Amplitudenspitze des zusammengesetzten Signals 26 abhängige Gleichspannung einre-5~uiiCri iinu uai'lM Ulli UIC)C ^CIIUCIl. OUIIIIl 3ICIIt UICSC Gleichspannung die Amplitudenspitze des zusammengesetzten Signals 26 dar und kann als Ausgangsspannung durch das Meßgerät 35 gemessen werden, das der Einfachheit halber durch Subtraktion vom Ausgangswert der festen Amplitude des Abtastimpulses 25 geeicht werden kann. Die Reduzierung der Vorspannung an der Tunneldiode 13 entlang ihrer Strom-Spannungs-Kurve ist in Fig. 11 gezeigt. Wie bereits gesagt, folgt unmittelbar nach dem Rückstellsignal 33 der Abtastimpuls 25 und die Tunneldiode 13 bleibt wesentlich langer im Zustand hoher als im Zustand niedriger Spannung. Daraus ergibt sich eine nur sehr kleine Abweichung von dem gesuchten Pegel und nach Erreichen des Endpegels kann die Vorspannung der Tunneldiode 13 während eines Zeitzyklus weiter vom zusammengesetzten Signal 2fi abweichen, bevor die Tunneldioden-Vorspannung v-ieder anzusteigen beginnt. Diese beiden Umstände gestatten die Ausführung der gewünschten Messung in kürzester Zeit mit geringstem Pendeln.

Der Einfachheit halber ist in Fig. 11 eine Reduzierung der Vorspannung der Tunneldiode 13 auf den gesuchten Pegc! in den drei Stufen 26Λ, 265 und 25C dargestellt (entlang der Strom-Spannungs-Kurve der Tunneldiode 13). Diese drei aufeinanderfolgenden Positionen am zusammengesetzten Signal 26, das durch Überlagerung e nes Prüfimpulses 10 mit einem Abtastimpuls 25 entsteht, sind hier der Einfachheit halber als sinusförmige Kurvenverläufe dargestellt. Zu Beginn der Prüfung ist das zusammengesetzte Signal am Punkt 26,4 dargestellt, wobei die Vorspannung der Tunneldiode bei Punkt 40 gezeigt ist. Bei Auftreten des zusammengesetzten Signals 26Λ und Umschalten der Tunneldiode 13 gelangt diese aufgrund der Lastgeraden Rl ι in den dem Punkt 41 entsprechenden Zustand und gemäß obiger Beschreibung der Arbeitsweise der Regelspannungsschaltung 27 und der Vorspannungsschaltung 28 wird diese Vorspannung der Tunneldiode 13 dann schrittweise reduziert, bis die Tunneldiode den dem Punkt 42 entsprechenden Zustand im Bereich hoher Spannungen einnimmt. Mit Erscheinen des Rückstellsignals vor dem nächsten zusammengesetzten Impuls bei 26ß wird die Tunneldiode 13 unter reduzierter Vorspannung in den dem Punkt 43 entsprechenden Zustand niedriger Spannung umgeschaltet. Beim Rückstellen der Tunneldiode 13 in den Zustand niedriger Spannung steigt die Vorspannung normalerweise an. Da jedoch der Abtastimpuls unmittelbar danach wieder folgt, bleibt die Tunneldiode nicht lange im Zustand niedriger Spannung und diese Zeit ist so unbedeutend kurz, daß ein Ansteigen der Vorspannung in F i g. 1! nicht dargestellt ist.

Beim Wiederauftreten des zusammengesetzten Signals, z. B. 26B, wird die Tunneldiode wieder in den dem Punkt 42 entsprechenden Zustand hoher Spannung gebracht und während dieses Zustandes wieder die Vorspannung entsprechend dem Punkt 44 reduziert. Bei Wiederauftreten des nächsten Rückstellsignals 33 wird auf die Tunneldiode in den dem Punkt 45 entsprechenden Zustand rückgestellt. Bei Punkt 45 reicht die Amplitudenspitze 34Cdes folgenden zusammengesetzten Signals 26C und die reduzierte Vorspannung am Punkt 45 aus. um die Tunneldiode wieder in den dem Punkt 44 entsprechenden Zustand hoher Spannung zu bringen. Da die Lastgerade Ri ι die endgültige Vorspannungsbedingung vor und nach dem Auftreten des Abtastimpulses anzeigt für den Fall, daß die Amplitude lies iu-Zo-Funkics des rrüfimpuises 2ö gleich der Meß-Spannung ist, schwankt die endgültige Vorspannung um den Punkt 45 entlang der Lastlinie Rl ι zwischen dem Zustand hoher und niedriger Spannung.

In der Praxis kann das System auf die Messung einer Spannung in irgendeinem Punkt des Prüfimpulses 10 zu irgendeinem gewählten Zeitpunkt programmiert werden, der z. B. von einem ersten Signalimpuls, wie einem Synchronisations- oder Taktimpuls 9 (Fig. 1) stammt, der die Arbeitsweise eines Meßobjektes und einer neuen regelbaren Verzögerungsschaltung einleitet, die im folgenden beschrieben ist. Auf diese Weise wird der Abtastimpuls 25 regelbar und zeitlich gestaffelt über den Prüfimpuls 10 geführt und ermöglicht die Messung an jedem Punkt des Impulses bezüglich eines Zeitbezugspunktes wie z. B. die Position des Abtastimpulses bezüglich des Taktimpulses, von dem die Signale abgeleitet sind.

Wie bereits gesagt, läßt sich die Entscheidung der Tunneldiode 13 über den Spannungspegel in der Prüfschaltung 12 verändern, um die Amplitude eines Punktes entlang des Prüfimpulses 10 zu ermitteln. In dem hier betrachteten System geben die von der Tunneldiode 13 getroffenen Entscheidungen automatisch an, in welcher Richtung der Punkt für die Entscheidung zu verstellen ist. Der Endwert, auf den

dieser Punkt sich automatisch einstellt, entspricht der Amplitude und umgekehrt einer Spannungsmessung des Prüfimpulses 10 an einem bestimmten Bezugspunkt, tier in zeitlicher Beziehung zu einem Taktimpuls steht. Die Wahl eines solchen Punktes auf dem Prüfirppuls 10 erfolgt durch den regelbar veränderlichen Abtastimpuls 25, der der Tunneldiode 13 der Prüfschaltung 12 zugeführt wird. Vor dem Abtastimpuls 25 folgt ein Rückstellimpuls 23, der sicherzustellen hat, daß die Tunneldiode 13 rückgestellt ist. Zu diesem Zweck wird eine genaue lineare Beziehung zwischen einer Bezugs-Steuerspannung und der gewünschten Verzögerung des Abtastimpulses 25 von einem Taktimpuls hergestellt, so daß die Lage des Abtastimpulses 25 aus dem Wert der gewählten ße^iigs-Steuerspannung zu erkennen ist. In der einfachsten Form kann die Schaltung gemäß der Darstellung in Fig.4 als aus einer elektronischen Verzögerungsschaltung 15 und einer Rückstell-Impuls-Schaltung 17 bestehend angesehen werden.

Die in den Fig. 1 und 9 dargestellte elektronische Verzögerunpschaltung 15 umfaßt eine bistabile Schaltstufe 56, die zum Einschalten eines 15-mA-Stromgenerators 57 benutzt wird. Diese Stufe liefert den Strom, der von einem 10-mA-Stromverbraucher 58 verbraucht wird, wobei weitere 5 mA zum Laden der Kapazität (ungefähr 5 pF) am Knotenpunkt A zur Verfügung stehen. Vor Einschalten des Stromerzeugers zog der 10-mA-Verbraucher 58 seinen Strom vom Bezugseir,-gang 61, der über den Umschalter 62 (mit der in F i g. 7 gezeigten Schalterstellung) mit einer veränderlichen Bezugs-Spannungsquelle 63 verbunden ist und von einem 5-mA-Stromgenerator 64 über die entsprechenden Sperrdioden 65 und 66. Bei diesem Zustand der Schaltung ist das Potential des Knotenpunktes B am Anfang gleich dem gewählten Spannungspegel der Bezugs-Spannungsquelle 63. Somit fließt durch die Dioden 65 und 66 der gleiche Strom und infolgedessen tritt auch derselbe Spannungsabfall auf, wenn die Dioden 65 und 66 den gleichen Temperaturkoeffizienten haben, wobei jede Diode bei dieser Betriebsweise als Kompensation für die andere dient. Wenn der angegebene Stromerzeuger eingeschaltet wird, werden beide Dioden 65 und 66 gesperrt. Der Knotenpunkt ö erhält mehr Nebenschlußkapazität (ungefähr 10 pF) von dem Kapazitätsbereich-Wähler 67, und da beide Knotenpunkte A und B etwa 5 mA zum Laden ihrer Nebenschlußkapazität zur Verfügung haben, steigt die Spannung am Knotenpunkt A schneller als die am Knotenpunkt B und sperrt somit die Diode 66. Infolgedessen hält die zu diesem Zeitpunkt in Sperrichtung vorgespannte Diode 66 alle Störungen vom Knotenpunkt B fern. Jede der hier verwendeten Trenndioden 65 und 66 ist eine Majoritätsträger-Diode, so daß die Rückwärts-Erholungszeit kein Problem bildet

In dem hier beschriebenen System werden als Bezugsspannungen negative Spannungen verwendet und somit steigt die Spannung am Knotenpunkt B immer auf Erdpotential. Ein mit dem Knotenpunkt B verbundener Vergleicher 68 schaltet um, wenn die Spannung an diesem Punkt Erdpotentiai erreicht, und triggert eine Ausgangsstufe, die eine Impulsformerschaltung 69 und eine Differenzierschaltung 70 umfaßt.

Außerdem ist der Spannungsvergleicher 68 über eine Rückkopplungs-Verzögerungsschaitung 71 mit dem Eingang der bistabilen Schaitstufe 56 verbunden, wodurch diese nach einer kurzen Verzögerung rückgestellt wird. Das Rückstellen der bictabilen Schaitstufe 56 schaltet den 15-mA-Stromgenerator 57 ab und gestattet dem 10-mA-Stromverbraucher 58, daß die Knotenpunkte A und B ihre Anfangsspannung wieder annehmen. Die dem Triggerimpuls des Spannungsvergleich*™ 68 gegebene Verzögerung bezüglich des Taktimpulses 9 ist eine lineare Funktion des Bezugsspannungs-Eingangssignals, das von der Bezugs-Spannungsquelle 63 gewähk wurde. Außerdem ändert sich durch die Änderung der Nebenschlußkapazität am Knotenpunkt B mittels des Kapazitätsbereichs-Wählers 67 auch die Neigung des Spannungsanstieges am Knotenpunkt flin entsprechender Weise und somit gleicherweise der Faktor oder Bereich der Verzögerungsschaltung 71.

Die Eingangsimpedanz der bistabilen Schaltstufe 56 ist eine rein ohmsche, um Reflexionen auf die Quelle für den Taktimpuls 9 zu verhindern. Das geschieht durch die in Fig.9 gezeigte Schaltung 72 aus einem Widerstand und einer Induktivität.

Der Serienwiderstand 140 hat einen Wert von 430 Ohm, so daß ein Taktimpuls 9 von 2,5 V einen Strom von mehr als 5 mA an die bistabile Diodenschaltung liefert. Der Widerstand 76 hat zur Anpassung der Schaltung an ein 50-Ohm-Koaxial-Eingangskabel 77 einen Wert von 56,6 Ohm. Die Zeitkonstante des Widerstandes 140 und des Kondensators 125 ist groC genug, um die Anstiegszeit des Taktimpulses 9 nicht zu verringern, wenn er der Tunneldiode 78 der bistabilen Schaitstufe 56 zugeführt wird. Die erhaltene Zeitkonstante ist außerdem kurz genug, um die Auswirkungen einer hohen Folgefrequenz zu verhindern.

Der Tunneldiode 78 wird ein Vorstrom von 19 mA im Niederspannungsbereich zugeführt. Die Spannung an der Tunneldiode 78 ist im Bereich höherer Spannung auf ungefähr 0,4 V mittels eines Transistors 79 des ersten Generators 57 begrenzt. Der sich ergebende zum Knotenpunkt C fließende Strom ist 17 mA stark, von denen 2 mA benötigt werden, um die Tunneldiode 78 im Bereich hoher Spannung zu halten, während die übrigen 15 mA über den Transistor 79 an den Knotenpunkt .4 geliefert werden. Der Transistor 79 ist ein Germanium-Transistor, damit beim Umschalten der Tunneldiode 78 die richtige Stromleitung sichergestellt ist. Die Stromquelle t\t kann jedoch so eingestellt sein, dal5 sie alle durch die Auswahl der in der Schaltung verwendeten Tunneldiode 78 bedingten Änderungen kompensiert.

Eine Last von 150 0hm. die in Verbindung mit der Tunneldiode 78 verwendet wird, besteht aus dem Widerstand 80 mit dem Wert von 100 Ohm (der in F i g. 9 gezeigten Verzögerungsschaltung 71) und einem anderen Widerstand 81 mit dem Wert von 50 Ohm (des Spannungsvergleichers 68 in Fig. 10). die über eine 50-Ohm-Übertragungsleitung 82 so miteinander in Reihe geschaltet sind, daß alle am Knotenpunkt C entstehenden Störsignale am Knotenpunkt D absorbiert sind, wodurch die Lastleitung für die Tunneldiode 78 ohmisch bleibt. Der Knotenpunkt D soll einen Zugriff zum Anschluß 83 für einen Rückstellimpuls ermöglichen, der auf die Tunneldiode 78 rückgekoppelt wird, damit diese in den Zustand niedriger Spannung zurückkehrt Außerdem bildet die Übertragungsleitung 82 einen Teil der Rückkopplungs-Verzögerungsschaltung 71 zur Verzögerung des Rückstellimpulses.

Um einen Spannungsanstieg am Knotenpunkt B einzuleiten, brauchen nur die Tunneldiode 78 und der Transistor 79 eingeschaltet zu werden, dessen Basis geerdet ist. Da die Schaltung einen Stromübernahme-Schalter darstellt, entsteht bei der Einleitung des Spannungsanstieges am Knotenpunkt B eine minimale

Verzögerung. Das Sperren der Diode 65 durch den zunehmenden Spannungsanstieg am Knotenpunkt A trennt diesen von der Bezugs-Spannungsquelle 63 und das Sperren der Diode 66 trennt den Knotenpunkt B vom Knotenpunkt A. Die Linearität des Spannungsarm stieges am Knotenpunkt B hängt ab von der Linearität des von dem zweiten Generator 64 gelieferten Stromes von 5 mA gegenüber der Spannung und der Linearität der Nebenschlußkapazität der Schaltung 67 gegenüber der erzeugten Spannung. Durch Vorspannen der Basis des Transistors 85 mit 6 V und Begrenzung des Spannungsanstiegs von — 6 V bis OV wird jede Stromänderung minimal gehalten. Es wurde gefunden, daß drei Schaltelemente zu der nichtlinearen Nebenschlußkapazität am Knotenpunkt B beitragen und zwar die Diode 66, der Transistor 85 und die Diode 86. Mit zunehmenden Spannungsanstieg am Knotenpunkt B sinken normalerweise die Spannungen an der Diode 66 und an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 85 und tragen so ihr Teil zur Erhöhung der Nebenschlußkapazitat bei.

Die Kapazitätsänderung an der Basis des Transistors ist am größten, wenn die Spannung am kleinsten ist Dementsprechend wurde die Basis des Transistors 85 mit 6 V vorgespannt, um sicherzustellen, daß die Spannung an dem Übergang während der Spannungs-Anstiegszeit mindestens 6 V beträgt Die Nebenschlußkapazität der Dioden liegt in der Größe von nur wenigen Zehnteln pF, und da die Kapazität der Diode 86 in Reihe mit der des Transistors 87 des Spannungsvergleichers 68 geschaltet ist ist die von der Diode 86 hervorgerufene äquivalente Nebenschlußkapazität kleiner als ihre eigene Kapazität Da der Spannungsanstieg am Knotenpunkt A schneller erfolgt als der am Knotenpunkt B, wird die Kapazität der Diode 66 tatsächlich von der Gesamtnebenschlußkapazität am Knotenpunkt S abgezogen. Beim Anstieg der Spannung am Knotenpunkt B nimmt der Spannungsabfall an der Diode 66 ebenfalls zu, wodurch deren Nebenschlußkapazität sinkt. Daher erfolgt durch die Bauelemente dieser Schaltung der Anstieg des längeren linearen Spannungsverlaufs am Knotenpunkt B schneller als der Anstieg des kürzeren linearen Spannungsverlaufs. Für den langen Anstieg am Knotenpunkt B wird die Spannung am Knotenpunkt A begrenzt, wodurch die Kapazität der Diode 66 zur Gesamt-Nebenschlußkapazität am Knotenpunkt B nicht subtrahiert sondern addiert wird. Dadurch wird der effektive Anstieg des längeren Spannungsverlaufs langsamer und dem kürzeren Spannungsverlauf mehr angeglichen.

Der Spannungsvergleicher 68 umfaßt die beiden Transistoren 87 und 88, denen als Differenzverstärker ein Emitterstrom von 50 mA zugeführt wird (siehe Fig. 10). Der Transistor 86 ist normalerweise leitend und der Transistor 87 gesperrt. Wenn der Spannungsanstieg am Knotenpunkt B anfängt Ober Erdpotential anzusteigen, wird der Transistor 87 leitend und der Strom wird vom Transistor 88 zum Transistor 87 und zum Knotenpunkt D umgeschaltet, der eine Anfangslast von 25 0hm aufweist, die aus einem S0-Ohm*Wider* stand und einer 50-Öhm-Obertragungsieitung besteht. Die Übertragungsleitung führt das Signal auf den Eingang der bistabilen Schalntufe 56 zurück und stellt diese zurück und führt gegebenenfalls den Spannungsanstieg auf die Ausgangsspannung zurück, z. B. die von μ der veränderlichen Spannungsquelle 63 gewählte Bezugsspannung. Das Signal des Spannungsvergleichers 68 am Knotenpunkt F dient als Ausgangssignal.

das der nächsten Stufe zugeführt wird, die den Impulsformer und die Differenzschaltung 70 umfaßt Da der Transistor 88 beim Betrieb normalerweise leitend ist ist sein Stromverbrauch wichtig. Wenn er leitend ist, liegt die Spannung an dem Transistor unter 1 V, da der von ihm gezogene Strom auf 50 mA begrenzt ist, um die Leistung im Transistor auf weniger als 50 mW zu halten, was noch innerhalb seiner Nennwerte liegt Eine Zenerdiode 89 dient der Kopplung d^s Signals am Knotenpunkt Fan die Basis des Transistors 89Λ und die Verschiebung der Kollektorspannung von den angelegten + 0,8 V auf ungefähr —6 V. Dadurch werden etwa 6 V über ein RL-Netzwerk 90 auf eine Schaltdiode 91 gegeben, die einen Vorstrom von 15 mA führt Die Zeitkonstante des RL-Netzwerkes beträgt ungefähr 12 Nanosekunden und ist kurz genug, damit der in die Schaltdiode 91 fließende Rückstrom hinreichend aufgebaut werden kann, bevor die Diode umschaltet ist jedoch auch so lang, daß die Vorderflanke des am Knotenpunkt C auftretenden Stromanstiegs nicht durch den 27-Ohm-Widerstand 92 abgeflacht wird. Dieser Stromanstieg wird über die Diode 93 auf die Übertragungsschaltung 94 des Impulsformers 69 gekoppelt Die Übertragungsschaltung 94 wandelt den Stromanstieg in einen Spannungsimpuls um, der auf die Differenzierschaltung 70 gegeben wird, wo er in eine negative und positive Spannungsspitze durch Differenzieren umgewandelt wird, was durch eine 10 cm lange kurzgeschlossene Übertragungs-Stichlehung 95 erfolgt Der Abstand zwischen den beiden Spitzen und dementsprechend die Länge des Spannungsimpulses vom Impulsformer 69 wird bestimmt durch zwei 150 cm lange Übertragungsleitungen 96 und 97 im Impulsformer 69.

Die zwei 150 cm langen Stichleitungen mit je 50 Ohm (eine am Ende offen und eine kurzgeschlossen) sind elektrisch identisch mit einer 300 cm langen kurzgeschlossenen Stichleitung von 25 Ohm. Durch Kombination dieser beiden Leitungen in der Schaltung erhält man ein erstes Paar von Reflexionen an den Leitungsenden, die von gleicher Größe aber entgegen* gesetzter Polarität sind. Nach einer erneuten Reflexion ist das zweite Reflexionspaar in Größe und Polarität gleich. Der Ausgang der beiden Übertragungs-Stichleitungen 96 und 97 ist von der Ausgangsleitung und der kurzen 10-cm-Stichleitung 95 durch eine Diode 98 getrennt, die den Ausgang von allen kleineren Störungen entkoppelt die durch die mehrfachen Reflexionen in den beiden größeren Stichleitungen verursacht werden. In der beschriebenen Schaltung betrug die Verzögerungszeit des Kabels 1,5 Nanosekunden pro 30 cm Kabellänge, so daß die Breite der Rückstell- und Abtastimpulse auf 1 Nanosekunde festgelegt wurde und der Abstand zwischen ihnen auf 30 Nanosekunden (z. B. 1,5 Nanosekunden pro 30 cm χ 5 χ 4).

Zur Durchführung verschiedener Messungen muß der Zustand der Tunneldiode 13 und der Prüfschaltung 12 abgefühlt werden, was durch Zwischenschalten eines 10-kOhrti-Widerstandes 52 zwischen Tunneldiode und einen Summationspunkt des Operationsverstärkers 29 erfolgt. Wenn die Tunneldiode in den Zustand niedriger Spannung rückgestellt ist. ist die Stromzufuhr zum Summationspunkt des Verstärkers gemäß Schaltungskonstruktion ungefähr I μΑ. Wenn die Tunneldiode im Zustand hoher Spannung ist, beträgt der Strom in der oben beschriebenen Schaltung ungefähr 5 mA. Bei Abnahme eines festen Stromes von 3 mA vom

Summationspunkt muß ein Strom von ±2 mA ober die Rückkopplungsschaltung fließen. Für ein einfaches Kondensator-Rückkopplungselement wäre das Ausgangssignal des Verstärkers 29 eine sich kontinuierlich ändernde Spannung. Die Spannung sinkt, wenn die Tunneldiode im Zustand hoher Spannung ist und steigt, wenn sie rückgestellt ist. Die Zeit, in der die Tunneldiode 13 zwischen dem Rückstellimpuls 33 und dem unmittelbar folgenden Abtastimpuls 25 rückgestellt wird, kann wegen ihrer kurzen Dauer (30 Nanosekunden) im Vergleich zur Zeit zwischen den Abtastimpulsen (10 Mikrosekunden) beim Betrieb mit 100 kHz vernachlässigt werden.

Wenn die Tunneldiode 13 im Zustand hoher Spannung bleibt, muß die Regelspannung erhöht werden, um festzustellen, welche Signalspannung die Meßspannung 10 hat Die Ausgangsspannung des Verstärkers 29 ist jedoch eine normalerweise stetig abnehmende Spannung. Der zusätzliche Einbau eines Umkehrverstärkers 30 erzeugt eine stetig zunehmende Spannung, die zum Anheben der Regeispannung benutzt werden kann, bis die Tunneldiode 13 nicht mehr im Zustand hoher Spannung ist Dann beginnt die Ausgangsspannung des Verstärkers 29 positiv zu werden, wodurch die Ausgangsspannung des Umkehrverstärkers 30 abnimmt, bis die Tunneldiode 13 wieder in den Zustand hoher Spannung gelangt Diese Rückkopplung bewegt die Regelspannung während des Auftretens des Abtastimpulses 25 laufend über und unter die beiden Signalpegel. Der Durchschnittswert der Steuerspannung steht dann in direkter Beziehung zur Amplitude der Meßspannung 10 am Oberlagerungspunkt des Abtastimpulses 25. Dieses laufende Suchen führt zu einem Pendeln der Analog-Antwort, die man über das Meßgerät 35 erhält In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung wird dieses Pendeln so klein wie möglich gehalten.

Bei diesem weiteren Ausführungsbeispiel erwies sich ein möglichst großer Rückkopplungs-Kondensator 99 im Verstärker 29 als zweckmäßig, wenn dieses Pendeln möglichst klein gehalten werden soll. Eine schnelle Analog-Antwort von einer gegebenen Einstellbedingung erfordert jedoch einen möglichst kleinen Kondensator. Wenn die Steuerspannung weitab von der Antwort liegt, ist eine große Anzahl aufeinanderfolgender identischer Entscheidungen erforderlich, um die Steuerspannung auf den richtigen Wert zu bringen. Nach Erreichen dieses Wertes durch die Steuerspannung, alternieren die Entscheidungen. Diesen Vorteil nutzt die in Fig.7 gezeigte Rückkopplungsschaltung aus. Wenn die Entscheidungen alternieren, liegt die Spannung am gemeinsamen Verbindungspunkt 104 der Dioden 100, 101 und der Kondensatoren 102 und 103 zwischen dem Vorwärts-Spannungsabfall der Dioden 100 und 101. Auf diese Weise ist die äquivalente Rückkopplungs-Kapazität eine Kombination aller Kondensatoren 99, 102 und 103. Wenn die aufeinanderfolgenden Entscheidungen gleich sind, wird eine der beiden Dioden leitend und bewirkt eine niedrige Impedanz gegen Erde und schaltet so die beiden Kondensatoren 102 und 103 aus der Rückkopplungsschleife aus. Für eine schnelle Änderung von 10 V in 5 Mikrosekunden sollte der Wert des kleinen Kondensators 99 unter 100OpF liegen, wogegen zur Erzielung eines kleinen Pendeins von 1 mV die Gesamtkapazität dieser Verstärkerschaltung über 20 000 pF liegen muß. Eine Gesamtansprechzeit von 10 Mikrosekunden wurde erzielt durch Verwendung von 0,05 μΡ für die beiden großen Kondensatoren 102 und 103 und 500 pF für den kleinen Kondensator 99.

Um die erfindungsgemäße Schaltung für ein Zeitmeßsystem verwenden zu können, wird das Ausgangssignal der Rückkopplungsschaltung nicht auf die Schaltung zur Lieferung eines Vorstromes an die Tunneldiode 13-rückgeführt, sondern speist die elektronische Verzögerungsschaltung, die eine Spannung in eine .,Verzögerungszeit umformt, die dieser Spannung proportional

ίο ist Dies erreicht man durch Umschalten der Schalter auf' einen anderen Kontaktsatz des in Fig.7 gezeigten Umschalters 62. Die elektronische Verzögerungsschaltung dient dann der Synchronisation der zeitlichen Lage des erhaltenen Abtastimpulses. Die Zeitmessungen werden ähnlich vorgenommen. Der Spannungspegel für die Entscheidung wird konstant gehalten und die Bezugsspannung für die elektronische Verlagerung verändert um den Zeitpunkt herauszufinden, an welchem die Spannung auftritt

Fig.5 zeigt ein Blockschaltbild für ein Zeitmeßsystem. Darstellungsgemäß ist die Vergleichsspannung für den gewünschten Signal-Spannungspegel programmiert Die Ausgangssteuerspannung dient als Eingangsspannung zur Markierung der zeitlichen Lage. Auf diese Weise setzt der Spannungsprüfer 12' nach Durchführung eines jeden Vergleichers den Abtastimpuls dichter an den gewünschten Spannungspegel des Signals heran. Negative Obergänge erfordern eine gegenphasige Rückführung, um positive Übergänge zu erhalten für die Steuerspannung. Dementsprechend ist die Phase der Steuerspannung so programmiert, daß sie der Richtung des zu messenden Überganges entspricht Die Einstellung des Anfangswertes der Steuerspannung bestimmt, aus welcher Richtung der Abtastimpuls sich dem interessanten Punkt nähert Einige Signale können den interessierenden Spannungspegel mehr als einmal durchlaufen, aber in solchen Fällen kann die Einstellung des Anfangswertes der Steuerspannung dazu benutzt werden, dem System den zu suchenden Punkt anzuzeigen.

Genauer gesagt wird dieser Punkt für die Entscheidung bei dem positiven Übergang des Ausgangssignals des Inverter-Verstärkers 30 als Steuerspannung für die oben beschriebene elektronische Verzögerungsschal·

tung benutzt. Ein Punkt auf einem negativen Übergang wird mit Hilfe des sich stetig ändernden Verstärker' Ausgangssignals als Steuerspannung gefunden. Bei allen Messungen erhält man die Antwort immer durch Messen des Endwertes der Steuerspannung über das Meßgerät 35. Genauer gesagt nimmt, nachdem die Tunnetdiode 13 in den Zustand hoher Spannung gebracht wurde, die Ausgangsspannung der Rückkopplungsschaltung um den Teil der Amplitude des zusammengesetzten Signals ab, der dem Überlagerungspunkt des Abtastimpulses 25 mit dem Prüfimpuls 10 entspricht. Dadurch wiederum ändert sich die Verzögerungszeit in Form einer steuernden Bezugsspannung für die Verzögerungsschaltung. Diese wiederum ändert die Zeitposition des Abtastimpulses 25 relativ zum Prüfimpuls 10 so, daß die Tunneldiode 13 zu einem anderen Zeitpunkt des Eingangssignals in den Zustand hoher Spannung gelangen kann. Der Vorstrom für die Tunneldiode 13 kommt jetzt nicht von der Rückkopplungsschaltung sondern von einer veränderlichen Bezugs-Spannungsquelle 63. Der Abtastimpuls 25 ändert also, nachdem die Tunneldiode in den Zustand hoher Spannung gelangt ist. langsam seine Lage entlang dem Prüfimpuls 10. bis der kombinierte Wert des

Prüfimpulses 10 und des Abtastimpulses 25 am Oberlagerungspunkt einen Punkt erreicht, der proportional dem ursprünglich an der Tunneldiode 13 eingestellten Vorstrom ist Das vom Abtastimpuls 25 durchlaufende Zeitintervall ist proportional der Spannungsänderung des Ausgangssignals der Rückkopplungsschaltung, das auf den Eingang der elektronischen Verzögerungsschaltung gegeben wird. Diese Spannung wird mit dem Meßgerät 35 gemessen, das entsprechend seiner Eichung eine analoge Spannungsanzeige des Zeitintervalls vom Bezugszeitpunkt angibt, z. B. dem Taktimpuls (der auf jeden gewünschten Eingang synchronisiert werden kann).

Mit einer digitalen sukzessiven Annäherung läßt sich eine Antwort schneller als nach dem oben beschriebenen System finden, dieses Verfahren ist jedoch auch störanfälliger. Die analoge Annäherung schaltet Störeffekte durch Bilden von Durchschnittswerten aus und hat den Vorteil, daß sie die Tunneldiode 13 in der Prüfschaltung 22 ungeachtet des Eingangssignals immer mit demselben Strom betreibt Außerdem läßt sich ein monostabiler Prüfkreis verwenden, wodurch auch ein genaues Arbeiten in einem Digitalschema oder einfach im Ja/Nein-Betrieb möglich ist.

Wie in den Fi g. 13 und 14 gezeigt ist ermöglicht die Änderung der Prüfschaltung 12 durch eine monostabile Prüfschaltung 12Ä sowohl dem Ja/N&n-Betrieb als auch eine genaue digitale Annäherung, wie sie in handelsüblichen Digitalvoltmetern verwendet wird Zwei getrennte Bezugs-Spannungsquellen, von denen eine für die Zeit-Spannungsschaltung 151 und die andere für die Amplituden-Spannu.igsschaltung 152 vorgesehen ist, können durch eine herkömrrJiche U'gische Schaltung 150 gesteuert werden. Die Re/jelspannungs-Schaltung 27' (d.h. Prüf- und Regelschaltung 52") kann zur Lieferung eines digitalen Ausgangssignals verwendet werden, das dann über die logische Schaltung 150 nacheinander entweder das Eingangssignal für Zeit-Spannungsschaltung 151 oder die Amplituden-Spannungsschaltung 152 wechselt, um Zeit bzw. Spannung zu messen. Für einen festen Wert der Zeit-Bezugsspannung und der Amplituden-Bezugsspannung kann das digitale Ausgangssignal der Regelschaltung für eine Ja/Nein-Anzeige benutzt werden.

Nach einem anderen Merkmal der Erfindung eignet sich die Schaltung zur Abfühlung von Spannungsspitzen auf verschiedene Arten. Eine mögliche Art ist die Synchronisation des Abtastimpulses 25 mit dem Prüfimpuls 10 in der Art, daß viele Abtastimpulse vor jedem Rückstellimpuls auftreten, was jedoch nur für positive Spitzen gut ist. Das in Fig.8 dargestellte bevorzugte Verfahren arbeitet mit einem Betriebsart-Wähler, der einen Verstärker 105 zur Abfühlung der Richtungsänderung des Ausgangssignals des Inverter-Verstärkers 30 im Regelspannungskreis 27 verwendet. Wenn die Kontakte der Relais 106 und 107 die dargestellte Lage einnehmen, lädt oder entlädt der Verstärker 105 den an seinen Summalionspunkt angeschlossenen Kondensator. Durch Einschalten des Relais 106 wird diese Schaltung so verändert, daß der Kondensator 108 mir geladen werden kann. Wenn der Kondensator 108 sich entladen will, gibt der Spannungsspiizen-Abfühlverstärker 105 einen Strom an den Siimmationspiinkt 132 des Verstärkers 29. um dessen Ausgangssignnl und somit eine Veränderung des Ausgangssignals des Inverterverstärkers 30 zu verhindern. Infolgedessen kann die Steuerspannung nur ansteigen und das auch nur, wenn sie kleiner ist als die Amplitude des Prüfsignal 'JO. Somit kann der Impuls durch diese Operation zeitlich vor- und zurückbewegt werden, um den Spitzenwert in einem bestimmten Bereich zu bestimmen. Umgekehrt kann durch Betätigung des Relais 107 anstelle von Relais 106 der Wert der negativen Spitze gefunden werden.

Durch Betätigung der beiden Relais 106 und 107 wird die Steuerspannung auf dem jeweiligen Wert festgehalten, auf dem der Kondensator 108 aufgeladen ist Durch Betätigung des Relais 109 kann die Steuerspannung auf einen negativen Wert gebracht werden, der gleich der Anfangsspannung zum Vor-Einstellen des Abtastimpulses 25 an dem gewünschten Punkt des Prüfimpulses 10 ist Das ist besonders nützlich bei Zeitmessungen an Impulsen, wie sie in Fig. 12 dargestellt sind. Bei einer Anwendung ist der Impuls 25a auf das Tal 110 zwischen den Teilimpulsen 111 und 112 eines Doppelimpulses 113 eingestellt, um die Amplitude am 90%-Punkt 114 auf der Vorderflanke des Teilimpulses 112 anstatt am 90%-Punkt 115 auf der Vorderflanke des Teilimpulses 111 messen zu können. Der dem minimalen Pegel eines Prüfimpulses überlagerte Abtastimpuls aktiviert die Tunneldiode 13 der Prüfschaltung 12, deren Ausgangssignal durch den Verstärker 29 abgefühlt und durch den Verstärker 30 umgekehrt wird, so daß eine Ausgangs-Steuerspannung auf die elektronische Verzögerungsschaltung gelangt Diese sich ändernde Steuerspannung bewegt den Abtastimpals entlang dem Prüfimpuls bis zu einer Überlagerung am gewünschten Punkt, der durch eine von der veränderlichen Bezugsquelle 63 gewählte Einstellspannung bestimmt ist Entsprechend der Überlagerung des Abtastimpulses 25a im Tal 110 des Impulses 113 besitzt die von der Tunneldiode 13 abgefühite Spannung einen Minimalwert, der vom Verstärker 29 abgefühlt und als sich stetig ändernde positive Spannung am Ausgang des Inverterverstärkers

«ο 30 erscheint, der den Abtastimpuls schrittweise bis zur Vorderflanke des zusammengesetzten Impulses 112 hin geführt wird, bis der Abtastimpuls 25a am 90%-Punkt 114 des zusammengesetzten Impulses 112 überlagert wird und der erwähnten Spannung entspricht, die am

« Eingang des Verstärkers 31 in der Vorspannungsschaltung 28 durch Wahl des entsprechenden Wertes von der veränderlichen Bezugs-Spannungsquelle 63 so eingegeben wurde, daß er der gewünschten 90%-Amplitude des gewünschten Teiltmpclses des Doppelimpulses 113 entspricht. Somit liegt durch den Zeitpunkt, an welchem die Steuerspannung beginnt, fest, welche Spannung gesucht wird.

Bei Bedarf können gemäß der Darstellung in Fig.3 zwei Kanäle zur Bestimmung der Zeit zwischen zwei bestimmten Punkten auf zwei Impulsen oder auf demselben impuls verwendet werden. Bei entsprechendem Multiplexbetrieb der beiden Kanäle können entsprechend der Beschreibung der vorliegenden Erfindung zahlreiche Messungen durchgeführt werden, wie z. B. die Zeit zwischen Prozentpunkten anstelle von Spannungspiinkten, AbfOhliing positiver und negativer Spit/.cn, Impedanzmessungen, Messungen von Koeffizienten von Reflexionen einer Schaltung und dergleichen mehr.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

1. Patentansprüche:

   U Impulsmeßeinrichtung mit punktweiser Abtastung periodisch auftretender Impulsantworten eines Meßobjekts auf periodische Prüfimpulse durch spitze Abtastimpulse mit veränderbarer, von einer Steuerspannung abhängigen Phasenlage und mit Vergleich der abgetasteten Meßspannung mit einer einstellbaren Bezugsspannung zwecks Ermittlung der phasenbestimmenden Steuerspannung bei Spannungsgleichheit, gekennzeichnet durch eine Kompensations-Regelschaltung, aus einer Abtast-Prüfschaltung (12, Fig. 1, 7) mit einer Tunneldiode (13, Fig.7), die in Abhängigkeit von jedem is von ihr periodisch zugeführten Rückstellimpulsen (33) eine niedrige Diodenspannung und vom Höchstwert der aus dem Abtastimpuis (25) und der Impulsantwort (10) sowie einer Gleichvorspannung (£"3) gebildeten Summenspannung (26) bei dessen Überschreiten des Grenzwertes (Ip) der Tunneldiode (13) eine hohe Diodenspannung liefert und einer Regelspannungsschaltung (27, F i g. 1, 7), die abhängig von der Höhe der Diodenspannung eine in der einen oder anderen Richtung sich stetig ändernde 2s (zu- bzw. abnehmende) Gleichspannung (EG) liefert als eine um einen Gleichgewichtswert pendelnde Regelspannung, die über einen Umschalter (62, F i g. 1,7) entweder

   a) als Steuerspannung für eine Verzögerungsschaltung (16, 16', Fig.3, 4, 5) die Phase des Abtastimpulses (25) regelt, bis die abgetastete Impulsantwort (IGj der von einer durch die eingestellte Bezugsspannung (63, Fig. 1) gesteuerten VorspannungsscLiltung (28, Fig.7) gelieferten Vorspannung (£3) entspricht, oder

   b) über die Vorspannungsschaltung (28) die Vorspannung (E3) regelt, bis sie der Impulsantwort (10) in dem durch die eingestellte Bezugsspannung (63) über die Verzögerungsschaltung (71, F i g. 1) bestimmten Abtastzeitpunkt entspricht, und der Gleichgewichtswert der Regelspannung (E6) der Regelspannungsschaltung (27) als Maß für entweder den Abtastzeitpunkt, bezogen auf den Taktimpuls (9) bzw. Speiseimpuls « (8) des Meßobjekts (1. Fig. 1, 2) oder für die Impulsantwort (10) im Abtastzeitpunkt dient.
2. 2. Impulsmeßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspannungsschaltung (27, F i g. 7) einen kapazitiv rückgekoppelt se ten Gleichspannungsverstärker (29) mit hohem Verstärkungsgrad und einen nachgeschalteten Inverter (30) enthält
3. 3. Impulsmeßeinrichtung nach den Ansprüchen I und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspan- « nungsschaltung (27) mit der Vofspannungsschaltung (28) durch einen Betriebsart*Wähler (Fig.8) verbunden ist, der einen Verstärker (105) zur Ermittlung der Änderungsrichtung der Ausgangsspannung der Regelspannungsschaltung (27) und somit einer - ω positiven oder negativen — impulsspitze der Meßspannung (10) enthält und wahlweise durch Relais (106 bzw. 107 bzw. 109) zur Messung von positiven bzw. negativen Impulsspitzen bzw. zur Zeitmessung bestimmter Kurvenpunkte auf der nach &"> einem bestimmten Tiefstwert (Tal 110, Fig. 12} wieder ansteigenden Vorderflanke von Mehrfachimpulscn. /.B. mit Doppelspit/e (111, 112) wirksam

   gemacht wird.
4. 4. Impulsmeßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Prüfschaltung (12', F i g. 14) aus einer bistabilen Prüfschaltung (12/^ und einer monostabilen Prüfschaltung (12ßJ besteht mit je etner Tunneldiode (13Λ bzw, 13ÄJt die vom Rückstellimpuls (Tl) und einer festen Vorspannung bzw, von der Meßspannung (10) und dem Abtastimpuls (T2) sowie in Reihe gemeinsam \m der Regelspannung aus der Vorspannungsschaltung (28) beaufschlagt werden und über eine Regelspannungsschaltung (27') mit einem Verstärker mit Diodenrückkopplung eine Regelspannung mit schrittweise angenähertem Gleichgewichtswert in Ziffernform oder bei festen Zeit- und Amplituden-Bezugsspannungen ein Gut- oder Schlecht-Signal liefern.
5. 5. Impulsmeßeinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Regelspannungsschaltung (27', Fig. 14) in der Prüf- und Regelschaltung (12", Fig. 13) gelieferte Ziffern wert der Regefspannung durch eine logische Schaltung (150) über einen Ziffern/Analog-Wandler und entweder über eine Amplituden-Spannungsschaltung (152) der Vorspannungsschaltung(28, Fig. 14) in der Prüf- und Regelschaltung (12", Fig. 13) oder über eine Zeit-Spannungsschaitung (151, Fig. 13) der Verzögerungsschaltung (16") zugeführt wird.
6. 6. Impulsmeßeinrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (16', 16", F i g. 4,5,13) mit Rückstell- und Abtastimpuls-Schaltung (17, 17', 17") eine von der Zeit-Bezugs- oder Regelspannung über den Umschalter (62, Fig. 1) gesteuerte Reihenschaltung aus drei Dioden (65, 66, 86, Fig.9) und einem Spannungsvergleicher (68, F i g. 10) enthält, an deren Verbindungspunkte (A bzw. B, Fig.9) ein Transistor-Stromverbraucher (58), ein Begrenzer (60) und ein erster Generator (57), der von einer vom Taktgeber (6, Fig. 1) gesteuerten bistabilen Schaltstufe (56) gespeist wird, bzw. ein zweiter Generator (64) und ein Kapazitätsbereich-Wähler (67) angeschlossen sind, daß eine Verzögerungsschaltung (71) einen Rückkopplungszweig zwischen dem Spannungsvergleicher (68) einerseits und der bistabilen Schaltstufe (36) und dem ersten Generator (57) andererseits bildet und daß dem Spannungsvergleicher (68) ein Impulsformer (69, F i g. 1, 10) und eine Differenzierschaltung (70) nachgeschaltet sind, von denen die letztere die Prüfschaltung (12) mit dem Rückstell' und Abtastimpuis (33,25) speist.
7. 7. Impulsmeßeinrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur gleichzeitigen Messung mehrerer Ausgangsspannungen (Meßspannung 10) eines MeSobjekts (1) oder mehrerer Meßpunkte auf einer Meßspannung (10) alle Teile der Meßeinrichtung (12,14—18, Fig.3) außer dem Taktgeber (6) und dem Speisespannungs-Generator (7) entsprechend mehrfach angeordnet sind.