DE1623102B2

DE1623102B2 - Hochfrequenz-induktions-annaeherungsfuehler

Info

Publication number: DE1623102B2
Application number: DE19671623102
Authority: DE
Inventors: Alain Paris Carnel
Original assignee: Compteurs Schlumberger SA
Current assignee: Compteurs Schlumberger SA
Priority date: 1966-04-15
Filing date: 1967-04-08
Publication date: 1976-11-18
Also published as: DE1623102A1; ES338438A1; GB1187377A; FR1482206A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühler zur Feststellung des Vorhandenseins oder Vorbeigangs eines leitenden Gegenstands aufgrund der Änderungen des Gütefaktors einer den Schwingungszustand beeinflussenden Induktivität in einem elektronischen Oszillator, der einen als rückgekoppelten Verstärker geschalteten Transistors enthält, mit einer Spannungsquelle zur Stromversorgung des Oszillators, einer Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung der vom Oszillator erzeugten Wechselspannung und mit einer Last zum Feststellen des Schwingungszustandes des Oszillators aufgrund der gleichgerichteten Wechselspannung.

Bei den bekannten Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühlern dieser Art (US-PS 32 01 774) werden im Prinzip zwei Dopelleitungen zwischen dem Oszillator einerseits und der die Spannungsquelle und die Last enthaltenden Anordnung andererseits benötigt, nämlich eine Doppelleitung zur Stromversorgung des Oszillators und eine Doppelleitung zur Übertragung des Signals vom Oszillator zur Last. In der Praxis können die Massedrähte der beiden Doppelleitungen zusammengefaßt werden, so daß noch drei Verbindungsleiter benötigt werden.

In vielen Fällen ist es jedoch sehr unerwünscht, daß drei Verbindungsleiter zwischen dem Oszillator und der Last benötigt werden. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn der Oszillator an einer von der Last und der Spannungsquelle weit entfernten Stelle liegt, oder auch

bei Verwendung in Kraftfahrzeugen, wo grundsätzlich ein Pol der Spannungsquelle mit der Masse des Fahrzeugs verbunden ist und alle Verbindungsleitungen einpolig ausgeführt sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühler so auszubilden, daß nur zwei Verbindungsleiter zwischen dem Oszillator einerseits und der die Last und die Spannungsquelle enthaltenden Anordnung andererseits benötigt werden und dennoch ein einwandfreies Ansprechen der Last auf den Schwingungszustand des Oszilators gewährleistet ist.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Last in Reihe mit dem Oszillator an die Klemmen der Spannungsquelle angeschlossen ist, daß die den Schwingungszustand beeinflussende Induktivität zu dem im Basis-Emitterkreis des Transistors liegenden Oszillatorschwingkreis gehört, daß der Emitter des Transistors über einen Gegenkopplungswiderstand mit einem Abgriff des Oszillatorschwingkreises gekoppelt ist, und daß die von der Gleichrichterschaltung erzeugte Gleichspannung an die Basis des Transistors angelegt ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den übrigen Ansprüchen.

Die erfindungsgemäße Ausbildung der Schaltung ergibt die Wirkung, daß sich der scheinbare Gleichstromwiderstand des Oszillators in Abhängigkeit vom Schwingungszustand sehr stark verändert, was eine entsprechende Änderung des über die Last fließenden Speisegleichstroms zur Folge hat. Diese Stromänderung kann zur Anzeige oder Ausnutzung des Schwingungszustandes des Oszillators benutzt werden.

Diese Wirkung beruht darauf, daß die durch Gleichrichtung der vom Oszillator erzeugten Wechselspannung erhaltene Gleichspannung als Basisspannung an den Oszillatortransistor angelegt wird, so daß dieser Transistor gleichzeitig zur Verstärkung der gleichgerichteten Spannung dient. Dies ergibt einerseits eine beträchtliche Einsparung an Schaltungselementen, weil ein einziger Transistor die Funktion mehrerer bei der bekannten Schaltung verwendeten Transistoren übernimmt; vor allem aber wird der Vorteil erreicht, daß sich der Schwingungszustand des Oszillators in einer Änderung des Gleichstromwiderstands äußert. Als Folge davon sind nur zwei Verbindungsleitungen zwischen dem Oszillator und dem Versorgungs- und Anzeigeteil erforderlich.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Figuren erläutert. Es zeigen

Fig. la und Ib schematisch zwei Formen des Abtastkopfes für einen Hochfrequenz-Indunktions-Annäherungsfühler,

F i g. 2 das Grundschaltbild des Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühlers,

F i g. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise,

Fig.4, 4a, 4b Abänderungen des Grundschaltbilds von F i g. 2,

F i g. 5 und 6 Abänderungen der Schaltung von F i g. 4 zur Verringerung des Hysteresewirkung,

F i g. 7 und 8 Abänderungen der Schaltung von F i g. 2 zur Vergrößerung der Hysteresewirkung,

Fig.9 und 10 Weiterbildungen der Schaltung von F i g. 4 zur Erzielung einer Temperaturkompensation,

F i g. 11 eine Abänderung der Schaltung von F i g. 4 zur Verringerung der magnetischen Abstoßung der Abtastspule und

Fig. 12 bis 17 Abänderungen des den Oszillatorschwingkreis enthaltenden Teils der Grundschaltung von F i g. 2 zur Erzielung eines Ausgangsstroms, der dem Gütefaktor der Abtastspule proportional ist.
In den Fig. la und Ib sind zwei Ausführungsformen des Abtastkopfes eines Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühlers dargestellt, dessen Schaltbild in F i g. 2 gezeigt ist. Der Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühler soll das Vorhandensein eines leitenden

ίο Gegenstandes in der Nähe des Abtastkopfes oder der Vorbeigang eines solchen leitenden Gegenstandes am Abtastkopf feststellen.

Der Abtastkopf von Fig. la hat eine Abtastspule 1, die auf einem Magnetkreis 2 angeordnet ist, der durch einen Luftspalt 3 unterbrochen ist. Der leitende Gegenstand 4 ist ein Metallplättchen, das sich durch den Luftspalt 3 bewegen kann.

Bei dem Abtastkopf von F i g. 1 b ist die Abtastspule 1 auf einem zylindrischen Ferritkern 5 angebracht.

Dadurch wird ein leitender Gegenstand 4 festgestellt, der in der Nähe des Endes des Kerns vorbeigeht.

Die Änderungen des Gütefaktors der Abtastspule 1 verändern in der Schaltung von Fig.2 die Schwingungsamplitude eines elektronischen Oszillators mit einem Resonanzkreis, dessen Induktivität durch die Abtastspule 1 gebildet ist.

Der elektronische Oszillator von F i g. 2 enthält einen als rückgekoppelten Verstärker geschalteten Transistor T und einen im Emitter-Basis-Kreis liegenden Oszillatorschwingkreis L₁ Ci. Die Induktivität L ist die Induktivität der Abtastspule 1, und die Kapazität C1 ist ein der Abtastspule parallelgeschalteter Festkondensator. Der dadurch zwischen den Punkten A und M gebildete Oszillatorschwingkreis hat die Resonanzkreisfrequenz

ω₀ =

und einen Gütefaktor Q, der in Abhängigkeit von der Stellung des leitenden Teils 4 relativ zu der Abtastspule 1 veränderlich ist.

Der Rückkopplungskreis enthält eine Kopplungskapazität C2, die den Punkt A mit der Basis des Transistors T verbindet (Punkt B) und einen Gegenkopplungswiderstand R 1, der zwischen einem Abgriff /4'der Induktivität L und dem Emitter des Transistors T angeschlossen ist. Eine Diode D1 dient zur Gleichrichtung der am Punkt B erscheinenden Wechselspannung. Es kann wahlweise eine Kapazität C3 vorhanden sein, welche den Ausgangsstrom des Transistors Tfiltert. Ein den Kollektor des Transistors Tmit der Basis (Punkt B) verbindender Vorspannungswiderstand R2 hält bei fehlender Schwingung einen schwachen Strom durch den Transistor T aufrecht. Die Stromversorgung der Schaltung erfolgt zwischen den Klemmen 5 und M durch eine Speisespannungsquelle V über den Lastwiderstand Rc des Verbraucherkreises. Die Spannungsquelie V und der Lastwiderstand Rc können an einer entfernten Stelle angeordnet und über eine Leitung mit den Punkten Sund Mverbunden sein.
Wenn man setzt:

_ Windungszahl der Spule 1 zwischen M und A' Windungszahl der Spule 1 zwischen M und A' gilt für den Rückkopplungsfaktor δ des Oszillators:

a Lw₀Q

a² La)₀Q + Rl

Der Oszillator liefert:

fürö < 1: keine oder abklingende Schwingung;
für δ = 1: Schwingung mit konstanter Amplitude;
für ό > 1: anwachsende Schwingung.

Die Empfindlichkeit des Systems ist durch die Ableitung gekennzeichnet:

άδ
dß

(2)

Darin ist Q₀ der Gütefaktor Q bei <5 = 1.

Es erscheint günstig, den Wert α klein gegen Eins zu wählen, doch wird dann die Impedanz der Spule zwischen den Punkten A und A' zu groß gegen die Eingangsimpedanz des Transistors T. Zweckmäßig wählt man ««0,5.

Wenn kein leitender Gegenstand vorhanden ist, nimmt der Gütefaktor Q seinen Maximalwert Qm an, bei welchem die Schaltung schwingt. Wenn sich ein leitender Gegenstand der Abtastspule 1 nähert, verringert sich der Gütefaktor. Sobald er kleiner als der Wert Qo wird, für den δ = 1 ist, setzt der Oszillator aus. Wenn sich umgekehrt der leitende Gegenstand von der Abtastspule entfernt, wächst der Gütefaktor an, und sobald er größer als Qo ist, setzt die Schwingung wieder ein. Die Wechselspannung an den Klemmen A, M des Schwingkreises wird von der Diode D1 gleichgerichtet, wobei die Filterung vom Kondensator C2 bewirkt wird. Die gleichgerichtete Gleichspannung wird daher der Wechselspannung überlagert und vom Transistor T verstärkt, wie in F i g. 3 dargestellt ist.

Wenn im Schwingungszustand die Wechselspannung Va am Punkt A die Amplitude U hat, ist die mittlere Basisspannung am Punkt B:

= υ

(3)

U Rl

(4)

Die Spannung am Punkt B schwankt zwischen 0 und 2LJ. Die Amplitude LJ nimmt bis zur Sättigung des Transistors zu, d. h. so weit, bis die Kollektorspannung auf einen Wert gefallen ist, der in der Nähe der maximalen Basisspannung 2t/liegt.

Der scheinbare Gleichstromwiderstand Ra des Oszillators im »Arbeitszustand« an den Klemmen Sund Mist also:

2(7
Ic

= 2Rl.

(5)

mitt.

Rr =

R2

25

30

35

Wenn die Basis-Emitter-Spannung des Transistors vernachlässigt wird, wird der mittlere Kollektorstrom:

40

45

50

55

Im »Ruhezustand«, d. h., wenn der Oszillator nicht schwingt, ist der scheinbare Gleichstromwiderstand Rr größer. Er hängt von R 2 ab, so daß im Ruhezustand gilt:

die mehr oder weniger große Nähe des festzustellenden Gegenstandes, drückt sich also durch eine Änderung des scheinbaren Gleichstromwiderstandes der Schaltung aus. Dementsprechend ändert sich der von der Spannungsquelle V über den Lastwiderstand Rc fließende Gleichstrom. Diese Gleichstromänderungen können am Lastwiderstand Rc festgestellt werden und zeigen somit die Annäherung des leitenden Gegenstandes an den Abtastkopf an.

Es gibt nur zwei Verbindungen zwischen dem Annäherungsfühler und dem Verbraucherkreis, was inbesondere in dem häufigen Fall, daß der Verbraucherkreis an einer von dem Annäherungsfühler entfernten Stelle liegt, ein wichtiger Vorteil ist.

Da andererseits der Oszillatortransistor "Tgleichzeitig die Wechselspannung der Schwingung und die gleichgerichtete Gleichspannung verstärkt, wird diese vorteilhafte Wirkung mit einer kleinen Zahl von Schaltungselementen erreicht.

Nachstehend wird eine Reihe von Weiterbildungen der Schaltung von Fig.2 beschrieben. Zur Vereinfachung der Darstellung ist der links von den Klemmen S und M liegende Schaltungsteil, der stets unverändert bleibt, nicht wiederholt.

Eine Verbesserung des Hochfrequenz-Induktions-Annäherungsfühlers besteht gemäß Fig.4 darin, daß die Kapazität C1 an einem vom Abgriff A unabhängigen Punkt der Induktivität L angeschlossen ist, was eine größere Freiheit in der Wahl des Wertes der Abstimmkapazität Cl und der Gesamtwindungszahl der Abtastspule 1 ergibt.

Wie in F i g. 4a und 4b dargestellt ist, ist es andererseits möglich, die Induktivität L mit vier Klemmen (F i g. 4a) durch eine Induktivität L mit zwei Klemmen (F i g. 4b) und drei geeignet gewählte Kapazitäten Ci, C"\, C'"\ zu ersetzen, wobei die beiden Schaltungen einander wechselstrommäßig äquivalent sind. Es ist jedoch notwendig, parallel zu der Kapazität C'"\ eine Drosselspule L 1 anzuschließen, um die Gleichstromkomponente des durch den Widerstand R1 fließenden Stroms abzuleiten. Diese Schaltung ist dann günstig, wenn die Abtastspule 1 an einer vom Rest des Oszillators entfernten Stelle liegt.

In der Gleichung (4) ist der Einfluß der Eigenschaften des Transistors ^vernachlässigt worden. Dieser macht sich in dreifacher Weise bemerkbar:

Der Widerstand R1 wird um den dynamischen Emitterwiderstand r_e vergrößert;
die Eingangsimpedanz β ■ (R 1 + r_e) des Transi stors dämpft den Resonanzkreis;
der Spannungsabfall in der Diode D1 verschiebt die Spannung am Punkt B um — VdX gegen die theoretische Kurve VZ? von F i g. 3. Ebenso verschiebt die Basis-Emitter-Spannung des Transistors die Emitterspannung um — Vbe gegen die Spannung am Punkt B.

Die Emitterspannung ist also um -(Vbe+VdI) gegen die theoretische Spannung Vb von Fig.3 verschoben. Da sie nicht negativ werden kann, wird die Emitterspannung um (Vbe— Vd 1) auf der Seite ihrer negativen Halbwelle beschnitten. Diese' Beschneidung verringert den Rückkopplungsfaktor δ, der dann zu ό(1 ~x)v/\rd.

Die Gleichung (4) lautet dann:

Dabei ist β der Stromverstärkungsfaktor des Transistors T.

Das Einsetzen und Aussetzen der Schwingungen, d. h.

aQ'L(x)₀

)₀ + Rl + r_e

δ' =

im ι + ο

Ii(Rl + rj L,o₀(\ - a)²

Die Werte von β, ι\. und .ν sind verschieden, je nachdem, ob die Schaltung schwingt oder nicht. Da nämlich der »Arbeitsstrom« größer als der »Ruhestrom« ist, sind:

β im »Arbeitszustand« größer als im »Ruhezustand«;
r_c im »Arbeitsziiiand« kleiner als im »Ruhezustand«;
α· im »Arbeitszustand« kleiner als im »Ruhezustand«.

Diese drei Erscheinungen tragen gemeinsam dazu bei, die Aufrechterhaltung der Schwingung zu begünstigen und das Erlöschen der Schwingung zu benachteiligen. Wenn sich ein leitender Gegenstand der Abtastspule nähert, und die Schwingung beim Erreichen einer bestimmten Stelle aufhört, setzt sie erst wieder ein, wenn sich der leitende Gegenstand um eine bestimmte Strecke von der Stelle entfernt hat, an der die Schwingung aufgehört hat. Diese Hysterese kann in bestimmten Fällen stören (beispielsweise bei einer Zweipunktregelung). Es ist möglich, diese Hysterese entweder durch Vergrößerung des »Ruhestroms« oder durch Verwendung der in F i g. 5 und 6 dargestellten Schaltungen zu verringern.

Im Fall von Fig.5 ist die Gleichrichterdiode Di an einen Abgriff A" der Induktivität L angeschlossen, wodurch ihre Anode auf ein Wechselpotential gelegt wird, das demjenigen des Punkts A entgegengesetzt ist. Durch eine geeignete Anbringung dieses Abgriffs wird die Beschneidung der Emitterspannung unterdrückt, wodurch die Hysterese merklich verringert wird.

Im Fall von Fig.6 ist eine Gleichrichterdiode D2 vorgesehen, deren Anode durch den Spannungsteiler R 3, R 4 auf ein positives Potential gelegt wird. Dieses Potential kann so groß sein, daß die Vorspannung des Transistors über die Diode D 2 erreicht wird. Die Diode D 1 ermöglicht eine wirksamere Gleichrichtung als die Diode D 2, weil der von dieser gleichgerichtete Strom durch den Widerstand R 4 fließen muß. Das Ende 6 des Widerstands R4 kann entweder mit dem Punkt Moder mit dem Punkt A'verbunden sein. Im letzten Fall ist die vom Widerstand R 4 hervorgerufene Dämpfung kleinen

In anderen Fällen ist die Hysterese erwünscht. Dies gilt beispielsweise für die Zählung der Durchgänge eines leitenden Objekts, das in Schwingungen versetzt ist, die seiner Verschiebung überlagert sind. Wenn die Hysterese ausreichend groß ist, besteht dann keine Gefahr, daß ein einziger Durchgang wegen dieser Schwingungen mehrmals gezählt wird. Ferner erfolgt das Umkippen freier und sehr viel schneller. Die hierfür geeigneten Schaltungen sind in F i g. 7 und 8 dargestellt.

Im Fall von F i g. 7 ist der Gegenkopplungswiderstand R 1 in zwei Teilwiderstände R'l, R"\ aufgeteilt wobei dem Teilwiderstand R"\ eine Diode D 3 parallel geschaltet ist. Im »Ruhezustand« reicht die Klemmenspannung des Teilwiderstandes R"\ nicht aus. um die Diode D3 durchlässig zu machen. Im »Arbeitszustand« ist die Diode D3 durchlässig, so daß sie praktisch den Teilwiderstand R"\ kurzschließt, wodurch der Rückkopplungsfaktor vergrößert wird.

Es ist daher für das Anregen der Schwingung ein größerer Gütefaktor als für das Unterbrechen der Schwingung erforderlich; die Hysterese ist somit durch die Wahl der Schaltungselemente einstellbar.

Im Fall von Fig.8 verhält sich die Schaltung R5, R6, D4, D5 wie ein Strombegrenzer, dessen scheinbare Wechselimpedanz mit der Klemmenspannung der Induktivität L wächst. Die von dieser Schaltung erzeugte Dämpfung ist also bei kleinen Spannungen größer, was das Erregen der Schwingung wie im vorhergehenden Fall benachteiligt, so daß sich die

ίο gleichen Folgen ergeben.

Wenn kein Vorspannungsstrom vorhanden ist, kann sich die Schwingung nicht erregen, denn der Transistor hat den Verstärkungsfaktor Null. Die Schwingung kann sich nur dann erregen, wenn die beiden folgenden Bedingungen erfüllt sind:

ausreichender Vorspannungsstrom;
ausreichender Gütefaktor.

Dagegen wird der Schwingungszustand durch die Unterdrückung des Vorspannungsstroms nicht beeinflußt. Diese logische Und-Funktion bei der Schwingungserregung und Speicherfunktion bei der Schwingungsentregung kann insbesondere dort ausgenutzt werden, wo mit Hilfe von zwei Fühlern die Bewegungsrichtung des Gegenstandes von einem Fühler zum anderen festgestellt werden soll. In diesem Fall ist der Vorspannungskreis nicht an den Kollektor, sondern an eine getrennte Klemme angeschlossen.

Fig.9 und 10 zeigen Maßnahmen zur Verringerung des Einflusses der Temperatur auf den »Ruhestrom«.

Die Fig.9 entspricht der Schaltung von Fig.4. Die Verringerung des Vorspannungsstroms bei steigender Temperatur erfolgt durch den Thermistor R9 mit negativem Temperaturkoeffizient, der den Widerständen R 7 und R 8 zugeordnet ist. Dies ermöglicht die Kompensation in einem großen Temperaturbereich.

Die Schaltung von Fig. 10 entspricht derjenigen von Fig.6, bloß erfolgt hier die Temperaturkompensation durch die Diode D 6.

Die Schaltung von F i g. 11 ermöglicht es, für eine gegebene Ausgangsleistung die Klemmenspannung der Induktivität L zu verringern, so daß die von dem magnetischen Wechselfeld auf den leitenden Gegenstand ausgeübte Abstoßung vermindert wird. Zu diesem Zweck wird die gleichzurichtende Spannung nicht an den Klemmen der Induktivität L, sondern an den Klemmen einer Drosselspule L' abgegriffen, die im Kollektorkreis liegt. Die an den Klemmen der Drosselspule L' erscheinende Wechselspannung wird über den Kondensator C4 zu den Gleichrichterdioden D 7 und D 8 übertragen. Die gleichgerichtete Spannung wird durch den Kondensator C5 gefiltert und über den Widerstand R 11 an die Basis des Transistors angelegt. Der Widerstand R10 dient zur Dämpfung der Drosselspule L'. Die Klemme 7 des Kondensators C5 könnte mit dem Punkt M verbunden sein, doch würde dadurch die vom Widerstand RW verursachte Dämpfungvergrößert.

Alle zuvor beschriebenen Schaltungen besitzen nur zwei stabile Gleichgewichtszustände: Schwingung bis zur Sättigung oder keine Schwingung.

Die nachfolgend beschriebenen Schaltungen liefern einen Ausgangsstrom, der dem Gütefaktor der Spule L ' annähernd proportional ist. Das Prinzip dieser Schaltungen ist in Fig. 12 dargestellt. Es besteht darin, den Resonanzkreis durch einen Widerstand Z zu dämpfen, dessen Widerstandswert bei wachsender Klemmenspannung des Schwingkreises abnimmt. Der Rückkopplungsfaktor (5 nimmt also ab, wenn die Klemmenspan-

609 547/12

nung der Spule L zunimmt. Er kann daher den einer Schwingung mit stabiler Amplitude entsprechenden Wert 1 bei einem beliebigen Wert der Schwingungsspannung zwischen bestimmten Grenzwerten annehmen. Wenn Qo der Gütefaktor der Anordnung L, Ci, Z ist, für welchen ö — 1 gilt, und Q der Gütefaktor der Spule List,gilt:

η ₌ Va)

Q+ -τ

Die Schwingungsamplitude U im Gleichgewichtszustand hängt also von dein Gütefaktor der Induktivität L über Z ab. Dieser Gütefaktor ist seinerseits von der Lage des leitenden Gegenstandes abhängig. Der Widerstand Z kann eine der in Fig. 13 bis 17 dargestellten Formen annehmen.

Im Fall von Fig. 13 ist der Widerstand Zdurch die Kapazität C 6, den Widerstand R 12 und die Zenerdiode DZl gebildet.

Die Zenerdiode ist durchlässig, wenn die Klemmenspannung den Wert + VZoder den Wert -0 annimmt. Für die Amplitude U der Wechselspannung an den Klemmen der Induktivität L gilt:
für

25

30

ist die Zenerdiode DZl gesperrt, so daß gilt

Z=O₀;

^für £

ίο

gehen bei jeder Halbwelle Stromimpulse durch den Widerstand R 12. Die dadurch im Widerstand R 12 erzeugten Verluste verringern den scheinbaren Wert des Widerstandes Z, und zwar um so mehr, je

größer das Verhältnis -p— ist.

Durch geeignete Wahl der Schaltungselemente und Betriebsbereiche kann erreicht werden, daß die Schwingungsamplitude t/und damit der Ausgangsstrom annähernd der Verschiebung des leitenden Gegenstandes proportional ist. Die Zenerdiode DZl muß eine kleine Eigenkapazität haben. Sie kann durch eine Spannungsquelle und zwei Gleichrichterdioden ersetzt werden.

Bei der Anordnung von Fig. 14 ist die Spannungsquelle durch den Widerstand R 13 und die Zenerdiode DZ 2 ersetzt, die dann eine große Eigenkapazität haben kann. Die Dioden DO und DlO sind die Gleichrichterdioden. Der Punkt D ist an ein positives Potential gelegt.

Bei der Anordnung von Fig. 15 ist die Spannungsquelle durch den Spannungsteiler R 14, R 16 gebildet. Der Widerstand R 12 ist für die eine Stromrichtung durch den Widerstand R15 und für die andere Stromrichtung durch den Widerstand R 14 parallel zum Widerstand R 16 ersetzt.

Fig. 16 zeigt eine einfachere Schaltung, welche eine gleichwertige Funktion wie die zuvor erwähnten Schaltungen erfüllt.

Fig. 17 zeigt eine andere Ausführungsform mit der gleichen Funktion wie die zuvor erwähnten Schaltungen.

Bei den Schaltungen von Fig. 14, 15, 16, 17 war angenommen, daß der Punkt D an ein festes positives Potential gelegt ist. Er kann jedoch auch mit dem Kollektor des Transistors Γ verbunden sein. In diesem Fall nimmt die Spannung, welche die Rolle der Spannung Vz bei den Schaltungen von Fig. 15, 16 17 spielt, mit wachsendem Ausgangsstrom, also mit wachsender Schwingungsspannung ab. Die Wirkungsweise kann jedoch mit anderen Werten der Schaltungselemente die gleiche sein.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Hochfrequenz- Induktions-Annäherungsfühler zur Feststellung des Vorhandenseins oder Vorbeigangs eines leitenden Gegenstands aufgrund der Änderungen des Gütefaktors einer den Schwingungszustand beeinflussenden Induktivität in einem elektronischen Oszillator, der einen als rückgekoppelten Verstärker geschalteten Transistor enthält, mit einer Spannungsquelle zur Stromversorgung des Oszillators, einer Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung der vom Oszillator erzeugten Wechselspannung und mit einer Last zum Feststellen des Schwingungszustandes des Oszillators aufgrund der gleichgerichteten Wechselspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (Rc) in Reihe mit dem Oszillator (L, Ci, T) an die Klemmen der Spannungsquelle (V) angeschlossen ist, daß die den Schwingungszustand beeinflussende Induktivität (L) zu dem im Basis-Emitter-Kreis des Transistors (T) liegenden Oszillatorschwingkreis (L, Ci) gehört, daß der Emitter des Transistors (T) über einen Gegenkopplungswiderstand (R 1) mit einem Abgriff des Oszillatorschwingkreises (L, Ci) gekoppelt ist, und daß die von der Gleichrichterschaltung (D i, C2, D7, DS, C5) erzeugte Gleichspannung an die Basis des Transistors (7} angelegt ist.

2. Annäherungsfühler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung eine zwischen einer Klemme des Oszillatorschwingkreises (L, Ci) und der Basis des Transistors (T) angeschlossene Diode (D 1) enthält.

3. Annäherungsfühler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Transistors (T) mit dem Oszillatorschwingkreis (L, Ci) über einen Kondensator (C2) verbunden ist, der einen Siebkondensator für die Gleichrichterschaltung bildet.

4. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß Basis und Emitter des Transistors (T)mit Zwischenabgriffen (A, A')der Induktivität (L)des Oszillatorschwingkreises (L, Ci) verbunden sind (F i g. 4a).

5. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Oszillatorschwingkreises (L, Ci) durch mehrere in Reihe geschaltete Kondensatoren (Ci, C"i, C'"i) gebildet ist, daß Basis und Emitter des Transistors (T) an Zwischenabgriffe (A, A') der Reihenschaltung angeschlossen sind, und daß der Gegenkopplungswiderstand (R i) mit der Spannungsquelle (V) über eine Drosselspule (L 1) verbunden ist, welche einem der Kondensatoren (C'"i) parallel geschaltet ist (F ig. 4b).

6. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vorspannungsteiler (R 3, R 4) zwischen dem Kollektor des Transistors (T) upd der mit dem Gegenkopplungswiderstand (Ri) verbundenen Klemme (A') des Oszillatorschwingkreises (L, Ci) angeschlossen ist, und daß ein zusätzlicher Gleichrichter (D 2) zwischen einem Abgriff des Spannungsteilers und der Basis des Transistors angeschlossen ist (F i g. 6).

7. Annäherungsfühler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Temperaturkompensation eine Diode (D6) in den Vorspannungsteiler (R3, R 4) eingefügt ist (F ig. 10).

8. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1

bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Transistors (T) über einen Vorspannungswiderstand (R 2) mit dem Abgriff eines Spannungsteilers (R 7, R 8) verbunden ist, der einen temperaturabhängigen Widerstand (R 9) enthält (F i g. 9).

9. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände (R 1, R"i) und einen einem der beiden Widerstände parallelgeschalteten spannungsabhängigen Widerstand (D 3) gebildet ist (F i g. 7).

10. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Transistors (T) mit dem Oszillatorschwingkreis (L, Ci) über eine Strombegrenzerschaltung aus Widerständen (R 5, R 6) und Gleichrichtern (D 4, D 5) verbunden ist (F i g. 8).

11. Annäherungsfühler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektorkreis des Transistors (T) eine Drosselspule (L') enthält, die über die Gleichrichterschaltung (D7, D8; CS) mit der Basis des Transistors verbunden ist (F i g. 11).

12. Annäherungsfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine spannungsabhängige Impedanz (Z) an die Klemmen des Oszillatorschwingkreises (L, Ci) angeschlossen ist (F ig. 12).

13. Annäherungsfühler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die spannungsabhängige Impedanz (Z) eine Schaltung aus Widerständen (R 10, R 13; R 14, R 15, R 16; R 17, R 18; R 13, R 20) und Gleichrichtern (D9, DiQ, DZ2; D9, DiO; DU; D12, D13) enthält, die an eine feste Spannungsquelle (D) oder an den Kollektor des Transistors (T) angeschlossen ist (F ig. 14; 15; 16; 17).