Anordnung für das Umsetzen einer Frequenz in eine ihr proportionale Gleichspannung Ein genauer Frequenz-Spannungsumsetzer wird bekanntlich als Empfänger in Fernmesseinrichtungen benötigt, die nach dem Frequenzvariationsverfahren arbeiten, und bei denen ein Sender ein Gleichstrom signal in eine proportionale Frequenz umwandelt, um diese Frequenz über einen Übertragungskanal zu geben. Ein Empfänger setzt die empfangene Frequenz wieder in eine Gleichstromgrösse um, die dem Gleichstromsignal, das dem Sender zugeführt wurde, genau proportional ist.
Dementsprechend wird es als Aufgabe der Er findung betrachtet, einen Frequenz-Spannungsum setzer zu erstellen, der die folgenden Merkmale haben soll: <B>1.</B> eine sehr lineare und genaue Proportionalität zwischen der Frequenz und der Spannung, 2. eine niederohmige Ausgangsgleichspannung, die es erlaubt, mehrere unabhängige Lasten anzu schliessen, ohne dass störende Wechselwirkungen auftreten, <B>3.</B> Umkehrung der Stromrichtung an den Ausgangs klemmen darf die Genauigkeit nicht vermindern, 4. angemessene Ausgangsleistung, <B><I>5.</I></B> leicht zu verwirklichende Temperaturkompensa tion über einen grossen Temperaturbereich.
Bei bisher bekannten Umsetzern wird das kon stante Spannungs-Zeit-Verhalten eines sättigbaren Magnetkernes mit einer rechteckigen Magnetisie rungsschleife dazu benutzt, eine Frequenz in eine ihr proportionale Spannung umzusetzen. Bekannt lich ist das Integral der Sekundärspannung eines Transformators über die Zeit auf Grund des In duktionsgesetzes unabhängig von der Zeitfunktion der Flussänderung konstant, wenn die Flussänderung einen konstanten Wert hat. Das bedeutet, dass der zeitliche Verlauf der Spannung immer den gleichen Flächeninhalt hat.
Die Zeit, während der ein solcher Kern in einer ihn umgebenden Wicklung eine In duktionsspannung unterhält, kann durch folgende Formel ausgedrückt werden:
EMI0001.0000
B."" ist dabei die Sättigungsflussdichte in Gauss, A" ist die Querschnittsfläche des Kernes in cm2 und <B><I>N</I></B> die Anzahl der Windungen, in denen die Spannung <B><I>E,</I></B> in Volt ausgedrückt, induziert wird.
Gegen Ende der Zeitspanne<B><I>A</I></B><I> t</I> tritt Sättigung des Kernes ein. Die induzierte Spannung bricht<B>zu-</B> sammen. Der Kern wird ummagnetisiert und indu ziert dabei eine der angelegten Spannung entspre chende Gegenspannung in umgekehrter Richtung, sobald das Eingangssignal ebenfalls seine Richtung ändert. Es wird normalerweise angenommen, dass die Spannungszeitfläche E A t jedes Impulses unab hängig von der Spannung E und der Frequenz f ist, solange der Kern in jeder Halbperiode gesättigt wird. Wenn die Frequenz erhöht wird, steigt auch die Anzahl gleicher Spannungszeitflächenimpulse in der Zeiteinheit.
Wenn diese Impulse durch ideale Dioden gleichgerichtet werden und ein Filter mit induktivem Eingang passieren, welches auf die Impulsfläche anspricht, so wird der Mittelwert der Ausgangs gleichspannung proportional der Steuerfrequenz.
Es gibt jedoch mehrere Schwierigkeiten, welche die Verwirklichung der erwunschten Merkmale mit der bisher bekannten Umsetzeranordnung verhindern.
1. Die Spannungszeitfläche ist nicht unabhängig von der induzierten Spannung<B>E.</B> Eine 10%ige Än derung der Spannung<B>E</B> verursacht<B>1 %</B> Änderung in der Spannungszeitfläche und deshalb eine<B>1</B> 7oige Änderung der Ausgangsgleichspannung. 2. Die Durchgangsspannungsabfälle an den Di oden sind für den normalen Bereich der Ausgangs spannung nicht vernachlässigbar. Der Diodenspan nungsabfall verschiebt die Frequenz/Spannungs-Cha- rakteristik, so dass eine Verlängerung ihres linearen Teiles nicht mehr den Nullpunkt der Koordinaten schneidet. Hinzu kommt, dass die Änderung der Diodenspannungsabfälle mit der Temperatur das ge samte Temperaturkompensationsproblem schwieriger macht.
3. Im Filter muss eine genügend grosse Indukti vität vorhanden sein, um zu verhindern, dass der Induktionsstrom seine Richtung ändert. Der Strom kann seine Richtung an sich wegen der Gleichrichter nicht ändern. Wenn der Induktionsstrom jedoch zwischen den einzelnen Spannungsimpulsen zu Null wird, wird die Ausgangspannung über einen Kon densator des Filters sich dem Spitzenwert nähern. Die Genauigkeit und die Linearität der Umsetzer gehen dabei verloren.
4. Die Nullpunktunterdrückung erschwert das Problem der Stromumkehrung noch. Bei einer Fern- messeinrichtung nach dem Impulsfrequenzverfahren, die in einem Frequenzbereich von<B>15</B> bis<B>35</B> Perioden pro Sekunde arbeitet, muss die Ausgangsspannung Null bei<B>25</B> Hz liegen. Um das zu erreichen, wird eine Gleichspannungsquelle von gleicher Ausgangs spannung wie die Ausgangsgleichspannung, die von ,dem sättigbaren Transformator-Stromkreis bei 25 Hz erzeugt wird, in Serie mit einem Messinstrument geschaltet. Bei niedereren Frequenzen liefert diese Quelle eine Stromkomponente, die dem Ausgangs strom des Sättigungstransformators entgegengerichtet ist.
Daraus resultiert, dass die Induktivität des Filters vergrössert werden muss und ein leistungsstarker Be lastungswiderstand parallel zur Filterkapazität not wendig wird. Dies wiederum hat übermässig hohe Ströme bei 35 Hz zur Folge. Damit wird die Linea- rität des Frequenz-Spannungsumsetzers herabgesetzt, weil sich die Änderung in der induzierten Spannung <B>E</B> vergrössert.
5. Die Sättigungsflussdichte B... des Magnet kernes hat einen negativen Temperaturkoeffizienten von ungefähr<B>0,07 %</B> pro<B>' C.</B> Daraus folgt eine Verringerung der Ausgangsspannung um<B>3,5 %</B> über einen Temperaturbereich von<B>0</B> bis<B>501 C.</B> Diese Änderung wird normalerweise mit Hilfe eines Wi derstandes mit negativem Temperaturkoeffizienten kompensiert. Die Kompensation mit dem NTC- Widerstand ist jedoch einigermassen schwierig über einen weiten Temperaturbereich zu erreichen, weil die Temperaturabhängigkeit des Widerstandes ex- ponentiell verläuft, während die Sättigungsflussdichte sich linear mit der Temperatur ändert.
Ein zusätz licher Widerstand zur Bereichseinstellung ändert auch die Wirksamkeit des NTC-Widerstandes, weil die prozentuale Widerstandsänderung damit beeinflusst wird.
<B>6.</B> Die Temperaturkompensation wird noch weiter erschwert durch die grosse Drossel, die wegen der unter den Punkten<B>3</B> und 4 aufgeführten Schwierig keiten erforderlich wird. Der Kupferwiderstand der Drossel wächst mit der Temperatur um<B>0,3 8 %</B> pro <B><I>'</I> C,</B> was eine Änderung von<B>19 %</B> über den Bereich von<B>0</B> bis<B>50' C</B> bedeutet. Die Widerstandsänderung ,der Drossel, wie sie für einen Betrieb zwischen<B>15</B> und<B>35</B> Hz benötigt wird, verdoppelt ungefähr die benötigte Kompensation durch den NTC-Widerstand. Die grosse Temperaturzeitkonstante der Drossel, ver glichen mit der kurzen Zeitkonstanten des NTC- Widerstandes, macht die ganze Anordnung anfällig für Ungenauigkeiten bei schnellen Temperaturwech seln.
<B>7.</B> Ein niederer Ausgangswiderstand ist wegen des durch die Drossel und den NTC-Widerstand vermehrten Gesamtwiderstandes nur schwierig zu erreichen. Dieses Problem kann jedoch durch Be nutzung einer getrennten Drossel und NTC-Wider- stände für jeden einzelnen Ausgang überwunden werden.
Bei einer Anordnung für das Umsetzen einer Frequenz in eine proportionale Gleichspannung mit einem sättigbaren, durch eine Wechselspannung mit variabler Frequenz gesteuerten Magnetkern mit nahe zu rechteckiger Magnetisierungsschleife und Mittel wertbildung seiner Ausgangsimpulse werden die oben genannten Mängel dadurch überwunden, dass ge mäss der Erfindung ein zusätzliches Regelglied die Amplitude der den sättigbaren Magnetkern steuern den Wechselspannung konstant hält.
Das Regelglied kann eine Zenerdiode sein, welche die Spannung, die an die Wicklung eines sättigbaren Kernes während der Zeitspanne<B>1</B> t angelegt wird, konstant hält. Während dieser Zeit J t induziert der Kern in der Wicklung eine Gegenspannung. Die angelegte Spannung ist während der Zeit<B>J</B> t kon stant und nicht abhängig von der Frequenz. Zwei in Gegentakt geschaltete Transistoren verbinden bei diesem Beispiel wechselweise einander entgegenge setzte Wicklungen auf dem sättigbaren Kern über die Zenerdiode. Eine an der Zenerdiode abgegriffene Spannung ist eine gleichgerichtete Folge von Impulsen mit festliegender Spannungs-Zeitfläche.
Die Frequenz dieser Pulsfolge ist doppelt so gross wie die Frequenz ,des steuernden Eingangssignals und der Mittelwert der an der Zenerdiode abgegriffenen Spannung ist proportional der steuernden Frequenz. Durch diese Spannung können zwei Verstärker gesteuert werden, die ihrerseits eine zweite Zenerdiode schalten. Die Ausgangsspannung an der zweiten Zenerdiode kann niederohmig entnommen werden und stellt ebenfalls eine Impulsfolge mit Impulsen von festliegender Spannungszeitfläche dar. Der Durchschnittswert die ser Impulse ist ebenfalls proportional der steuernden Eingangsfrequenz.
Für ein besseres Verständnis des Wesens und der Auf,- .,aben der Erfindung soll die folgende ins einzelne gehende Beschreibung von Ausführungsbeispielen<B>zu-</B> sammen mit den begleitenden Zeichnungen dienen. Fig. 1 ist eine schematische Ansicht einer Schal tungsanordnung, die ein Ausführungsbeispiel der Er findung darstellt.
Fig. 2 ist ebenfalls eine schematische Ansicht eines abgeänderten Ausführungsbeispiels der Erfin dung.
Das in den Zeichnungen, besonders in Fig. 1 dargestellte System besteht aus einem Signaltrans formator T1, einem sättigbaren Transformator oder Induktivität T2 und einem Anzeigeinstrument M. Der Transformator T1 besitzt eine Primärwicklung <B>11,</B> die durch ein wechselndes Potential mit einer Frequenz<B>f</B> erregt werden kann, und zwei Sekundär wicklungen 12 und 13, die eine gemeinsame An schlussklemme 14 haben. Die Basis eines Transistors Q1 ist an die Endklemme der Wicklung 12 ange schlossen. Gleichermassen ist die Basis eines Transi stors<B>Q2</B> an die Endklemme der Wicklung<B>13</B> ange schlossen. Die Emittoren der Transistoren Q1 und <B><I>Q2</I></B> sind an eine gemeinsame Klemme<B>15</B> ange schlossen, die mit Klemme 14 verbunden ist.
Die Eingangsklemmen<B>16</B> und<B>17</B> sind an ein in einer Richtung wirkendes Potential, wie Batterie B1, an geschlossen. Eine Zener-Diode 18 ist zwischen den Klemmen<B>16</B> und<B>17</B> angeschlossen und somit über Batterie B1 in einem in Reihe geschalteten Strom kreis mit einem Widerstand R<B>1</B> verbunden.
Der Magnetkern oder Transformator T2 hat Primärwicklungen 21 und 22 mit einer gemeinsamen Klemme<B>23</B> und Sekundärwicklungen 24 und<B>25</B> mit einer gemeinsamen Klemme<B>26.</B> Die Wicklungen der Vorrichtung T2 sind auf einem sättigbaren Kern <B>27</B> angeordnet, der aus Eisen mit quadratischer oder rechteckiger Magnetisierungs-Schleifen-Charakteristik besteht. Der Kollektor des Transistors Q1 ist an die Endklemme der Wicklung 21 angeschlossen. Gleichermassen ist der Kollektor des Transistors<B>Q2</B> an die Endklemme der Wicklung 22 angeschlossen. Die gemeinsame Klemme<B>23</B> ist mit Klemme<B>17</B> verbunden.
Eine gleichrichtende Diode<B>28</B> ist an die End klemme der Wicklung 24 und eine ähnliche Diode <B>29</B> ist an die Endklemme der Wicklung<B>25</B> ange schlossen. Die beiden Dioden sind an eine gemein same Klemme<B>31</B> angeschlossen, die an eine Klemme des Anzeigegerätes M über eine Induktanz 32, einen Widerstand 3.3, einen Bereicheinstellwiderstand 34 und einen Widerstand<B>35</B> mit negativem Tempe raturkoeffizienten angeschlossen ist. Die gemeinsame Klemme<B>26</B> der Wicklungen 24 und<B>25</B> ist an die andere Klemme des Anzeigegerätes M in Reihe mit einem Spannungsunterdrückungsmittel, wie Batterie B2, angeschlossen. Ein Filter, der aus einem Kon densator<B>36</B> und einem Widerstand<B>37</B> besteht, glättet das gleichgerichtete Ausgangssignal der Sekundär wicklungen.
Es wird angenommen, dass das Eingangssignal der Frequenz f genügend gross ist, um Q1 und Q2 zu schalten. Zusätzliche Verstärkung, bestehend aus einseitigen oder Gegentakt-Treiberstufen, kann, falls notwendig, zur Erzielung dieses Schaltvorganges an gewendet werden. Wie schon erläutert wurde, in duziert der Kern<B>27</B> während der Zeit<B><I>A</I></B><I> t</I> eine Gegenspannung. Am Ende der Zeit<B><I>A</I></B><I> t</I> ist der Kern gesättigt.
Der in Fig. 1 dargestellte Stromkreis verbessert die Linearität gegenüber bisher verwendeten Strom kreisen, indem die vor der Sättigung an die Wicklung des Kerns angelegte Spannung unveränderlich<B>ge-</B> macht wird. Die Zener-Diode 18 reguliert die wäh rend der Zeitspanne<B><I>A</I></B><I> t</I> an den Kern angelegte Spannung. Der Strom, den die Zener-Diode beim Regulieren benötigt, und der den Kern magnetisie rende Strom werden von der Batterie B1 über einen Begrenzungswiderstand R1 geliefert. Die Transisto ren Q1 und Q2 werden nacheinander geschaltet, um entweder die Wicklung 21 oder die Wicklung 22 und die Zener-Diode parallel zur Batterie B1 in Reihenschaltung mit dem Widerstand R1 anzuschlie ssen.
Nach Sättigung des Kernes ist die an der Zener- Diode liegende Spannung gleich dem Kollektor- Emitter-Abfall des Transistors, kleiner als 0,1 Volt, plus dem Ohmschen Abfall in der Transformator wicklung. Die an die Wicklung des Kernes angelegte Spannung ist unveränderlich und nicht eine Funktion der Frequenz. Dies beseitigt die Hauptursache der Nichtlinearität bisher bekannter Anordnungen. Die Impulsbreite vor der Sättigung ist im Frequenzbereich konstant, wodurch sich eine hohe Linearität und Genauigkeit ergibt.
Bei Verwendung von Hochfre quenz kann es wünschenswert sein, die Zener-Diode durch eine Quelle von im wesentlichen konstantem Gleichstrompotential und eine gewöhnliche Diode mit geringer Flächenkapazität zu ersetzen.
Eine Spannungsunterdrückungsbatterie B2 und ein Bereicheinstellwiderstand 34 können verwendet werden, um am Anzeigeinstrument M entweder bei <B>15</B> Hertz oder bei<B>25</B> Hertz eine Nullanzeige zu erhalten, und zwar in einem Fernmesssystem, das in einem Frequenzbereich von<B>15</B> bis<B>35</B> Hertz ,arbeitet. Die Induktanz 32 und der Widerstand 33 stellen eine Drossel dar, die verhindert, dass der Induktorstrom zwischen zwei Impulsen auf Null ab fällt, wodurch ein Stromfluss in der einen oder an deren der Dioden<B>28</B> und<B>29</B> aufrechterhalten wird. Der Widerstand 34 kompensiert Temperaturände rungen in einem weiten Bereich, z. B. von<B>0'</B> Celsius bis<B>50'</B> Celsius, die sonst die Genauigkeit des Systems beeinträchtigen würden.
Der in Fig. 1 dargestellte Stromkreis ist für geringe Ausgangsleistungen ausserordentlich geeignet. Vor der Sättigung muss der von der Batterie Bl <U>kommende</U> Strom ausreichen, um den magnetisieren- ,den Strom, den sekundären Belastungsstroni und genügend Strom für gute Zener-Dioden-Regulierung zu liefern. Wenn versucht wird, grössere Ausgangs leistungen zu erzielen, ist die Stromaufnahme der Primärseite gross genug, um einen wesentlichen Ohmschen Spannungsabfall in der Transformator- primärwicklung zu veranlassen, wodurch wiederum die Impulshöhe geändert wird.
Um den gesamten Vorteil der Möglichkeiten der in Fig. 1 dargestellten Anordnung auszunutzen, kann die in Fig. 2 dargestellte Erweiterung benutzt werden. Dieser Stromkreis löst alle die vorerwähnten Pro bleme. Der Eingangsteil ist dem von Fig. 1 gleich. Eine Sekundärwicklung auf dem Sättigungskern<B>27</B> wird nicht benötigt. Es wird die Tatsache ausgenutzt, dass eine gleichgerichtete Ausgangsspannung des Sättigungskernes an der Zener-Diode 18 verfügbar ist.
Um eine grosse Leistungsabgabe zu erzielen, wird die Impulsspannung an der Zener-Diode 18 durch Schalttransistoren<B>Q3</B> und<B>Q4</B> verstärkt. Während der unveränderlichen Zeitspanne At ist der Transi stor<B>Q4</B> nichtleitend, und es wird Strom zu einer zweiten Zener-Diode 38 und zu dem Bereicheinstell widerstand 34 über einen Widerstand R2 geführt. Die an Q4 liegende Spannung wird von der Zener- Diode 38 bei einer vorher festgesetzten Schwelle, z. B.<B>16</B> Volt, reguliert. Nach Sättigung des Kernes leitet<B>Q4,</B> und die an dem Transistor liegende Rest spannung ist geringer als<B>0, 1</B> Volt.
Die an dem Transistor<B>Q4</B> liegende Spannung wird zwischen zwei festen Werten umgeschaltet. Da diese Spannungen nicht vom ständigen Leiten von Dioden abhängen, wie beim Schema von Fig. 1, wird ein Induktivfilter nicht benötigt. Der Strom kann seine Richtung im Widerstand 34 ändern und es kann ohne Filter, R-C-Filter oder L-C-Filter eine hohe Genauigkeit erzielt werden. Die Anordnung hat weiter den Vorteil, dass sie über einen äusserst grossen Frequenzbereich wirksam ist, da sie bei Fre quenzen, die den Bruchteil eines Hertz betragen, mit Genauigkeit betrieben werden kann.
Eine Temperaturkompensation in einem grossen Bereich ist ohne weiteres mit dieser Anordnung möglich. Die Zener-Diode 18 hat einen unbedeuten den Temperaturkoeffizienten. Da eine konstante Spannung hinsichtlich der Temperatur vorhanden ist, nimmt die Zeit<B><I>A</I></B><I> t,</I> während welcher der Kern eine Gegenspannung induziert, ab, wenn die Tempe ratur um<B>0,07 % 1</B> Celsius steigt. Eine Spannung von 16 Volt wurde für die Zener-Diode 38 gewählt, da ihre Spannung zunimmt, wenn die Temperaturen um<B>0,07 % '</B> Celsius steigen. Die Abnahme der Im pulsbreite wird durch den Spannungsanstieg kom pensiert, so dass die durchschnittliche Spannung hin sichtlich der Temperatur konstant bleibt. Ein Wider stand mit negativem Temperaturkoeffizienten ist nicht erforderlich.
Die lineare Kompensation durch die Zener-Diode vereinfacht die Temperaturkompen sation in einem weiten Bereich.
Die Quellenimpedanz des Transistors<B>Q4</B> ist sehr gering (ungefähr<B>15</B> Ohm), da die Spannung an der Zener-Diode bei 16 Volt oder durch den gesättigten Transistor bei weniger als<B>0,1</B> Volt reguliert wird. Mehrere Lasten können an die Punkte<B>A</B> und B in Fig. 2 angeschlossen werden und zwar mit unbedeu- tender gegenseitiger Beeinflussung wegen dieser ge ringen Impedanz. Der Bereicheinstellwiderstand 34 ändert nicht die Temperaturkompensation, da am Transistor Q4 eine volle Temperaturkompensierung der Spannung erfolgt. Auch mehrere Lasten mit eigener unabhängiger Bereicheinstellung können zwi schen den Klemmen<B>A</B> und B angeschlossen werden.
Da der Strom im Widerstand 34 seine Richtung ohne Beeinträchtigung der Genauigkeit ändern kann, ist am Kondensator<B>36</B> kein Belastungswiderstand erforderlich. Der Kondensator 36, der zur Herab setzung der Welligkeit verwendet werden kann, wird eigentlich nicht mehr benötigt. Die Anordnung ist leistungsfähiger als herkömmliche Umsetzer, da keine Ausgangsleistung in einem Belastungswiderstand ver loren geht.
Zusätzlich zu den bereits genannten Widerstän den sind die Widerstände 41, 42, 43 und 44 in den Stromkreisen für die verstärkenden Transistoren <B>Q3</B> und<B>Q4</B> vorgesehen. Diese Widerstände funktio nieren auf die übliche Weise in diesen Stromkreisen. Wie bereits erwähnt wurde, ist der Eingangsteil des in Fig. 2 gezeigten Kreises dem Eingangsteil des in Fig. 1 dargestellten Kreises gleich, und er funktioniert in ähnlicher Weise wie dieser.
Aus vorstehender Beschreibung ergibt sich, dass durch diese Erfindung ein verbesserter Umsetzer zur Umwandlung von Frequenz in Spannung ver fügbar wird, das sich besonders zur Verwendung als Empfänger eines Fernmesssystems des Frequenztyps eignet. Der vorliegende Umsetzer ist auch für andere Zwecke anwendbar, bei denen es auf eine genaue Umwandlung von Frequenz in Spannung ankommt.
Da zahlreiche Änderungen an dem oben beschrie benen Gerät und verschiedene Verwirklichungen der Erfindung möglich sind, ohne dass von ihrem Prinzip abgewichen wird, sollen alle in der vorangegangenen Beschreibung und in den Zeichnungen gegebenen Darstellungen erläuternder und nicht begrenzender Natur sein.