DE1591963C3 - Elektronische Multiplikationseinrichtung für Wechselstromgrößen - Google Patents
Elektronische Multiplikationseinrichtung für WechselstromgrößenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Multiplikationseinrichtung gemäß Anspruch 1.
Elektronische Einrichtungen zur Leistungsmessung bilden in jedem Augenblick das Produkt aus den
Augenblickswerten der Spannung und des Stromes, das zeitweilig auch negativ werden kann, und bilden den
zeitlichen Mittelwert dieses Produktes über eine oder mehrere ganze Perioden.
Mit den bekannten elektronischen Leistungsmeßeinrichtungen sind kaum sehr hohe Genauigkeiten zu
erreichen. Bei vielen Meßeinrichtungen dieser Art macht sich die zeitliche und temperaturabhängige
Inkonstanz der verwendeten Halbleiterbauelemente störend bemerkbar. Dies gilt z. B. bei der Verwendung
von Hällgeneratoren sowie bei der Bildung des Produktes χ ■ jnach der Beziehung
log (x-y)= log χ + log y,
wo Halbleiterelemente mit logarithmischer Kennlinie eingesetzt werden. Die Bestimmung des Produktes χ · y
aus der Beziehung
4 χ ■ y= (x+y) 2 - (x-y) 2
setzt Halbleiteranordnungen mit exakt quadratischen Kennlinien voraus.
Ferner ist eine elektronische Multiplikationseinrichtung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art
bekannt (SGS Fairchild, Application Report, Januar 1965, Seiten 1 bis 6), deren emittergekoppelter astabiler
Multivibrator über zwei Transistoren steuerbar ist Diese beiden Transistoren, deren Kollektor jeweils an
den Emitter des zugehörigen Transistors des Multivibrators angeschlossen ist und deren Emitter jeweils
über einen gesonderten Emitterwiderstand, über einen gemeinsamen weiteren Transistor und einen gemeinsamen
weiteren Widerstand an eine Spannungsquelle gekoppelt ist bildet einen Differenzverstärker, der den
Strom einer durch den weiteren Transistor und den
Einzelmeßwert zugeführt In den Ausgang des Amplituden-Modulators 3 ist ein Filter 4 geschaltet, welches den
Mittelwert der Leistung über die Periode T der
Impulsfrequenz bei Wechselstrom gleichzeitig über die Periode des Wechselstroms bildet
Impulsbreiten-Modulator 1 gibt eine Impulsspannung ab, deren Verhältnis von Differenz zu Summe von
Impulsbreite und Impulspause mit dem Spannungswert Ux moduliert ist, wobei nach der F i g. 1 gilt:
IkxUx
T
_ (IERS-2UEB)-CX
Ic«
wenn ax = a2 = 1 und UEBX = UEB2.
Für t2 gilt Entsprechendes:
Für t2 gilt Entsprechendes:
=
QeRx -2Ue13)-Cx
2
IO Aus den beiden letzten Beziehungen für tx und t2
folgt:
15
Im Amplituden-Modulator 3 wird die Impulsbreitenmodulierte Impulsfolge entsprechend dem Strom / in
der Amplitude moduliert, wobei das Vorzeichen der Amplitude im Takt der Dauer der Rechteck-Impuls-Spannung
während der Dauer der Impulse positiv und während der Pausen negativ gesteuert wird.
In Fig.3 ist das Schaltschema des für den
vorliegenden Anwendungszweck vorgesehenen asymmetrischen emittergekoppelten astabilen Transistormultivibrators
im Impulsbreiten-Modulator dargestellt Mit 71 und T2 sind die beiden Transistoren bezeichnet
Ica und Ica bedeuten zwei Ströme, die aus entsprechenden
Stromquellen fließen, und zwar abwechselnd durch je einen der Transistoren Tx oder T2.
Ist beispielsweise der Transistor Tx leitend und der
Transistor T2 gesperrt, so fließt der Strom Icz durch den
Transistor Tx und den Widerstand Rg zur Spannungsquelle -Eg. Der Strom Ica fließt über einen Kondensator
C\ ebenfalls durch den Transistor 71 und lädt hierbei den Kondensator Cx auf. Durch den Aufladevorgang·des
Kondensators Cx verändert sich jedoch die Emittervorspannung
des Transistors T2 in dem Sinne, daß dieser plötzlich leitet und gleichzeitig der Transistor Tx
gesperrt wird. Infolgedessen fließt nunmehr der Strom Ica durch den Transistor T2 über den Widerstand Rc zur
Spannungsquelle — Ub. Gleichzeitig fließt der Strom Icz
durch den Kondensator C\ ebenfalls über den Transistor T2 und den Widerstand Äczur negativen Spannungsquelle
— Ub, wobei er den Kondensator Cx im entgegengesetzten
Sinne auflädt Sobald die Spannung am Emitter des Transistors Tx größer als Null werden will, beginnt
T\ plötzlich leitend zu werden, und T2 sperrt ebenso
schnell, so daß der Schwingzyklus neu beginnen kann.
Je nach Bemessung der Widerstände, insbesondere des Widerstandes Rg, sowie der Emitterströme und der
Emitter-Basis-Spannungen läßt sich der Ladezyklus des Kondensators Cx in geeigneter Weise festlegen bzw.
verändern.
In der Fig.4 ist ein Zeitdiagramm der Spannungen
Ue ι und Ue2 an den Emittern der Transistoren Tx
und T2 (Fig.3) gegen Erde während eines solchen
Ladezyklus dargestellt Die Differenz der beiden Spannungen Ue 1 und Ue2 ergibt die Spannung über dem
Kondensator Cx. Dabei bedeutet Ie—Icz+Ica und
ocx = Ic\/h\ (bzw. K2=Ic2/Ie2) den Stromverstärkungsfaktor
des Transistors T2 bzw. T2, wobei IEX (bzw. IE2) die
entsprechenden Emitterströme und /ei bzw. Ic2 die
Kollektorströme der Transistoren Tx bzw. T2 bezeichnen.
Bedeutet tx die Zeit, während welcher der Transistor
Tx leitend, und t2 die Zeit, während welcher der
Transistor T2 leitend ist, so gilt für diese Zeiten nach der
Fig. 4:
ti +t2
Ica-
C3
Ic3+Ic
Gemäß den vorstehenden Formeln für die Ladezeiten des Kondensators Cx ergibt sich als Grundfrequenz
fa für den Multivibrator, wenn die beiden Ströme /C3 und /C4 einander gleich sind, was der
Fall sein soll, wenn sie noch nicht moduliert sind:
f = -L
Ja
~ .
'C3
2t 2IERgCx 4RgC1 '
wenn IERg >
UEB.
Der emittergekoppelte Multivibrator kann als Impulsbreiten-Modulator
verwendet werden, wenn der eine Strom IC3 durch die Spannung U folgendermaßen
beeinflußt wird, wobei U0 eine konstante
Bezugsspannung sei:
Ic, =
_ t/o
U0-U
Der andere Strom IC4 habe die Form:
ι ca
U0-U
R
Setzt man diese beiden Formeln in die vorstehende Verhältnisgleichung (Seite 12) ein, so ergibt sich
ti -t
1 _
U0
Dieses Verhältnis ist somit, wie für Fig. 1 vorausgesetzt
wurde, proportional U.
An Hand der Fig. 5 wird im folgenden dargelegt, wie die Beziehungen
r_ . UtLlJL und , = Uo+R
ICA
schaltungsmäßig realisiert werden können.
Die mit 1, 2, 3 und 4 bezeichneten Teile des Schaltbildes entsprechen denjenigen des Blockschemas
derFig.2.'
Im Schaltungsteil 1 sind mit Tx und T2 zwei
Transistoren bezeichnet, die mit dem Kondensator Cx
den bereits in F i g. 3 beschriebenen astabilen emittergekoppelten Multivibrator bilden.
Zwei ohmsche Widerstände Rx und R2, welche in
Serie zwischen der negativen Betriebsspannung (—) und Nullpotential liegön, bilden einen Spannungsteiler zur
Festlegung der Speisespannung — Ij^für den Multivibrator.
Ω und Ta bedeuten zwei Transistoren, deren Emitter
über zwei Widerstände Rz und Ra an eine positive
weiteren Widerstand gebildeten Stromquelle in zwei Teilströme aufteilt Das Verhältnis von Differenz zu
Summe von Impulsbreite zu Impulspause des Multivibrators ist dabei zum Widerstandswert des genannten
weiteren Widerstandes direkt proportional, so daß dieser Widerstandswert als Propprtionalitätskonstante
unmittelbar in das Meßresultat eingeht
Es ist auch ein Meßumformer mit einer nach dem Prinzip der Impulsbreiten-Modulation arbeitenden
Multipliziereinheit bekannt (Prospekt SINEAX F 1.4/1 der Camille Bauer AG), in dessen zur Multipliziereinheit
führenden Meßeingang induktive Übertrager angeordnet sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Multiplikationseinrichtung der eingangs
genannten Art zu schaffen, bei der bei geringem Aufwand eine Meßgenauigkeit besser als 0,25% erreicht
wird. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst
Die im Anspruch 1 angegebene Art der Ansteuerung der beiden Transistoren gestattet, die beiden Emitterwiderstände
unmittelbar an die Spannungsquelle anzuschließen, so daß der bei der bekannten Multiplikations-,
einrichtung erforderliche weitere Widerstand, dessen Widerstandswert als Proportionalitätskonstante in das
Meßresultat eingeht, entfällt Dadurch wird ein wesentlich höheres Maß an Genauigkeit erreicht als bei der
bekannten Einrichtung.
Vorzugsweise werden die zwei im Sekundärkreis des Stromwandlers liegenden elektronischen Schalter durch
zwei Feldeffekt-Transistoren gebildet, die für die Genauigkeit der Messung des Produkts, insbesondere
von Spannungs- und Stromwert bei kleinen Strömen, einen ausschlaggebenden Einfluß haben. Die Vorteile
dieser neuen Schaltungsart bestehen darin, daß die Feld-Effekt-Transistoren im leitenden Zustand einen
rein ohmschen Restwiderstand, also eine proportionale Spannungs-Stromkennlinie aufweisen und außerdem für
beide Polaritäten gleich durchlässig sind. Die beschriebene Schaltung wird für viele Anwendungsfälle
besonders einfach, wenn gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ein komplementäres Paar dieser
Feld-Effekt-Transistoren verwendet wird, weil deren Torspannungen stets in Phase sind und infolgedessen
auf eine Umkehrstufe verzichtet werden kann.
* Fehlspannungen, die infolge nicht idealer Ansteuerungen
von Schaltvorgängen der Feld-Effekt-Transistoren entstehen, werden bei richtiger Auswahl der
Transistoren symmetrisch und verschwinden bei einer gemäß der Schaltung nach der Erfindung anschließenden
Filterung vollends, wodurch Fehler selbsttätig weitgehend ausgeschaltet sind.
Ein weiterer, beim Erfindungsgegenstand maßgebender Vorteil besteht darin, daß die Phasenfehler für
Strom und Spannung durch geeignete Dimensionierung und gegenseitige Abstimmung des Strom- und Spannungswandlers
gleich groß gemacht werden können, so daß der resultierende Fehler der Phase für Strom und
Spannung gleich Null wird.
Zur Abstimmung der beiden Wandler aufeinander ist gemäß einer besonderen Ausbildung des Erfindungsgegenstandes
ein Vorwiderstand in den Primärkreis des Spannungswandlers gelegt, durch dessen Einstellung
bzw. Änderung der Phasenfehler des Spannungswandlers dem Stromwandler angepaßt werden kann.
An Hand einiger in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele wird der Erfindungsgegenstand
nachstehend näher erläutert Es zeigt
F i g. 1 ein Diagramm,
F i g. 2 ein Blockschema,
Fig.3 ein Schaltbild eines bekannten asymmetrischen
emittergekoppelten Multivibrators, der in dem Schaltungsaufbau gemäß der Erfindung zur Anwendung
kommt,
Fig.4 ein Diagramm der Betriebsphasen des
Multivibrators gemäß der F i g. 3,
F i g. 5 ein Gesamtschaltbild.
In der F i g. 1 ist ein Verfahren schematisch dargestellt das die Bildung des Produkts einer
Spannung mit dem zugehörigen Strom gestattet, und zwar in der Weise, daß am Ausgang der Schaltung eine
Spannung entsteht, welche ein Maß für den durch die Spannung und den Strom bestimmten Leistungsfluß
darstellt
Durch einen später zu beschreibenden Modulationsgenerator wird eine in der Fig. 1 dargestellte
symmetrische Rechteck-Impulsfolge erzeugt, bei der also die Impulsdauer und die Pausendauer jeweils gleich
der halben Periode '/2 Γ sind, wobei mit Γ die Periode
bezeichnet ist Verändert man durch entsprechende Einstellung der Modulationsvorrichtung die Impulsdauer
um einen zu der einen Meßgröße Ui proportionalen Betrag Δt=k\U\, wobei U\ eine Wechselspannung, und
ordnet man entsprechend die Amplituden der Impulsfolge während dieser vergrößerten Impulsdauer
'/2 T+ Jt, Ui = T3
der positiven zweiten Meßgröße +k2U2 zu, wobei die
Größe U2 ebenfalls eine Wechselspannung und ki und k2
Proportionalitätskonstanten sind, und ordnet man weiterhin die Amplitude während der Pausenzeit
T— T3= Tb der negativen zweiten Meßgröße — k2U2 zu,
so ist der Spannungsmittelwert Um gemittelt über die
Periode T, gleich der Differenz der Spannungs-Zeit-Flächen Fi und F2, dividiert durch die Periodendauer T.
Infolgedessen ist
Infolgedessen ist
Π -
ttl
- {Τ-(1AT+Ic1 U1)) \ =
Da die Faktoren 2kik2 Proportionalitätskonstanten
bedeuten und im Nenner die Periode T steht, die ebenfalls als konstant vorausgesetzt wird, ist somit der
Spannungsmittelwert Un, proportional dem gesuchten
Produkt Ui ■ U2.
Beispielsweise kann nun Ui proportional der Netzspannung
und U2 proportional dem Netzstrom sein oder umgekehrt Bei Wechselstrom muß die Periodendauer T es
allerdings klein sein gegenüber der Netzperiode von 20 ms oder den Perioden der noch ins Gewicht fallenden
Oberwellen. Gemäß dem Ausführungsbeispiel für Netzfrequenz ist vorgesehen, daß die Periode T
zwischen 0,1 und 1 ms entsprechend einer Frequenz der Modulationsimpulse zwischen 1 und 10 kHz ist
In Fig..2 ist ein Blockschaltbild dieser Multiplikationsmethode
dargestellt
Zur Produktbildung von Strom und Spannung wird einem Impulsbreiten-Modulator 1 die eine Meßgröße,
insbesondere die Spannung U, als Einzelmeßwert und einem über einen Verstärker 2 mit dem Impulsbreiten-Modulator
verbundenen Amplituden-Modulator 3 die andere Meßgröße, insbesondere der Strom /, als
Spannungsquelle angeschlossen sind und deren Kollektoren mit den entsprechenden Emittern der beiden
Transistoren Ti und T2 des Multivibrators verbunden
sind. Ein Spannungswandler 5 liefert die Spannung 2 t/in
einer für die Schaltung angepaßten Größe und dient gleichzeitig zur galvanischen Trennung vom Netz.
Mit Ry ist ein veränderbarer Widerstand bezeichnet,
der zur Anpassung des Phasenfehlers des Spannungswandlers an den Phasenfehler des Stromwandlers dient.
Er ist in Serie mit der Primärwicklung des Spannungswandlers 5 geschaltet
Eine Bezugsspannung Uq ist durch eine Zenerdiode D\ festgelegt, welche in Reihe mit dem Vorwiderstand
Rg zwischen der +-Batteriespannung und dem Nullpotential liegt Parallel zur Zenerdiode Di, ist in Reihe mit
einem Festwiderstand Rs ein veränderbares, fein
einstellbares Potentiometer Pi geschaltet, um das
Bezugspotential i/o korrigieren und einstellen zu können.
Der Abgriff des Potentiometers Pi ist mit der Basis
des Transistors 7s eines Emitterfolgers verbunden, dessen Kollektor über einen Widerstand Rj an die
positive Batteriespannung + geschaltet ist und dessen Emitter einerseits über einen Widerstand Re an
Potential »Null« liegt und andererseits mit der Mittelanzapfung des Spannungswandlers 5 verbunden
ist, wobei die Basis-Emitter-Spannung Ubes des Emitterfolgers 7s die Emitter-Basis-Spannungen Uebz bzw.
Ueba der Transistoren Tz und 7} kompensiert Über dem
Widerstand Rz entsteht nämlich folgende Spannung
UE3:
Uez =
■JEB2,
U0-U
'C3
wenn UEB3 = UBE5 (Kompensation) und a3 = Stromverstärkungsfaktor
7C3 /7£3.
Der Index C bezeichnet hier den Kollektorstrom.
Ebenso gilt:
a4
U0 + U
-R4
wenn Ueba = Ubes (Kompensation) und O4
Mit Rz=Ra=1R und 1x3=04 sind die oben an die
Schaltung gestellten Bedingungen erfüllt.
Da die Widerstände A3 und R4 die Genauigkeit des
Multiplikators beeinflussen, ist es zweckmäßig, mindestens diese als temperaturunempfindliche Präzisionswiderstände, beispielsweise als Metallfilmwiderstände,
auszubilden.
Der Teil 2 stellt einen Spannungsverstärker dar, durch den die vom Impulsbreiten-Modulator erregte Impuls-Ausgangsspannung
Us über Rs auf eine zur Ansteuerung
der im folgenden noch zu beschreibenden elektronischen Schalter Ts, Tg des Amplitudenmodulators 3
ίο erforderliche Größe gebracht wird. Die Eingangsstufe
des Verstärkers 2 besteht aus dem Transistor Te mit dem
Kollektorwiderstand Ru und dem Emitterwiderstand
Ri2. Den Ausgang des Verstärkers 2 bildet ein
Emitterfolger mit dem Transistor Τη und dem Emitterwiderstand
Riz, so daß die Ausgangsimpedanz genügend klein ist
Der Amplitudenmodulator 3 weist Netzwerke mit je einem Kondensator C2, einem Widerstand Rm und einer
Diode D2 bzw. Cz, Ris, D3 auf, von denen die Diode D2
bzw. Dz als Niveau-Diode wirkt, um die verstärkte Impulsspannung auf das richtige Spannungsniveau
gegenüber dem Potential »Null« zu bringen. Diese Niveauregulierung ist erforderlich, weil die beiden
Schalter Tz und Tg mit proportionaler Spannungs-Strom-Kennlinie
als zueinander komplementäre Feld-Effekt-Transistoren ausgebildet sind. Diese Niveauregulierung
wirkt folgendermaßen: Für den Feld-Effekt-Transistor Tg mit p-Kanal ist die Steuerspannung
entweder Null oder positiv; für den Feld-Effekt-Transistör
7s mit η-Kanal ist die Gitterspannung entweder Null oder negativ. Die gleich großen Widerstände Ri&
und Rn bilden die Belastung eines Stromwandlers 6; die infolge des durch diese beiden Widerstände fließenden
Stroms entstehenden Spannungen U2 bzw. U2" sind die
die Amplitude modulierenden Spannungen.
Zwischen den Wicklungsenden des Stromwandlers 6 und dem Nullpotential sind als elektronische Schalter
die Feld-Effekt-Transistoren 7s (z. B. vom Typ n) und T3
(z. B. vom Typ p) geschaltet welche von den Steuerspannungen des Impulsbreiten-Modulators im
Gegentakt geöffnet und geschlossen werden, so daß der Strom in der Last Rw abwechselnd durch 7s und durch
T9 fließt Die Ausgangsspannung U„ wird am Verbindungspunkt
der beiden gleich großen Widerstände Rie
und Rn gegen Nullpotential abgenommen. 4 ist ein Tiefpaßfilter und kann beispielsweise aus einer Selbstinduktion
L und einer Kapazität d bestehen und dient zur Bildung des Spannungsmittelwertes Un.
Ein Widerstand Rw stellt eine Bürde dar, an welcher schließlich die der mit der beschriebenen Anordnung gemessenen elektrischen Leistung proportionale Spannung Um abfällt
Ein Widerstand Rw stellt eine Bürde dar, an welcher schließlich die der mit der beschriebenen Anordnung gemessenen elektrischen Leistung proportionale Spannung Um abfällt
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
230 219/4
Claims (9)
1. Elektronische Multiplikationseinrichtung für Wechselstromgrößen nach dem Prinzip eines
Impulsbreiten-Impulsamplituden-Modulations-Multiplikators, insbesondere zur Messung elektrischer
Leistung, mit einem durch eine erste Eingangsgröße steuerbaren emittergekoppelten astabilen Transistor-Multivibrator
zur Impulsbreiten-Modulation, dem zwei gesonderte Stromquellen zugeordnet sind, die aus je einem Transistor bestehen, dessen
Kollektor jeweils an den Emitter des zugehörigen Transistors des Multivibrators angeschlossen ist und
dessen Emitter jeweils über einen gesonderten der beiden gleich großen Emitterwiderstände an eine
Spannungsquelle gekoppelt ist, wobei die Emitter-Basis-Spannungen der beiden Transistoren der
Stromquellen gleich groß sind und mit einem Amplituden-Modulator, der die Amplitude einer
vom Multivibrator erzeugten Impulsfolge einer zweiten Eingangsgröße entsprechend moduliert und
der zwei elektronische Schalter aufweist, deren Steuerelektroden an den Multivibrator gekoppelt
sind, und ferner mit einem an den Ausgang des Amplituden-Modulators geschalteten Filter, an dem
die Ausgangsgröße der Multiplikationseinrichtung abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Emitterwiderstände (R$, Ra) unmittelbar
an die Spannungsquelle (+) angeschlossen sind, daß die Basen der beiden Transistoren (T3, TÄ) der
Stromquellen mit den beiden Enden der Sekundärwicklung eines Wandlers (5) verbunden sind, deren
Mittelanzapfung an einer konstanten Bezugsspannung (Uo) liegt, und daß die elektronischen Schalter
(Ts, Tg) des Amplituden-Modulators (3) im Sekundärkreis eines Stromwandlers (6) liegen.
2. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwecks
Stabilisierung der Bezugsspannung (Uo) für die Stromquellen (Tz, R3, Ta, Ra) eine temperaturkompensierte
Zenerdiode (Di) einerseits an eine Spannungsquelle und andererseits über einen
Widerstand (R9) an ein Null-Potential (0) geschaltet
ist
3. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß
zwecks zusätzlicher Feineinregulierung der durch die Zenerdiode (Di) festgelegten Bezugsspannung
und zur Justierung der Meßkonstanten ein fein einstellbares Potentiometer (Pi) parallel zur Zenerdiode
(Di) gelegt ist
4. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der
Abgriff des Potentiometers (Pi) mit der Basis eines Emitterfolgers (7s) verbunden ist, dessen Kollektor
über einen Widerstand (R7) an die Batteriespannung
geschaltet ist, und dessen Emitter einerseits über einen Widerstand (Ri) am Nullpotential (0) liegt und
andererseits mit der Mittelanzapfung des Spannungswandlers (5) verbunden ist, wobei die Basis-Emitter-Spannung
(Ubes) des Emitterfolgers (T5) die Emitter-Basis-Spannungen (Uebz) bzw. (Ueba) der
Transistoren (T3, Ta) kompensiert
5. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
ohmschen Vorwiderstände (R3, Ra) als temperaturunempfindliche
Präzisionswiderstände ausgebildet sind.
6. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
Multivibrator unsymmetrisch ausgebildet ist.
7. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklung des Stromwandlers (6) mit zwei gleichen, in Serie geschalteten Widerständen (Rie,
Rn) belastet ist, wobei zwischen das eine Wicklungsende und Potential Null ein erster Feld-Effekt-Transistor
(Ts) und zwischen das andere Wicklungsende und Potential Null ein zu diesem komplementärer
Feld-Effekt-Transistor (T9) geschaltet ist.
8. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die
die Sekundärwicklung des Stromwandlers (6) belastenden Widerstände (Rie, R17) temperaturunabhängige
Präzisionswiderstände sind, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß in den Ausgang der
Schaltung ein Filter (L, Ca) geschaltet ist
9. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwecks
Abstimmung der Phasenverschiebungen der beiden vorgesehenen Wandler (5, 6) aufeinander in den
Primärkreis des Spannungswandlers (5) ein ver- / änderbarer Vorwiderstand (Ri) gelegt ist.
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