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Die Erfindung betrifft eine Meßschaltung zum Ermitteln der Kapazitätsdifferenz
zweier Kondensatoren mit einer aus vier gleichsinnig in Reihe liegenden Gleichrichtern
bestehenden Gleichrichter-Viereckschaltung, deren erste Diagonale den Meßausgang
der Schaltung bildet und bei der die Eckpunkte der zweiten Diagonale je über einen
der beiden Kondensatoren an eine Speisewechselspannungsquelle angeschlossen sind.
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Eine Meßschaltung dieser Art ist in der deutschen Patentschrift 1007
879 beschrieben, und auch in der USA.-Patentschrift 2766428 findet sich eine Meßschaltung,
bei der zwei miteinander zu vergleichende Kondensatoren mit einer anschließenden
Gleichrichteranordnung zusammengeschaltet sind.
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Der wesentliche Nachteil dieser beiden bekannten Meßschaltungen liegt
zum einen in ihrer unbefriedigenden Meßgenauigkeit, die hauptsächlich durch die
gewählte Speisungsart begründet ist, durch die sich am Meßausgang Ströme mit wechselnder
Richtung ergeben, die sich nicht vorzeichenabhängig weiterverarbeiten lassen.
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Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt daher der Erfindung
die Aufgabe zugrunde, eine Meßschaltung anzugeben, die sich durch eine gesteigerte
Meßgenauigkeit auszeichnet und Ergebnisse liefert, die sich unmittelbar rechnerisch
weiterverarbeiten lassen, so daß sie als Befehlsgeber für Steuerkreise verschiedenster
Art geeignet ist.
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Diese Aufgabe wird, ausgehend von einer Meßschaltung der eingangs
erwähnten Art, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Speisewechselspannungsquelle
derart in die Schaltung eingefügt ist, daß deren Meßausgang nur -Ströme einer Richtung
liefert.
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Zur weiteren Erläuterung der Erfindung sind in der Zeichnung Ausführungsbeispiele
für Meßschaltungen gemäß der Erfindung wiedergegeben. Es zeigt Fig 1 einen senkrechten
Querschnitt durch einen in Verbindung mit den erfindungsgemäßen Meßschaltungen anwendbaren
elektromechanischen Wandler, der Drücke in elektrische Kapazitätswerte umsetzt,
Fig. 2 das elektrische Ersatzschaltbild für einen Wandler gemäß F i g. 1, F i g.
3 ein Grundschema für die erfindungsgemäße Meßschaltung, Fig. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel
für eine erfindungsgemäße Meßschaltung, bei dem die mittlere Platte der beiden Kondensatoren
geerdet ist, F i g. 5 eine schematische Darstellung eines bevorzugten einfachen
Oszillators für die Speisung der erfindungsgemäßen Meßschaltung, F i g. 6 eine Grundschaltung
gemäß F i g. 3 in Verbindung mit einem Oszillator gemäß F i g. 5 als Speisewechselspannungsquelle
sowie einen Regelkreis zur Steuerung des Produktes aus Frequenz und Amplitude des
Oszillators, F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Meßschaltung,
bei dem die Kapazitäten der zu vergleichenden Kondensatoren nach unterschiedlichen
Funktionen in das Meßergebnis eingehen, Fig. 8, 9, 10 Beispiele für verschiedenen
Funktionen entsprechende Verbindungsmöglichkeiten, Fig. 11 ein Schaltbild für einen
ersten modulierten Oszillator zum Betriebe einer erfindungsgemäßen Meß schaltung,
Fig. 12 eine zweite Ausführungsform für einen solchen modulierten Oszillator, Fig
13 eine erste Schaltung zur Messung von in
einem Verhältnis zueinander stehenden
Kapazitätswerten, F i g. 14 eine zweite Schaltung zur Messung von in einem Verhältnis
zueinander stehenden Kapazitätswerten und Fig. 15 ein Schaltbild für ein sich selbst
abgleichendes System von Kapazitäten.
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Gemäß F i g. 1 besitzt der Wandler 10 ein Gehäuse 11, das zwei sich
ergänzende Teile, einen ersten, 12, und einen zweiten, 13, aufweist, die durch eine
dünne, membranartig nachgiebige Trennwand 14 getrennt sind, die eine erste und eine
zweite Druckkammer 15 bzw. 16 voneinander trennt. Eine erste und eine zweite feste
Platte 17 bzw. 18 sind innerhalb der Druckkammern 15 bzw. 16 angeordnet und stehen
der Trennwand 14 mit einem bestimmten Abstand parallel gegenüber. Ein erster und
ein zweiter Druckanschluß 19 bzw. 20 sind von außen zu der ersten bzw. zweiten Druckkarnmer
15 bzw. 16 geführt. Ein erster und ein zweiter elektrischer Anschluß 21 bzw.
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22 sind an der ersten bzw. der zweiten festen Platte 17 bzw. 18 befestigt
und elektrisch gegenüber dem Gehäuse 11 und der Trennwand 14 isoliert.
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Ein Druckunterschied in den Kammern 15 und 16 wölbt die Trennwand
14 in Richtung der den niedrigeren Druck aufweisenden Kammer aus. Dadurch werden
die elektrischen Kapazitätswerte zwischen der Trennwand 14 und den beiden festen
Platten 17 und 18 verändert. Ein derartiger Wandler findet als Druckdifferenzmeßgerät
Anwendung, indem die zu vergleichenden Druckpotentiale an die beiden Druckanschlüsse
gelegt werden. Der Wandler kann zur Messung des absoluten Druckes Anwendung finden,
wenn eine der Anschlußleitungen 19, 20 verschlossen ist und die entsprechende Druckkammer
ein Vakuum oder einen Bezugsdruck aufweist und der anderen offenen Leitung das zu
messende Druckpotential zugeführt wird. Besonders geeignete Wandler können zwischen
der Trennwand 14 und jeder der beiden festen Platten 17, 18 mittlere Kapazitäten
von annähernd 40 Picofarad aufweisen. Bei einer Nenndruckdifferenz betragen die
Kapazitäten derartiger Wandler annähernd 34 Picofarad auf der einen Seite und 36
auf der anderen. Gibt man das Ausgangssignal des Wandlers als Differenz der Kapazitäten
der festen Platten an, so beträgt der normale Meßbereich zwischen dem niedrigsten
und dem höchsten Wert annähernd plus oder minus 20 Picofarad.
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Zur Vereinfachung der Darstellung können die erste feste Platte 17
und die membranartige Trennwand 14 als ein erster veränderlicher Kondensator 23
und die zweite feste Platte 18 und die Trennwand 14 als ein zweiter veränderlicher
Kondensator 24 betrachtet werden. Ein dritter elektrischer Anschluß 25 ist an der
dünnen nachgiebigen Trennwand 14 vorgesehen und mit dem Gehäuse 11 nach Art einer
Erdung verbunden, was jedoch nicht immer notwendig ist. Die Trennwand 14 und der
elektrische Anschluß 25 können vorzugsweise für spezielle Anwendungsgebiete und
Meßkreise elektrisch gegenüber den anderen Teilen des Wandlers 10 isoliert sein.
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Fig.2 zeigt das dem Wandler10 gemäß Fig.1 entsprechende Ersatzschaltbild.
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Die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 3 stellt das Grundschema der
vorliegenden Erfindung dar und dient als Anordnung zur einfachen und genauen Anzeige
von mit Kapazitätsmeßgeräten ermittelten Differenzwerten.
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Der Wandler 10 von Fig. 1 und 2 erhält in Fig. 3 das Ausgangssignal
einer Speise-Wechselspannungsquelle 26 über den dritten elektrischen Anschluß 25
an der Trennwand 14 zugeführt. Dieses Ausgangssignal kann beispielsweise eine Sinuswelle
von 100 Kilohertz und annähernd 400 Volt Gesamtamplitude sein. Ein erster elektrischer
Anschluß 21 ist an dem ersten veränderlichen Kondensator 23 vorgesehen und verbindet
diesen mit einer ersten Diode 27, und eine elektrische Ausgangsleitung 28 verbindet
diese Diode 27 mit einer Ausgangsklemme 29.
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Eine zweite und eine dritte Diode 32 bzw. 33 sind in Serienschaltung
mit dem ersten und zweiten elektrischen Anschluß 21 bzw. 22 verbunden, und eine
Leitung 34 ist zwischen dem Verbindungspunkt dieser beiden Dioden 32 und 33 und
einer Rückführungsleitung 35 vorgesehen. Eine vierte Diode 36 ist zwischen dem zweiten
elektrischen Anschluß 22 und der Ausgangsleitung 28 in einer Leitung 37 angeordnet.
Diese vier Dioden können vom Typ lN2459 sein.
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Für die Dioden ist von besonderer Bedeutung, daß sie schnell ihren
Ausgangszustand wieder einnehmen und eine niedrige Speicherladung aufweisen. Ein
Glättungskondensator 40 zwischen den Leitungen28, 35 kann vorzugsweise ein oder
2 Mikrofarad betragen; ein Belastungswiderstand 38 zwischen den Leitungen 28, 35
kann einen Widerstand von einigen 100 Ohm oder weniger aufweisen. Ein Meßgerät 39
mit Nullpunkt in Skalenmitte oder andere geeignete Geräte zur Anzeige des Ausgangssignals
ist zwischen der Ausgangsklemme 29 und der Rückführungsleitung 35 angeschlossen.
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Wenn die Ausgangsspannung der Speise-Wechselspannungsquelle 26 während
des Betriebes von ihrem negativen zu ihrem positiven Maximalwert übergeht, lädt
der Strom den ersten veränderlichen Kondensator 23 auf, fließt durch die erste Diode
27 und wird als positiver Strom dem Glättungskondensator 40 und dem Belastungswiderstand
38 zugeführt. Der Strom, der den zweiten veränderlichen Kondensator 24 auflädt,
fließt durch die dritte Diode 33 und die Leitungen 34 und 35.
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Wenn die Ausgangsspannung der Speise-Wechselspannungsquelle 26 von
ihrem positiven zu ihrem negativen Maximalwert übergeht, fließt der Strom, der den
ersten veränderlichen Kondensator 23 auflädt, durch die zweite geerdete Diode 32,
und der Strom, der den zweiten veränderlichen Kondensator 24 speist, wird als negativer
Strom dem Glättungskondensator 40 und dem Lastwiderstand 38 zugeführt. Wenn die
Drücke innerhalb des Wandlers 10 ausgeglichen sind, d. h., wenn sich die Trennwand
14 in einer Stellung befindet, bei der die Kapazitäten zwischen der Trennwand 14
und jeder der beiden Platten 17, 18 gleich sind, heben sich die positiven und negativen
Ströme, die dem Glättungskondensator 40 und dem Belastungswiderstand 38 zugeführt
werden, auf, und der reine Gleichstrom durch den Belastungswiderstand 38 ist Null.
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Sind die Meßwerte in dem Wandler 10 jedoch nicht ausgeglichen, so
werden die Größe und die Richtung der Kap azitäts differenz durch die Größe und
die Richtung des Ausgangsgleichstromes durch den Beastungswiderstand 38 angegeben.
Weist die äußere ast bei 39 einen niedrigen resultierenden Widerstand auf, so kann
der Widerstand 38 je nach den Erforernissen entfallen. Ist die Last bei 39 ein Spannungsmeßkreis
mit hohem resultierendem Widerstand, dann
kann der Wert des Widerstandes 38 so gewählt
werden, daß er jede gewünschte Ausgangsspannung abgibt.
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Die Stromgrößen sind leicht errechenbar. Bei beispielsweise einem
Betrag von 50 Picofarad an der ersten und der zweiten veränderlichen Kapazität,
einer Speisewechselspannungsfrequenz von 100 Kilohertz, einer Speise-Wechselspannungsamplitude
von 400 Volt und bei gleichzeitiger Vernachlässigung der Spannungsverluste der Dioden,
die gewöhnlich in der Größenordnung von 0,6 Volt liegen, betragen die sich entgegenstehenden
Ströme: (50 10-12) (105) (400) = 0,002 Ampere.
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Ebenso würden, wenn voraussetzungsgemäß die Belastung einen niedrigen
Widerstand darstellt und der Spannungsverlust an der Last vernachlässigt wird, Kapazitäten
von 40 und 60 Picofarad Strömen von 1,6 bzw. 2,4 Milliampere entsprechen. Diese
20 Picofarad Abweichung bzw. Differenz in einer Richtung würde einen reinen positiven
Strom von 0,8Milliampere in dem Belastungswiderstand 38 hervorrufen, und eine Abweichung
von 20 Picofarad in der ananderen Richtung würde einen reinen negativen Strom von
0,8 Milliampere in dem Belastungswiderstand 38 hervorrufen.
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Bei einer Last mit niedrigem resultierendem Widerstand ist somit
der Ausgangsgleichstrom der Schaltung gemäß Fig. 3 im wesentlichen dem Produkt aus
Speisewechselspannungsfrequenz, Speisewechselspannungsamplitude und Kap azitäts
differenz proportional.
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Der resultierende Scheinwiderstand der Schaltung gemäß Fig. 3 kann
dadurch errechnet werden, daß an der Ausgangsklemme 29 eine niedrige Spannung E
angenommen wird. Nach dem Ausgleich der veränderlichen Kapazitäten 23, 24 von 50
Picofarad beträgt der gleichgerichtete Strom hinter dem ersten veränderlichen Kondensator
23: (50. 10-12) (105) (400 -und hinter dem zweiten veränderlichen Kondensator 24:
(50. 10-12) (105) (400 + E).
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DerAusgangsgleichstrom beträgt dann 10-5 E Ampere, was einem resultierenden
Scheinwiderstand von 100 000 Ohm entspricht.
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Ist die Spannung an der Ausgangsklemme 29 negativ und ungefähr doppelt
so groß wie die Diodendurchlaßspannung, so fließt der Strom aus der Ausgangsleitung
28 durch die erste und zweite Diode 27 und 32 zur Erde. Wenn die Ausgangsspannung
positiv und ungefähr doppelt so groß ist wie die Diodendurchlaßspannung, so fließt
der Strom durch die dritte und vierte Diode 33 und 36 zur Erde. Die Ausgangsspannung
ist so auf Werte beschränkt, die kleiner sind als der doppelte Wert der Diodendurchlaßspannung
und kann entweder für eine Last mit niedrigem resultierendem Widerstand speisender
Strom oder als Generator für kleine Spannungen ausgenutzt werden.
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Ferner belastet bei der Schaltung von F i g. 3 die Streukapazität
zwischen dem Anschluß 25 und dem Gehäuse 11 bzw. der Erde die Speise-Wechselspannungsquelle
26, ohne das Gleichstromausgangssignal in sonstiger Weise zu beeinflussen. Die Maximalspannung
an den beiden festen Platten 17, 18 und damit
an den Dioden ist
gewöhnlich durch die Diodendurchlaßspannung bestimmt. Bei Verwendung von beispielsweise
Silizium-Flächendioden beträgt diese Spannung annähernd 0,5 bis 0,7 Volt. Dies begrenzt
die Sperrspannung an den Dioden auf eine Größenordnung von 1 Volt und macht die
Schaltung gegenüber der Kapazität zwischen den festen Platten und Erde wegen der
niedrigen Wechselspannung an den festen Platten gegenüber Erde relativ unempfindlich.
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In Fig. 4 ist eine Schaltung dargestellt, die eine Erdung des Gehäuses
11, der biegsamen Trennwand 14 und des dritten elektrischen Anschlusses 25 gegestattet
Gleiche Bauelemente wie in Fig. 3 tragen in Fig. 4 die gleichen Bezugszahlen. Ein
zusätzlich angeordneter Transformator 42 besitzt eine Primärwicklung43, die mit
der Speise-Wechselspannungsquelle 26 zusammengeschaltet ist, eine zweite Sekundärwicklung
44, die zwischen die Ausgangsleitung 28 und die Erde bei 35 geschaltet ist, und
eine erste Sekundärwicklung 45, die zwischen die zweite und dritte Diode 32, 33
und die Erde bei 35 geschaltet ist.
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Die Sekundärwicklungen44, 45 weisen gewöhnlich die gleiche Windungszahl
auf. Die Arbeitsweise der Schaltung von F i g. 4 entspricht im wesentlichen der
der Schaltung gemäß Fig. 3.
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Zu Vergleichs- oder Nullmessungen, bei denen die Richtung der Abweichung
der Kapazitätswerte bestimmt werden muß, aber die Größe der Abweichung nicht sehr
genau gemessen zu werden braucht, ist es nicht erforderlich, die Frequenz oder die
Amplitude der Speise-Wechselspannung genau zu steuern. Da jedoch der Ausgangs-Gleichstrom
des Kreises gemäß Fig. 3 dem Produkt aus Frequenz und Amplitude der Speise-Wechselspannung
proportional ist, ist es erforderlich, dieses Produkt zur genauen Messung der Größe
der Kapazitätsdifferenz zu stabilisieren.
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Eine Einzelregelung von Frequenz und Amplitude ist auch eine Regelung
ihres Produktes. Für die genaue Frequenzsteuerung in Verbindung mit einem getrennten
Amplitudensteuerkreis ist die Verwendung eines Kristalloszillators möglich. Um jedoch
einen kleinen und gedrängten Aufbau zu erhalten, werden die veränderlichen Kondensatoren
vorzugsweise in einem Resonanzschwingkreis betrieben. Der sich daraus ergebende
hohe Wirkungsgrad gestattet die Verwendung eines kleinen Oszillators mit niedriger
Wärmeentwicklung. Es kann deshalb ein einfacher Oszillator Verwendung finden, bei
dem die veränderlichen Kondensatoren des Wandlers einen Teil eines die Resonanzfrequenz
bestimmenden Kreises darstellen, wobei die Amplitude gesteuert wird, wenn ein bestimmtes
Produkt aus Frequenz und Amplitude gefordert ist.
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Ein für diesen Zweck geeigneter Oszillator 67 ist in F i g. 5 dargestellt.
In dieser Schaltung ist ein Ausgangstransformator 48 für eine Resonanzfrequenz von
annähernd 100 Kilohertz bei einer Belastung von 1000 Picofarad bemessen. Wenn die
gesamte Kapazität der veränderlichen Kondensatoren 23 und 24 von Fig. 3 und/oder
der sonstigen Belastung 200 Picofarad beträgt, so ist ein zusätzlicher Kondensator
mit 800 Picofarad zwischen den Ausgangsklemmen 51 und 52 des Oszillators vorgesehen,
um einen Gesamtwert von 1000 Picofarad zu erreichen. Die Gesamtkapazität, die dem
Oszillatorausgang aufgeprägt wird, ist in F i g. 5 bei 49 mit gestrichelten Linien
angedeutet. Weitere Teile der Schaltung mit speziellen Betriebswerten sind eine
Gleichstromquelle 50 und
Transistoren 53 und 54. Transistoren vom Typ RT 5212, die
von der Firma Rheem Semiconductors bezogen werden können, sind besonders geeignet.
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Diese weisen folgende Kenngrößen auf: Silizium NPN, 60 Volt maximale
Kollektor-Basis-Spannung oder Kollektor - Emitter - Spannung, NF-Verstärkung in
Emitterschaltung etwa 30 und Grenzfrequenz in Basisschaltung annähernd 5 Megahertz.
Die Schaltung enthält ferner Dioden 55 und 56, die vom Typ ]N2459 sein können und
zur Begrenzung der Emitter-Basis-Sperrspannung und zur Urniadung der Koppelkondensatoren
für den nächsten Impuls dienen.
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Eine Hauptforderung an diese Dioden besteht darin, daß ihre Erholungszeit
in der Größenordnung von 0,5 Mikrosekunden oder darunter liegt. Widerstände 57,
58 können einen Wert von jeweils 10000hm aufweisen, während Widerstände 59, 60 jeweils
einen Wert von 100 000 Ohm haben. Ein Widerstand 61 hat einen Wert von 10 Ohm. Kondensatoren
63, 64 können eine Kapazität von 0,1 Mikrofarad aufweisen, während ein Kondensator
65 eine Kapazität von 2 Mikrofarad haben kann. Die Ausgangsspannung der Schaltung
von F i g. 5 beträgt annähernd 400Volt mit einem Eingangsgleichstrom von 15 Volt
und annähernd 0,15 Ampere.
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Die Gleichspannungsquelle 50 kann aus einer an ihrem einen Pol geerdeten
Batterie von + 15 Volt bestehen. Zur genauen Messung von Kapazitätsdifferenzen wird
jedoch die der Schaltung gemäß F i g. 5 bei 50 zugeführte Gleichspannung so gesteuert,
daß sich das gewürrschte Produkt aus Frequenz und Amplitude durch Regelung der Ausgangsamplitude
ergibt.
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Eine Regelschaltung hierfür ist in F i g. 6 dargestellt. In dieser
Schaltung kann der Oszillator 67 dem Oszillator gemäß -F i g. 5 und die Last 68
einer Schaltung gemäß Fig. 3 entsprechen, obgleich auch mehrere Kreise zum Vergleich
von Kapazitätswerten als Belastung vorhanden sein können. Der Gleichstromverstärker
69 ist ein invertierender Verstärker, wie er häufig in Analogrechnern und bei Simulations-und
Steuersystemen Anwendung findet und die Anforderungen bezüglich Spannung und Strom
für den Oszillator erfüllt. Ein Kondensator 70 kann beispielsweise eine Kapazität
von 0,47 Mikrofarad haben und ist dem Gleichstromverstärker 69 zur Stabilisierung
parallel geschaltet. Ein Kondensator 71 von 220 Picofarad steht mit Dioden 73, 74
vom Typ 1N2459, einem 100-Ohm-Widerstand 75 und zwei 0,47-Mikrofarad-Kondensatoren
77, 78 in Verbindung, wobei diese eine Hilfsschaltung bilden, die annähernd 9,0
Milliampere bei einer Nennfrequenz von 100 Kilohertz und einer Amplitude von 400
Volt zwischen den Maximalwerten führt. Eine Regelvergleichsspannung von -9 Volt,
die an einer nicht dargestellten Zener-Diode abgenommen werden kann, wird der Schaltung
bei 79 über einen- 1000-0hm-Widerstand 80 zugeführt.
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Bei einer Eingangsspannung Null für den Gleichstromverstärker 69
beträgt der durch den Widerstand 80 fließende Strom 9 Milliampere und ist dem 9-Milliampere-Strom,
der über den Widerstand 75 fließt, entgegengerichtet und löscht ihn aus. Sollte
das Produkt aus Frequenz und Amplitude am Oszillatorausgang steigen, so daß der
durch den Widerstand 75 fließende gleichgerichtete Strom steigt, so verursacht das
dem Eingang des Gleichstromverstärkers 69 zugeführte positive Signal ein Absinken
der Ausgangsspannung des Gleichstromverstärkers, und die Ausgangsamplitude
des
Oszillators sinkt entsprechend.
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Sollte das Produkt aus der Oszillatorfrequenz und der Oszillatorausgangsamplitude
unter den Nennwert abfallen, so sinkt der gleichgerichtete Strom am Widerstand 75,
und ein negatives Signal wird dem Eingang des Gleichstromverstärkers zugeführt,
wodurch die Speisespannung für den Oszillator 67 und damit auch die Oszillatorausgangsamplitude
steigt. Die Schaltung gemäß Fig. 6 stellt so ein Rückkopplungssystem dar, das den
gleichgerichteten Ausgangs strom der Hilfsschaltung und damit das Produkt aus Frequenz
und Amplitude am Oszillatorausgang auf einem gewünschten Wert hält.
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Die Regelung oder Stabilisierung der Oszillatorausgangsspannung durch
einen mittels der Kondensator-Dioden-Schaltung 73, 74, 77, 78 gemäß F i g. 6 erzeugten
Strom stellt ein besonders geeignetes Verfahren dar, da der Regelkreis auf das Oszillatorausgangssignal
in annähernd der gleichen Weise anspricht wie Meßkreise, deren Ausgangssignal stabilisiert
werden soll. Bei dem beschriebenen und in F i g. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel
und bei Anwendung einer Oszillatorschaltung gemäß F i g. 5 wird die Frequenz durch
eine zusätzlich am Ausgang des Oszillators bei 25 und 51 vorgesehene 330-Picofarad-Kapazität
um ungefähr 15 °/o gesenkt. Der Regelkreis ist jedoch der Oszillatoramplitude so
angepaßt, daß das Produkt aus Amplitude und Frequenz, wie es durch einen äußeren,
bei 68 dargestellten Kreis angedeutet ist, im Bereich von 0,1 0,1% konstant bleibt.
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In dem Ausführungsbeispiel gemä# Fig. 7 wird das Ausgangssignal eines
Me#kreises als die Summe aus einem oder mehreren gleichgerichteten Strömen betrachtet,
die aus Wechselströmen durch einen Kondensator oder mehrere feste oder veränderliche
Konensatoren abgeleitet sind, und die Oszillatoramplitude mit in ähnlicher Weise
gleichgerichteten Ströneun, die von Wechselströmen durch einen Kondensator oder
mehrere feste oder veränderliche Kondenatoren abgeleitet sind, gesteuert. Die Schaltung
geäß Fig. 7 zeigt beispielsweise vier Kondensatoren 1 bis C4, die zwischen den Oszillatorausgang
und cht Dioden 81 bis 88 geschaltet sind und Leitungsnschlüsse C1 + bis C4 + und
C1- bis C4 - aufeisen. Die C+- und die C--Leitungen können in beliebiger Anordnung
an die Ausgangsleitung 0, die rdleitung G oder die Verstärkerregelleitung anerschlossen
sein. Das CR-Filter 75, 77, 78 in der #erstärkerregelleitung, der Gleichstromverstärker
nd der Oszillator können den obigen Darstellungen ntsprechend ausgeführt sein. Die
Bezugsgröße A' n ein Bezugsstrom sein, der dem Verstärker bei 9 gemäß Fig. 6 zugeführt
wird, und die Bezugs-@rö#e B ist eine zusätzliche Bezugsspannung, die dem Ausgangskreis
bei 89 zusätzlich zu dem von den iapazität-Dioden-Kreisen abgegebenen Strom zueführt
wird. Das Ausgangssignal kann, wie bei den orangehenden Ausführungsbeispielen, als
Strom in #iner Last mit niedrigem, resultierendem Widerstand der als Spannung an
einem Belastungswiderstand emessen werden.
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Die große Anzahl von Verbindungsmöglichkeiten wischen den C-Leitungen
und den 0-, Grund -Leitungen gemäß Fig. 7 gestattet die Erzeugung #ieler unterschiedlicher
Spannungs-Strom-Funktionen er Kapazität. Drei derartige Verbindungsmöglichzeiten
sind in den Schaltungen gemäß F i g. 8, 9 und
10 dargestellt, bei denen die C-Klemmen
und die 0-, Grund A-Leitungen denen gemäß F i g. 7 entsprechen.
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Gemäß Fig. 8 können beispielsweise C1 und C2 den ersten und den zweiten
veränderlichen Kondensator der ersten Kapazitätsmeßstrecke mit einer Kapazitätsdifferenz
(C1 - C2) darstellen, die einem ersten Druck entspricht, und C3 und C4 können den
ersten und den zweiten veränderlichen Kondensator einer zweiten Meßstrecke mit einer
Kapazitätsdifferenz (C3-C4) darstellen, die einem zweiten Druck entspricht. Zur
Erzeugung eines elektrischen Ausgangssignals, das dem Verhältnis (C1 - C2)/(C3 -
C4) entspricht, sind dann die Diodenleitungen C1+ und C2 - an die Ausgangsleitung
0, die Diodenleitungen C1-, C2+, C3+ und C4- sind an die Erdleitung G und die Diodenleitungen
C3- und C4+ an die Verstärkerleitung A angeschlossen. Der Ausgangs strom kann dann
durch die Beziehung α(C1 - C2) + B ausgedrückt werden, wobei a dem Produkt
aus der Oszillatorfrequenz und der Qszillatorausgangsspannung proportional ist und
B einen äußeren Bezugsstrom darstellt, der dem Ausgangskreis bei 89 zugeführt wird.
Ebenso ist der der Verstärkersteuerleitung zugeführte Strom -α(C3 - C4) +
A', wobei A' den äußeren Bezugsstrom darstellt, der der Verstärkerleitung bei 79
gemäß F i g. 7 zugeführt wird. Für den Ausgleich muß der der Verstärkersteuerleitung
zugeführte Gesamtstrom gleich Null sein, d. h. der Bezugsstrom A' muß dem gleichgerichteten
Kondensatorstrom α(C3 - Cq) gleich sein, so da# A' α = (C3 - C4) ist.
Wird a in dem obigen Ausdruck ersetzt, so kann der Ausgangs strom durch folgende
Beziehung ausgedrückt werden: A' (C1 - C2) + B.
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(c8-c4) Diese besagt, daß der Ausgangsstrom durch eine erste Konstante
mal dem Verhältnis der Kapazitätsdifferenzen plus oder minus einer zweiten Konstante
gegeben ist.
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Bei einer weiteren Schaltung gemäß F i g. 9, die als elektrischer
Ausgang für einen Höhenmesser Anwendung finden kann, sind die Leitung C4- an die
Ausgangsleitung 0, die Diodenleitungen C1+, C.-, C3 + und C4 + an die Erdleitung
G und die Diodenleitungen C,-, C2 + und C3 - an die Verstärkersteuerleitung A angeschlossen.
Die Kondensatoren C, und C2 können veränderliche Kondensatoren eines Kapazitätsmeßkreises
und C3 und C4 verstellbare Trimmerkondensatoren sein, die zur Einstellung der Schaltungsparameter
Anwendung finden. Demnach ist unter Anwendung von F i g. 8 der Ausgangsstrom C4
A' + B.
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(C1 - C2) + C3
Hierbei ist C1-C2 dem Druck annähernd
proportional, während der Ausgangsstrom eine nichtlineare, der Höhe anpaßbare Funktion
dieser Differenz darstellt. Dem Ausdruck ist zu entnehmen, daßAnderungen der Größe
des Bezugsstromes A' und des Kondensators C4 gleichwertig sind. Es bestehen drei
unabhängige Verstellmöglichkeiten, nämlich C4 (oder A'), C3 und der Bezugsstrom
B. Das tatsächliche Verhältnis der Höhe zu dem atmosphärischen Druck entspricht
einer logarithmischen Funktion. Bei geeigneter Verstellung der Kreisparameter ist
es jedoch möglich, Ströme zu erzeugen, die der Höhe über einen Bereich von annähernd
12 km und einem Druckbereich von annähernd 6:1 bei einer Genauigkeit von wenigen
Prozent entsprechen.
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Für eine weitere Anwendungsmöglichkeit, beispielsweise für Flugdatenschreiber,
ist es erforderlich, einen der Druckdifferenz genau proportionalen Strom herzustellen,
der hinsichtlich der dem Kapazitätsmeßgerät anhaftenden, unbedeutenden Nichtlinearität
korrigiert ist. Bei sehr geringen Bewegungen der membranartigen Trennwand 14 des
Meßgerätes gemäß F i g. 1 ist das Anwachsen der Kapazität gegenüber einer Platte
dem Absinken der Kapazität gegenüber der anderen Platte im wesentlichen gleich.
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Nähert sich jedoch die Trennwand stärker einer festen Platte, so steigt
die Kapazität gegenüber dieser Platte schneller, als die Kapazität gegenüber der
anderen Platte abnimmt. Hier hilft die Erkenntnis, daß, wenn man den Kapazitätswert
zwischen einer membranartigen Trennwand und einer festen Platte durch die Summe
der Kapazitätswerte zwischen zwei Trennwänden und einer festen Platte teilt, bei
der Verwendung eines besonderen Kapazitätsmeßgerätes Druckmeßwerte mit einer größeren
Linearität erreicht werden können. Diese Funktion wurde mittels der Schaltung gemäß
Fig. 7 und der Schaltung gemäß Fig. 10 erreicht, indem die Diodenleitungen C1+ und
C3 -an die Ausgangsleitung 0 und die Diodenieitungen C1- und C2 - an die Verstärkerleitung
A angeschlossen wurden. Der Ausgangsstrom betrug dann A' (C1-C3)/(C1+C2) + B, worin
C1 und C2 die beiden Kapazitäten eines Me#-gerätes darstellen und C5 ein anpaßbarer
Trimmerkondensator ist, der ein Einstellen des Ausgangsstromes auf Null bei einem
mittleren Nennwert ermöglicht. C4 und die daran angeschlossenen Dioden werden hierbei
nicht benötigt.
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Je nach denErfordernissen kann das Grundschema von F i g. 7 für zwei
oder mehr Spannungs- und/oder Stromausgänge Anwendung finden. Cl+ kann beispielsweise
an eine erste Ausgangsleitung, C1 - an eine erste Erdleitung, -C2 + und C3 + an
eine zweite Ausgangsleitung, C2- und Cyan eine zweite Erdleitung, C4+ an Masse,
die mit dem Gleichstromverstärkereingang in Verbindung stehen kann, und C4rn an
die Verstärkersteuerleitung angeschlossen sein.
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Der Strom, der durch den Kreis der ersten Ausgangsleitung in bezug
auf die erste Erdleitung zugeführt wird, ist dem Verhältnis 4 proportional. Der
Strom, der der zweiten Ausgangsleitung in bezug auf die zweite Erdleitung zugeführt
wird, ist dem Verhältnis (C2 + C3) proportional. c4
Für besondere Anwendungszwecke
kann es erforderlich sein, einen oder mehrere Ausgänge gemäß F i g. 7 zu haben,
zwischen denen und der Verstärkersteuerleitung und dem Erdpotential des Steuerverstärkers
Strom fließt Da die Dioden, C+-Leitungen und C- -Leitungen durch Kapazitäten von
dem Oszillatorkreis gleichstrommäßig getrennt sind, können sich einzelne gleichgerichtete
Stromausgänge gegenüber auf unterschiedlichem Potential befindlichen Gleichstromerdungen
oder Bezugsniveaus ergeben.
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Bei der erläuterten Anordnung mit doppelten Ausgängen kann die erste
Erdleitung ein erstes Bezugspotential, die zweite Erdleitung ein zweites Bezugspotential
haben, und die beiden Bezugspotentiale können wahlweise einander gleich sein oder
dem Erdniveau des Steuerverstärkers entsprechen. Der Ausgangsbelastungskreis für
jeden Ausgang ist zwischen dem Stromausgangspunkt und dem entsprechenden Erdungspunkt
vorgesehen.
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Eine Vielzahl anderer Anordnungen und Kombinationen ist möglich.
Bei besonderen Anwendungen, bei denen die Verstellung des Oszillatorausgangs in
Abhängigkeit von einer oder mehreren Kapazitäten oder die Regelung des Oszillatorausgangs
nicht erforderlich ist, können die Verstärkerleitung und der Gleichstromverstärker
gemäß Fig.7 entfallen und der Oszillator von einer geeigneten Gleichspannungsquelle
aus gespeist werden.
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In den oben beschriebenen Schaltungen ist die Oszillatoramplitude
im wesentlichen konstant oder wird in Abhängigkeit von den Kapazitätsänderungen
geringfügig verstellt. Das gleichgerichtete Ausgangssignal des Kondensator-Dioden-Kreises
wird unmittelbar verwertet oder einem Gleichstromverstärker zugeführt. Wegen der
bekannten Schwierigkeite einer stabilen Gleichstromverstärkung können modulierte
Oszillatorkreise für bestimmte Anwendungs gebiete vorteilhaft sein.
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Fig. 11 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eine modulierten Oszillatorkreises,
der als druckempfind licher Schalter Anwendung findet Bei einer bevor zugten Ausführung
entspricht der Oszillator wesentlichen dem Oszillator 67 nach Fig. 5, ein Batterie
oder Gleichstromquelle 91 weist eine Span nung von 10 bis 15 Volt auf, und eine
Wechselspan nungsquelle 92 erzeugt eine Spannung von Sinusfo und annähernd 100 Perioden
pro Sekunde sowie der Größenordnung von 5 bis 10 Volt Der den Oszillator zugeführte
Strom stellt somit einen pulsie renden Gleichstrom aus überlagerten Gleich- un Wechselspannungen
dar. Ein erster veränderliche Kondensator 93 und ein zweiter veränderlicher Kon
densator 94 stellen die Meßelemente eines Kapazi tätsmeßgerätes dar, während ein
dritter verbände licher Kondensator 95 und ein vierter veränderliche Kondensator
96 verstellbare Trimmerkondensatore sind. Da das Oszillatorausgangssignal im wesentliche
der Eingangsspannung proportional ist, stellt das sic daraus ergebende Ausgangssignal
eine Trägerfr quenz von 100 Kilohertz dar, die bei einer Frequenz von 100 Hertz
und einer Modulation in der Größe ordnung von 30 bis 70 °/o sinusförmig moduliert
is Da der gleichgerichtete Ausgangsstrom des Sonder sator-Dioden-Kreises durch einen
Belastungswide stand 97 der Oszillatoramplitude im wesentliche proportional ist,
ergibt sich am Ausgang ein pulsi render Strom, der dem Produkt aus den Kapazität
werten und dem modulierten Oszillatorausgang
signal entspricht.
Dieses Wechselstromsignal wird dann bei 100 durch einen Wechselstromverstärker verstärkt,
bei 101 synchron zur Wechselspannungsquelle demoduliert und bei 102 mittels eines
Gleichstromverstärkers verstärkt.
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Wenn die Summe der Kapazitäten 93 und 95 größer ist als die Summe
der Kapazitäten 94 und 96, ist die Gleichstromkomponente des Ausgangsstromes des
Kondensator-Dioden-Kreises positiv, und die Wechselstromkomponente ändert sich in
positiver Richtung, wenn die Oszillatoramplitude größer wird.
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Wenn die Summe der Kapazitäten 93 und 95 kleiner ist als die Summe
der Kapazitäten 94 und 96, wird die Gleichstromkomponente des Ausgangs stromes negativ,
und die Wechselstromkomponente ändert sich in negativer Richtung, wenn die Oszillatoramplitude
größer wird. Sowohl die Wechselstrom- wie auch die Gleichstromkomponenten des Ausgangs
stromes des Kondensator-Dioden-Kreises zeigen so die Größe und die Richtung der
Differenz zwischen den Kapazitäten 93 und 95 und den Kapazitäten 94 und 96 an.
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Die Größe des Ausgangswechselstromes gibt die Größe der Kapazitätsdifferenz
und seine Phasenlage die Richtung der Kapazitätsdifferenz in bezug auf die Phasenlage
der Wechselspannungsquelle an.
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Da der Kapazitäts-Dioden-Kreis gemäß Fig. 11 sich wie Wechselstromerzeuger
verhält, hängt die Phase der Ausgangswechselspannung sowohl von der Art des resultierenden
Widerstandes des Belastungskreises als auch von der Phase des Ausgangs stromes ab.
Wenn eine Siebkette 98 zwischen dem Diodenkreis und dem Eingang des Wechselstromverstärkers
100 einen im wesentlichen Ohmschen resultierenden Widerstand für den Diodenkreis
bei der Modulationsfrequenz darstellt, entspricht die Phase der dem Wechselstromverstärker
100 zugeführten Spannung im wesentlichen der des Wechselstromausgangssignals.
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Sind die Filterkondensatoren groß, so daß die Eingangsimpedanz der
Siebkette bei der Modulationsfrequenz primär kapazitiver Natur ist, so bleibt die
dem Wechselstromverstärker zugeführte Wechselspannung gegenüber der Phase des Diodenwechselstrom-Ausgangssignals
zurück.
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Je nach den Anforderungen kann (unmittelbar oder verstärkt) das Ausgangssignal
des Demodulators 101 Anwendung finden, um die Größe und die Richtung der Kapazitätsabweichung
anzuzeigen. Für bestimmte Anwendungsgebiete ist es jedoch ausreichend, nur die Richtung
der Abweichung genau anzuzeigen, wenn beispielsweise die Größe der Abweichung von
geringerer Bedeutung ist. Eine derartige Anordnung findet beispielsweise Verwendung
als Warnanlage bei Flugzeugen zur Anzeige von außergewöhnlichem dynamischem Druck
oder als Fahrtmesser. Hierfür sind die Kapazitäten 93 und 94 zwei veränderliche
Kapazitäten eines Meßgerätes, beispielsweise eines solchen gemäß Fig. 1, wobei die
Druckkammern pneumatisch an Leitungen für Gesamtdruck und statischen Druck angeschlossen
sind. Die Kapazitäten 95 und 96 sind veränderbare Trimmerkondensatoren, die zur
Anpassung dienen, so daß das Gleichgewicht sich bei einem Druck einstellt, bei dem
die Warnung erfolgen soll. Demnach befindet sich das Flugzeug in sicherer Lage,
solange die Kapazität eine Abweichung in einer Richtung aufweist. Eine Kapazitätsabweichung
in der anderen Richtung dagegen zeigt eine gefahrvolle Lage an. Hierbei wird die
Schaltung gemäß Fig. 11 zum Betriebe eines Relais oder einer geeigneten Gleich-
strom-Signalvorrichtung
99 über einen Gleichstromverstärker 102 oder direkt durch den Demodulator 101 verwendet.
Andererseits kann der Ausgang des Wechselstromverstärkers 100 oder der Kapazität-Dioden-Kreis
an eine phasenempfindliche Wechselstrom-Signaleinrichtung angeschlossen sein.
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In der Schaltung von Fig. 11 sind zwei Demodulations- oder Gleichrichtungsvorgänge
vorgesehen.
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Die erste Demodulation ist die Gleichrichtung des modulierten, beispielsweise
100 Kilohertz betragenden Oszillator-Ausgangssignals mittels des Kapazität-Dioden-Gleichrichterkreises
zu dem überlagerten Strom aus Gleich- und Wechselstrom. Der zweite Vorgang bewirkt
die Demodulation eines Wechselstromes mit niedriger Frequenz oder eines Ausgangsspannungssignals
des Kapazität-Dioden-Kreises mittels eines synchronen Gleichrichters in ein Gleichstromsignal,
dessen Polarität der Phase des Ausgangswechselstroms entspricht. Ein besonderer
Vorteil modulierter Oszillatorkreise besteht darin, daß weder exakte Bezugsspannungen,
-ströme oder -amplituden für Wechselstrom noch stabile Verstärker erforderlich sind.
Es ist nur erforderlich, die relative Phase der Wechselstromkomponente des Kondensator-Dioden-Kreisausganges
zu messen.
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Fig. 12 zeigt ein zweites, abgeändertes Ausführungsbeispiel eines
modulierten Oszillatorkreises, der ebenso als druckempfindlicher Schalter verwendet
werden kann. In Fig. 12 können der Oszillator 67, die Gleichspannungsquelle 91,
die Wechselspannungsquelle 92, der Siebkreis 98 und die Kondensatoren 93, 94, 95,
96 denen der Fig. 11 entsprechen.
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Die Kondensatoren 95 und 96 sind jedoch über Dioden 106 bzw. 107 an
eine Eingangsleitung 105 des Siebkreises und an die Rückführungs- bzw. Erdungsleitung
108 über Dioden 109 bzw. 110 angeschlossen.
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Der auf Grund des Wechselstromdurchgangs durch den Kondensator 95
erzeugte gleichgerichtete Strom weist die gleiche Polarität auf wie der auf Grund
des Wechselstromdurchganges durch den Kondensator 93 erzeugte gleichgerichtete Strom.
Ebenso hat der auf Grund des Wechselstromdurchganges durch den Kondensator 96 erzeugte
gleichgerichtete Strom die gleiche Polarität wie der auf Grund des Wechselstromdurchganges
durch den Kondensator 94 erzeugte gleichgerichtete Strom. Der Kondensator 95 ist
so im wesentlichen in Parallelschaltung mit dem Kondensator 93 und der Kondensator
96 in Parallelschaltung mit dem Kondensator 94 angeordnet. Ebenso wie gemäß F i
g. 11 gestatten die Kondensatoren 95 und 96 eine Einstellung auf Null bei einer
gewünschten Differenz zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren 93 und 94. ähnliche
Schaltungen können zur Messung verwendet werden, wenn das Verhältnis von zwei Gruppen
unterschiedlicher Kondensatoren größer oder kleiner ist als ein fester Wert. F i
g. 13 zeigt beispielsweise eine Schaltung, die als auf Druckverhältnisse ansprechender
Schalter ausgebildet ist. Eine Gleichspannungsquelle 91, eine Wechselspannungsquelle
92, ein Wechselstromverstärker 100, ein synchroner Demodulator 101 und ein Gleichstromverstärker
102 sind in Fig. 13 ähnlich wie in Fig. 11 zusammengeschaltet. Kondensatoren 111
und 112 in Verbindung mit veränderlichen Kondensatoren 93, 94 bilden einen veränderlichen
kapazitiven Spannungsteiler, der die Einstellung des Teiles der Oszillatorausgangsspannung
ermöglicht, der dem Verbindungspunkt der
Kondensatoren 93 und 94
zugeführt wird. Ebenso sind Kondensatoren 113 und 114 mit veränderlichen Kondensatoren
95 und 96 zusammengeschaltet und bilden einen veränderlichen kapazitiven Spannungsteiler,
der die Einstellung des Teiles der Oszillatorausgangsspannung ermöglicht, der über
eine gemeinsame Leitung den Kondensatoren 95 und 96 zugeführt wird. Für ein vorgegebenes
Produkt aus Oszillatorausgangsamplitude und der Oszillatorfrequenz beträgt der gleichgerichtete
Ausgangsstrom in Fig. 13: A' (C93C94) +B(C95- C96), wobei A und B Konstanten sind,
die den Anteilen der Oszillatorausgangsspannung entsprechen, die den Kondensatoren
93 und 94 bzw. den Kondensatoren 94 und 95 zugeführt werden.
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Sind die Kondensatoren 93 und 94 ein erster und ein zweiter veränderlicher
Kondensator eines ersten Druckmeßgerätes gemäß F i g. 1 und die Kondensatoren 95
und 96 ein erster und ein zweiter veränderlicher Kondensator eines zweiten derartigen
Meßgerätes, so kann der Ausdruck (C98 C94) als einem ersten Druck P und der Ausdruck
(c95-c96) als einem zweiten Druck entsprechend angesehen werden. Der Ausgangsstrom
der Schaltung von Fig. 13 beträgt dann (A'P-BQ). Wenn dabei das 1> Verhältnis
PQ größer ist als das Verhältnis7, weisen die Gleichstrom- und die Wechselstromkomponenten
gleiche Polarität und Phase auf. Ist das verhältnis P/Q B kleiner als das Verhältnis
AB, besitzen die Polarität und Phase ein entgegengesetztes Vorzeichen. Da das Ausgangssignal
eine lineare Kombination der Druckwerte darstellt, kann es kein dem Druckverhältnis
direkt proportionales Signal sein. Dies kann jedoch bei Anwendungen von Bedeutung
sein, bei denen in erster Linie festzustellen ist, ob das Druckverhältnis oberhalb
oder unterhalb eines bestimmten Wertes liegt. Eine derartige Einrichtung kann beispielsweise
als Warngerät in Flugzeugen hoher Geschwindigkeit Anwendung finden, wenn das Überschreiten
eines vorgegebenen Verhältnisses von statischem zu samtdruck und damit einer bestimmten
Mach-Zahl angezeigt werden soll. Häufig ist nur ein kapazitiver Spannungsteiler
erforderlich. Beispielsweise können die Kondensatoren 113 und 114 entfallen und
der Oszillatorausgang direkt an eine gemeinsame Leitung der Kapazitäten 95 und 96
angeschlossen werden.
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Das gemessene Verhältnis wird dann durch die Einstellung der Kondensatoren
111 und 112 gesteuert.
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Ebenso können die Kondensatoren 111 und 112 entfallen, der Oszillatorausgang
direkt an die gemeinsame Leitung für die Kondensatoren 93 und 94 angeschlossen und
das gemessene Verhältnis durch die Einstellung der Kondensatoren 113 und 114 gesteuert
werden. Wenn die Schaltung von F i g. 13 zur Messung eines Druckverhältnisses dient,
besteht gewöhnlich die Forderung, zwei Druckmeßgeräte vorzusehen, um somit die relative
Empfindlichkeit der Meßgeräte zu erhalten, die dem zu messenden Verhältnis annähernd
proportional ist, wobei die Kapazitätsänderung pro Einheit der Druckänderung entspricht.
Die kapazitiven Spannungsteiler werden dann zur genauen Einstellung benutzt. Zusätzliche
Trimmerkapazitäten, die beispielsweise den Kondensatoren 93, 94, 95 und 96 ähnlich
wie in Fig. 11 und 12 parallel geschaltet
sind, sind dann gewöhnlich erforderlich,
aber in -Fig. 13 nicht dargestellt.
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F i g. 14 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen Verhältnismeßkreis.
Wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen finden eine Gleichspannungsquelle
91, eine Wechselspannungsquelle 92, ein Wechselstromverstärker 100, ein synchroner
Demodulator 101 und ein Gleichstromverstärker 102 in einem geschlossenen System
Anwendung. Kondensatoren 121 und 122 stellen die veränderlichen Kondensatoren eines
ersten Kapazität-Druckmeßgerätes und Kondensatoren 123 und 124 die veränderlichen
Kondensatoren eines zweiten Kapazität-Druckmeßgerätes dar. Die Kondensatoren beider
Meßgeräte stehen mit einer Diodenschaltung, wie beispielsweise aus F i g. 3 ersichtlich,
in Verbindung. Bei der Schaltung von F i g. 14 erzeugt der erste oder obere Meßkondensator-Dioden-Kreis
Gleich- und Wechselstromkomponenten, die dem Ausdruck (C 2, Ct22) entsprechen, während
der zweite oder untere Meßkondensator-Dioden-Kreis Gleich- und Wechselstromkomponenten
erzeugt, die dem Ausdruck (C123 - C124) entsprechen.
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Wenn die beiden Primärwicklungen 126 und 127 eines Transformators
125 gleiche Windungszahlen aufweisen, stellt sich der Nullwert ein, wenn die durch
den ersten und den zweiten Meßkondensator-Dioden-Kreis erzeugten Wechselströme gleich
sind. Ein größerer durch den ersten oder oberen Kreis erzeugter Wechselstrom mit
einer gegebenen Phasenpolarität ruft ein Wechselstromsignal von der Polarität einer
ersten Phase hervor, das dem Wechselstromverstärker 100 zugeführt wird. Wenn der
durch den ersten oder oberen Kreis erzeugte Wechselstrom mit einer vorgegebenen
Phase geringer ist als der durch den zweiten oder unteren Kreis erzeugte, so weist
die Spannung an der Sekundärwicklung 128 des Transformators 125 eine entgegengesetzte
Phasenpolarität auf.
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Wenn die beiden Primärwicklungen des Transformotors 125 unterschiedliche
Windungszahlen aufweisen, stellt sich der Nullwert bei einem entsprechenden Stromverhältnis
ein. Hat beispielsweise die untere Primärwicklung 126 die doppelte Windungszahl
wie die obere Primärwicklung 127, so tritt der Nullwert bei einem durch den oberen
Kapazität-Dioden-Kreis erzeugten Strom ein, der doppelt so groß ist wie der durch
den unteren Kapazität-Dioden-Kreis erzeugte Wechselstrom. Die Ausgangsströme, die
bei einem größeren Verhältnis der Primärwicklungen als beispielsweise 2: 1 auftreten,
erzeugen an der Sekundärwicklung 128 des Transformators 125 ein Wechselstromsignal
von einer bestimmten Phasenpolarität, während ein Stromverhältnis von weniger als
2:1 an der Sekundärwicklung des Transformators ein Wechselstromsignal von entgegengesetzter
Phasenpolarität erzeugt.
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Je nach den Anforderungen können wie in F i g. 13 zwischen dem Oszillator
und den Kondensatoren 121, 122, 123 und 124 kapazitive Dämpfungsglieder und außerdem
wie in Fig. 11 und 12 weitere Trimmerkondensatoren in die Schaltung von Fig. 14
eingefügt werden.
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Fig. 15 zeigt ein selbstabgleichendes System für Kapazitäten, das
z. B. zur mechanischen Nachlaufsteuerung Verwendung finden kann. Kondensatoren 131
und 132 sind erste und zweite veränderliche Kondesatoren eines Druckmeßgerätes gemäß
Fig. 1.
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Kondensatoren 133 und 134 sind wie übliche Drehkondensatoren einstellbar
und über ein Getriebe oder andere geeignete Übertragungsmittel, wie es durch die
gestrichelte Linie 136 schematisch angedeutet ist, mechanisch an einen Wechselstrommotor
135 angeschlossen. Der Siebkreis 98 kann ebenso wie der Oszillator 67, die Gleichspannungsquelle
91, die Wechselspannungsquelle 92 und der Wechselstromverstärker 100 dem von Fig.
11 entsprechen.
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Das dem Siebkreis 98 und dem Wechselstromverstärker100 zugeführte
Signal stellt die Summe aus mittels der oberen und unteren Kapazität-Dioden-Schaltung
erzeugten Signalen dar. Der obere Kapazität-Dioden-Kreis erzeugt einen Wechselstrom,
der dem Unterschied zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren 131 und 132 entspricht.
Der untere Kapazität-Dioden-Kreis erzeugt einen Wechselstrom, der dem Unterschied
zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren 133 und 134 entspricht. Wenn der Unterschied
zwischen den Kondensatoren 133 und 134 nicht dem Unterschied zwischen den Kondensatoren
131 und 132 entspricht, wird dem Siebkreis 98 ein reines Wechselstrom-Fehlanzeigesignal
zugeführt, das durch den Wechselstromverstärker 100 verstärkt auf den Wechselstrommotor
135 gegeben wird. Der Wechselstrommotor 135 arbeitet ähnlich einem synchronen Demodulator,
sein Ausgangs signal stellt eine mechanische Drehung der Motorwelle und damit der
Kondensatoren 133 und 134 dar.
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Bei geeigneter Überwachung der Phasen und Polaritäten stellt der
Wechselstrommotor 135 die Kondensatoren 133 und 134 so ein, daß ihr Unterschied
dem Unterschied zwischen den Kondensatoren 131 und 132 entspricht und diesem laufend
angepaßt wird.