DE1277907B - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE1277907B DE1277907B DE19651277907 DE1277907A DE1277907B DE 1277907 B DE1277907 B DE 1277907B DE 19651277907 DE19651277907 DE 19651277907 DE 1277907 A DE1277907 A DE 1277907A DE 1277907 B DE1277907 B DE 1277907B
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- circuit arrangement
- output
- arrangement according
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
- H01H85/00—Protective devices in which the current flows through a part of fusible material and this current is interrupted by displacement of the fusible material when this current becomes excessive
- H01H85/02—Details
- H01H85/04—Fuses, i.e. expendable parts of the protective device, e.g. cartridges
- H01H85/05—Component parts thereof
- H01H85/055—Fusible members
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Fuses (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Elimination Of Static Electricity (AREA)
Description
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. Cl.:
H03k
Deutsche Kl.: 21 al - 36/00
Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:
P 12 77 907.6-31 (J 29427)
22. November 1965
19. September 1968
Die Erfindung betrifft eine Transistorschaltungsanordnung
zur Umwandlung einer Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung, bei welcher die über
die Signaleingangselektrode zugeführte Rechteckschwingung einen mit einer anderen Elektrode des
Transistors verbundenen Resonanzkreis anstößt.
Eine bekannte Schaltungsanordnung dieser Art besteht aus einer Kollektorschaltung, bei der eine
Resonanzkreisanordnung an den Emitter des Transistors angeschlossen ist. Nachteilig wirkt sich aber
hierbei aus, daß die Resonanzanordnung, da der gesteuerte Strom zwangläufig hierüber fließen muß,
lastabhängig bedämpft wird; d. h., Frequenz und Oberwellengehalt sind bei dieser bekannten Schaltungsanordnung
schon aus diesem Grund nicht unabhängig vom angeschlossenen Außenwiderstand.
Um eine vollständige Periode einer Sinusschwingung zu erhalten, muß die Resonanzanordnung bei
der bekannten Ausfuhrungsform aus der Kombination eines Serienresonanzkreises mit einem Parallelresonanzkreises
bestehen, da die Dämpfung des Serienresonanzkreises durch den leitenden Transistor sehr
groß ist und andererseits der Parallelresonanzkreis bei leitendem Transistor ohne nennenswerte Wirkung
bleiben müßte. So ergibt sich, daß die Serienresonanzkreise nicht je für sich allein bei der obenerwähnten
Kollektorschaltung betrieben werden können.
Da dem Emitter die Betriebsspannung zugeführt werden muß, ist es schließlich erforderlich, zwei Induktivitäten
für die notwendige Resonanzkreisanordnung zu verwenden. Hieraus ergibt sich einmal, daß
die Güte des Resonanzkreises nicht in erster Linie durch die Wahl des Induktivitätswerts, der im übrigen
für beide Induktivitäten möglichst gleich sein muß, festgelegt werden kann, da eine Kompromißlösung
in dieser Hinsicht nicht zu umgehen ist, und zum anderen es immerhin einen gewissen Aufwand erfordert,
zwei genau gleiche Induktionsspulen in einem Schaltungsaufbau bereitzustellen. Die zwangläufige
Kompromißlösung für die Wahl des Induktivitätswerts ergibt sich daraus, daß bei einem Parallelresonanzkreis
die Güte umgekehrt proportional der Induktivität und bei einem Serienresonanzkreis proportional
der Induktivität ist.
Beides aber, sowohl genau gleicher Induktivitiätswert als auch möglichst hoher Induktivitätswert sind
für eine möglichst getreue Sinusform der abgegebenen Schwingung eine unabdingbare Voraussetzung.
Darüber hinaus bleiben auch Exemplarstreuungen der verwendeten Transistoren auf das Betriebsverhalten
nicht ohne Einfluß.
Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin,
Transistorschaltungsanordnung zur
Umwandlung einer Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung
Umwandlung einer Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung
Anmelder:
International Business Machines Corporation,
Armonk, N. Y. (V. St. A.)
Vertreter:
Dipl.-Ing. R. Busch, Patentanwalt,
7030 Böblingen, Sindelfinger Str. 49
Als Erfinder benannt:
Dale Holmes Rumble, Saugerties, N. Y.
(V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 25. November 1964
(413 741)
V. St. v. Amerika vom 25. November 1964
(413 741)
unter Vermeiden der oben aufgeführten Nachteile eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen
Art bereitzustellen, die bei Leistungsverstärkung eine möglichst getreue Sinusform der Ausgangsschwingung
erreicht und zudem noch eine Phasenverschiebung der Ausgangsschwingung ohne nennenswerte Frequenzänderung
und unter Beibehalten der getreuen Sinusform gestattet.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der in Basisschaltung betriebene Transistor
einen Serienresonanzkreis hoher Güte an seinem Basisanschluß enthält.
Zum Erreichen der erforderlichen hohen Güte läßt sich einmal ein Basiswiderstand hohen Wertes wählen, so daß sowohl die Dämpfung des Resonanzkreises ausreichend gering gehalten als auch der für den Betrieb des Transistors notwendige Basisruhestrom bereitgestellt wird, und zum anderen ein mögliehst hoher Wert für die Induktivität festsetzen.
Zum Erreichen der erforderlichen hohen Güte läßt sich einmal ein Basiswiderstand hohen Wertes wählen, so daß sowohl die Dämpfung des Resonanzkreises ausreichend gering gehalten als auch der für den Betrieb des Transistors notwendige Basisruhestrom bereitgestellt wird, und zum anderen ein mögliehst hoher Wert für die Induktivität festsetzen.
Dies bringt den weiteren Vorteil, daß durch Änderung des Kapazitätswertes des Serienresonanzkreiskondensators
die Phasenlage der Ausgangsschwingung ohne nennenswerte Frequenzabweichung verschoben
werden kann.
Es hat sich außerdem als vorteilhaft erwiesen, wenn die Werte der Schaltelemente des Serienreso-
809 617/492
3 4
nanzkreises so gewählt sind, daß sich eine Abstim- anspricht, die höher sind, als es der Grundwelle des
mung auf ein Drittel der Grundfrequenz der Recht- zugeführten Rechtecks entspricht. Zur Zuführung der
eckschwingung ergibt. Bei dieser Bemessung sind die Emittervorspannung dient ein Widerstand 17 in Serie
besten Ergebnisse erzielt worden. mit einer Spannungsquelle 19, deren anderer Pol an
Gemäß einem weiteren Erfindungsgedanken wird 5 Erde liegt. Die Vorspannung ist dabei so eingestellt,
bei Zuführung von Rechteckimpulsen mit äußerst der der Transistor normalerweise leitend ist, d. h.,
steilen Anstiegsflanken der Signaleingangselektrode der Arbeitspunkt liegt im Arbeitsbereich. Während
ein Tiefpaßfilter vorgeschaltet. Gegenüber bekannten des Betriebs wird dann dieser Arbeitsbereich nicht
Vorrichtungen braucht aber in diesem Fall dieses verlassen. Es versteht sich von selbst, daß ohne
Tiefpaßfilter nur aus einem Längswiderstand und io weiteres auch ein PNP-Transistor verwendet werden
einer Querkapazität zu bestehen, denn dieses hat sich kann, wenn die Betriebsspannungen entsprechend ein
als vollkommen ausreichend erwiesen. Zweckmäßiger- anderes Vorzeichen erhalten.
weise sind dabei die beiden passiven Schaltelemente Zur selektiven Verstärkung der Grundfrequenz-
dieses Tiefpaßfilters regelbar ausgeführt. signale bzw. der jeweiligen Harmonischen niedriger
In vielen Fällen der praktischen Anwendung der 15 Ordnung dient ein frequenzabhängiges Glied
erfindungsgemäßen Schaltung ist es von Vorteil, wenn zwischen der Basiselektrode 13 des Transistors und
die Eingangsimpedanz gleich der Ausgangsimpedanz Erde. Hierzu wird ein Widerstand 21 in Parallelist.
Hierzu dient ein am Ausgang der erfmdungs- schaltung zu einer Hintereinanderschaltung einer
gemäßen Schaltungsanordnung angeschlossenes Hoch- Spule 23 und eines veränderbaren Kondensators 25
paßfilter, das gleichzeitig eine geringe Ausgangsimpe- 20 verwendet. Ein solcher LCR-Kreis wird, wie noch
danz bietet. Die Bemessung dieses Hochpaßfilters ist weiter unten beschrieben, so abgestimmt, daß die
dabei natürlich so gewählt, daß die entstandene Sinus- Transistorstufe, die Grundfrequenz oder jeweils eine
Schwingung ohne Verzerrung auf den Ausgang über- Harmonische niedriger Ordnung der Eingangsrechttragen
werden kann. eckwelle selektiv verstärkt. Diese selektive Verstär-
Es hat sich gezeigt, daß die erfindungsgemäße 25 kung hat zum Ergebnis, daß alle Harmonischen
Schaltungsanordnung nur eine vernachlässigbare höherer Ordnung erheblich gedämpft werden, so daß
Dämpfung auf die Rechteckschwingungsquelle aus- eine reine Sinusschwingung an der Kollektorelektrode
übt. Außerdem hat sich ergeben, daß die Phasenlage 15 des Transistors 7 entsteht. Wenn eine Phasenverder
Ausgangsschwingung, wenn nicht absichtlich eine Schiebung der Ausgangssinusschwingung gegenüber
Phasenverschiebung herbeigeführt worden ist, nur zu 30 dem Eingangsrechtecksignal erforderlich ist, dann
einem vernachlässigbaren Anteil von der der Ein- muß das Verhältnis der Induktivität der Spule 23 zur
gangsrechteckschwingung abweicht. Kapazität des Kondensators 25 groß sein. Ist dieses
Ä VerMHnisi hinreichend groß, dann fcann dieSe
des Frequenzverhaltens keinerlei Instabilitäten. 35 Phasenverschiebung der Ausgangssinusschwingung
Die Erfindung wird nun an Hand eines nachfolgen- durch Änderung der Kapazität des Kondensators 25
den Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt bis auf einen Wert von 90° eingestellt werden.
F i g 1 die Schaltung des Ausführungsbeispiels ge- Um der Bedingung zu genügen, daß die Ausgangs-
mäß der Erfindung, impedanz der Schaltungsanordnung auf die Eingangs-
Fig. 2 eine graphische Darstellung in der der 40 impedganz angepaßt ist, sind im Kollektorkreis des
Widerstand des Basisschaltkreises in Abhängigkeit Transistors 7 Anpassungsmittel vorgesehen; es ergibt
von der Frequenzabweichung gegenüber der Reso- sich so eine Ausgangsimpedanz, die der Eingangs-
nanzfrequenz dargestellt ist. impedanz der erfindungsgemäßen Schaltungsanord-
In der Schaltung nach F i g. 1 speist ein Rechteck- nung entspricht. Ist darüber hinaus die Eingangsgenerator 1 bekannter Bauart über einen Wider- 45 impedanz der erfindungsgemäßen Schaltung an eine
stand 3 und einen Kondensator 5 den Emitter eines hieran anzuschließende weitere Schaltungsanordnung
Transistors 7. Als Widerstand 3 wird vorzugsweise angepaßt, dann ergibt sich bei der Anwendung der
ein Drehwiderstand verwendet. Zur Dämpfung höhe- erfindungsgemäßen Schaltung keine Verzerrung oder
rer Ordnungen der Harmonischen der Rechteckwelle sonstige ungewollte Störung. Um dies zu erreichen,
dient ein .RC-Netzwerk im Emitterkreis des Tran- 50 liegt zwischen Kollektor 15 und Erde eine Spule 27
sistors 7, in dem ein Drehkondensator 9 am Verbin- und parallel zur Spule 27 die Serienschaltung eines
dungspunkt zwischen Drehwiderstand 3 und Konden- Kondensators 29 mit einem Widerstand 31. Die Aussator5
einerseits und an der anderen Klemme des gangssinusschwingung wird dann am Verbindungs-Rechteckgenerators
1 angeschlossen ist. Das RC- punkt des Kondensators 29 mit dem Widerstand 31
Netzwerk wird so abgestimmt, daß die ungewünschten 55 und an Erde abgegriffen. Die Werte der zuletzt ge-Harmonischen
höherer Ordnung der Rechteckwelle nannten Schaltelemente sind dabei so gewählt, daß
wirksam gedämpft werden. Es versteht sich von die obenerwähnte Anpassung erzielt wird, d. h., die
selbst, daß das ÄC-Netzwerk überflüssig ist, wenn Werte hängen im einzelnen von der Impedanz des
die Anstiegs- und Abfallzeiten der Rechteckwelle Emitterkreises und vom Grad der zu ezrielenden Annicht
äußerst kurz sind. So hat sich herausgestellt, 60 passung ab. Es ist dabei zweckmäßig, die durch die
daß ein Filter dann überflüssig ist, wenn die Anstiegs- Spule 27 und den Kondensator 29 bedingte Zeitkonzeit
der Rechteckwelle nicht wesentlich kürzer als stante hinreichend groß gegenüber der Periode der
0,05 Mikrosekunden ist. Grundwelle zu machen, um so eine Verzerrung der
Die Rechteckwelle wird also auf den Emitter 11 Ausgangssinusschwingung am Kollektor 15 des
des Transistors 7 übertragen. Der Transistor 7 wird 65 Transistors 7 zu vermeiden.
in Basisschaltung betrieben und ist vom NPN-Leit- Während oben die erfindungsgemäße Schaltungs-
fähigkeitstyp. Die einzige Anforderung, die an den anordnung als solche beschrieben worden ist, soll
Transistor 7 gestellt ist, ist die, daß er auf Frequenzen nunmehr dargelegt werden, nach welchen Gesichts-
5 6
punkten die Werte der einzelnen Schaltelemente zu getragen. Aus der Diskussion der Kurve Q1 ergibt
bestimmen sind. Zur Erläuterung sei angenommen, sich, daß es ohne weiteres möglich ist, einen Basisdaß
eine Rechtecksignalquelle benutzt wird, deren kreis mit einer hohen Güte Q auf eine Subharmo-Frequenz
2 Megahertz beträgt und deren Ausgangs- nische Λ Grundfrequenz /0 abzustimmen, so
impulse eine Anstiegszeit von 0,001 Mikrosekunden 5 3 M '° '
aufweisen. Da somit aber die Anstiegszeiten relativ daß der Basiskreis der Grandfrequenz eine geringere kurz sind, dürfte es zweckmäßig sein, zunächst die Impedanz bietet als Harmonische höherer Ordnung. Harmonischen höherer Ordnung eingangsseitig aus- Der Gewinn des Transistorverstärkers in Basiszufiltern. Dies ist im Einklang mit der oben ange- schaltung, wie hier gezeigt, ist für die Signale untergebenen Maßangabe, nämlich der, daß ein solcher 10 schiedlicher Frequenz umgekehrt proportional der Filter dann vorzusehen ist, wenn die Anstiegszeit Impedanz des Basiskreises für die entsprechenden eines Rechteckimpulses weniger als 0,05 Mikro- Frequenzen. Wenn also der Basiskreis, wie hier gesekunden mit Bezug auf die Grundfrequenz beträgt. zd auf die Fr enz A abgestimmt ist, dann wer-Ist nun aber die Impedanz des Rechtecksignal- 3 °
generators bekannt und hat sich außerdem ergeben^ 15 deQ s- le mit ^ F die der Frequenz/.. daß die Harmonischen höherer Ordnung ausgefiltert a ι > ^3 werden müssen, dann ergeben sich die Werte für benachbart sind, in viel größerem Ausmaß verstärkt, den Widerstand 3 und den Kondensator 9 des als die Harmonischen höherer Ordnung, und zwar XC-Tiefpaßfilters aus der dadurch gegebenen An- einfach aus dem Grand, weil der Basiskreis Harmopassungsbedingung und den gewünschten Filter- 20 nischen höherer Ordnung eine sehr viel höhere Imeigenschaften. Die Werte der übrigen Schaltelemente, pedanz bietet. Darüber hinaus haben Versuche erd. h. die zur Bereitstellung der Vorspannung dienen- geben, daß bei einer erfindungsgemäßen Schaltung, den und die frequenzabhängigen Schaltelemente im die mit Rechtecksignalen einer Folgefrequenz von Basiskreis können in bekannter Weise festgelegt 2 Megahertz und einer Anstiegszeit von 0,001 Miwerden. Auf die Schaltelemente im Basiskreis wird 35 krosekunden betrieben wird, der Basiskreis vorzugsim übrigen weiter unten noch näher eingegangen weise auf § Megahertz abgestimmt werden soll. Bei Werden. Es sei hier nur so viel gesagt, daß der Wert einer solchen Abstimmung und vorausgesetzt, daß der Reaktanz der Spule 23 sehr viel größer ist als die Güte Q des Basiskreises ausreichend hoch ist, der Wert der Reaktanz des Kondensators 25. Auf ergibt sich eine befriedigende selektive Verstärkung diese Weise wird erreicht, daß der Basiskreis gegen- 30 der Grandfrequenz, so daß eine im wesentlichen reine über Reaktanzänderungen des Kondensators 25, die Sinusschwingung am Kollektor 15 ohne Harmonische eich ergeben, wenn die Phasenbeziehungen zwischen höherer Ordnung entsteht.
aufweisen. Da somit aber die Anstiegszeiten relativ daß der Basiskreis der Grandfrequenz eine geringere kurz sind, dürfte es zweckmäßig sein, zunächst die Impedanz bietet als Harmonische höherer Ordnung. Harmonischen höherer Ordnung eingangsseitig aus- Der Gewinn des Transistorverstärkers in Basiszufiltern. Dies ist im Einklang mit der oben ange- schaltung, wie hier gezeigt, ist für die Signale untergebenen Maßangabe, nämlich der, daß ein solcher 10 schiedlicher Frequenz umgekehrt proportional der Filter dann vorzusehen ist, wenn die Anstiegszeit Impedanz des Basiskreises für die entsprechenden eines Rechteckimpulses weniger als 0,05 Mikro- Frequenzen. Wenn also der Basiskreis, wie hier gesekunden mit Bezug auf die Grundfrequenz beträgt. zd auf die Fr enz A abgestimmt ist, dann wer-Ist nun aber die Impedanz des Rechtecksignal- 3 °
generators bekannt und hat sich außerdem ergeben^ 15 deQ s- le mit ^ F die der Frequenz/.. daß die Harmonischen höherer Ordnung ausgefiltert a ι > ^3 werden müssen, dann ergeben sich die Werte für benachbart sind, in viel größerem Ausmaß verstärkt, den Widerstand 3 und den Kondensator 9 des als die Harmonischen höherer Ordnung, und zwar XC-Tiefpaßfilters aus der dadurch gegebenen An- einfach aus dem Grand, weil der Basiskreis Harmopassungsbedingung und den gewünschten Filter- 20 nischen höherer Ordnung eine sehr viel höhere Imeigenschaften. Die Werte der übrigen Schaltelemente, pedanz bietet. Darüber hinaus haben Versuche erd. h. die zur Bereitstellung der Vorspannung dienen- geben, daß bei einer erfindungsgemäßen Schaltung, den und die frequenzabhängigen Schaltelemente im die mit Rechtecksignalen einer Folgefrequenz von Basiskreis können in bekannter Weise festgelegt 2 Megahertz und einer Anstiegszeit von 0,001 Miwerden. Auf die Schaltelemente im Basiskreis wird 35 krosekunden betrieben wird, der Basiskreis vorzugsim übrigen weiter unten noch näher eingegangen weise auf § Megahertz abgestimmt werden soll. Bei Werden. Es sei hier nur so viel gesagt, daß der Wert einer solchen Abstimmung und vorausgesetzt, daß der Reaktanz der Spule 23 sehr viel größer ist als die Güte Q des Basiskreises ausreichend hoch ist, der Wert der Reaktanz des Kondensators 25. Auf ergibt sich eine befriedigende selektive Verstärkung diese Weise wird erreicht, daß der Basiskreis gegen- 30 der Grandfrequenz, so daß eine im wesentlichen reine über Reaktanzänderungen des Kondensators 25, die Sinusschwingung am Kollektor 15 ohne Harmonische eich ergeben, wenn die Phasenbeziehungen zwischen höherer Ordnung entsteht.
den Eingangs- und Ausgangssignalen geändert wer- Wird dagegen die Güte Q herabgesetzt, z. B. von
den, relativ unempfindlich ist. Sind die obengenann- Q1 auf Q2 (Fig. 2), dann wird die Impedanz des
ten Werte einmal festgelegt, dann ergeben sich die 35 Basiskreises gegenüber den Harmonischen höherer
Werte der die Vorspannungen bereitstellenden Bau- Ordnung ebenfalls herabgesetzt, so daß bei diesen
elemente unter Berücksichtigung, daß der Transistor? Frequenzen ebenfalls eine höherer Verstärkung wirk-Im
Leitfähigkeitsbereich betrieben wird. Die jeweili- sam ist. Das hat zur Folge, daß das Ausgangssignal
gen Werte der Kondensatoren 5 und 29 sind ent- einen mehr oder weniger großen Anteil an Harmoeprechend
den Filterbedingungen gewählt. Für die 40 nischen enthält und eine dementsprechende Ab-Wahl
des Transistors 7 ist maßgebend, daß er auf weichung von einer Sinusschwingung besitzt. Das
Frequenzen ansprechen muß, die wesentlich größer zeigt aber, daß es vorteilhaft ist, einen Basiskreis
sind als die Grandfrequenz der Rechteckschwingung. zu verwenden, der eine relativ hohe Güte Q besitzt.
Nachstehend aufgeführte Werte beziehen sich auf Da bei der Bemessung der Bauelemente berücksicheine
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die auf 45 tigt werden muß, daß ein ausreichender Basisstrom
Rechteckschwingungen mit einer Frequenz von bereitgestellt werden muß, um den Transistor? zu
2 Megahertz anspricht, wobei die Impulsanstiegs- betreiben, ergibt sich für den Wert des Widerstanzeiten
0,001 Mikrosekunden betragen. Ferner soll des 21, daß er sowohl den Vorspannungsbedingungen
der Verstärkungsfaktor mit Bezug auf die Spitzen- genügt, als auch den Bedingungen für die Güte Q.
amplituden 1 sein: 50 Zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungs- R. = eingestellt auf 100 Ω, anordnung nach Fig. 1 sei also angenommen daß r _ η πι ρ die Frequenz der Rechteckschwingung zwei Mega-
amplituden 1 sein: 50 Zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungs- R. = eingestellt auf 100 Ω, anordnung nach Fig. 1 sei also angenommen daß r _ η πι ρ die Frequenz der Rechteckschwingung zwei Mega-
C = JneesteUt auf 4700 oF hertz beträSt? daß die Güte des Basiskreises (F i g. 2)
T = ?T^Q14 4/UU p±-, den Veriauf der Kurveßi besitztj und daß der
Basiskreis auf die Frequenz ^ abgestimmt ist. Hierbei
werden dann die Harmonischen höherer Ordnung im Emittereingangskreis durch das bereits erwähnte
.RC-Filter ausgesiebt. Darüber hinaus verhin-
60 dert der Kopplungskondensator 5 die Übertragung einer Gleichstromkomponente. Das sich daraus ergebende
Signal, das frei von Harmonischen höherer Ordnung ist und außerdem keine Gleichstromkoin-
Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schal- ponente aufweist, wird nun der Emitterelektrode 11
tung läßt sich am besten an Hand der graphischen 65 zugeführt. Die Folge der Wirkung des auf die Fre-
Darstellung nach Fig. 2 erläutern. Hierin ist die /„ abgestimmten Basiskreises und des hohen
Impedanz des Basiskreises in Abhängigkeit von der n 3 °
Frequenzänderung relativ zur Resonanzfrequenz auf- Q-Wertes wird die Grundfrequenz /0 in einem sehr
2 N 914, | |
R = | 100 Ω, |
F19 = | 6 V, |
R = | 82 000 Ω, |
L03 = | ImH, |
^25 | 25 bis 70 pF, |
^27 = | ImH, |
^"29 | 0,01 μΡ, |
82 Ω. |
viel höherem Ausmaß als andere Frequenzanteile verstärkt, die der Emitterelektrode zugeführt werden.
Es hat sich gezeigt, daß das an der Kollektorelektrode 15 auftretende Signal im wesentlichen frei von Harmonischen
ist, so daß am Ausgang eine mindestens nahezu reine Sinusschwingung mit der Frequenz /0
entsteht. Diese Sinusschwingung wird nun über das Ausgangsfilter, bestehend aus der Spule 27, dem
Kondensator 29 und dem Widerstand 31, den Ausgangsklemmen zugeführt. Wie oben bereits erwähnt,
ist die LC-Zeitkonstante des Ausgangsfilters so gewählt, daß sie relativ groß zur Periode der Sinusschwingung
ist, so daß hierdurch keine Verzerrung eingeführt wird.
Soll die Phasenlage der Ausgangssinusschwigung in bezug auf die Phasenlage der Eingangsrechteckschwingung
geändert werden, dann muß die Kapazität des Kondensators 25 entsprechend geändert werden.
Wird hierbei berücksichtigt, daß der induktive Widerstand der Spule 23 sehr viel größer ist als der
kapazitive Widerstand des Kondensators 25, dann haben Änderungen des kapazitiven Widerstandes des
Kondensators 25 einen wesentlichen Einfluß auf die Phasenlage der Ausgangssinusschwingung. Der Bereich
des Drehkondensators C25 gestattet so eine
Phasenänderung von ± 45°.
Claims (5)
1. Transistorsschaltungsanordnung zur Um-Wandlung einer Rechteckschwingung in eine
Sinusschwingung, bei welcher die über die Signaleingangselektrode zugeführte Rechteckschwingung
einen mit einer anderen Elektrode des Transistors verbundenen Resonanzkreis anstößt,
dadurch gekennzeichnet, daß der in Basisschaltung betriebene Transistor einen Serienresonanzkreis
hoher Güte an seinem Basisanschluß enthält.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zuführung von
Rechteckimpulsen äußerst steiler Anstiegsflanke der Emitterelektrode als Signaleingang ein Tiefpaßfilter
vorgeschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Reaktanz
der Schwingkreisspule (23) im Verhältnis zur veränderbar ausgebildeten Reaktanz des
Schwingkreiskondensators (25) groß ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der
Schaltelemente des Serienresonanzkreises (23, 25) so gewählt sind, daß sich eine Abstimmung auf
ein Drittel der Grundfrequenz der Rechteckschwingung ergibt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen
dem Kollektor (15) des Transistors (7) und dem Ausgang ein Hochpaßfilter (27, 29, 31) zur Anpassung
des Ausgangswiderstandes auf den Eingangswiderstand eingeschaltet ist.
In Betracht gezogene Druckschriften:
USA.-Patentschrift Nr. 2 995 709.
USA.-Patentschrift Nr. 2 995 709.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
809 617/492 9.68 © Bundesdruckerei Berlin
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4246863 | 1963-08-12 | ||
US413741A US3267298A (en) | 1963-08-12 | 1964-11-25 | Waveform converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1277907B true DE1277907B (de) | 1973-11-22 |
DE1277907C2 DE1277907C2 (de) | 1973-11-22 |
Family
ID=26382163
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1463621A Expired DE1463621C3 (de) | 1963-08-12 | 1964-08-06 | Träger in einem Isolierkörper befindlicher Schmelzeinsatz |
DE19651277907 Expired DE1277907C2 (de) | 1963-08-12 | 1965-11-22 | Transistorschaltungsanordnung zur umwandlung einer rechteckschwingung in eine sinusschwingung |
Family Applications Before (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1463621A Expired DE1463621C3 (de) | 1963-08-12 | 1964-08-06 | Träger in einem Isolierkörper befindlicher Schmelzeinsatz |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3267298A (de) |
DE (2) | DE1463621C3 (de) |
FR (1) | FR1454239A (de) |
GB (2) | GB1009075A (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19861259C5 (de) * | 1997-04-16 | 2010-09-02 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Positionsmeßeinrichtung und Verfahren zum Betrieb einer Positionsmeßeinrichtung |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3723773A (en) * | 1971-05-27 | 1973-03-27 | Stanford Research Inst | Multiple resonator active filter |
JPS5842576B2 (ja) * | 1975-04-16 | 1983-09-20 | 三王産業株式会社 | タイムラグヒユ−ズ |
AT353882B (de) * | 1978-02-03 | 1979-12-10 | Wickmann Werke Ag | Schmelzsicherung |
FR2534756A1 (fr) * | 1982-10-13 | 1984-04-20 | Telephonie Ind Commerciale | Circuit generateur de signalisation multifrequence en association avec un microprocesseur, notamment pour poste telephonique |
US4634940A (en) * | 1984-03-29 | 1987-01-06 | Rca Corporation | Sine wave deflection circuit for bidirectional scanning of a cathode ray tube |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2995709A (en) * | 1960-05-11 | 1961-08-08 | Ill Joseph T Beardwood | Single-cycle-sine-wave generator |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2727146A (en) * | 1950-02-28 | 1955-12-13 | Westinghouse Electric Corp | Sinusoidal oscillators |
US2775705A (en) * | 1953-06-24 | 1956-12-25 | Hartford Nat Bank & Trust Co | Transistor mixing circuit |
-
0
- GB GB1053280D patent/GB1053280A/en active Active
-
1964
- 1964-08-06 DE DE1463621A patent/DE1463621C3/de not_active Expired
- 1964-08-10 GB GB32451/64A patent/GB1009075A/en not_active Expired
- 1964-11-25 US US413741A patent/US3267298A/en not_active Expired - Lifetime
-
1965
- 1965-11-16 FR FR38553A patent/FR1454239A/fr not_active Expired
- 1965-11-22 DE DE19651277907 patent/DE1277907C2/de not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2995709A (en) * | 1960-05-11 | 1961-08-08 | Ill Joseph T Beardwood | Single-cycle-sine-wave generator |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19861259C5 (de) * | 1997-04-16 | 2010-09-02 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Positionsmeßeinrichtung und Verfahren zum Betrieb einer Positionsmeßeinrichtung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3267298A (en) | 1966-08-16 |
DE1463621C3 (de) | 1979-02-08 |
DE1463621A1 (de) | 1969-03-27 |
DE1463621B2 (de) | 1978-06-08 |
GB1009075A (en) | 1965-11-03 |
GB1053280A (de) | |
FR1454239A (fr) | 1966-07-22 |
DE1277907C2 (de) | 1973-11-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE1791025C3 (de) | Veränderbare, elektrische Impedanz | |
DE2005888B2 (de) | Überlagerungsoszillator-Transistorschaltung | |
DE1277907B (de) | ||
DE1957171B2 (de) | Hochspannungs-hochfrequenzgenerator in festkoerperbauart | |
DE914397C (de) | UEberlagerungsempfangsschaltung fuer Ultrakurzwellen | |
DE3246295C2 (de) | Frequenzmodulierbarer Oszillator | |
DE2819087C2 (de) | Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren | |
EP0133618A1 (de) | Monolithisch integrierte Transistor-Hochfreqzenz-Quarzoszillatorschaltung | |
DE1791018A1 (de) | Oszillatorschaltung | |
DE19807255B4 (de) | Steuerbarer LC-Oszillator | |
DE2347711C2 (de) | Transistorbreitbandverstärker | |
DE1188658B (de) | Transistorverstaerker mit einem geregelten Transistor und einem Regeltransistor | |
DE965588C (de) | Schaltungsanordnung zur Frequenzwandlung von Schwingungen sehr hoher Frequenz mit einer selbstschwingenden Mischroehre | |
DE1512725C3 (de) | Breitbandverstärker mit steuerbarer Verstärkung | |
DE1274200B (de) | Frequenzteiler | |
DE685736C (de) | Empfaenger mit selbsttaetiger Scharfabstimmung | |
DE432159C (de) | Verstaerkerreihenschaltung, bei der die zwischen Gitter und Anode bestehende Scheinkapazitaet mittels eines Ausgleichkondensators aufgehoben wird | |
DE2102594C3 (de) | Elektrische Impulsverstärkerschaltung mit einstellbarer Verstärkung | |
DE971308C (de) | Verstaerker mit hohem Verstaerkungsgrad und starker Gegenkopplung sowie mit Massnahmen zum Verhindern der Selbsterregung bei tiefen Frequenzen | |
DE2717185C2 (de) | Fernsehkanalwähler für die Frequenzbereiche VHF und UHF | |
DE948424C (de) | Anordnung zur naturgetreuen Bildwiedergabe, insbesondere fuer Fernseh- oder Messzwecke | |
DE1513218C3 (de) | Übertragungsglied zur phasenfehlerfreien Signalübertragung | |
DE976447C (de) | UEber einen weiten Frequenzbereich kontinuierlich durchstimmbarer RC-Schwingungserzeuger | |
DE1294479B (de) | Schaltungsanordnung zur Verringerung der Wirkungsgradverluste in einem rueckgekoppelten Transistorverstaerker | |
DE1537621A1 (de) | Verstaerker |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C2 | Grant after previous publication (2nd publication) |