DE1513218C3

DE1513218C3 - Übertragungsglied zur phasenfehlerfreien Signalübertragung

Info

Publication number: DE1513218C3
Application number: DE1513218A
Authority: DE
Inventors: Frank John San Jose Sordello; George Julius Carmel Thaler
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1964-12-11
Filing date: 1965-12-09
Publication date: 1974-02-21
Also published as: DE1513218A1; FR1464199A; US3310732A; GB1094388A; DE1513218B2

Description

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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein übertragungsglied zur phasenfehlerfreien Signalübertragung, vorzugsweise für Regelkreise, mit einem ersten, alle Signalfrequenzen übertragenden und einem zweiten, dem anderen Zweig zu überlagernde, zu dessen phasenfehlerbehafteten Signalfrequenzkomponenten gegenphasige Signalfrequenzen erzeugenden Schaltungszweig, bei welchem der erste Schaltungszweig alle Signalfrequenzen praktisch ungeschwächt überträgt und der zweite, zum ersten parallele Schaltungszweig mittels einer Kombination aus mindestens einem aktiven und mehreren passiven Schaltelementen die zu überlagernden Signalfrequenzen erzeugt und bei dem beiden Zweigen gemeinsam ein Verstärker vor- oder nachgeschaltet ist.

Besondere Bedeutung hat eine solche Kompensation von Phasenänderungen bzw. -fehlern vorzugsweise in elektrischen Regelkreisen, weil dort die — zumindest teilweise — Rückführung der zu regelnden Größe (Regelgröße) durch den Regler auf den Eingang der Regelstrecke bei Frequenzanteilen dieser Signale mit ungünstigen Phasenbeziehungen leicht zu Unstabilitäten (Schwingungen) oder zumindest Fehlern in der Regelung führen kann. Daraus ergibt sich die Aufgabe, Frequenzkomponenten mit fehlerhafter Phase, die z.B. durch phasendrehende oder verzerrende Schaltelemente erzeugt werden können, unwirksam zu machen.

Die gleiche Aufgabe der Kompensation von Phasendrehungen in einem begrenzten Frequenzbereich ist aber auch auf anderen Gebieten der Technik zu lösen, beispielsweise bei der Linearisierung des Phasendrehungs-Verlaufs in Abhängigkeit von der Frequenz bei breitbandigen Übertragungsgliedern für Frequenzge=^ mische, wie Verstärkern usw. , -«-,

Solche übertragungsglieder sind z. B. mit passiven^ Netzwerken bekannt, wie sie in »Analysis and Design of Feedback Control Systems« von Thal er und Brown, 2. Ausgabe,' McGraw Hill, 1960, S. 233, beschrieben werden. Sie haben jedoch den Nachteil, daß die Phasenkompensation durch eine in vielen-· Fällen untragbare Schwächung der Gleichstrom- und niederfrequenten Komponenten der Signale erkauft wird. Zur Wiederanhebung von deren Amplitude muß dann mit dem passiven Netzwerk ein Gleichstromverstärker in Reihe geschaltet werden, der eine möglichst geringe alterungsbedingte .Verstärkungsänderung aufweisen muß. Diese Anforderung bedingt hochwertige, ausgesuchte Einzelteile und somit relativ hohe zusätzliche, durch den Gleichstromverstärker verursachte Kosten der,-' Phasenkorrekturschaltung.

Durch das USA.-Patent 3 037 815 wurde ferner eine vorzugsweise für Servo-Systeme geeignete Anordnung zur Elimination bestimmter Phasenfehler, nämlich zusätzlicher 90°-(Blind-)Komponenten der übertragenen Signale vorgeschlagen. Auf diese "Anordnung bezieht sich die Erfindung. Sie enthält einen Verstärkungs-Schaltungszweig mit einem nur bis zur doppelten Arbeitsfrequenz des Systems durchlässigen Tiefpaß-Filter und zwei mit letzterem in Reihe geschalteten Verstärkern für Gleichstrom und relativ niedrige Frequenzen, der einen Servomotor steuert. Auf den Eingang dieses Verstärkungszweiges wirken zwei Gegenkopplungszweige zurück. Der eine Gegenkopplungszweig wird von einem durch den Servomotor angetriebenen Tachometer-Generator gespeist und führt somit eine der Wirkkomponente der Motorspannung entsprechende Rückmelde-Kompensationsspannung zurück. Im zweiten Gegenkopplungszweig wird durch einen Demodulator eine in der Ausgangsspannung des Verstärkerzweiges etwa vorhandene unerwünschte Blindkomponente ausgesiebt und gleichgerichtet und die ihr entsprechende Gleichspannung durch einen Modulator in eine zur Blindkomponente der Eingangsspannung gegenphasige und ihr überlagerte Kompensationsspannung umgewandelt. Diese Schaltung zur Elimination einer 90°-(Blind-)Komponente der Signalspannung ist also ziemlich kompliziert und hat außerdem den schon vorstehend genannten Nachteil, sogar zwei der teuren Gleichstrom- und Niederfrequenz-Verstärker zu erfordern.

Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen möglichst einfachen, ohne einen teuren Gleichstromverstärker, sondern mit nur einem relativ billigen hochfrequenten Verstärker auskommenden Phasenfehler-Kompensator zu schaffen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe bei einem Übertragungsglied der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß mindestens das aktive Schaltelement zusammen mit den passiven, zum Teil die niedrigen Signalfrequenzen blockierenden Elementen des zweiten Schaltungszweigs derart bemessen sind, daß sie einen linearen Verstärkungsanstieg in einem den phasenfehlerbehafteten Frequenzen des ersten Zweiges entsprechenden Frequenzbereich mit einer solchen konstanten Steilheit dieses Verstärkungsanstiegs erzeugen, daß der maximale Phasenwinkel bei der Mittenfrequenz des Anstiegsbereichs dem maximalen Fehlerwinkel gegenphasig gleich ist.

Als die niedrigen Frequenzen blockierendes passives Element des zweiten Schaltungszweiges dient gemäß einer zweckmäßigen Weiterbildung der Erfindung ein Kondensator oder ein übertrager mit zwei getrennten Wicklungen. Das aktive Element dieses Zweiges ist vorzugsweise ein 1- oder 2stufiger Transistorverstärker. Bei nicht ausreichender Amplitude der phasenfehlerkompensierten Ausgangsspannung kann dem eigentlichen Phasenfehler-Kompensator im übertragungsglied eine geeignete breitbandige Verstärkerkombination nachgeschaltet werden.

Nachstehend wird die Erfindung an einigen Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Von letzteren sind

F i g. 1 Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Übertragungsglieds, .

F i g. 2 Verstärkungs- und Phasenwinkel-Diagramm der Anordnung nach F i g. 1,

F i g. 3 Verstärkungs- und Phasen winkel-Diagramm eines bekannten Phasenwinkel-Kompensators,

F i g. 4 Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung mit einem übertrager und einem einstufigen Transistor-Verstärker im Hochfrequenzzweig, ■

F i g. 5 Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels mit einem Übertrager und zweistufigen Transistorverstärker im Hochfrequenzzweig sowie einem Gesamtverstärker.

Das erfindungsgemäße übertragungsglied zur Phasenfehler-Kompensation nach F i g. 1 wird an seinen Eingangsklemmen 12, 14 aus einer Signalquelle 10 mit einer Serie elektrischer Signale gespeist, die eine Anzahl von Komponenten verschiedener Frequenz enthalten, unter denen sich wenigstens eine Gleichstrom-, eine Niederfrequenz- und eine Hochfrequenz-Komponente befinden sollen. Die Eingangsklemme 12 ist über einen Widerstand 24 und Leiter 16 mit der Ausgangsklemme 18 sowie die Eingangsklemme 14 durch einen Leiter 22 direkt mit der Ausgangsklemme 20 verbunden. Der relativ niederohmige Widerstand 24 bildet einen für alle Signalfrequenzen (einschließich Null-Gleichstrom) gleichmäßig nur schwach gedämpften Weg, den sie also praktisch ungedämpft passieren können. Parallel zu diesem vom Widerstand 24 gebildeten Schaltungszweig für alle Frequenzen erstreckt sich zwischen den Anschlußpunkten 26 und 28 ein Schaltungszweig 30 für die hochfrequenten Signalkomponenten: Er besteht aus einem Verstärker 32 irgendeiner geeigneten Art für hohe Frequenzen, einem die Gleichstrom- und Niederfrequenz-Signalkomponenten sperrenden Kondensator 34 und einem Ent· kopplungs-Widerstand 36. Ferner ist ein Widerstand 42 zwischen den Punkt 38 auf der Verbindung zwischen dem Kondensator 34 und dem Widerstand 36 sowie den Punkt 40 auf der Leitung 22 geschaltet.

Der Kondensator 30 und der Widerstand 42 bestimmen nun zusammen mit dem Verstärker 32 den in F i g. 2 dargestellten Dämpfungs- und Phasenwinkel-' Verlauf in Abhängigkeit von der Frequenz, insbesondere die Lage der Diagrammpunkte C und D. Durch entsprechende Wahl der Kapazitäts- bzw. Widerstandswerte dieser beiden Schaltelemente und der Verstärkung des Verstärkers 32 lassen sich im Hochfrequenzzweig 30 für die gewünschten Frequenzen ' Phasen Winkeldrehungen gewünschter Größe erzielen. Dies geht aus den folgenden, aus Fig.l abgeleiteten mathematischen Beziehungen hervor.
Wenn

C₃₄ die Kapazität des Kondensators 34,

!42 ; der Widerstandswert des Widerstands 42,

A₃₂ — -J- die Verstärkung des Verstärkers 32,

E₁

E_y dessen Ausgangsspannung und

E₁ dessen Eingangsspannung bzw. die Aus

gangsspannung der Signalquelle 10

ist, so gilt, sofern die Verstärkung A₃₂ wesentlich größer als 1 ist, die Ungleichung:

C₃₄ (1 + A₃₂) > R₄₂ -C

₃₄.

Da die Verstärker-Ausgangsspannung E_y die Reihenschaltung aus dem Kondensator 34 und dem Widerstand 42 speist, gilt für das Verhältnis des Spannungsabfalls E_x am Widerstand 42 zum Gesamtspannungsabfall E₅, die Beziehung:

E_x 1-R₄₂ /

SC₃₄R₄₂ + 1

worin s die komplexe Winkelfrequenz;ω der Signalquelle ist.
Ferner ist wegen E_y = E₁ · A₃₂ (s.o.):

^x _ A ~E~ — ^Λ32

SC₃₄R₄₂

SC₃₄R₄₂ + 1 ·

Wenn der Widerstand 36 im Verhältnis zum Wider-Sianu. u-i grou gewcUm. unu uauürcu eine geringe Dämpfung des durch letzteren gebildeten Schaltungszweiges sowie an den Ausgangsklemmen eine vollständige überlagerung der Eingangsspannung E₁ mit , der Spannung E_x erreicht wird, so gilt für die Ausgangsspannung E₂:

. E₂ = E₁ + E_x

und somit für deren Verhältnis zur Eingangsspannung E₁, d. h. für die Gesamtverstärkung der Schaltungsanordnung:

E₁

_ 1

E₁

SC₃₄R₃₂ + 1

Der durch den frequenzabhängigen Verstärkungsverlauf des Verstärkers 32 bestimmte Höchstwert der

Gesamtverstärkung des erfindungsgemäßen Phasenfehler - Kompensator entspricht dem durch den Punkt D begrenzten oberen Abschnitt B der in F i g. 2 in logarithmischem Maßstab dargestellten Verstär-

E s

kungskurve -£- und ist entsprechend der Voraussetzt

zung zur vorstehend genannten Ungleichung wesentlich größer als 1. Da der Verstärker 32 bei niedrigen Frequenzen unwirksam und somit sein Verstärkungsfaktor A₃₂ = 0 ist, wird dann die Gesamtverstärkung E

-gr- annähernd gleich 1, d. h. ihr Logarithmus etwa Null

bzw. wegen der geringen Dämpfung durch den Widerstand 24. etwas weniger. Dieser Verstärkungswert im unteren Frequenzbereich ist in Fig.2 durch den vom Punkt C begrenzten Kurvenabschnitt A dargestellt.

Im Bereich konstanter Verstärkungszunahme bei mittleren Frequenzen, dargestellt durch die schräge Gerade CD in Fi g. 2, tritt gemäß der gestrichelt gezeichneten Phasenwinkelkurve zunächst eine Zunahme des Phasenwinkels auf, und zwar von dem zum Frequenzbereich konstanter niedriger Verstärkung A gehörenden konstanten Wert 0° bis zu einem maximalen Phasenwinkel E° bei einer zur Mitte des Verstärkungsanstiegs-Bereichs CD gehörenden Frequenz. Nach dem oberen Ende D des Verstärkungsanstiegs hin nimmt dann der Phasenwinkel wieder ab und hat im Bereich konstanter hoher Verstärkung B wieder den konstanten Wert 0°. Der Wert des Phasenwinkel-Maximums E wächst mit zunehmender Steilheit der Verstärkungskurve CD, also sowohl mit der Zunahme des im Punkt D erreichten und dann konstant bleibenden Maximalwertes der Verstärkung -φ- als auch

ßl

mit der Abnahme des horizontalen (Frequenz-)Abstandes der Kurvenpunkte C und D, d. h. des zur Verstärkungszunahme gehörenden Frequenzbereichs. Die Größe E der Phasendrehung und der zugehörige, durch die Punkte F bzw. C und D gekennzeichnete Frequenzbereich sind demnach durch die Kennwerte der verwendeten Schaltelemente, insbesondere des Verstärkers 32, bestimmt und können durch deren Bemessung so gewählt werden, daß entsprechende Phasenfehler der Frequenzkomponenten des Eingangssignals kompensiert werden.

Bei den in der Einleitung genannten bekannten Phasenkorrekturschaltungen mit passiven Netzwerken liegen demgegenüber wesentlich ungünstigere Verstärkungs- bzw. Phasenwinkel-Verhältnisse vor, die zum Vergleich in F i g. 3 mit denselben Bezeichnungen wie in Fig.2 dargestellt sind. Infolge der hier vorhandenen großen Schwächung der Gleichstrom- und Niederfrequenz-Komponenten des Signals

E ^

ist die konstante Verstärkung -et- dieses Frequenz-

bereichs wesentlich kleiner als 1, ihr Logarithmus also gemäß Kurvenabschnitt A in F i g. 3 stark negativ. Im Gegensatz zur Erfindung werden hier die hohen Frequenzen nicht verstärkt, aber auch praktisch nicht gedämpft, so daß im Kurvenabschnitt B der F i g. 3

die Verstärkung

-jr-

etwa den Wert 1, also ihr

Logarithmus etwa den WertO hat, ähnlich wie in F i g. 2 der Kurvenabschnitt A. Um bei einem gegebenen Frequenzabstand der Kurvenpunkte C und D die Steilheit des Kurvenabschnitts CD und dadurch gleichzeitig auch das Phasenwinkel-Maximum E auf einen gewünschten Wert zu vergrößern, ist es nur möglich, den Kurvenabschnitt A noch mehr der Ji-(Frequenz-)Achse zu nähern, d. h. die niedrigen Frequenzen noch stärker zu dämpfen. Dies verschärft noch den eingangs schon genannten Nachteil eines zum Ausgleich erforderlichen, noch leistungsfähigeren und somit teureren Gleichstromverstärkers.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig.4 dargestellt, bei dem im Hochfrequenzzweig 30 der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 zur Fernhaltung des Gleichstroms von seinem Ausgang (Widerstand 36) an Stelle des Kondensators 34 ein übertrager verwendet wird. Zwischen der Eingangsklemme 52 und der Ausgangsklemme 60 bildet der Widerstand 58 den gering gedämpften Schaltungszweig für alle von der Signalquelle 50 gelieferten Frequenzen. Der Hochfrequenzzweig 56 enthält einen einstufigen Verstärker mit dem von einer Gleichstromquelle über den Kollektoranschluß 62 gespeisten (beispielsweise NPN-) Transistor 64, dessen Basis direkt an der Klemme 52 liegt und dessen Emitter über die-Primärwicklung 72 eines - Übertragers 70 mit Erde-= 66 verbunden ist. Dessen ebenfalls einseitig an Erde 68 angeschlossene Sekundärwicklung 74 führt über einen Entkopplungswiderstand 76 zur Ausgangsklemme 60. Die Verstärkung des Transistors 64 und das Ubersetzungs-(Windungszahlen-)Verhältnis des Übertragers 70 bestimmen die Gesamtverstärkung ■φ- der hohen Frequenzen entsprechend dem Kurveh-

¹ ■■',·· = '■

abschnitt B in F i g. 2. Die verstärkte Spannung dieses Schaltungszweiges 56 überlagert sich an' der Ausgangsklemme 60 der unverstärkrten und auch praktisch ungeschwächten Spannung des Schaltungszweiges 54, 58, die dem niederfrequenten Kurvenabschnitt A der Fig.2 entspricht. Der Verlauf der

Verstärkungskurve -ψ- der Scha^ng nach Fig.4 C₁ f ■

ist also grundsätzlich derselbe wie der,für die Anordnung nach Fig. 1 in Fig.2 gezeigte. Demnach entspricht auch der Phasenwinkel-Verlauf der Schaltung nach Fig.4 ebenfalls der gestrichelten Kurve in F i g. 2. Der Scheitelwert E ist wiederum eine Funktion der Steilheit des Verstärkungsanstiegs CD.. - :- _: F i g. 5 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem durch größere Verstärkung eines zweistufigen Transistorverstärkers im Hochfrequenz-Schaltungszweig 56 eine Anhebung des Kurvenabschnitts B nach F i g. 2 und somit eine Vergrößerung der Steilheit des Kurvenabschnitts CD erreicht wird. Nach Vorstehendem bedingt dies" aber eine gleichzeitige Anhebung des Scheiielpunkies E der Phasenwinkel-Kurve, während ihre beiden Fußpunkte mit dem Phasenwinkelwert 0° etwa unterhalt) der Eckpunkte C und D der Verstärkungskurve unverändert bleiben. Auf diese Weise kann mit dieser Schaltung ein zur Kompensation unerwünschter Phasenverschiebungen von Frequenzkomponenten des Eingangssignals verwendbarer maximaler Phasenwinkel von 50° erreicht werden. Der Phasenfehler-Kompensator nach F i g. 5 ist dem Vorbeschriebenen nach F i g. 4 ähnlich; die einander entsprechenden Teile bzw. Punkte der Schaltungsanordnung sind daher mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Signalquelle50 liefert Signal-, spannungen mit einer Maximalamplitude von ± 10 Volt an die Eingangsklemme 52. über den Schaltungszweig aus Leitung 54 und Widerstand 58 werden alle Signalfrequenzen von der Eingangsklemme

52 zur Ausgangsklemme 60 praktisch ungeschwächt übertragen. Der Schaltungszweig 56 zwischen beiden Klemmen enthält ebenfalls einen Übertrager 70 und führt daher nur Hochfrequenz. Mit der Eingangsklemme 52 ist wieder die Basis eines Transistors 66 direkt verbunden, der über eine Klemme 80 und einen Widerstand 82 eine geeignete Vorspannung zugeführt wird. Am Kollektor liegt über die Klemme 62 eine positive Gleichspannung, und der Emitter ist über einen Widerstand 92 mit negativem Potential und über Leitung 84 mit der Basis des Transistors 86 verbunden. Der Kollektor des Transistors 86 liegt über einen Schutzwiderstand 90 und die Klemme 88 ebenfalls an positivem Potential. Sein Emitter ist über einen Widerstand 94 mit demselben negativen Potential und über einen Widerstand 98 und die Primärwicklung 72 des Übertragers 70 mit Erde verbunden. In beiden Verstärkerstufen sind, wie in derjenigen der Fig.4, als Beispiel NPN-Transistoren angenommen.

Mit gleicher Wirkung können jedoch auch PNP-Transistoren verwendet werden, vorausgesetzt, daß die Polantät der angeschlossenen Gleichstromquellen ■ umgekehrt wird. Die Sekundärwicklung 74 des Übertragers 60 liegt ebenfalls einerseits an Erde und über den Widerstand 76 andererseits an der Aüsgangsklemme 60. Dieser Teil des Phasenfehler-Kompensators nach Fig. 5 hat grundsätzlich dieselbe Wirkung wie die in Fig.2 dargestellte der Anordnung nach Fig. 4 und 1.

. ,Wenn jedoch für bestimmte Zwecke die Amplitude der Gleichstrom- und Niederfrequenz-Komponenten der phasenfehlerkompensierten Ausgangsspannung an der Klemme 60 noch nicht ausreicht, so kann ihr eine Verstärkeranordnung 100 für alle Frequenzen (einschließlich Null) aus einem entsprechenden zusätzlichen Verstärker 102 mit Parallelwiderstand 104 nachgeschaltet werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 409 608/187

Claims

Patentansprüche:

1. übertragungsglied zur phasenfehlerfreien Signalübertragung, vorzugsweise für Regelkreise, mit einem ersten, alle Signalfrequenzen übertragenden und einem zweiten, dem anderen Zweig zu überlagernde, zu dessen phasenfehlerbehafteten Signalfrequenzkomponenten gegenphasige Signalfrequenzen erzeugenden Schaltungszweig, bei welchem der erste Schaltungszweig alle Signalfrequenzen praktisch ungeschwächt überträgt und der zweite, zum ersten parallele Schaltungszweig mittels einer Kombination aus mindestens einem aktiven und mehreren passiven Schaltelementen die zu überlagernden Signalfrequenzen erzeugt und bei dem beiden Zweigen gemeinsam ein Verstärker vor- oder nachgeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Schaltelement (32; 64; 64, 86) zusammen mit den passiven, zum Teil die niedrigen Signalfrequenzen blockierenden Elementen (30,42,36; 70,76; 98,70| 76) des zweiten Schaltungszweigs (30; 56) derart bemessen sind, daß sie einen linearen Verstärkungsanstieg (CFD) in einem den phasenfehlerbehafteten Frequenzen des ersten Zweiges (24; 58) entsprechenden Frequenzbereich mit einer solchen konstanten Steilheit dieses Verstärkungsanstiegs erzeugen, daß der maximale Phasenwinkel (E) bei der Mittenfrequenz des Anstiegsbereiches (CFD) dem maximalen Fehlerwinkel gegenphasig gleich ist.

2. Übertragungsglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das die niedrigen Frequenzen blockierende passive Element des zweiten Schaltungszweiges (30) ein Kondensator (34) ist.

3. Übertragungsglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das die niedrigen Signalfrequenzen blockierende passive Element des zweiten Schaltungszweiges (56) ein Übertrager (70) mit zwei getrennten Wicklungen (72,74) ist.

4. übertragungsglied nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Element des zweiten Schaltungszweiges (30, 56) ein Verstärker (32) mit-!' bzw. 2 Transistoren (64 bzw. 64, 86) ist.

5. übertragungsglied nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ihm im Falle unzureichender Amplitude der phasenkompensierten Ausgangsspannung (E₂) eine Verstärkeranordnung (100 bzw. 102, 104) nachschaltbär ist. .