DE1265233B - Oszillator mit mindestens zwei Transistoren in Gegentaktschaltung - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. α.:

H03b

Deutsche Kl.: 21 a4 -13

Nummer: 1265 233

Aktenzeichen: W 31207IX d/21 a4

Anmeldetag: 5. Dezember 1961

Auslegetag: 4. April 1968

Die Erfindung bezieht sich auf Oszillatoren als Stromversorgungsschaltungen, insbesondere auf eine Schaltung zum Umformen von Gleichstrom in Wechselstrom, der wiederum gleichgerichtet wird.

In. vielen elektrischen und elektronischen Schaltungen, deren Anwendungen von der Übertragung im Hörbereich mit hoher Wiedergabegüte bis zur Fernsteuerung von Geschossen reichen, ist es wichtig, Stromversorgungsschaltungen vorzusehen, die Gleichstrom erzeugen und diesen bei gegebener Belastung auf einem konstanten Wert halten. Solche Stromversorgungsschaltungen müssen einen sehr hohen Grad von Zuverlässigkeit bei relativ hoher Regelgenauigkeit besitzen. Stromversorgungsschaltungen mit Transistoren und Übertragern mit Kernen, die klein, leicht und leistungsstark sind sowie keiner Wartung bedürfen, besitzen den gewünschten Grad von Zuverlässigkeit und Stabilität und sind deshalb für viele Anwendungen geeignet.

Ein Oszillator enthält im allgemeinen mehrere Transistoren und einen sättigbaren Transformator zum Umformen des Gleichstroms in Wechselstrom, der wiederum gleichgerichtet werden kann. Die Transistoren wirken als selbsttätige Schalter, d. h. sie sind leitend oder nichtleitend, um Stromkreise von einer Gleichstromquelle zu einem Teil einer Transformatorwicklung abwechselnd in entgegengesetzten Richtungen herzustellen. Jeder Kreis wird üblicherweise durch einen oder mehrere Schalttransistoren in Serie mit der Gleichstromquelle gebildet, wobei man entweder eine Strom- oder eine Spannungsrückkopplung verwendet, um den Schaltzeitpunkt der Transistoren zu steuern.

Bei Spannungsrückkopplungsschaltungen, die eine Schaltsteuerung mit sättigbarem Transformator verwenden, setzt die Schaltung bei tiefen Temperaturen oder Überlastung nicht ein oder sie setzt aus. Schaltungen, die diese Schwierigkeiten überwinden, haben eine geringe Leistung.

Zusätzlich dazu ist der sättigbare Transformator teuer in der Herstellung, hat hohe Kernverluste, führt Rauschen ein und bewirkt hohe Stromspitzen im Kollektorstrom, wenn der Transistor sowohl auf »Ein« als auch auf »Aus« geschaltet wird. Ein weiterer Nachteil solcher Schaltungen besteht darin, daß die Frequenz eine Funktion sowohl der Quellenspannung als auch der temperaturabhängigen Sättigungsflußdichte des Kernes ist. Die Vorteile der Spannungsrückkopplungsschaltungen bestehen einmal darin, daß die Schaltung schwingt, auch wenn keine Last angeschaltet ist, und zweitens darin, daß die Oszillator mit mindestens zwei Transistoren in
Gegentaktschaltung

Anmelder:

Western Electric Company Incorporated,
New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Fecht, Patentanwalt,

6200 Wiesbaden, Hohenlohestr. 21

Als Erfinder benannt:

John Kenneth Mills, Morristown, N. J. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 9. Dezember 1960 (74 804)

Schaltung selbst und nicht die Last die Frequenz der Schwingung steuert.

Eine Stromrückkopplungsschaltung, die eine Schaltsteuerung mit einem sättigbaren Transformator verwendet, der entweder ein Haupt- oder ein Rückkopplungstransformator sein kann, beseitigt einige Nachteile der Spannungsrückkopplung auf Kosten zusätzlicher anderer Nachteile. Stromrückkopplungsschaltungen mit einem sättigbaren Haupttransformator setzen leicht ein und nehmen große Lasten auf, da die Transistoraussteuerung proportional zum Laststrom ist, der ebenfalls eine selbsttätige Kompensation von Temperatureinflüssen und zufälligen Änderungen der Basis-Emitter-Spannung bewirkt. Stromspitzen werden wesentlich verringert, jedoch nicht vollständig beseitigt. Ungünstigerweise arbeiten diese Schaltungen nicht lastfrei, treten dabei dieselben Probleme der Frequenzsteuerung wie bei einer Spannungsrückkopplung auf und bleiben sowohl die Kernverluste als auch Rauschen hoch.

Stromrückkopplungsschaltungen mit einem sättigbaren Rückkopplungstransformator haben eine sehr unstabile Frequenzcharakteristik, die last- und temperaturabhängig ist und sich mit der Transistorenauswahl ändert. Solche Schaltungen hören auch im lastfreien Zustand auf zu schwingen und scheinen

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demnach für die meisten Anwendungen nicht brauch- zwei gegensinnig in Serie geschalteten Zenerdioden bar zu sein. " aufgebaut ist. Hierdurch wird die Rückkopplungs-

Es sind auch Oszillatorschaltungen bekannt, bei spannung auf die Durchbruchsspannung der Zenerdenen die Schaltwirkung durch Transistorsättigung dioden begrenzt, wodurch eine Frequenzstabilistatt durch Transformatorsättigung erreicht wird. 5 sierung erreicht wird. Hiermit kann aber weder eine Diese Schaltungen haben jedoch wegen der end- Modifizierung des Spannungs- und Stromrückkopplichen Zeitspanne, die für den Verbrauch der in den lungssignals noch eine gewollte Frequenzänderung Transistoren im Überschuß vorhandenen Minoritäts- erreicht werden, wie dies bei der erfindungsgemäßen ladungsträger erforderlich ist, eine relativ große Schaltung der Fall ist.

Schaltzeit. Ein Nachteil besteht folglich in einer io Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist Spitze dieses Überschußstroms durch jeden Tran- vorgesehen, daß die Grundlastimpedanz für die sistor als Folge einer gleichzeitigen Leitung der Spannungsrückkopplung durch einen Reihenreso-Transistoren während der Ein- und Ausschaltinter- nanzkreis gebildet ist. Hierdurch erhält man eine valle der Transistoren. noch bessere Frequenzstabilisierung, und zwar bei

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, 15 Resonanzfrequenz des gesamten Rückkopplungseinen' Oszillator zu schaffen, dessen Transistoren kreises.

eine verringerte Schaltzeit aufweisen, dessen Fre- Beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung

quenz unabhängig von Transformator- und Tran- sind in der Zeichnung dargestellt, und zwar zeigt sistorsättigung ist sowie im wesentlichen unabhängig F i g. 1 eine schematische Darstellung einer Schal-

von Änderungen der Eingangsspannung, der Last 20 tung, bei der die Emitter der Transistoren zusam- und der Temperatur, und dessen Rauschen auf ein mengeschaltet sind,

Mindestmaß verringert ist. Fi g. 2 und 3 schematische Darstellung von Schal-

Hierzu wird ausgegangen von einem Oszillator tungen gemeinsamer Basis- bzw. Kollektorschaltung, mit zwei Transistoren in Gegentaktschaltung, mit F i g. 4 eine schematische Darstellung einer Schal-

einem Eingangsübertrager, dessen Sekundärwicklung 25 tung in einer gegenüber F i g. 1 abgeänderten Ausais Gegentaktwicklung ausgebildet ist, und einem führungsform und

Ausgangsübertrager, dessen Primärwicklung als F i g. 5 eine schematische Darstellung einer Schal-

Gegentaktwicklung ausgebildet ist, wobei beide tung mit größerer Ausgangsleistung. Übertrager im Betrieb nicht übersteuert werden, Die Schaltung nach Fig. 1 enthält eine Gleichferner mit einem Stromrückkopplungsweg in Form 30 stromquelle 100, pnp-Transistoren 101 und 102, einer Reihenschaltung des Verbraucherwiderstandes einen ersten Transformator 103 mit Wicklungsteilen zwischen Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers 104 bis 107, einen zweiten Transformator 108 mit und Primärwicklung des Eingangsübertragers. Die der Wicklung 111 und den Wicklungsteilen 109 und erfindungsgemäße Lösung der gestellten Aufgabe be- no, eine Induktivität 112 und Widerstände 113 steht darin, daß mit Hilfe einer an eine Teilwick- 35 bis 117.

lung der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers Die Emitter der Transistoren 101 und 102 sind

angeschlossenen Grundlastimpedanz (114; 214; 314; mit dem einen Anschluß der Eingangsstromquelle 421, 422; 517) der Stromrückkopplungskreis auch 100 über einen Schalter 120 verbunden. Die andere als Spannungsrückkopplungskreis wirksam gemacht Seite der Eingangsgleichstromquelle 100 ist mit dem ist, daß parallel zur Primärwicklung des Eingangs- 40 den Wicklungsteilen 106 und 107 gemeinsamen Anübertragers ein frequenzbestimmtes i?L-Serienglied schluß verbunden. Der andere Anschluß des Wickgeschaltet ist und daß durch entsprechende Mittel, lungsteiles 106 ist mit dem Kollektor des Transistors z. B. Vorwiderstände, in den Eingangskreisen der ιοί verbunden, während der andere Anschluß des Transistoren dafür gesorgt ist, daß auch die Tran- Wicklungsteiles 101 mit dem Kollektor des Transisistoren nicht übersteuert werden und sich eine 45 stors 102 verbunden ist. Die Emitter des Transistors sinusförmige Ausgangsspannung ergibt. ιοί und 102 sind mit dem gemeinsamen Anschluß

Gemäß der Erfindung ist also eine Kombination der Wicklungen 109 und 110 verbunden. Die Basis aus Strom- und Spannungsrückkopplung vorgesehen, des Transistors 101 ist in Serie mit der Basis des wobei die Grundlastimpedanz einen Teil der in der Transistors 102 über die Widerstände 115 und 117 Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers indu- 50 und die Wicklungsteile 109 und 110 geschaltet. Ein zierten Spannung zum Eingangsübertrager rück- Widerstand 116 verbindet die Basis des Transistors koppelt. 101 und den gemeinsamen Anschluß der Wicklungs-

Dadurch, daß eine Sättigung der Transistoren ver- teile 106 und 107. Der Ausgangsanschluß 118 ist mieden wird, erhöht sich die Schaltgeschwindigkeit über die Wicklungsteile 104 und 105 und die Wickder Transistoren, und es wird das Entstehen uner- 55 lung 111 mit dem Ausgangsanschluß 119 in Reihe wünschter Spitzen in der Ausgangsschwingung ver- geschaltet. Eine Induktivität 112 und ein einstellmieden. Durch den mit Hilfe des frequenzbestim- barer Widerstand 113 sind parallel zur Wicklung 111 menden i?L-Serienglieds erzeugten Übergangseffekt geschaltet. Ein Widerstand 114 verbindet den gewird das Spannungs- und Stromrückkopplungssignal meinsamen Anschluß der Wicklungsteile 104 und im Sinn einer frequenzstabilisierenden Wirkung 60 105 mit dem Ausgangsanschluß 119. modifiziert. Darüber hinaus ist es auf einfache Wenn auch die dargestellte Anordnung nur

Weise möglich, die Frequenz gewollt zu verändern, pnp-Transistoren verwendet, können auch npn-Tranda hierzu lediglich das i?L-Serienglied mit Hilfe sistoren gleichermaßen Anwendung finden, eines verstellbaren Widerstands geändert werden Zu dem Zeitpunkt, in dem der Schalter 120 ge-

muß. 65 schlossen wird, fließt Strom von der Gleichstrom-

Eineinder USA.-Patentschrift 2 977 664 beschrie- quelle 100 über den Widerstand 116, die Emitterbene Oszillatorschaltung enthält im Rückkopplungs- Basis-Strecke des Transistors 101 und zurück zu weg eine Amplitudenbegrenzungsschaltung, die aus der Gleichstromquelle 100. Der Transistor 101 ist

damit leitend vorgespannt, und Strom fließt ebenso von der Gleichstromquelle 100 über den Wicklungsteil 106 von dem Kollektor zum Emitter des Transistors 101 und zurück zur Gleichstromquelle 100. Verfolgt man die induzierten Spannungen mit Hilfe der angegebenen Punkte, so wird ersichtlich, daß der Ausgangsanschluß 118 gegenüber dem Ausgangsanschluß 119 positiv ist. Strom fließt durch die an den Anschlüssen 118 und 119 liegende Last und durch die Wicklungsteile 104 und 105 und die Wicklung 111, wodurch, wie sich aus den angegebenen Punkten ergibt, der Transistor 101 weiter in leitenden Zustand getrieben wird und der Transistor 102 weiter in den sperrenden Zustand. Daher fließt im Transistor 101 ein größerer Emitter-Kollektor-Strom, wird eine höhere Spannung in den Wicklungsteilen 104 und 105 induziert und wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 101 noch weiter in den leitenden Zustand getrieben. Strom fließt ebenso durch die Induktivität 112 und den einstellbaren Widerstand 113 sowie durch den Widerstand 114. Anfänglich, d. h. zu dem Zeitpunkt, in dem der Transistor 101 in den leitenden Zustand und der Transistor 102 in den sperrenden Zustand vorgespannt werden, fließt der überwiegende Teil des Stromes im die Induktivität 112, den Widerstand 113 und die Wicklung 111 enthaltenden Zweig durch die Transformatorwicklung 111, die in erster Annäherung in diesem Zweig einen Widerstand darstellt, dessen Impedanz die übertragenen Sekundärlasten enthält, welche die Basis-Emitter-Impedanz der Transistoren, zusammen mit deren Serienausgleichswiderständen, wie diese durch das Quadrat des Windungsverhältnisses der Wicklungen modifiziert sind, darstellen. Im weiteren zeitlichen Verlauf steigt der Strom in der Induktivität 112 an, wobei gegegebenenfalls der überwiegende Teil des Stromes durch die Induktivität 112 fließt, wodurch der Strom in der Transformatorwicklung 111 verringert wird und die Transistorvorspannungen auf Werte gebracht werden, die nicht ausreichend sind, um die Sättigung des »Ein«- Transistors aufrechtzuhalten. Dies wiederum führt zu einer Verringerung des Stromes im Kollektor-Emitter- und Lastzweig des »Ein«-Transistors, da die Kollektor-Emitter-Impedanz zugenommen hat. Ein geringerer Laststrom führt zu einem geringeren induzierten Strom in der Wicklung 111 und der Induktivität 112. Die Induktivität 112 widersetzt sich jedoch einer plötzlichen Stromänderung im Lastrückkopplungskreis. Wenn der Strom durch die Induktivität 112 abzunehmen beginnt, kehrt sich die in der Induktivität reduzierte elektromotorische Kraft um und produziert einen Strom, der über die Wicklung 111 des Rückkopplungstransformators abfließt. Wenn der Laststrom auf einen Wert unter dem Strom in der Induktivität absinkt, muß sich daher der Strom in der Wicklung 111 des Rückkopplungstransformators in seiner Richtung umkehren.

Der gegenläufige Strom in der Transformatorwicklung 111 bewirkt, daß der »Ein«-Transistor gesperrt wird und der bisherige »Aus«-Transistor eingeschaltet wird. Strom fließt nun von der Eingangsgleichstromquelle 100 durch den Wicklungsteil 107 über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 102 zurück zur Eingangsgleichstromquelle 100. Die nun in der die Wicklungsteile 104 und 105 aufweisenden Sekundärwicklung des Transformators 103 induzierte Spannung hat entgegengesetztes Vorzeichen gegenüber der vorher induzierten Spannung, und eine neue Halbperiode der Schwingung beginnt. Der Vorgang wiederholt sich, bis der Transistor 101 wiederum leitend und der Transistor 102 sperrend vorgespannt sind. Die Periode wiederholt sich dann fortlaufend, bis der Schalter 120 geöffnet wird. Somit wird die Frequenz des Umformers durch die Zeitkonstante des die Induktivität 112 um den einstellbaren Widerstand 113 enthaltenden Zweiges gesteuert.

ίο Da die Transistoren nicht gesättigt sind, wenn sie im Sperrzustand vorgespannt sind, ist eine Speicherzeit nicht notwendig, die bei anderen Schaltungsarten zum Verbrauch der überschüssigen Minoritätsträger erforderlich sein würde. Folglich schalten die Transistoren schneller. Daraus ergibt sich, daß keine übermäßige Stromspitze durch die Transistoren fließen kann, weil eine gleichzeitige Leitung während der eigentlichen Einschalt- und Ausschaltperioden nicht wie in bekannten Schaltungen auftritt.

Ohne den Widerstand 114 würde der in Fig. 1 dargestellte Umformer ohne Last nicht schwingen, und seine Frequenz würde sich mit der Last, der Temperatur und den Änderungen der Transistorparameter ändern. Da Strom laufend dem Rückkopplungstransformator 108 und dem Shuntzweig, in dem die Induktivität 112 und der Widerstand 113 liegt, auch ohne angeschlossene Last zugeführt wird, wird die Frequenz stabilisiert. Bei danach zugeschalteter, konstanter Last ist zwar der Wirkungsgrad der Schaltung ohne den Widerstand 114 am höchsten, jedoch ist die Verwendung des Widerstands 114 bei veränderlichen Lasten, ebenso bei einer konstanten Last, wenn die Frequenzstabilisierung wichtig ist, grundsätzlich vorzuziehen.

In der Schaltung der F i g. 1 kann der für die Frequenzsteuerung verwendete einstellbare Widerstand 113 weggelassen werden, und die Induktivität 112 kann durch einen Luftspalt im magnetischen Kreis des Transformators 108 gebildet sein. Der Luftspalt ist das Äquivalent der Nebenschluß-Induktivität 112. Andererseits kann die Induktivität 112 auch parallel zu irgendeiner Wicklung oder einem Wicklungsteil des Rückkopplungstransformators 108 gelegt werden.

Bei den Ausführungsformen nach den F i g. 2 und 3 sind die Transistoren in Basis- bzw. Kollektorschaltung zusammengeschaltet. Ansonsten entsprechen diese Schaltungen und ihre Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1; der besseren Zuordnung halber ist die erste Ziffer aller Bezugszahlen in Übereinstimmung mit der entsprechenden Figurennummer gebracht worden.

Die Schaltung nach Fig. 4 und ihre Wirkungsweise entspricht grundsätzlich ebenfalls der Schaltung nach Fig. 1; lediglich ein Reihenresonanzkreis, bestehend aus der Induktivität 421 und der Kapazität 422, ist an Stelle des Widerstands 114 gesetzt. Die Bezugszahlen der F i g. 4 entsprechen ebenfalls denen der Fig. 1 unter entsprechender Anpassung deren Hunderterziffern an die Figurennummer.

Der Reihenresonanzkreis 421, 422 erzeugt den Rückkopplungsstrom für den Shuntzweig 412, 413 zur Wicklung 411 des Rückkopplungstransformators. Die Rückkopplung ist im wesentlichen bei Resonanzfrequenz der gesamten Rückkopplungsschaltung wirksam. Die auf diese Weise erreichte Frequenzstabilisierung ist noch besser als die Stabilisierung, die bei der Schaltung nach Fig. 1 erzielt wird,

bei der der Widerstand 114 in derselben Weise für denselben Zweck verwendet wird.

EHe bei den Schaltungen nach den F i g. 1 bis 4 erfindungsgemäß getroffenen Maßnahmen können auch bei Oszillatoren in Brückenschaltung angewendet werden, von denen eine in Fi g. 5 dargestellt ist. Bei der Schaltung nach Fig. 5 sind die Emitter der Transistoren 501 und 504 mit dem einen Pol der Eingangsgleichspannungsquelle 500 über einen einpoligen Einschalter 525 verbunden. Der andere Pol der Eingangsgleichstromquelle 500 ist mit den Kollektoren der Transistoren 502 und 503 über eine, von einem Gleichrichter 521 überbrückte Induktivität 522 verbunden. Eine Kapazität 529 überbrückt den Schalter 525, die Eingangsgleichstromquelle 500 und die Induktivität 522. Die Basis des Transistors 501 liegt in Serie mit dem Emitter des Transistors 501 über den Widerstand 526 und die Wicklung 511. Die Basis des Transistors 504 liegt in Serie mit dem Emitter des Transistors 504 über den Widerstand 527 und die Wicklung 512. Der Kollektor des Transistors 501 und der Emitter des Transistors 502 sind mit dem einen Anschluß der Wicklung 510 verbunden, der andere Anschluß der Wicklung 510 mit der Basis des Transistors 502 über den Widerstand 520, der Kollektor des Transistors 504 sowie der Emitter des Transistors 503 sind mit dem einen Anschluß der Wicklung 513 verbunden, der andere Anschluß der Wicklung 513 mit der Basis des Transistors 503 über den Widerstand 518, die Basis des Transistors 504 mit den Kollektoren der Transistoren 502 und 503 über den Widerstand 528, die Basis des Transistors 502 mit den Kollektoren der Transistoren 502 und 503 über den Widerstand 519 und der Emitter des Transistors 502 mit dem Emitter des Transistors 503 über die Wicklung 505. Der Ausgangsanschluß

523 liegt in Serie mit dem Ausgangsanschluß 524 über die Wicklungsteile 506 und 507 und die Wicklung 514. Die Induktivität 515 und der Widerstand 516 sind, in Serie geschaltet und liegen parallel zur Wicklung 514. Der gemeinsame Anschluß der Wicklungsteile 506 und 507 ist mit dem Ausgangsanschluß

524 über den Widerstand 517 verbunden.

Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 5 ist folgende: Wenn der Schalter 525 geschlossen ist, fließt Strom von der Gleichstromquelle 500 über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 504, den Widerstand 528 und die Induktivität 522 zurück zur Gleichstromquelle 500. Der Transistor 504 ist dadurch in leitfähigem Zustand vorgespannt, und Strom fließt nun von der Gleichstromquelle 500 auch über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 504, die Transformatorwicklung 505, die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 502, den Widerstand 519 und die Induktivität 522 zurück zur Gleichstromquelle 500. Der Transistor 502 wird dadurch in den leitenden Zustand gebracht. Strom fließt nun von der Gleichstromquelle 500 über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 504, die Wicklung 505, die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 502 und die Induktivität 522 zurück zur Gleichstromquelle 500. Verfolgt man die induzierten Spannungen mit Hilfe der angegebenen Punkte, so ist ersichtlich, daß der Ausgangsanschluß 523 gegenüber dem Ausgangsanschluß 524 positiv ist. Strom fließt daher durch die hieran angeschlossene Last, ferner durch die Wicklungsteile 506 und 507 und die Wicklung 514, die ihrerseits, wie sich aus den angegebenen Punkten ergibt, die Transistoren 502 und 504 in den leitenden Zustand und die Transistoren 501 und 503 weiter in den sperrenden Zustand bringt. Der Transistor 502 wird dabei durch die Spannung über der Wicklung 510 weiter in den leitenden Zustand vorgespannt; denn das Potential des mit einem Punkt versehenen . Anschlusses der Wicklung 510 ist negativ gegenüber dem anderen Anschluß dieser Wicklung, und ersterer ist mit der Basis, letzterer mit dem Emitter desTransistors 502 verbunden, es wird also die Basis negativ gegenüber dem Emitter, und der Transistor 502 leitet. Andererseits wird der Transistor 503 durch die Spannung über der Wicklung 513 in den sperrenden Zustand vorgespannt; denn das Potential des mit einem Punkt versehenen Anschlusses der Wicklung 513 ist negativ gegenüber dem anderen Anschluß dieser Wicklung, und ersterer ist mit dem Emitter, letzterer mit der Basis des Transistors 503 verbunden, es wird also der Emitter negativ gegenüber der Basis, und der Transistor 503 sperrt. Da die Transistoren 502 und 504 weiter in den leitenden Zustand vorgespannt werden, fließt ein höherer Kollektor-Emitter-Strom, und es wird eine höhere Spannung in den Wicklungsteilen 506 und 507 induziert, wodurch die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 502 und 504 noch weiter in den leitenden Zustand vorgespannt werden. Strom fließt ebenso durch die Induktivität 515 und den einstellbaren Widerstand 516 und auch durch den Widerstand 517. Anfänglieh, d. h. zum Zeitpunkt, in dem die Transistoren 502 und 504 in den leitenden Zustand und die Transistoren 501 und 503 in den sperrenden Zustand vorgespannt werden, fließt der größte Teil des Stromes durch die Transformatorwicklung 514, die in erster Annäherung in dem Zweig als ein Widerstand erscheint, dessen Impedanz. die übertragenen Sekundärlasten enthält, die die durch das Quadrat der Windungsverhältnisse der Wicklungen modifizierten Basis-Emitter-Impedanzen der Transistoren, zusammen mit deren Serienausgleichswiderständen, sind. Im weiteren zeitlichen Verlauf steigt der Strom in der Induktivität 515 an, und der größte Teil des Stromes fließt gegebenenfalls durch die Induktivität 515, wodurch der Strom in der Transformatorwicklung 514 verringert wird und die Transistorvorspannungen auf solche Werte vermindert werden, die nicht ausreichend sind, die Sättigung der leitenden Transistoren aufrechterhalten. Dies wiederum führt zu einer Verringerung des Stromes im Kollektor-Emitter-Zweig und Lastzweig der leitenden Transistoren, da deren Kollektor-Emitter-Impedanz zugenommen hat. Der geringere Laststrom führt zu einem geringeren, in der Wicklung 514 und der Induktivität 515 induzierten Strom. Die Induktivität 515 widersetzt sich jedoch plötzlichen Stromänderungen im Lastrückkopplungskreis. Wenn der Strom durch die Induktivität 515 abzunehmen beginnt, kehrt sich die in der Induktivität induzierte EMK um und induziert einen Strom in entgegengesetzter Richtung, der durch die Wicklung 514 des Rückkopplungstransformators abfließt. Wenn der Laststrom somit in seiner Größe unter den Strom der Induktivität fällt, muß der Strom in der Wicklung 514 seine Richtung umkehren. Im vorher betrachteten Beispiel wird nun der mit einem Punkt versehene Anschluß der Wicklung 510 positiv gegenüber dem anderen, ersterer ist mit der Basis, letzterer mit dem Emitter des Transistors 502 verbunden, dieser Tran-

sistor wird daher gesperrt. Weil andererseits der mit einem Punkt versehene, nunmehr positive Anschluß der Wicklung 513 mit dem Emitter und der andere, nun negative Anschluß dieser Wicklung mit der Basis des Transistors 503 verbunden sind, wird dieser Transistor leitend. Der gegenläufige Strom in der Transformatorwicklung 514 veranlaßt daher die leitenden Transistoren, zu sperren, und die bisher gesperrten Transistoren, leitend zu werden. Strom fließt nun von der Eingangsgleichstromquelle 500 über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 501, die Wicklung 505, die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 503 und die Induktivität 522 zurück zur Gleichstromquelle 500. Die in den Wicklungsteilen 506 und 507 der Sekundärwicklung des Transformators 508 induzierte Spannung hat nun entgegengesetztes Vorzeichen gegenüber der vorher induzierten Spannung, und eine neue Halbperiode der Schwingung beginnt. Der Vorgang wiederholt sich nun, bis die Transistoren 502 und 504 wiederum in den leitenden Zustand und die Transistoren 501 und 503 wiederum in den sperrenden Zustand gebracht werden. Der Zyklus wiederholt sich dann laufend, bis der Schalter 525 geöffnet wird. Die Frequenz des Umformers wird durch die Zeitkonstante des Zweiges geregelt, in dem die Induktivität 515 und der einstellbare Widerstand 516 liegen.

Der Gleichrichter 521 verhindert, zusammen mit der Induktivität 522, eine schädliche Überspannung beim Einschalten der Quelle 500. Ohne den Gleichrichter521 würde beim Einschalten eine gedämpfte Schwingung mit einer Spitzenspannung auftreten, die weit über der Spannung der Quelle 500 liegt, was wiederum zu Ausfällen der Transistoren führen kann. Der Gleichrichter 521 begrenzt die Überspannung ungefähr auf die Spannung der Eingangsquelle. Im normalen Betrieb, nachdem der Einschaltstoß vorbei ist, ist die Spitzenspannung an der Induktivität 522 klein. Bei dieser geringen Spannung stellt der Gleichrichter eine relativ hohe Impedanz dar und verhindert nicht das normale Filtern des Eingangsstromes durch die Induktivität 522. Die Kapazität 529 ist eine Filterkapazität.

Andere als die dargestellten Kombinationen von npn- und pnp-Transistoren können gleichenmaßen in jeder der Ausführungsformen nach den F i g. 1 bis 5 verwendet werden.

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Oszillator mit mindestens zwei Transistoren in Gegentaktschaltung mit einem Eingangsübertrager, dessen Sekundärwicklung als Gegentaktwicklung ausgebildet ist, und einem Ausgangsübertrager, dessen Primärwicklung als Gegentaktwicklung ausgebildet ist wobei beide Übertrager im Betrieb nicht übersteuert werden, ferner mit einem Stromrückkopplungsweg in Form einer Reihenschaltung des Verbraucherwiderstandes zwischen Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers und Primärwicklung des Eingangsübertragers, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe einer an eine Teilwicklung der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers angeschlossenen Grundlastimpedanz (114, 214; 314; 421, 422; 517) der Stromrückkopplungskreis auch als Spannungsrückkopplungskreis wirksam gemacht ist, daß parallel zur Primärwicklung des Eingangsübertragers ein frequenzbestimmendes i?L-Serienglied geschaltet ist und daß durch entsprechende Mittel, z. B. Vorwiderstände, in den Eingangskreisen der Transistoren dafür gesorgt ist, daß auch die Transistoren nicht übersteuert werden und sich eine sinusförmige Ausgangspannung ergibt.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundlastimpedanz für die Spannungsrückkopplung durch einen Reihenresonanzkreis (421, 422) gebildet ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1 068 765;
USA.-Patentschriften Nr. 2 748 274, 2 774 878,
905 906, 2 997 664.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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