DE1257304B - Frequenzweiche fuer elektromagnetische Wellen - Google Patents

Description

DEUTSCHES WTWWi- PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Deutsche Kl.: 21 g - 34

Nummer: 1257 304

Aktenzeichen: W 24912IX d/21 g

J 257 304 Anmeldetag: 27. Januar 1959

Auslegetag: 28. Dezember 1967

Die Erfindung bezieht sich auf eine Frequenzweiche zum Aufteilen von elektromagnetischen Wellen eines breiten Frequenzbandes in zwei Frequenzbänder, bei der ein Eingangshohlleiter die ankommenden Wellen in einen sich verjüngenden Hohlleiterabschnitt einkoppelt, der seinerseits mit Mitteln versehen ist, mit deren Hilfe die Wellen des einen Frequenzbandes unter Drehung ihrer Polarisationsrichtung um 90° reflektiert und die Wellen des anderen Frequenzbandes durchgelassen werden, und bei dem die reflektierten und in der Polarisationsrichtung gedrehten Wellen die Frequenzweiche über eine Einrichtung verlassen, die durch einen entsprechend angeordneten Abzweighohlleiter sowie durch eine Trennwand zum Überführen der reflektierten Wellen in den Abzweighohlleiter gebildet ist. Eine solche Frequenzweiche findet Verwendung in vielkanaligen Hochfrequenz-, Mikrowellen- und Millimeterwellen-Übertragungssystemen und dient zum Ausfiltern, Abzweigen oder Wiederzusammenführen der verschiedenen Kanäle oder Breitbandsignale, aus denen die zu übertragende, zu empfangende, zu verstärkende oder anderweitig zu verarbeitende Information besteht.

Mit dem Zug zu höheren Frequenzen und größeren Bandbreiten in Mikrowellen-Übertragungssystemen wurde es erforderlich, mehr und mehr klassische Filterbestandteile in den zur Trennung einer Frequenzgruppe von anderen Frequenzgruppen benutzten Vorrichtungen wegzulassen. Filter mit konzentrierten Schaltungselementen sind in der Bandbreite bekanntlieh zu beschränkt, und auch die vielfach benutzten Netzwerke, die von den relativ breitbandigen Eigenschaften der Viertelwellenlängen-HohHeiterabschnitten Gebrauch machen, haben entweder eine zu kleine Bandbreite oder zu schlechte Trenneigenschaften.

Bei einer bekannten Frequenzweiche der eingangs beschriebenen Art ist ein sich verjüngender Abschnitt vorgesehen, der die abzutrennenden Frequenzen ohne Änderung der ursprünglichen Polarisationsrichtung reflektiert. Zur Erzeugung der notwendigen Drehung der Polarisationsrichtung sind daher zusätzliche Einrichtungen vorgesehen, mit deren Hilfe eine Umwandlung in zirkulär polarisierte Wellen, gefolgt von einer Rückumwandlung, die erforderliche 90°- Drehung der Polarisationsrichtung, erzeugt wird. Der äußere Zirkularpolarisator arbeitet ausschließlich oberhalb der Abschneidegrenze und kann daher verschiedene Phasenverschiebungen der Frequenz zwischen zwei orthogonalen Polarisationsrichtungen nicht wirksam kompensieren.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, insbesondere diese Nachteile zu beseitigen und eine Frequenz-Frequenzweiche für elektromagnetische Wellen

Anmelder:

Western Electric Company, Incorporated,
New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Fecht, Patentanwalt,
Wiesbaden, Hohenlohestr. 21

Als Erfinder benannt:

Edward Allen Ohm, Red Bank, N. J. (V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 28. März 1958 (724 684)

weiche der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, bei der auch bandbreitenverengende Einbauten im die Reflexion und Drehung der Polarisationsrichtung erzeugenden Frequenzweichenteil vermieden sind.

Gemäß der Erfindung ist diese Aufgabe für die eingangs beschriebene Frequenzweiche dadurch gelöst, daß der verjüngte Abschnitt eine Hohlleiteranordnung mit einem rechteckigen Querschnitt ist, bei welchem die Verjüngung der oberen und unteren Flächen und die Verjüngung der seitlichen Flächen zwei zueinander orthogonale Querdimensionen ergeben, die je unter etwa 45° zur Polarisationsrichtung der Wellen im Eingangshohlleiter orientiert sind, und die Polarisation der ankommenden Wellen in orthogonale Komponenten längs der entsprechenden Querdimensionen auflösen, daß jede der Querdimensionen derart verjüngt ist, daß die Reflexion des einen Bandes in Form einer individuellen Reflexion der orthogonalen Komponenten von verschiedenen, innerhalb des sich verjüngenden Abschnitts gelegenen Stellen aus zur Eingangsseite hin erfolgt, und daß der Längsabstand zwischen entsprechenden Reflexionsstellen der entsprechenden Querdimensionen für jede Frequenz so gewählt ist, daß die reflektierten orthogonalen Komponenten etwa um 180° phasenverschoben sind, wenn sie aus dem sich verjüngenden Abschnitt austreten.

Es wird demnach der sich verjüngende Hohlleiterabschnitt so ausgebildet, daß er selbst in der Lage ist, die Wellen des abzutrennenden Frequenzbandes unter gleichzeitiger Drehung der Polarisationsrichtung

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zu reflektieren. Diese Doppelfunktion ist dabei innerhalb des gewünschten Bandes praktisch frequenzunempfindlich. Die dem erfindungsgemäß ausgebildeten, sich verjüngenden Hohlleiterabschnitt vorgelagerte Trennwand dient nur zur adäquaten Auskopplung und ist daher nicht Bestandteil des die Reflexion und Polarisationsdrehung erzeugenden Hohlleiterabschnitts.

Mit anderen Worten werden zwei bekannte und voneinander unabhängige Phänomente in neuartiger Weise kombiniert, nämlich: die frequenzselektiven Reflexionseigenschaften eines leitend begrenzten Hohlleiters, der in Querrichtung zum cut-off bei aufeinanderfolgenden Frequenzen verjüngt ist, mit der Eigenschaft eines 180°-Phasenschiebers, die Polarisationsebene zu drehen. So wird linear polarisierte vielfrequente Wellenenergie mit gleichen horizontalen und vertikalen Komponenten auf einen sich verjüngenden, in unterschiedlichen Phasen reflektierenden Abschnitt gegeben, der jede Frequenz eines Bandes in der vertikalen Komponente 90° früher als die gleiche Frequenz in der horizontalen Komponente reflektiert. Die reflektierten Komponenten kehren daher mit insgesamt 180° Phasendifferenz hierzwischen zurück, so daß nach ihrer Kombination eine linear polarisierte Welle mit um 90° gegenüber der Eingangswelle gedrehter Polarisationsebene entsteht, die vom Eingang getrennt werden kann. Frequenzen der anderen Bänder gehen ohne Drehung ihrer Polarisationsebene durch den sich verjüngenden Abschnitt hindurch. Da jede Frequenz des abgezweigten Bandes im Effekt getrennt behandelt wird, d. h. daß der Reflexionspunkt für jede Frequenz getrennt bestimmt wird, um die durch Reflexion erzeugte 180°-Phasendifferenz zu gewährleisten, ist keine die Bandbreite begrenzende Frequenzselektivität vorhanden. Deshalb können Kanäle beliebiger Bandbreite voneinander getrennt werden. Ferner, da die Diskrimination zwischen Bändern von der präzisen und genau definierten cut-off-Bedingung eines leitend begrenzten Hohlleiters bestimmt ist, ist die Diskrimination hoch, und der Abstand zwischen Bändern kann beliebig sein.

Im folgenden ist die Erfindung an Hand der Zeichnung beschrieben; es zeigt

Fig. 1 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 die Phasendrehung in Abhängigkeit von der Frequenz in der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 3 die vektorielle Drehung der Eingangspolarisationsebene zu der durch Reflexion erzielten Ausgangspolarisationsebene und

F i g. 4 und 4 a eine verbesserte Ausführung eines Teils der Anordnung nach Fig. J im Längsmittelschnitt bzw. im Querschnitt.

In F i g. 1 ist eine Frequenzweiche gezeigt, mit der ein Kanal oder ein Breitbandsignal mit der Mittenfrequenz Z₁ von anderen Breitbandsignalen mit den aufeinanderfolgend höheren Mittenfrequenzen Z₂ und f„ abgezweigt werden kann. Die Bandbreite jedes Kanals oder die Trennung zwischen Kanälen oder beides kann jede beliebige Anzahl von Frequenzen sein. Unter den verschiedenen Bauteilen der Frequenzweiche ist ein mit Phasendifferenz reflektierender, sich verjüngender Hohlleiterabschnitt 10 (im folgenden kurz »Keil« genannt) vorgesehen, der die vertikal und horizontal polarisierten Komponenten (im folgenden kurz »Vertikal- bzw. Horizontalkom-

ponenten« genannt) der Breitbandsignale/₂ und f„ durchläßt, aber die Vertikalkomponenten aufeinanderfolgender Frequenzen innerhalb des Breitbandsignals Z₁ an Stellen reflektiert, die je eine Viertelwellenlänge vom entsprechenden Reflexionspunkt der Horizontalkomponente dieser selben Frequenz entfernt liegen.

Der Keil 10 wird von einem Übertrager 11 gespeist, der so ausgelegt ist, daß er linear polarisierte Wellenenergie in einer Polarisationsebene, die 45° gegen die vertikale bzw. horizontale Polarisationsebene im Keil 10 geneigt ist, auf den Keil gibt sowie die vom Keil 10 reflektierte und rechtwinklig zur Polarisation der Eingangswelle polarisierte Wellenenergie des Bandes Z₁ empfängt. Dem Keil 10 folgt eine Phasenkorrektur 12. Übergangsteile 13 und 14 zur Kopplung zwischen runden Hohlleitern und quadratischen Hohlleitern sind zwischen dem Übertrager 11 und Keil 10 und zwischen Keil 10 und Phasenkorrektur 12 eingeschaltet. Aufbau und Zweck dieser Teile werden später erläutert.

Das Herz der Anordnung ist der mit Phasendifferenz reflektierende Keil 10, der in Form eines langgestreckten, leitend begrenzten Hohlleiters mit rechteckigem Querschnitt vorliegt. Bei Schnitt Λ-/1 ist der Querschnitt des Keils 10 quadratisch, dort sind seine Abmessungen groß genug, daß die Grenzfrequenz unterhalb der niedrigsten Frequenz des untersten Bandes Z₁ liegt. Am anderen Ende, bei SchnittD-D_j ist der Querschnitt ebenfalls quadratisch und hat solche Abmessungen, daß die Grenzfrequenz oberhalb der höchsten Frequenz im untersten Band Z₁ und oberhalb aller anderen Frequenzen in den Bändern Z₂ und Zn Hegt. Vom Schnitt A-A bis zum Schnitt B-B verlaufen die obere und die untere Hohlleiterwand für ein Viertel der mittleren Wellenlänge bei Z₁ parallel zueinander (Wandabschnitte 17 und 18) und konvergieren von da ab bis zum Schnitt D-D (Wandabschnitte 19 und 20). Die vertikale Querdimension nimmt also gleichmäßig vom Schnitt bei B-B bis zum Schnitt bei D-D ab. Die Hohlleiterseitenwände konvergieren vom Schnittt -A bis zum Schnitt C-C (Seitenwandabschnitte 21 und 22), und zwar im wesentlichen mit der gleichen Neigung wie die Wandabschnitte 19 und 20, und verringern so die horizontale Querdimension vom Schnitt bei A-A bis zum Schnitt bei C-C Vom SchnittC-C bis zum Schnitt D-D verlaufen die Seitenwände wieder für eine Viertelwellenlänge parallel zueinander (Seitenwandabschnitte 23, 24). Ein kurzes Hohlleiterstück 28 mit gleichmäßig quadratischem Querschnitt verläuft vom Schnitt D-D bis zum Schnitt E-E. Es dient dazu, die höchste Frequenz des Bandes Z₁ sicher abzuschneiden. Im Ergebnis liegt innerhalb des Keils 10 die Reflexionsstelle für die horizontale Komponente um eine Viertelwellenlänge vor der Reflexionsstelle für die Vertikalkomponente bei jeder speziell betrachteten Frequenz innerhalb des Bandes Z₁. Da die Welle vom Schnitt A-A aus in den Keil eintritt, bis eine einer bestimmten Wellenlänge zugeordnete Refiexionsstelle erreicht und diese Wellenlänge dort reflektiert wird, ergibt sich für diese Wellenlänge, wie für jede Wellenlänge innerhalb des Bandes Z₁, eine Phasenverschiebung von 180° zwischen der Horizontalkomponente und der Vertikalkomponente bei voreilender Horizontalkomponente. Dies ist in F i g. 2 wiedergegeben, wo die Phasenverschiebung der reflektierten Komponenten in Abhängigkeit von der Frequenz gezeigt ist.

Die durchgezogene Kennlinie 31 stellt die Phasenverschiebung der Horizontalkomponente dar, wenn die Seitenwandabschnitte 21 und 22 linear konvergieren. Die durchgezogene Kennlinie 32 zeigt die Phasenverschiebung der Vertikalkomponente, wenn die Wandabschnitte 19 und 20 ebenfalls linear konvergieren. Bei der Mittenfrequenz Z₁ kann die Phasenverschiebung zwischen beiden Komponenten genau auf 180° abgeglichen werden. Bei höheren Frequenzen ist die Verschiebung etwas größer, bei niedrigeren Frequenzen etwas geringer. Ein verbesserter Keil mit genauer 180°-Verschiebung über einen größeren Bereich ergeben die gestrichelten Kennlinien 33 und 34. Die Kennlinie 33 erhält man, wenn der mittlere Abstand der Seitenwandabschnitte 21 und 22 beispielsweise durch Zusammendrücken des Keils 10 an einer geeigneten Stelle zwischen den Schnitten A-A und D-D, jedoch in größerer Nähe zu Schnitt A-A, etwas verringert wird. Durch diese Breitenverminderung wird die Reflexionsstelle für Vertikalkomponenten der unteren Frequenzen des Bandes näher zum Schnitt A-A verlegt und die Phasenverschiebung vermindert.

Auf die höheren Frequenzen hat diese Maßnahme praktisch keinen Einfluß, da deren Reflexionsstellen von diesem deformierten Bereich recht weit entfernt liegen. Die Kennlinie 34 wird dadurch erzielt, daß in der oben beschriebenen Weise die Wandabschnitte 19 und 20 an einer näher an Schnitt D-D als an Schnitt A-A gelegenen Stelle zusammengedrückt werden, so daß die Phasenverschiebung der Horizontalkomponenten höherer Frequenzen vermindert wird. Beide Deformierungen vergrößern den Frequenzbereich, in dem genau 180° Phasenverschiebung zwischen Vertikal- und Horizontalkomponente gewährleistet ist. Wenn ein sehr breites Band benötigt wird, können beide Keilflächen vorgeformt werden, oder es kann an mehreren Punkten gedrückt werden.

Die Wellenenergie wird dem Keil 10 über den Übertrager 11 zugeführt, der an sich von beliebiger Art sein kann, vorausgesetzt, daß er die Wellenenergie in je einer der beiden zueinander senkrechten Polarisationsebenen zum Keil hin bzw. vom Keil weg überträgt, wobei in einer der beiden Übertragungsrichtungen Wellenenergie in nur einer Polarisationsebene übertragen wird. Der Übertrager 11 kann nach Art eines Richtungskopplers ausgeführt sein, als Breitband-T-Glied od. dgl. Wie dargestellt, besteht der Übertrager 11 aus einem Hohlleiterabschnitt 25 mit kreisförmigem Querschnitt, einem hierzu parallelgeschalteten Abzweighohlleiter 26 mit rechteckigem Querschnitt und einer Trennwand 27. Die gegebenenfalls noch erforderlichen Abgleichglieder sind nicht eingezeichnet. Der Übertrager 11 ist an den Keil 10 beim Querschnitt^-^ mit der vom Abzweighohlleiter bestimmten Polarisationsrichtung so angeschlossen, daß diese Polarisationsrichtung um 45° gegenüber den oben betrachteten, im Keil 10 entstehenden Vertikal- und Horizontalkomponenten gedreht ist. Der Anschluß erfolgt dabei mit Hilfe eines Übergangsgliedes 13, das allmählich vom runden zum quadratischen Querschnitt überleitet.

Die zu trennenden BreitbandsignaleZ₁, /, und /„ werden dem Hohlleiter 25 in derjenigen linear polarisierten Form zugeführt, wie diese durch den Vektor 37 in Fig. 1 oder durch den Vektor36 in Fig. 3 angegeben ist. Diese Polarisation wird von der Trennwand 27 und vom Abzweighohlleiter 26 praktisch

nicht beeinflußt und tritt demzufolge in den Keil 10 beim Schnitt A-A mit gleichen Vertikal- und Horizontalkomponenten ein, wie diese von den durchgezogenen Vektoren E_v und E_h in F i g. 3 angedeutet sind. Die Komponenten in den Bändern Z₂ und /„ laufen zum Schnitt D-D weiter. Die Komponenten des Bandes Z₁ werden mit 180° Phasenverschiebung zueinander unter je entsprechend verschiedenen Eindringtiefen im Keil 10 reflektiert. Diese Phasenumkehr ist von dem gestrichelt gezeichneten Vektor E_ff in F i g. 3 angedeutet. Die Vektorsumme von E_n und E_v ergibt eine Drehung der Polarisationsebene der Resultierenden um 90°, die durch den Vektor35 in Fig. 3 oder durch den Vektor38 in Fig. 1 dargestellt ist. Wellenenergie in dieser Polarisationsebene wird an der Trennwand 27 reflektiert und über den Abzweighohlleiter 26 ausgekoppelt. Es sind also die Komponenten des Bandes mit der Mittenfrequenz Z₁ von den Bändern Z₂ und /„ getrennt.

Eine gewisse Frequenzdispersion hat bei den Komponenten des Bandes Z₁ stattgefunden, d. h., die höheren Frequenzen sind gegenüber den niedrigeren Frequenzen wegen der größeren Eindringtiefe in den Keil 10 etwas stärker verzögert worden. Es soll jedoch erwähnt werden, daß diese Dispersion komplementär ist zu der von anderen Hohlleiterkomponenten des Übertragungssystems erzeugten. Sie ist deshalb nicht unbedingt von Nachteil. Sie kann vielmehr dazu benutzt werden, die an anderen Stellen eingetretene Dispersion zu kompensieren. Ist dies nicht gewünscht, so kann die vom Keil 10 verursachte Dispersion einfach dadurch ausgeglichen werden, daß das Band Z₁ durch einen Hohlleiter geeigneter Länge geschickt wird, dessen Grenzfrequenz nahe der untersten Frequenz des Bandes liegt. Die unteren Frequenzen werden dann etwas stärker verzögert als die oberen, und es wird deshalb ein Ausgleich stattfinden.

Die Frequenzkomponenten in den Bändern Z₂ und Z _k treten am Schnitt D-D oder E-E als elliptisch polarisierte Wellen aus, deren Vertikalkomponenten den Horizontalkomponenten voreilen. Dies ist darauf zurückzuführen, daß die Abmessung eines Hohlleiters in der magnetischen Ebene (Η-Ebene) dessen Grenzfrequenz bestimmt, die ihrerseits die Phasengeschwindigkeit der durchlaufenden Welle bestimmt. Kleinere Abmessungen in der H-Ebene ergeben eine höhere Grenzfrequenz, wodurch die Grenzfrequenz näher an die Betriebsfrequenz gelegt wird, sowie eine Phasengeschwindigkeit, die größer als die Phasengeschwindigkeit in Leitern mit größeren Abmessungen in der H-Ebene ist. Die Phasenlage der Vertikalkomponente ist jetzt durch die Summe der Phasenverschiebungen bestimmt, die durch den Keil von Schnitt A-A bis Schnitt C-C und den Abschnitt kleinerer Abmessungen von C-C bis D-D verursacht sind. Auf der anderen Seite ist die Phasenlage der Horizontalkomponente durch die Summe der Phasenverschiebungen bestimmt, die vom Keil 10 von B-B bis D-D und vom Abschnitt A-A bis B-B größerer Abmessung in der H-Ebene verursacht sind. Da die Phasenkonstanten im Keil für beide Polarisationsrichtungen gleich sind, ergibt sich die Netto-Phasendifferenz aus der höheren Grenzfrequenz und größeren Phasengeschwindigkeit im Abschnitt C-C bis D-D, der die Vertikalkomponente beeinflußte, gegenüber der kleineren Grenzfrequenz und kleineren Phasengeschwindigkeit im Abschnitt bis B-B, der die Horizontalkomponente beeinflußte. Es ist deshalb

Claims (1)

i 257 die Ausgleichstrecke 12 vorgesehen, in der eine Phasenverzögerung der Vertikalkomponente künstlich erzeugt wird. Diese Kompensation erfolgt über ein breites Band dadurch, daß die Vertikalkomponente über eine Ausgleichstrecke geschickt wird, die für die Vertikalkomponente über eine entsprechende Länge die gleiche Grenzfrequenz wie diejenige hat, welche vorher die Horizontalkomponente beeinflußte, und umgekehrt die Horizontalkomponente dabei einer Grenzfrequenz ausgesetzt wird, die gleich derjenigen ist, welcher vorher die Vertikalkomponente ausgesetzt war. Im einzelnen enthält der Ausgleicher 12, der mit Hilfe eines Übertragers 14 an den quadratischen Leiter 28 bei Schnitt E-E angeschlossen ist, ein rundes Hohlleiterstück 15, dessen Durchmesser so ist, daß seine Grenzfrequenz gleich der für die Vertikalkomponente im Abschnitt C-C bis D-D vorhandenen Grenzfrequenz ist. Der Hohlleiter 15 wird von zwei einander gegenüber angeordneten Metallstreifen 16 kapazitiv belastet, die in der E-Ebene (Ebene des elektrischen Vektors) der Vertikalkomponente liegen und so dimensioniert sind, daß die Grenzfrequenz für die Vertikalkomponente gleich der für die Horizontalkomponente im Abschnitt zwischen A-A und B-B vorhandenen Grenzfrequenz ist. Die Streifen 16 sind so lang wie der Abschnitt zwischen A-A und B-B (ein Viertel der Wellenlänge der Mittenfrequenz des abgezweigten BandesZ1). Da die Phasenkonstante eines unbelasteten rechteckigen Hohlleiters und ein mit den beschriebenen Streifen belasteter kreisförmiger Hohlleiter gleiche Betriebs- und Grenzfrequenzfunktionen haben, sind die Phasenkonstanten für alle Frequenzen gleich, wenn die Grenzfrequenzen gleich sind. Auf diese Weise wird die Vertikalkomponente aller in den Breitbandkanälen f2 und /„ enthaltenen Frequenzen von den Streifen 16 um den gleichen Betrag verzögert, um welchen vorher die Horizontalkomponenten im Abschnitt A-A bis B-B verzögert worden sind (gleiche Phasenkonstanten über die gleichen Strecken). Ähnlich wird die Horizontalkomponente jeder Frequenz (die von den Streifen 16 nicht beeinflußt wird) einer Phasenkonstante im Leiter 15 ausgesetzt, die gleich derjenigen Phasenkonstante ist, welcher die Vertikalkomponente im Abschnitt C-C bis D-D ausgesetzt war. Die Vertikal- und Horizontalkomponente werden dadurch in Phase gebracht. Am Ausgang ergibt sich daher eine linear polarisierte Welle, wie dies durch den Vektor 39 angedeutet ist. Diese Ausgangswelle kann dann als Eingangswelle einer ähnlichen Frequenzweiche zugeführt werden, in der das nächsthöhere Band fs von weiteren Bändern noch höherer Frequenzen abgezweigt wird. Eine beliebige Anzahl von Frequenzweichen der gezeigten Art kann so hintereinandergeschaltet werden, wobei in aufeinanderfolgenden Stufen je sukzessiv höherfrequente Frequenzbänder abgezweigt werden. Offensichtlich rufen die scharfen Kanten der Streifen 16 in kritischen Anwendungen unerwünschte Reflexionen hervor. Der üblichen Praxis, Keile oder abgestufte Übertragerabschnitte an beiden Enden der Streifen anzubringen, kann nicht blindlings gefolgt werden, ohne die genannten kritischen Phasenbedingungen zu stören. F i g. 4 und 4 a zeigen jedoch eine verbesserte Ausführung der Ausgleichstrecke 12, in der Reflexionen weitgehend vermieden sind und die geforderten Phasenbedingungen gewahrt bleiben. Es sind zwei Fahnenpaare 41 und 42 in der vertikalen und in der horizontalen Ebene des Leiters 40 angeordnet. Alle Fahnen beginnen und enden in gleichen Keilen und reichen so weit zur Mitte des Leiters 40, wie dies für die Streifen 16 in F i g. 1 gefordert ist. Die Fahnen 41 haben jedoch eine Gesamtlänge, die um eine Viertelwellenlänge bei der Mittenfrequenz fv gemessen beim Querschnitt A-A, länger ist als die Gesamtlänge der Fahnen 42. Daher ist die Wirkung auf die Phasenlage der Vertikalkomponente durch den Längenunterschied der Fahnenpaare gegeben und ist gleich dem der Streifen 16 in Fig. 1. Denn die Fahnen 42 erzeugen eine Gesamtphasenverschiebung in der Horizontalkomponente, die exakt ausgeglichen wird von der in der Vertikalkomponente erzeugten Phasenverschiebung durch die verjüngten Teile der Fahnen 41, im Verein mit der Phasenverschiebung durch diejenigen Teile der nicht verjüngten Länge derselben, welche gleich der nicht verjüngten Länge der Fahnen 42 ist. Diese letzteren Teile sind nur vorhanden, um die Diskontinuitätspunkte am Anfang und Ende der Keile der Fahnen 22 zu trennen, und die genaue Länge ist nicht kritisch. Es soll erwähnt werden, daß alle Teile der Anordnung reziprok sind und daß die gesamte Anordnung deshalb auch zum Mischen von Kanälen benutzt werden kann, Kanäle tieferer Frequenzen werden den bereits zusammengemischten Kanälen höherer Frequenzen zugemischt. Es soll ebenfalls erwähnt werden, daß die beschriebene Eigenschaft des Keiles 10 eine elektrische Eigenschaft ist und es deshalb nicht unbedingt erforderlich ist, daß die tatsächlich vorhandene leitende Begrenzung des Hohlleiters selbst abgeschrägt ist. Zum Beispiel kann der Hohlleiter selbst gleichförmigen Querschnitt haben und elektrisch dadurch abgeschrägt werden, daß in die Wandungen Schrauben eingesetzt werden, deren Eindringtiefe in das Leiterinnere mit zunehmender Entfernung von einem bestimmten Punkt ab sich gleichmäßig ändert. Ein ähnlicher Effekt kann durch geeignetes Einsetzen von abgeschrägten dielektrischen Elementen oder abgeschrägten leitenden Phasen in einen Hohlleiter konstanten Querschnitts erreicht werden. Patentansprüche:

1. Frequenzweiche zum Aufteilen von elektromagnetischen Wellen eines breiten Frequenzbandes in zwei Frequenzbänder, bei der ein Eingangshohlleiter die ankommenden Wellen in einen sich verjüngenden Hohlleiterabschnitt einkoppelt, der seinerseits mit Mitteln versehen ist, mit deren Hilfe die Wellen des einen Frequenzbandes unter Drehung ihrer Polarisationsrichtung um 90° reflektiert und die Wellen des anderen Frequenzbandes durchgelassen werden, und bei dem die reflektierten und in der Polarisationsrichtung gedrehten Wellen die Frequenzweiche über eine Einrichtung verlassen, die durch einen entsprechend angeordneten Abzweighohlleiter sowie durch eine Trennwand zum Überführen der reflektierten Wellen in den Abzweighohlleiter gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der verjüngte Abschnitt eine Hohlleiteranordnung (10) mit einem rechteckigen Querschnitt ist, bei welchem die Verjüngung der oberen und unteren