DE112019000870B4

DE112019000870B4 - Schalteransteuereinrichtung

Info

Publication number: DE112019000870B4
Application number: DE112019000870.6T
Authority: DE
Inventors: Kenji Hama; Takahiro Kotani
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-04-02
Filing date: 2019-01-15
Publication date: 2021-06-10
Anticipated expiration: 2039-01-16
Also published as: JP2023015040A; US20210044290A1; CN112005498A; CN112005498B; WO2019193805A1; JPWO2019193805A1; DE112019000870T5; US11923833B2; JP7371200B2

Abstract

Schalteransteuereinrichtung (100), aufweisend:einen Gate-Treiber (30), der zum Ansteuern eines Halbleiterschalterelements vom N-Typ (PT1) ausgebildet ist;einen Strombegrenzer (50), der zum Begrenzen eines einem Boot-Kondensator (BC1) zugeführten Stroms ausgebildet ist, der in einer Bootstrap-Schaltung (BTC) beinhaltet ist, die zum Anlegen einer Spannung (VB) an den Gate-Treiber (30) ausgebildet ist; undeinen Stromcontroller (60), der zum Steuern des Betriebs des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, wobeider Stromcontroller (60) zum Ansteuern des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, um den dem Boot-Kondensator (BC1) zugeführten Strom zu begrenzen, wenn eine Ladespannung an dem Boot-Kondensator (BC1) über einem Schwellwert liegt, wobeider Strombegrenzer (50) ein Element ist, von dem ein Widerstandswert variabel ist, und mit einer Anodenseite einer Boot-Diode (DiU) verbunden ist, die in der Bootstrap-Schaltung (BTC) beinhaltet ist, und wobeider Strombegrenzer (50) zum Erfassen einer Spannung (VCC) einer Steuerstromquelle (PW1) ausgebildet ist, mit der die Bootstrap-Schaltung (BTC) verbunden ist, wobei der Strombegrenzer (50) zum Erhöhen des Widerstandswerts des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, wenn die Steuerspannung (VCC) hoch ist, und zum Verringern des Widerstandswerts des Strombegrenzers (50), wenn die Steuerspannung (VCC) niedrig ist.

Description

Erfindungsgebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft Schalteransteuereinrichtungen.
Allgemeiner Stand der Technik
Einige als Schaltregler oder Motortreiber verwendete Schalteransteuereinrichtungen verwenden eine Halbbrücken-Ausgangsstufe, bei der zwei Schalterelemente in Reihe geschaltet sind und der Verbindungspunkt zwischen ihnen mit einer Last verbunden ist (siehe beispielsweise das unten angegebene Patentdokument 1). Eine Halbbrücken-Ausgangsstufe wird oftmals mit einer Bootstrap-Schaltung kombiniert, um eine Ansteuerspannung sicherzustellen, die benötigt wird, wenn ein Halbleiterschalterelement vom N-Typ, auf der mit einer Treiberstromquelle verbundenen Seite (das heißt ein High-Side-Schalterelement) eingeschaltet ist (siehe beispielsweise das unten angegebene Patentdokument 2). Bei solchen Schalteransteuereinrichtungen wird die Ladespannung an einem Boot-Kondensator, der in der Bootstrap-Schaltung beinhaltet ist, verwendet, um die Gate-Source-Spannung (Gate-Spannung) des mit der Ansteuerstromquelle verbundenen High-Side-Schalterelements sicherzustellen.
Entgegenhaltungsliste
Patentliteratur

Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldung, veröffentlicht als Nr. 2015-64745.
Patentdokument 2: Japanische Patentanmeldung, veröffentlicht als Nr. 2016-82281.

Das Dokument US 2013/0 241 621 A1 offenbart eEine Halbbrückenleistungsschaltung, umfassend einen ersten Galliumnitrid-Feldeffekttransistor (GaN-FET); einen ersten Treiber, der mit einem Gate des ersten GaN-FET gekoppelt ist; eine Anode eines Kondensators, die mit einem Ausgang des Treibers und einer Source des ersten GaN-FET gekoppelt ist; eine Diode mit einer Kathode, die mit der Kathode des Kondensators gekoppelt ist; und eine Bootstrap-Kondensatorklemmsteuerung (BCC), einschließlich: eines Feldeffekttransistors (FET), der mit einer Anode der Diode gekoppelt ist, und eines Komparators, der mit einem Gate des FET gekoppelt ist, wobei der Komparator konfiguriert ist, um als Eingänge zu empfangen: a) ein Signal repräsentativ für eine Eingangsspannung (VDRV), die an den FET angelegt wird; b) eine Masse; c) ein Boot-Signal, das eine Spannung an der Anode des Kondensators darstellt (Boot); und d) ein Signal, das für eine Spannung an der Source des ersten GaN-FET (SW) repräsentativ ist.
Das Dokument US 2017/0 310 323 A1 offenbart eine Leistungshalbleiter-Ansteuerschaltung, umfassend eine Parallelschaltung, die mit einem Gate eines Leistungshalbleiterelements verbunden ist und aus zwei Transistoren zum Einstellen des Gate-Widerstands des Leistungshalbleiterelements gebildet ist; eine Gate-Spannungsüberwachungsschaltung, die mit dem Gate des Leistungshalbleiterelements und der Parallelschaltung verbunden ist, wobei eine Überwachungsspannung in der Gate-Spannungsüberwachungsschaltung eingestellt ist, um eine Gate-Spannung des Leistungshalbleiterelements zu überwachen; eine Signalverzögerungsschaltung zum Verzögern eines Ausgangssignals der Gate-Spannungsüberwachungsschaltung; und eine Gate-Steuerschaltung zum Ändern der Größe des kombinierten Widerstands der Parallelschaltung basierend auf einem Ausgangssignal, das von der Signalverzögerungsschaltung ausgegeben wird.
Kurze Darstellung der Erfindung
Technisches Problem
Unzweckmäßigerweise kann je nach der Ausbildung der Schalteransteuereinrichtung die Ladespannung an dem Boot-Kondensator höher werden als die in dem High-Side-Element zulässige Gate-Spannung (dessen zulässige Gate-Spannung); das heißt, ein sogenanntes Überladen kann auftreten. Das Überladen des Boot-Kondensators kann bewirken, dass das dem Gate des Schaltelements zugeführte Signal höher wird als die zulässige Gate-Spannung, was möglicherweise zu einem Fehler führt.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Schalteransteuereinrichtung, die eine einfache Schaltungsausbildung besitzt und die ein High-Side-Element zuverlässig und stabil ansteuern kann.
Mittel zum Lösen des Problems
Zur Lösung der obigen Aufgabe weist eine Schalteransteuereinrichtung gemäß Anspruch 1 auf: einen Gate-Treiber, der zum Ansteuern eines Halbleiterschalterelements vom N-Typ ausgebildet ist; einen Strombegrenzer, der zum Begrenzen eines einem Boot-Kondensator zugeführten Stroms ausgebildet ist, der in einer Bootstrap-Schaltung beinhaltet ist, die zum Anlegen einer Spannung an den Gate-Treiber ausgebildet ist; und einen Stromcontroller, der zum Steuern des Betriebs des Strombegrenzers ausgebildet ist. Der Stromcontroller steuert den Strombegrenzer an, um den dem Boot-Kondensator zugeführten Strom zu begrenzen, wenn die Ladespannung an dem Boot-Kondensator über einem Schwellwert liegt.
Mit dieser Ausbildung kann gemäß dem Ladezustand des Boot-Kondensators der Stromcontroller den Strombegrenzer ansteuern, den dem Boot-Kondensator zugeführten Strom zu begrenzen. Dies trägt dazu bei zu verhindern, dass dem Gate des Halbleiterschalterelements vom N-Typ ein Ansteuersignal mit einem Spannungspegel zugeführt wird, der über der zulässigen Gate-Spannung liegt. Es ist somit möglich eine Verschlechterung und dergleichen des Halbleiterschalterelements vom N-Typ zu verhindern.
Bei der oben beschriebenen Ausbildung weist der Strombegrenzer bevorzugt ein Schalterelement auf, das zum Ein- oder Ausschalten gemäß einem Signal von dem Stromcontroller ausgebildet ist. Mit dieser Ausbildung ist es möglich, den dem Boot-Kondensator zugeführten Strom passiv zu begrenzen.
In der oben beschriebenen Ausbildung ist der Stromcontroller bevorzugt ausgebildet zum Beurteilen, ob der Boot-Kondensator geladen wird oder nicht geladen wird, und zum Erfassen der Ladespannung an dem Boot-Kondensator, und der Stromcontroller ist zum Ansteuern des Strombegrenzers ausgebildet, wenn, während der Boot-Kondensator geladen wird, die Ladespannung an dem Boot-Kondensator höher wird als der Schwellwert. Mit dieser Ausbildung ist es möglich, präzise zu erfassen, wann sich der Boot-Kondensator in einem überladenen Zustand befindet. Es ist somit möglich zu bewirken, dass das Halbleiterschalterelement vom N-Typ stabil arbeitet.
In der oben beschriebenen Ausbildung ist der Stromcontroller bevorzugt zum Erfassen der Ladespannung an dem Boot-Kondensator auf Basis der Anschluss-Anschluss-Spannung an dem Boot-Kondensator oder einer Teilspannung davon ausgebildet. Mit dieser Ausbildung ist es möglich, den Ladezustand des Boot-Kondensators präziser zu erfassen.
In der oben beschriebenen Ausbildung ist das Halbleiterschalterelement vom N-Typ bevorzugt ein High-Side-Schalterelement, das zwischen einer Stromquelle und einer Last angeordnet ist, um eine Halbbrücken-Ausgangsstufe zu bilden, und der Stromcontroller ist ausgebildet zum Beurteilen, ob der Boot-Kondensator geladen werden soll, wenn das High-Side-Schalterelement ausgeschaltet ist. Mit dieser Ausbildung ist es möglich, leicht einen Zustand zu erfassen, wo der Boot-Kondensator in einen überladenen Zustand geht.
In der oben beschriebenen Ausbildung ist der Stromcontroller bevorzugt ausgebildet zum Beurteilen, ob das High-Side-Schalterelement ein- oder ausgeschaltet ist, durch Erfassen eines von außen hereingeführten Ansteuersignals, um das High-Side-Schalterelement anzusteuern. Mit dieser Ausbildung ist es möglich, einen überladenen Zustand des Boot-Kondensators mit einer einfachen Schaltungsausbildung zu erfassen.
In der oben beschriebenen Ausbildung ist das Halbleiterschalterelement vom N-Typ bevorzugt ein High-Side-Schalterelement, das zwischen einer Stromquelle und einer Last angeordnet ist, um eine Halbbrücken-Ausgangsstufe zu bilden, und der Stromcontroller ist ausgebildet zum Erfassen der Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen dem High-Side-Schalterelement and der Last, um zu beurteilen, ob der Boot-Kondensator geladen werden soll, wenn die Spannung kleiner oder gleich einem Schwellwert ist. Mit dieser Ausbildung ist es möglich, einen überladenen zustand des Boot-Kondensators präziser zu erfassen.
In der oben beschriebenen Ausbildung ist der Strombegrenzer ein Element, von dem ein Widerstandswert variabel ist, und mit der Anodenseite einer Boot-Diode verbunden ist, die in der Bootstrap-Schaltung beinhaltet ist, und der Strombegrenzer ist zum Erfassen einer Spannung einer Steuerstromquelle ausgebildet, mit der die Bootstrap-Schaltung verbunden ist. Dabei ist der Strombegrenzer zum Erhöhen des Widerstandswerts des Strombegrenzers ausgebildet, wenn die Steuerspannung hoch ist, und zum Verringern des Widerstandswerts des Strombegrenzers, wenn die Steuerspannung niedrig ist.
In der oben beschriebenen Konfiguration verwendet das Halbleiterschalterelement vom N-Typ bevorzugt einen Halbleiter, der aus Siliziumcarbid (SiC) besteht.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, eine Schalteransteuereinrichtung bereitzustellen, die eine einfache Schaltungsausbildung besitzt und die ein Halbleiterschalterelement vom N-Typ zuverlässig und stabil ansteuern kann.
Figurenliste

1 ist ein Schemadiagramm, das eine Motoransteuereinrichtung zeigt;
2 ist ein Blockdiagramm einer Stromversorgung, die mit einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung versehen ist;
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Umriss einer Ausbildung einer Treiberschaltung zeigt;
4 ist ein Zeitsteuerdiagramm, das eine Ausgabeoperation einer Schalteransteuereinrichtung zeigt;
5 ist ein Schaltplan eines Beispiels einer High-Side-Treiberschaltung, die in einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
6 ist eine Perspektivansicht eines Package bei Betrachtung von der Unterseite;
7 ist eine Draufsicht eines Rahmens mit den Elementen einer darauf Die-gebondeten Schalteransteuerei nri chtung;
8 ist ein Schemadiagramm, das einen Umriss einer Ausbildung einer eine High-Side-Treiberschaltung bildenden integrierten Schaltung zeigt;
9 ist ein Schaltplan eines weiteren Beispiels einer in einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellten High-Side-Treiberschaltung;
10 ist ein Diagramm, das zeigt, wie ein überladender Zustand eines Boot-Kondensators BC1 unterdrückt wird;
11 ist ein Schaltplan eines modifizierten Beispiels einer High-Side-Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
12 ist ein Zeitsteuerdiagramm, das eine Zeitsteuerung des Auftretens einer Überspannung veranschaulicht;
13 ist ein Schaltplan, der ein weiteres Beispiel einer High-Side-Treiberschaltung zeigt, die in einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird; und
14 ist eine Draufsicht, die ein Beispiel einer Anordnung von Pads in einer High-Side-Treiberschaltung zeigt.

Beschreibung von Ausführungsformen
Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
<Erste Ausführungsform>
1 ist ein Schemadiagramm, das eine Motoransteuereinrichtung zeigt. Wie in 1 gezeigt, ist der Motor M ein Dreiphasen-Wechselstrommotor. Der Motor M besitzt eine U-Phase-Spule MU, eine V-Phase-Spule MV und eine W-Phase-Spule MW (siehe 2, auf die später Bezug genommen wird). In dem Motor M sind die Spulen MU, MV und MW in Stern geschaltet. Dies soll jedoch keinerlei Beschränkung bedeuten; sie können stattdessen in Delta geschaltet sein. Der Motor M wird durch die Motoransteuereinrichtung MMC angesteuert, die eine Motorsteuereinheit MCU und eine Stromversorgung PS aufweist.
Die Motorsteuereinheit MCU weist nicht gezeigte Logikschaltungen auf. Auf Basis von Informationen von dem Motor M über die Position seines Rotors generiert die Motorsteuereinheit MCU Phase-für-Phase-Bestromungssteuersignale, mit denen die Bestromung der Spulen von verschiedenen Phasen (Phasen U, V und W) des Motors M mit entsprechender Zeitsteuerung gesteuert werden soll. Die Motorsteuereinheit MCU ändert auch die Zeitsteuerung des Erregte-Phasen-Schaltens, wenn beispielsweise die Drehrichtung des Motors M umgeschaltet wird und wenn die Drehzahl des Motors M geändert wird.
Die Stromversorgung PS liefert ansteuernde elektrische Leistung (elektrischen Strom) an die Spulen von verschiedenen Phasen des Motors M, wobei die Zeitsteuerung auf den Phase-für-Phase-Bestromungssteuersignalen basiert, die von der Motorsteuereinheit MCU zugeführt werden.
Als Nächstes wird die Stromversorgung PS unter Bezugnahme auf die relevante Zeichnung beschrieben. 2 ist ein Blockdiagramm einer Stromversorgung, die mit einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung versehen ist. Wie in 1 und 2 gezeigt, enthält die Stromversorgung PS eine Schalteransteuereinrichtung 100 und eine Bootstrap-Schaltung BTC. Die Schalteransteuereinrichtung 100 enthält eine Treiberschaltung DRV und eine Leistungsschalterschaltung PSW.
Wie in 2 gezeigt, sind in der Schalteransteuereinrichtung 100 die Treiberschaltung DRV und die Leistungsschalterschaltung PSW zusammen mit den die Bootstrap-Schaltung BTC bildenden Dioden DiU, DiV und DiW in ein einzelnes Package Pkg integriert. Die Boot-Dioden DiU, DiV und DiW sind hier in das Package Pkg integriert. Dies ist jedoch nicht als irgendeine Beschränkung zu verstehen; sie können stattdessen außerhalb des Package Pkg vorgesehen sein.
Wie in 2 gezeigt, ist die Stromversorgung PS mit einer ersten Stromquelle PW1 und einer zweiten Stromquelle PW2 verbunden. Die erste Stromquelle PW1 liefert eine Steuerspannung VCC (beispielsweise 10 V bis 25 V) für die Treiberschaltung DRV. Die zweite Stromquelle PW2 liefert eine Ansteuerspannung VDC (beispielsweise etwa 300 V (bei einem 600 V-Modell)) zum Ansteuern des Motors M.
Die Leistungsschalterschaltung PSW enthält sechs Transistoren PT1 bis PT6. Als die sechs Transistoren PT1 bis PT6 werden beispielsweise Leistungs-MOSFETs verwendet. Diese Leistungs-MOSFETs sind in ein Halbleitersubstrat beispielsweise aus Siliziumcarbid (SiC) eingebaut. Das heißt, die Transistoren PT1 bis PT6 sind SiC-MOSFETs. Die Transistoren PT1 bis PT6 sind alle MOSFETs vom N-Typ.
In der Leistungsschalterschaltung PSW sind die Source des Transistors PT1 und der Drain des Transistors PT2 miteinander verbunden. Der Drain des Transistors PT1 ist mit der zweiten Stromquelle PW2 verbunden. Die Source des Transistors PT2 ist mit einem geerdeten Punkt verbunden. In der Praxis kann der Transistor PT2 über einen Widerstand zur Stromerfassung mit dem geerdeten Punkt verbunden sein. Mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source des Transistors PT1 und dem Drain des Transistors PT2 ist die U-Phase-Spule MU des Motors M verbunden.
Die Transistoren PT3 und PT4 sind auf ähnliche Weise wie bei den Transistoren PT1 und PT2 miteinander verbunden. Mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source des Transistors PT3 und dem Drain des Transistors PT4 ist die V-Phase-Spule MV des Motors M verbunden. Die Transistoren PT5 und PT6 sind auf ähnliche Weise wie bei den Transistoren PT1 und PT2 miteinander verbunden. Mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source des Transistors PT5 und dem Drain des Transistors PT6 ist die W-Phase-Spule MW des Motors M verbunden.
In der vorliegenden Beschreibung werden die Transistoren PT1, PT3 und PT5 auf der Seite der zweiten Stromquelle PW2 der Leistungsschalterschaltung PWS als High-Side-Transistoren bezeichnet, und die Transistoren PT2, PT4 und PT6 auf der Seite des geerdeten Punkts werden als Low-Side-Transistoren bezeichnet.
Die Treiberschaltung DRV weist eine High-Side-Treiberschaltung 10 und eine Low-Side-Treiberschaltung 20 auf. Die High-Side-Treiberschaltung 10 ist mit den Gates der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 verbunden und speist diese Gates mit Ansteuersignalen HU, HV bzw. HW. Die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 sind eingeschaltet, wenn die entsprechenden Ansteuersignale HU, HV und HW einen Spannungspegel von H besitzen. Die Low-Side-Treiberschaltung 20 ist mit den Gates der Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 verbunden und speist diese Gates mit Ansteuersignalen LU, LV bzw. LW. Die Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 sind eingeschaltet, wenn die entsprechenden Ansteuersignale LU, LV und LW einen Spannungspegel von H besitzen. Hier bezeichnet ein Spannungspegel von H einen Zustand einer Spannung, die über einer vorgeschriebenen Spannung liegt, und ein Spannungspegel von L bezeichnet einen Zustand einer Spannung, die unter einer vorgeschriebenen Spannung liegt.
Beispielsweise wird mit den eingeschalteten Transistoren PT1 und PT4 und mit all den anderen ausgeschalteten Transistoren die Ansteuerspannung VDC von der zweiten Stromquelle PW2 an die U-Phase- und V-Phase-Spulen MU und MV angelegt. Das heißt, ein Strom geht von der U-Phase-Spule MU zu der V-Phase-Spule MV. Auf diese Weise wird gemäß den Ansteuersignalen von der Treiberschaltung DRV die Zeitsteuerung, mit der die Transistoren PT1 bis PT6 ein- und ausgeschaltet werden, derart geschaltet, dass ein Strom den Spulen MU, MV und MW mit unterschiedlichen Phasen zugeführt wird, um die Spulen zu erregen und dadurch den Motor M anzusteuern, sich zu drehen.
Wie in 2 gezeigt, arbeiten die High-Side- und Low-Side-Treiberschaltungen 10 und 20, indem sie mit der Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1 gespeist werden. Die High-Side- und Low-Side-Treiberschaltungen 10 und 20 sind mit der Motorsteuereinheit MCU verbunden und empfangen von ihr Bestromungssteuersignale huin, hvin, hwin, luin, Ivin und Iwin zum Steuern der Bestromung der Transistoren PT1 bis PT6. Die Bestromungssteuersignale huin, hvin und hwin werden der High-Side-Treiberschaltung 10 zugeführt, und die Bestromungssteuersignale luin, Ivin und Iwin werden der Low-Side-Treiberschaltung 20 zugeführt.
Die Treiberschaltung DRV liefert das Ansteuersignal HU an das Gate des Transistors PT1 und liefert das Ansteuersignal LU an das Gate des Transistors PT2. Gleichermaßen liefert die Treiberschaltung DRV das Ansteuersignal HV an das Gate des Transistors PT3 und liefert das Ansteuersignal LV an das Gate des Transistors PT4. Weiterhin liefert die Treiberschaltung DRV das Ansteuersignal HW an das Gate des Transistors PT5 und liefert das Ansteuersignal LW an das Gate des Transistors PT6.
Die Bootstrap-Schaltung BTC ist eine Schaltung, die die High-Side-Treiberschaltung 10 mit Spannungen versorgt, die zum Ansteuern der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 notwendig sind. Die Bootstrap-Schaltung BTC liefert eine für jeden der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5. Es ist beispielsweise eine Schaltung, die zwischen die erste Stromquelle PW1 und die Source des Transistors PT1 geschaltet ist, und eine Boot-Diode DiU und einen Boot-Kondensator BC1 besitzt, die in Reihe von der Seite der ersten Stromquelle PW1 verbunden sind. Die Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen der Boot-Diode DiU und dem Boot-Kondensator BC1 wird durch die High-Side-Treiberschaltung 10 als die Spannung erfasst, die zum Ansteuern des High-Side-Transistors PT1 notwendig ist. Die Bootstrap-Schaltung BTC kann weiterhin, zwischen der ersten Stromquelle PW1 und der Boot-Diode DiU angeordnet, einen Widerstand zum Generieren eines Stroms mit einem vorbestimmten Stromwert besitzen, wobei die Diode hier entfällt.
Die Bootstrap-Schaltung BTC ist ebenfalls mit einer Boot-Diode DiV und einem Boot-Kondensator BC2 entsprechend dem High-Side-Transistor PT3 versehen, so dass eine Spannung, die notwendig ist, um ihn anzusteuern, durch die High-Side-Treiberschaltung 10 erfasst wird. Die Bootstrap-Schaltung BTC ist weiterhin mit einer Boot-Diode DiW und einem Boot-Kondensator BC3 entsprechend dem High-Side-Transistor PT5 versehen, so dass eine Spannung, die notwendig ist, um ihn anzusteuern, durch die High-Side-Treiberschaltung 10 erfasst wird.
Als Nächstes wird die Treiberschaltung ausführlicher beschrieben. Die Treiberschaltung DRV in der Schalteransteuereinrichtung 100 weist eine Schaltung zum Ansteuern der Transistoren PT1 und PT2, eine Schaltung zum Ansteuern der Transistoren PT3 und PT4 und eine Schaltung zum Ansteuern der Transistoren PT5 und PT6 auf. Diese Schaltungen zum Ansteuern von Transistoren besitzen alle die gleiche Ausbildung. Dementsprechend beschäftigt sich die folgende Beschreibung als die Treiberschaltung DRV mit dem Abschnitt von ihr, der als die Schaltung zum Ansteuern der Transistoren PT1 und PT2 dient. Gleichermaßen beschäftigt sich die folgende Beschreibung als die Bootstrap-Schaltung BTC mit der Schaltung, die die Boot-Diode DiU und den Boot-Kondensator BC1 entsprechend dem Transistor PT1 aufweist. Der Transistor PT1 wird als der High-Side-Transistor PT1 bezeichnet, und der Transistor PT2 als der Low-Side-Transistor PT2. Der Verbindungspunkt zwischen der Source des High-Side-Transistors PT1 und dem Drain des Low-Side-Transistors PT2 wird als der erste Punkt P1 bezeichnet, und der Verbindungspunkt zwischen der Kathode der Boot-Diode DiU und dem Boot-Kondensator BC1 in der Bootstrap-Schaltung BTC als der zweite Punkt P2.
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Umriss der Ausbildung der Treiberschaltung zeigt. Die in 3 gezeigte Treiberschaltung DRV weist, wie zuvor erwähnt, eine High-Side-Treiberschaltung 10 und eine Low-Side-Treiberschaltung 20 auf. In der Schalteransteuereinrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung besitzt die Low-Side-Treiberschaltung 20 die gleiche Ausbildung wie jene in herkömmlichen Schalteransteuereinrichtungen verwendeten. Dementsprechend erfolgt keine ausführliche Beschreibung von der Ausbildung und der Funktionsweise der Low-Side-Treiberschaltung 20.
Wie in 3 gezeigt, weist die High-Side-Treiberschaltung 10 einen High-Side-Gate-Treiber 30, eine Eingangssignal-Steuerschaltung 40, einen Strombegrenzer 50, einen Stromcontroller 60 und eine Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung auf.
Die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 liefert ein Bestromungssteuersignal (hier huin) von der Motorsteuereinheit MCU über die Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung an den High-Side-Gate-Treiber 30.
Auf Basis des von der Eingangssignal-Steuerschaltung 40 gelieferten Signals generiert der High-Side-Gate-Treiber 30 ein Ansteuersignal HU zum Ansteuern des High-Side-Transistors PT1 und liefert es an das Gate des High-Side-Transistors PT1.
Der High-Side-Gate-Treiber 30 erfasst eine zum Ansteuern des High-Side-Transistors PT1 notwendige Spannung von der Bootstrap-Schaltung BTC, die aus der Boot-Diode DiU und dem Boot-Kondensator BC1 besteht. Die Bootstrap-Schaltung BTC lädt den Boot-Kondensator BC1 mit einem von der ersten Stromquelle PW1 gelieferten Strom, so dass die Spannung an dem Boot-Kondensator BC1 beispielsweise größer oder gleich einer Gate-Schwellwertspannung ist. Dies hält die Spannung VB an dem zweiten Punkt P2 höher, durch die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1, als die Spannung VS an dem ersten Punkt P1 ungeachtet dessen, welche Spannung an dem ersten Punkt P1 anliegt. Der High-Side-Gate-Treiber 30 kann somit durch Erfassen der Spannung VB an dem zweiten Punkt P2 die zum Ansteuern des High-Side-Transistors PT1 notwendige Spannung erfassen.
Der Strombegrenzer 50 ist in der Schaltung vorgesehen, die zwischen die erste Stromquelle PW1 und den Boot-Kondensator BC1 geschaltet ist; ganz besonders ist sie zwischen der ersten Stromquelle PW1 und der Anode der Boot-Diode DiU vorgesehen. Gemäß einem Signal (Strombegrenzungssignal) von dem Stromcontroller 60 begrenzt der Strombegrenzer 50 den von der ersten Stromquelle PW1 an den Boot-Kondensator BC1 gelieferten Strom. Das heißt, mit dem Strombegrenzer 50 wird die Anschluss-Anschluss-Spannung (Ladespannung) an dem Boot-Kondensator BC1 eingestellt (begrenzt). Die Ausbildung des Strombegrenzers 50 wird später ausführlich beschrieben.
Als Nächstes wird die Funktionsweise der Schalteransteuereinrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. 4 ist ein Zeitsteuerdiagramm, das eine U-Phase-Ausgangsoperation (Verhalten im Modus 2, was später erörtert werden wird) der Schalteransteuereinrichtung 100 zeigt, wobei von oben nach unten die Bestromungssteuersignale huin und luin und die Spannung VS gezeigt sind. Im Diagramm stellt Vsd die Source-Drain-Spannung des Low-Side-Transistors PT2 dar, und Vf stellt den Vorwärtsspannungsabfall an einer parasitären Diode dar, der den Low-Side-Transistor PT2 begleitet. Die V-Phase- und W-Phase-Ausgangsoperation ist ähnlich der U-Phase-Ausgangsoperation; für ihre Beschreibung müssen die Bestromungssteuersignale huin und luin einfach als die Bestromungssteuersignale hvin und Ivin oder als die Bestromungssteuersignale hwin bzw. Iwin gelesen werden. In 4 sind zur Vereinfachung der Beschreibung Verzögerungszeiten ignoriert.
In der Schalteransteuereinrichtung 100 werden der High-Side- und Low-Side-Transistor PT1 und PT2 so gesteuert, dass sie komplementär arbeiten. Das heißt, sie werden so gesteuert, dass bei Beobachtung zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 und zwischen den Zeitpunkten t7 und t8, wenn der High-Side-Transistor PT1 eingeschaltet ist (huin = H), der Low-Side-Transistor PT2 ausgeschaltet ist (luin = L), und dass, wie zwischen den Zeitpunkten t1 bis t2, zwischen den Zeitpunkten t5 und t6 und zwischen den Zeitpunkten t9 und t10 beobachtet, wenn der Low-Side-Transistor PT2 eingeschaltet ist (luin = H), der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist (huin = L). Falls ein Durchgangsstrom zwischen dem High-Side- und dem Low-Side-Transistor PT1 und PT2 geht, kann er jene Transistoren verschlechtern oder zerstören. Um dies zu vermeiden, wie beispielsweise zwischen den Zeitpunkten t2 und t3, zwischen den Zeitpunkten t4 und t5, zwischen den Zeitpunkten t6 und t7 und zwischen den Zeitpunkten t8 und t9 beobachtet, wird das Umschalten von dem Zustand, wo der High-Side-Transistor PT1 eingeschaltet ist, zu dem Zustand, wo der Low-Side-Transistor PT2 eingeschaltet ist, von einer Totzeit begleitet, in der sowohl der High-Side- als auch der Low-Side-Transistor PT1 und PT2 ausgeschaltet sind (huin = luin = L).
In der Schalteransteuereinrichtung 100, die wie oben beschrieben arbeitet, resultiert das Einschalten des High-Side-Transistors PT1 und das Ausschalten des Low-Side-Transistors PT2 dazu, dass eine Spannung von der zweiten Stromquelle P2 als eine Last an die U-Phase-Spule MU angelegt wird; d.h., ein Strom wird geliefert. An diesem Punkt kann die Spannung Vs am ersten Punkt P1 allgemein gleich der Ansteuerspannung VDC der zweiten Stromquelle PW2 sein, das heißt etwa 300 V.
Aufgrund der Bootstrap-Schaltung BTC ist die Spannung VB an dem zweiten Punkt P2, mit dem der High-Side-Gate-Treiber 30 verbunden ist, höher als die Spannung VS am ersten Punkt P1 um die Anschluss-Anschluss-Spannung (im Folgenden die Ladespannung VBS) an dem Boot-Kondensator BC1, die daraus resultiert, dass er geladen wird. In einem Fall beispielsweise, wo die Spannung VS am ersten Punkt P1 zwischen 0 V und 300 V pendelt, unter der Annahme, dass die Ladespannung an BC1 gleich 18 V ist, pendelt die Spannung VB am zweiten Punkt P2 zwischen etwa 18 V und 318 V.
Der High-Side-Gate-Treiber 30 kann, indem er mit der Spannung VB von dem zweiten Punkt P2 versorgt wird, zu einer beliebigen Zeit eine Spannung erfassen, mit der der High-Side-Transistor PT1 angesteuert werden kann. Das heißt, der Boot-Kondensator BC1 dient als eine potentialfreie Stromquelle. Der Boot-Kondensator BC1 ist so ausgebildet, dass er bis zu einer Spannung geladen werden kann, die über der Gate-Schwellwertspannung liegt.
Jetzt wird das Laden des Boot-Kondensators BC1 beschrieben. Die Beschreibung geht zuerst unter der Annahme vor, dass der Strombegrenzer 50 fehlt. In der Schalteransteuereinrichtung 100 wird eine Bedingung, wo ein Motorstrom in der Vorwärtsrichtung des Low-Side-Transistors PT2 geht, als Modus 1 bezeichnet, und eine Bedingung, wo die Körperdiode des Low-Side-Transistors PT2 eingeschaltet ist (während Low-Side-Regeneration) wird als Modus 2 bezeichnet. Der Boot-Kondensator BC1 wird in Modi 1 und 2 geladen.
Im Modus 1 besitzt die U-Phase-Spule MU einen Motorstrom IM, der in ihr von dem Neutralpunkt des Motors M über den ersten Punkt P1 und den Low-Side-Transistor PT2 zu einem geerdeten Anschluss geht. Hier ist die Spannung VS am ersten Punkt P1 gleich oder ungefähr gleich dem Potential des geerdeten Punkts (0 V). In der Realität liegt die Spannung hier über 0 V durch IM x R wegen einer Widerstandskomponente R aufgrund des Einschaltwiderstands des Low-Side-Transistors PT2 und des Stromerfassungswiderstands. Somit ist die Anschluss-Anschluss-Spannung an dem Boot-Kondensator BC1 ungefähr gleich der Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1, und in diesem Zustand wird der Boot-Kondensator BC1 bis zur Steuerspannung VCC hochgeladen. Genauer gesagt sei die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 VBS, der Vorwärtsspannungsabfall an der Boot-Diode DiU VFB, der Einschaltwiderstandswert des Low-Side-Transistors PT2 Ron und der Motorstrom IM, dann ist VBS = VCC - VFBOOT - Ron x IM. Im Modus 1 findet das Laden statt, wenn die Spannung VB am zweiten Punkt P2 kleiner oder gleich der oben erwähnten Ladespannung VBS wird.
Im Modus 2 geht die Operation wie folgt vor. Wie in 3 gezeigt, weisen der High-Side- und der Low-Side-Transistor PT1 und PT2 parasitäre Dioden auf (Körperdioden). Es sei der Vorwärtsspannungsabfall an der parasitären Diode des Low-Side-Transistors PT2 Vf. Wenn der Motor M im Modus 2 regenerativ betrieben wird, besitzt die U-Phase-Spule MU einen Motorstrom, der in ihr von dem ersten Punkt P1 zum Neutralpunkt geht. An diesem Punkt ist der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet und somit geht kein Strom von der zweiten Stromquelle PW2. Obwohl der Low-Side-Transistor PT2 ausgeschaltet ist, geht ein Strom über die parasitäre Diode. Somit wird die Spannung VS am ersten Punkt P1 gleich -Vf, was unter der Massespannung liegt. Dementsprechend ist die Anschluss-Anschluss-Spannung an dem Boot-Kondensator BC1 etwa gleich (VCC + Vf). Genauer gesagt wird der Boot-Kondensator BC1 bis zu VBS = VCC - VFBOOT + Vf geladen. Somit ist die Ladespannung VBS an dem Boot-Kondensator BC1 im Modus 2 höher als im Modus 1.
Die Anschluss-Anschluss-Spannung (VCC + Vf) an dem Boot-Kondensator BC1 kann höher werden als die Gate-Source-Spannung (im Folgenden die zulässige Gate-Spannung), die in dem High-Side-Transistor PT1 zulässig ist. Falls die Anschluss-Anschluss-Spannung (VCC + Vf) an dem Boot-Kondensator BC1 höher wird als die zulässige Gate-Spannung, kann sie den High-Side-Transistor PT1 verschlechtern oder zerstören. Ein Zustand, wo der Boot-Kondensator BC1 zu dem Punkt geladen worden ist, dass die Ladespannung VBS an ihm eine Spannung erreicht, die über der zulässigen Gate-Spannung des High-Side-Transistors PT1 liegt, wird als ein überladener Zustand bezeichnet. Insbesondere ein SiCbasierter Transistor ist aufgrund eines hohen Vorwärtsspannungsabfalls Vf der parasitären Diode, die ihn begleitet, dafür anfällig, einen überladenen Zustand zu bewirken, wie oben erwähnt.
Um dies zu vermeiden, ist in der High-Side-Treiberschaltung 10 die von der ersten Stromquelle PW1 zu der Boot-Diode DiU führende Schaltung mit einem Strombegrenzer 50 versehen. Der Strombegrenzer 50 wird so betrieben, dass er den an den Boot-Kondensator BC1 gelieferten Strom begrenzt, wodurch verhindert wird, dass der Boot-Kondensator BC1 in einen überladenen Zustand geht.
Als Nächstes wird als ein Hauptabschnitt der Schalteransteuereinrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung die High-Side-Treiberschaltung 10 beschrieben. 5 ist ein Schaltplan eines Beispiels der High-Side-Treiberschaltung 10, die in der Schalteransteuereinrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Wie oben beschrieben, resultiert ein überladener Zustand des Boot-Kondensators BC1 daraus, dass die Anschluss-Anschluss-Spannung an dem Boot-Kondensator BC1 (VCC + Vf) zu hoch wird. Außerdem ist es wahrscheinlicher, dass der Boot-Kondensator BC1 überladen wird, wenn die Steuerspannung VCC von der angeschlossenen ersten Stromquelle PW1 hoch ist, als wenn sie niedrig ist. Dementsprechend ist in der Schalteransteuereinrichtung 100 die High-Side-Treiberschaltung 10 so ausgebildet, dass ungeachtet dessen, welche von verschiedenen Versorgungsspannungen angeschlossen ist, der Boot-Kondensator BC1 nicht in einen überladenen Zustand geht. Nun wird die High-Side-Treiberschaltung 10 ausführlich beschrieben.
Wie in 5 gezeigt, weist die High-Side-Treiberschaltung 10 einen High-Side-Gate-Treiber 30, eine Eingangssignal-Steuerschaltung 40, einen Strombegrenzer 50, einen Stromcontroller 60 und eine Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung auf. Der Stromcontroller 60 sendet ein Signal an den Strombegrenzer 50, um ihn so anzusteuern, dass er einen Spannungsabfall zwischen der ersten Stromquelle PW1 und der Boot-Diode DiU erzeugt, wodurch die Spannung, die den Boot-Kondensator BC1 lädt, gesenkt wird. Mit anderen Worten begrenzt der Strombegrenzer 50 den Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt.
Die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 wird mit dem Bestromungssteuersignal huin von der Motorsteuereinheit MCU gespeist (siehe 1 usw.). Die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 weist einen Inverter (Schmitt-Puffer) 401 auf, der das Bestromungssteuersignal huin in ein L-Signal oder ein H-Signal umwandelt. Sie weist auch eine Pegelschiebeschaltung 402 auf, die den Spannungspegel der Signalausgabe von dem Inverter 401 anhebt. Dies erleichtert das Verarbeiten von Signalen in der High-Side-Treiberschaltung 10. Die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 weist weiterhin einen Impulsgenerator 403 auf, der ein auf einem Setzimpulssignal und einem Rücksetzimpulssignal basierendes T auf dem Signalausgang von der Pegelschiebeschaltung 402 ausgibt.
Das Setzimpulssignal und das Rücksetzimpulssignal, die von dem Impulsgenerator 403 ausgegeben werden, werden der Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung zugeführt. Die Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung weist einen Transistor 71, einen Transistor 72, einen Widerstand 73 und einen Widerstand 74 auf. Die Transistoren 71 und 72 sind MOSFETs vom N-Typ und sind Transistoren mit hoher Stehspannung. Der Drain des Transistors 71 ist über den Widerstand 73 mit dem zweiten Punkt P2 oder mit einem Punkt auf dem gleichen Potential wie der zweite Punkt P2 verbunden. Die Source des Transistors 71 ist über einen nicht dargestellten Widerstand mit dem geerdeten Punkt verbunden, und das Gate des Transistors 71 wird mit einem Impulssignal von dem Impulsgenerator 403 gespeist. Der Drain des Transistors 72 ist über den Widerstand 74 mit dem zweiten Punkt P2 oder mit einem Punkt auf dem gleichen Potential wie der zweite Punkt P2 verbunden. Die Source des Transistors 72 ist über einen nicht dargestellten Widerstand mit dem geerdeten Punkt verbunden, und das Gate des Transistors 72 wird mit einem Impulssignal von dem Impulsgenerator 403 gespeist. Die jeweiligen Signalleitungen der Schaltung, die den Transistor 71 und den Widerstand 73 aufweist (das heißt die Schaltung, die das Setzimpulssignal ausgibt), und der Schaltung, die den Transistor 72 und den Widerstand 74 aufweist (das heißt die Schaltung, die das Rücksetzimpulssignal ausgibt), sind symmetrisch angeordnet. Der Verbindungspunkt zwischen dem Drain des Transistors 71 und dem Widerstand 73 und der Verbindungspunkt zwischen dem Drain des Transistors 72 und dem Widerstand 74 sind individuell mit einer Klemmschaltung 301 verbunden (siehe 8), die den Pegel des Eingangssignals zu einem nicht gezeigten Inverter, der eine Eingangsstufe des High-Side-Gate-Treibers 30 bildet, auf einen Wert kleiner oder gleich einem vorbestimmten Wert begrenzt.
Wie oben erwähnt, sind die Signalleitungen der Setz- und Rücksetzimpulssignale symmetrisch angeordnet. Beispielsweise ist die Länge von dem Verbindungspunkt zwischen dem Drain des Transistors 71 und dem Widerstand 73 zu den Klemmschaltungen 301 (das heißt beispielsweise die Länge des Leiters für das Setzimpulssignal) gleich oder ungefähr gleich der Länge von dem Verbindungspunkt zwischen dem Drain des Transistors 72 und dem Widerstand 74 zu den Klemmschaltungen 301 (das heißt beispielsweise die Länge des Leiters für das Rücksetzimpulssignal). Außerdem sind bei dem Paar, das den Transistor 71 und den Widerstand 73 aufweist, und dem Paar, das den Transistor 72 und den Widerstand 74 aufweist, ihre jeweiligen Elemente symmetrisch angeordnet. Diese Anordnung führt zu gleichen Leiterwiderständen und gleichen parasitären Kapazitäten und trägt dazu bei, eine Abweichung zwischen dem Layout von Leitern zuschreibbaren Signalen zu unterdrücken.
Der Strombegrenzer 50 enthält einen Transistor 501 und einen Widerstand 502. Der Widerstand 502 ist in der Schaltung angeordnet, die zwischen die erste Stromquelle PW1 und die Boot-Diode DiU geschaltet ist. Der Widerstand 502 bestimmt den Wert des Stroms, der dem Boot-Kondensator BC1 geliefert wird. Der Transistor 501 ist parallel mit dem Widerstand 502 geschaltet. Der Transistor 501 ist ein MOSFET vom P-Typ, und seine Source ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der ersten Stromquelle PW1 und dem Widerstand 502 verbunden. Der Drain des Transistors 501 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 502 und der Boot-Diode DiU verbunden. Das Gate des Transistors 501 wird mit einem Signal von dem Stromcontroller 60 gespeist.
Der Stromcontroller 60 erfasst die Spannung der ersten Stromquelle PW1. Es sei beispielsweise angenommen, dass, als die Spannung der ersten Stromquelle PW1, entweder VCC1 oder VCC2 (< VCC1) gestattet ist. Wenn die erste Stromquelle PW1 die Spannung VCC1 liefert, liefert der Stromcontroller 60 dann ein H-Pegel-Signal an das Gate des Transistors 501. Das heißt, wenn die erste Stromquelle PW1 die Spannung VCC1 liefert, ist der Transistor 501 ausgeschaltet. Wenn andererseits die erste Stromquelle PW1 die Spannung VCC2 liefert, liefert der Stromcontroller 60 ein L-Pegel-Signal an das Gate des Transistors 501. Das heißt, wenn die erste Stromquelle PW1 die Spannung VCC2 liefert, ist der Transistor 501 eingeschaltet. Als der Stromcontroller 60 kann eine wohlbekannte UVLO-Schaltung genutzt werden, beispielsweise mit ihrer modifizierten Schwellwertspannung; dementsprechend erfolgt in dieser Hinsicht keine detaillierte Beschreibung.
Es sei beispielsweise der Widerstandswert des Widerstands 502 R1, und der Widerstandswert des Transistors 501 R2. Hier ist R1 » R2. Wenn die erste Stromquelle PW1 die Spannung VCC1 auf Basis des Signals von dem Stromcontroller 60 liefert, ist der Transistor 501 ausgeschaltet. Somit ist der Widerstandswert des Strombegrenzers 50 gleich R1. Wenn andererseits die erste Stromquelle PW1 die Spannung VCC2 auf Basis des Signals von dem Stromcontroller 60 liefert, ist der Transistor 501 eingeschaltet. Somit ist der Widerstandswert des Strombegrenzers 50 gleich dem kombinierten Widerstandswert des Transistors 501 und des Widerstands 502, die parallel geschaltet sind, das heißt R1 x R2/(R1+R2). Wenn die erste Stromquelle PW1 höher ist, besitzt der Strombegrenzer 50 dementsprechend einen höheren Widerstandswert und der Strombegrenzer 50 erzeugt einen höheren Spannungsabfall. Dies bedeutet, dass der Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt, niedriger ist. Wenn umgekehrt die Spannung der ersten Stromquelle PW1 niedriger ist, besitzt der Strombegrenzer 50 einen niedrigeren Widerstandswert und der Strombegrenzer 50 erzeugt einen niedrigeren Spannungsabfall. Dies bedeutet, dass der Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt, höher ist.
Mit der oben beschriebenen Ausbildung kann die Schalteransteuereinrichtung 100, für Benutzer, die sie mit der Steuerspannung VCC verwenden, die auf eine hohe Spannung und somit mit einem kleinen Spielraum gegen Überladen eingestellt ist, mit einem höheren Widerstandswert und, für Benutzer, die sie mit der Steuerspannung VCC verwenden, die auf eine niedrige Spannung und somit mit einem großen Spielraum gegen Überladen eingestellt ist, mit einem niedrigeren Widerstandswert betrieben werden.
Wie weiter oben erwähnt ist die Schalteransteuereinrichtung 100 so ausgebildet, dass sie in einem einzelnen Package Pkg untergebracht ist. Das Package Pkg der Schalteransteuereinrichtung 100 wird nun unter Bezugnahme auf die relevante Zeichnung beschrieben. 6 ist eine Perspektivansicht des Package Pkg bei Betrachtung von der Unterseite. In dem Package Pkg, wie in 7 gezeigt, auf die später Bezug genommen wird, sind die High-Side-Treiberschaltung 10, die Low-Side-Treiberschaltung 20, die Leistungsschalterschaltung PSW und die Boot-Dioden DiU, DiV und DiW auf einem Rahmen BD montiert und dann in ein Harzvergussglied PB vergossen. Das Harzvergussglied PB bedeckt den Rahmen BD mit elektrisch isolierendem Harz. Von der Seitenfläche des Harzvergussglieds PB stehen 25 Anschlüsse Pn1 bis Pn25 vor. Diese Anschlüsse werden unten unter Bezugnahme ebenfalls auf 2, auf die weiter oben Bezug genommen wurde, beschrieben.
Die Anschlüsse Pn1, Pn17 und Pn25 sind nicht-verbundene Anschlüsse. Die Anschlüsse Pn2 bis Pn4 sind potentialfreie Leistungsanschlüsse der Phasen U, V und W (das heißt Anschlüsse, die mit der Spannung VB gespeist werden, die für jede Phase in der Bootstrap-Schaltung BTC generiert wird). Die Anschlüsse Pn5 bis Pn7 sind Anschlüsse, zu denen Signale von der Motorsteuereinheit MCU gespeist werden und über die die Bestromungssteuersignale (huin, hvin und hwin) für die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 der Phasen U, V bzw. W an die High-Side-Treiberschaltung 10 gespeist werden. Der Anschluss Pn8 ist ein Anschluss, über den die Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1 der High-Side-Treiberschaltung 10 zugeführt wird. Die Anschlüsse Pn9 und Pn16 sind Masseanschlüsse. Die Anschlüsse Pn10 bis Pn12 sind Anschlüsse, die mit Signalen von der Motorsteuereinheit MCU gespeist werden und über die die Bestromungssteuersignale (luin, Ivin und Iwin) für die Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 der Phasen U, V bzw. W der Low-Side-Treiberschaltung 20 zugeführt werden.
Der Anschluss Pn13 ist ein Anschluss, über den die Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1 der Low-Side-Treiberschaltung 20 zugeführt wird. Der Anschluss Pn14 ist ein Anschluss, über den ein Fehlersignal der Schalteransteuereinrichtung 100 von der Low-Side-Treiberschaltung 20 hinaus zur Motorsteuereinheit MCU übertragen wird. Der Anschluss Pn15 ist ein Kurzschlussauslösespannungs-Erfassungsanschluss. Die Anschlüsse Pn18 bis Pn20 sind die Sourceelektroden der Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 der Phasen U, V bzw. W. Die Anschlüsse Pn21 bis Pn23 sind Ausgangsanschlüsse, die mit den U-, V- und W-Phase-Spulen MU, MV bzw. MW verbunden sind. Der Anschluss Pn24 ist mit der zweiten Stromquelle PW2 verbunden und liefert die Ansteuerspannung VDC an die Leistungsschalterschaltung PSW in der Schalteransteuereinrichtung 100.
Wie oben beschrieben, sind mit der Schalteransteuereinrichtung 100 die erste Stromquelle PW1, die die Steuerspannung VCC liefert, und die zweite Stromquelle PW2, die die Ansteuerspannung VDC liefert, verbunden. Es wird angenommen, dass die Steuerspannung VCC eine niedrige Spannung ist und dass die Ansteuerspannung VDC eine hohe Spannung ist. In dem Package Pkg sind die Anschlüsse Pn5 bis Pn16 und Pn18 bis Pn20 niederspannungsseitige Anschlüsse, an die die Steuerspannung VCC oder eine unter ihr liegende Spannung angelegt wird, und die Anschlüsse Pn2 bis Pn4 und Pn21 und Pn24 sind hochspannungsseitige Anschlüsse, an die die Ansteuerspannung VDC angelegt wird. In dem Package Pkg sind die Lücken zwischen den niederspannungsseitigen Anschlüssen kleiner als die Lücken zwischen den hochspannungsseitigen Anschlüssen. Dem ist so, weil, je höher die an die Anschlüsse angelegte Spannung ist, desto größer die Notwendigkeit des Vermeidens eines Kurzschlusses zwischen benachbarten von ihnen und desto größer der elektrische Einfluss (wie etwa Rauschen), den sie auf die umgebenden Anschlüsse und Schaltungen ausüben.
Als Nächstes wird die Anordnung von Elementen innerhalb des Package Pkg der Schalteransteuereinrichtung 100 unter Bezugnahme auf die relevanten Zeichnungen beschrieben. 7 ist eine Draufsicht des Rahmen BD, auf den die Elemente der Schalteransteuereinrichtung 100 Die-gebondet worden sind. Wie in 7 gezeigt, sind in einem Mittelteil des Rahmens BD die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 und die Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 in einer Reihe angeordnet. Die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 und die Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 sind Elemente, an die eine hohe Spannung angelegt wird (d.h. Elemente mit hoher Stehspannung), und sie sind mit solchen Lücken zwischen ihnen angeordnet, dass kein elektrischer Einfluss aufeinander ausgeübt wird. Die High-Side-Treiberschaltung 10, die die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 ansteuert, und die Low-Side-Treiberschaltung 20, die die Low-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 ansteuert, sind jeweils als Einzelchip-IC ausgebildet. Die High-Side-Treiberschaltung 10 und die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 sind mit solchen Lücken zwischen ihnen angeordnet, dass sie keinen elektrischen Einfluss aufeinander ausüben. Die Low-Side-Treiberschaltung 20 und die High-Side-Transistoren PT2, PT4 und PT6 sind mit solchen Lücken zwischen ihnen angeordnet, dass sie keinen elektrischen Einfluss aufeinander ausüben.
Die High-Side-Treiberschaltung 10 ist in der Mitte oder im Wesentlichen in der Mitte entlang der Anordnungsrichtung der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 angeordnet. Die High-Side-Treiberschaltung 10 und die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 sind durch Drähte BW aus einem niederohmigen Metall wie etwa Gold miteinander verbunden. Die Position, auf der die High-Side-Treiberschaltung 10 auf dem Rahmen BD angebracht ist, wird so bestimmt, dass die Drähte BW Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs besitzen. Die Transistoren PT1 bis PT6 und die Anschlüsse Pn18 bis Pn23 sind so miteinander verbunden, dass sie einander entsprechen, wie in 7 gezeigt, und auch sie sind durch Drähte BW miteinander verbunden. Die Positionen, an denen die Transistoren und die Anschlüsse angeordnet sind, werden so bestimmt, dass die Drähte BW Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs besitzen. Als die Drähte BW, die die Transistoren PT1 bis PT6 und die Anschlüsse Pn18 bis Pn23 verbinden, werden Aluminiumdrähte verwendet.
Die High-Side-Treiberschaltung 10 und die Boot-Dioden DiU, DiV und DiW sind gleichermaßen durch Drähte BW miteinander verbunden. Die Anordnung der High-Side-Treiberschaltung 10 und der Boot-Dioden DiU, DiV und DiW wird so bestimmt, dass die Drähte BW Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs besitzen. Die High-Side-Treiberschaltung 10 und der Rahmen BD sind durch Drähte BW miteinander verbunden und sind so ausgebildet, dass die Drähte BW Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs besitzen. Die Low-Side-Treiberschaltung 20 und der Rahmen BD sind durch Drähte BW miteinander verbunden und sind so ausgebildet, dass die Drähte BW Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs besitzen.
Indem die individuellen Elemente auf diese Weise an angemessenen Positionen auf dem Rahmen BD montiert werden, ist es möglich, den Drähten BW Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs zu geben, wodurch Schwankungen beim Widerstandswert und bei der parasitären Kapazität der Drähte BW unterdrückt werden und wodurch Signalverzögerungen und dergleichen unterdrückt werden, die aus Schwankungen bei dem Widerstandswert und bei der parasitären Kapazität der Drähte BW resultieren. Es ist somit möglich, den Motor M präzise zu betreiben. Zudem trägt das Verkürzen der Drähte BW dazu bei, Defekte, wie etwa verschobene Drähte, während des Herstellungsprozesses zu reduzieren.
Wie oben beschrieben, wird die High-Side-Treiberschaltung 10 sowohl mit einer Hochspannungs-Ansteuerspannung VDC und einer Niederspannungs-Steuerspannung VCC gespeist. Die High-Side-Treiberschaltung 10 enthält Elemente (Schaltungen), die mit der Steuerspannung VCC angesteuert werden, und Elemente (Schaltungen), die mit der Ansteuerspannung VDC angesteuert werden. Nun wird die Ausbildung der High-Side-Treiberschaltung 10 unter Bezugnahme auf die relevante Zeichnung ausführlich beschrieben. 8 ist ein Schemadiagramm, das einen Umriss der Ausbildung der integrierten Schaltungseinrichtung zeigt, die die High-Side-Treiberschaltung 10 bildet. Wie in 8 gezeigt, besitzt die High-Side-Treiberschaltung 10 einen Eingangsblock BK1, in dem die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 (insbesondere der Inverter 401 und die Pegelschiebeschaltung 402), die mit den Bestromungssteuersignalen huin, hvin und hwin gespeist wird, und der Stromcontroller 60 angeordnet sind. Die High-Side-Treiberschaltung 10 besitzt auch einen U-Phase-Block BKU, einen V-Phase-Block BKV und einen W-Phase-Block BKW, die High-Side-Gate-Treiber 30 zum Ansteuern der Gates der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 der Phasen U, V bzw. W aufweisen. Die High-Side-Treiberschaltung 10 besitzt weiterhin Strombegrenzergebiete RESU, RESV und RESW, in denen Strombegrenzer 50 der Phasen U, V bzw. W ausgebildet sind.
Wie in 8 gezeigt, ist der Eingangsblock BK1 in einem linken Endteil eines Halbleitersubstrats (Chip) angeordnet. Rechts von dem Eingangsblock BK1, neben ihm, ist der W-Phase-Block BKW angeordnet; unmittelbar rechts daneben ist der V-Phase-Block BKV angeordnet; und in einem ganz rechts liegenden Endteil ist der U-Phase-Block BKU angeordnet. Die Strombegrenzergebiete RESU, RESV und RESW sind alle am oberen Ende des Halbleitersubstrats (Chip) angeordnet und sind über dem W-Phase-, V-Phase- und U-Phase-Block BKW, BKV bzw. BKU angeordnet. Mit den Strombegrenzergebieten RESU, RESV bzw. RESW sind die Anoden der oben erwähnten Boot-Dioden DiU, DiV und DiW verbunden. Die Anschlüsse Pn2 bis Pn4 sind mit Strompads des U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Blocks BKU, BKV und BKW verbunden.
Der Eingangsblock BK1 ist ein sogenannter Niederspannungsblock, in dem Elemente angeordnet sind, die mit der Steuerspannung VCC (oder einer internen Versorgungsspannung VREG, die auf Basis derer generiert wird) gesteuert werden. Im Eingangsblock BK1, um ein Fehlfunktionieren des Stromcontrollers 60 zu verhindern, ist dieser in einem Gebiet weg von dem W-Phase-Block BKW angeordnet, das heißt hier links oben von dem W-Phase-Block BKW.
In jedem der W-Phase-, V-Phase- und U-Phase-Blöcke BKW, BKV und BKU ist der Impulsgenerator 403 in der Eingangssignal-Steuerschaltung 40 angeordnet, und so sind es die Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung und der High-Side-Gate-Treiber 30. In dem High-Side-Gate-Treiber 30 sind die Klemmschaltungen 301 vorgesehen. Die Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung und der High-Side-Gate-Treiber 30 sind Gebiete, an die die Ansteuerspannung VDC angelegt wird, und es sind somit Hochspannungsgebiete. Wie in 8 gezeigt, sind die Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung und die Klemmschaltungen 301 nebeneinander in der Links-Rechts-Richtung angeordnet und sie sind mit ihren jeweiligen Mittellinien in der Oben-Unten-Richtung ausgerichtet. Somit sind die Anordnung des Leitermusters der Signalleitungen zur Übertragung des Setzimpulssignals und die damit verbundenen Elemente und die Anordnung des Leitermusters der Signalleitungen für die Übertragung des Rücksetzimpulssignals und die damit verbundenen Elemente um die gerade erwähnten Mittellinien zueinander symmetrisch. Dies trägt dazu bei, Schwankungen in den Signalen von der Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung zu den Klemmschaltungen 301 (insbesondere die Setz- und Rücksetzimpulssignale, die über einen nicht gezeigten Inverter, der in der ersten Stufe des High-Side-Gate-Treibers 30 vorgesehen ist, an einen nicht gezeigten RS-Flipflop geliefert werden) zu unterdrücken.
Die U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Blöcke BKU, BKV und BKW weisen jeweils den Impulsgenerator 403 auf. Den Impulsgeneratoren 403 in den U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Blöcken BKU, BKV und BKW werden Signale zum Steuern der Bestromung der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 jeweils von unterschiedlichen Phasen von der im Eingangsblock BK1 angeordneten Pegelschiebeschaltung 402 zugeführt (obwohl in 8 die Pegelschiebeschaltung 402 als ein einzelner Block gezeigt ist, weist der Eingangsblock BK1 in der Praxis jeweils eine Pegelschiebeschaltung für jede von unterschiedlichen Phasen auf).
Das Halbleitersubstrat (Chip) der High-Side-Treiberschaltung 10 ist ein mehrschichtiges Substrat, das mehrere (beispielsweise zwei) Verdrahtungsschichten besitzt. Eine erste Verdrahtungsschicht, die auf einem Elementausbildungsgebiet des Halbleitersubstrats (Chip) ausgebildet ist, besitzt Strukturleiter PC11, PC12 und PC13, die sich von einem rechten Endteil der Pegelschiebeschaltung 402 nach oben erstrecken. Die Strukturleiter PC11, PC12 und PC13 sind zwischen dem Eingangsblock BK1 und dem W-Phase-Block BKW angeordnet und sind in der Links-Rechts-Richtung parallel zueinander angeordnet. Obere Endteile der Strukturleiter PC11, PC12 und PC13 erreichen einen oberen Endteil des W-Phase-Blocks BKW. Auf einer zweiten Verdrahtungsschicht, die über der ersten Verdrahtungsschicht angeordnet ist, sind Strukturleiter PC21, PC22 und PC23, die sich in der Links-Rechts-Richtung erstrecken, angeordnet, wobei der Strukturleiter PC11 mit dem Strukturleiter PC21 verbunden ist, der Strukturleiter PC12 mit dem Strukturleiter PC22 verbunden ist, und der Strukturleiter PC13 mit dem Strukturleiter PC23 verbunden ist, jedes Paar über ein nicht gezeigtes Zwischenschicht-Via. Die Strukturleiter PC21, PC22 und PC23 sind in der Auf-Ab-Richtung parallel zueinander angeordnet. Der Strukturleiter PC21 ist mit dem Impulsgenerator 403 in dem U-Phase-Block BKU verbunden. Der Strukturleiter PC22 ist mit dem Impulsgenerator 403 in dem V-Phase-Block BKV verbunden. Der Strukturleiter PC23 ist mit dem Impulsgenerator 403 in dem W-Phase-Block BKW verbunden. Was in 8 gezeigt ist, ist lediglich ein Beispiel, und das Layout, in dem die Strukturleiter angeordnet sind, kann wie gewünscht modifiziert werden.
Das Vorsehen der Strukturleiter PC11, PC12 und PC13 in der ersten Verdrahtungsschicht und das Vorsehen der Strukturleiter PC21, PC22 und PC23 in der zweiten Verdrahtungsschicht, wie oben beschrieben, trägt dazu bei zu verhindern, dass die Strukturleiter, die von der Pegelschiebeschaltung 402 zu jedem der U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Blöcke BKU, BKV und BKW verbunden sind, andere Signale kreuzen. Zudem sind diese Strukturleiter so ausgelegt, dass sie um den Stromcontroller 60 herum einen Umweg machen. Dadurch wird es weniger wahrscheinlich, dass die Signale, die von der Pegelschiebeschaltung 402 zu dem Impulsgenerator 403 geschickt werden, durch andere Signale beeinflusst werden.
Wie oben beschrieben wird in der Schalteransteuereinrichtung 100 die Bootstrap-Schaltung BTC zuverlässig betrieben, um Spannungen sicherzustellen, die notwendig sind, damit die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 arbeiten. Außerdem wird der Boot-Kondensator BC1 daran gehindert, überladen zu werden, und dadurch werden die Ansteuersignale zum Steuern der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 daran gehindert, gleich der zulässigen Gate-Spannung zu werden oder darüber anzusteigen. Es ist somit möglich zu bewirken, dass die High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 zuverlässig arbeiten, und eine Verschlechterung, Zerstörung und dergleichen der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 zu verhindern, die daraus resultieren, dass ihnen ein Ansteuersignal gleich der zulässigen Gate-Spannung oder darüber zugeführt wird.
<Zweite Ausführungsform>
9 ist ein Schaltplan eines weiteren Beispiels der in einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehenen High-Side-Treiberschaltung. Die Schalteransteuereinrichtung 100A dieser Ausführungsform weist in einer High-Side-Treiberschaltung 10A eine Eingangssignal-Steuerschaltung 40A, einen Strombegrenzer 50A und einen Stromcontroller 60A auf, die von jenen in der Schalteransteuereinrichtung 100 differieren. Die Pegelschiebeschaltung 70 mit hoher Stehspannung besitzt hier die gleiche Ausbildung wie in der ersten Ausführungsform und ist deshalb hier nicht ausführlich dargestellt.
Wie in 9 gezeigt, weist der Strombegrenzer 50A einen Strombegrenzungstransistor 51 auf. Der Strombegrenzungstransistor 51 ist ein MOSFET vom P-Typ. Die Source des strombegrenzungstransistors 51 ist mit der ersten Stromquelle PW1 verbunden. Der Drain des Strombegrenzungstransistors 51 ist mit der Anode der Boot-Diode DiU verbunden. Das Gate des Strombegrenzungstransistors 51 wird mit einem Strombegrenzungssignal CLMT von dem Stromcontroller 60A gespeist.
Wenn das Strombegrenzungssignal CLMT ein L-Signal ist, ist der Strombegrenzungstransistor 51 eingeschaltet und ein Strom wird dem Boot-Kondensator BC1 zugeführt. Wenn das Strombegrenzungssignal CLMT ein H-Signal ist, ist der Strombegrenzungstransistor 51 ausgeschaltet und die Zufuhr des Stroms zu dem Boot-Kondensator BC1 ist begrenzt.
Der Stromcontroller 60A enthält eine Spannungserfassungsschaltung 61 und eine Pegelschiebeschaltung 62. Die Spannungserfassungsschaltung 61 erfasst die Spannung (VB-VS) an dem zweiten Punkt P2 relativ zu dem ersten Punkt P1. Mit anderen Worten ist die Spannung (VB-VS) die Ladespannung VBS an dem Boot-Kondensator BC1.
Wie in 9 gezeigt, weist die Spannungserfassungsschaltung 61 zwei Widerstände 611 und 612 auf, die Spannungsteilungswiderstände sind, die zwischen dem zweiten Punkt P2 und dem ersten Punkt P1 in Reihe geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 611 und 612 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Vergleichers 613 verbunden, von dem der nicht-invertierende Eingangsanschluss mit einer Spannung versorgt wird, die um eine vorgeschriebene Spannung über der Spannung VS an dem ersten Punkt P1 liegt. Diese vorgeschriebene Spannung ist die Schwellwertspannung. Das heißt, bis die Spannung (VB-VS) die Schwellwertspannung übersteigt, gibt der Vergleicher 613 ein H-Signal aus. Wenn die Spannung (VB-VS) die Schwellwertspannung übersteigt, gibt der Vergleicher 613 ein L-Signal aus. Der Ausgang des Vergleichers 613 wird der Pegelschiebeschaltung 62 zugeführt.
Die Pegelschiebeschaltung 62 empfängt ein Signal von der Spannungserfassungsschaltung 61 und ein Signal von der Eingangssignal-Steuerschaltung 40A und liefert das Strombegrenzungssignal an den Strombegrenzer 50A.
Die Pegelschiebeschaltung 62 enthält einen ersten Transistor 621, einen zweiten Transistor 622, einen Stromerfassungswiderstand 623 und einen Vergleicher 624. Der erste Transistor 621 ist ein MOSFET vom P-Typ, und der zweite Transistor 622 ist ein MOSFET vom N-Typ. Die Source des ersten Transistors 621 ist mit dem zweiten Punkt P2 oder dem gleichen Potential wie der zweite Punkt P2 verbunden. Der Drain des ersten Transistors 621 ist mit dem Drain des zweiten Transistors 622 verbunden. Das Gate des ersten Transistors 621 wird mit dem Ausgangssignal des Vergleichers 613 in der Spannungserfassungsschaltung 61 versorgt. Die Source des zweiten Transistors 622 ist über einen Widerstand 623 geerdet. Das Gate des zweiten Transistors 622 wird mit einem Signal von der Eingangssignal-Steuerschaltung 40A versorgt. Zwischen das Gate und die Source des zweiten Transistors 622 ist eine Überspannungsdiode 6221 geschaltet.
Die Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen der Source des zweiten Transistors 622 und dem Widerstand 623 wird dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Vergleichers 624 zugeführt. Zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Vergleichers 624 und einem geerdeten Anschluss ist eine Überspannungsdiode 6241 mit ihrer Polarität wie dargestellt geschaltet. Der invertierende Eingangsanschluss des Vergleichers 624 wird mit einer vorbestimmten Schwellwertspannung versorgt. Der Ausgang des Vergleichers 624 wird als das Strombegrenzungssignal CLMT an das Gate des Strombegrenzungstransistors 51 in dem Strombegrenzer 50A geliefert.
Wie weiter oben erwähnt, kann die Spannung VB an dem zweiten Punkt P2 bis über 300 V betragen. Um dies zu verarbeiten, besitzt der erste Transistor 621 eine parallel mit ihm geschaltete spannungsklemmende Zener-Diode 6211. Somit wird die Spannung zwischen der Source und dem Drain des ersten Transistors 621 so geklemmt, dass sie kleiner oder gleich einer vorgeschriebenen Spannung ist. Obwohl in 9 die Klemme so gezeigt ist, dass sie eine einzelne Zener-Diode 6211 ist, kann sie stattdessen aus mehreren, in Reihe geschalteten ZenerDioden 6211 bestehen. Als der zweite Transistor 622 wird ein Transistor mit hoher Stehspannung verwendet.
Der erste Transistor 621 ist ausgeschaltet, wenn sein Gate mit einem H-Signal versorgt wird, und ist eingeschaltet, wenn sein Gate mit einem L-Signal versorgt wird. Das heißt, wenn die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 die Schwellwertspannung erreicht, wird ein L-Signal von dem Vergleicher 613 an das Gate des ersten Transistors 621 geliefert. Dies schaltet den ersten Transistor 621 ein, so dass ein Strom nun in dem ersten Transistor 621 fließen kann. Jedoch fließt kein Strom, solange der zweite Transistor 622 ausgeschaltet ist.
Der zweite Transistor 622 ist eingeschaltet, wenn sein Gate mit einem H-Signal versorgt wird, und ist ausgeschaltet, wenn sein Gate mit einem L-Signal versorgt wird. Wenn das Bestromungssteuersignal huin von der Motorsteuereinheit MCU ein H-Signal ist, liefert die Eingangssignal-Steuerschaltung 40A ein L-Signal an den zweiten Transistor 622. Wenn das Bestromungssteuersignal huin von der Motorsteuereinheit MCU ein L-Signal ist, liefert die Eingangssignal-Steuerschaltung 40A ein H-Signal an den zweiten Transistor 622. Wenn zudem das Bestromungssteuersignal huin ein L-Signal ist, ist der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet. Somit ist der zweite Transistor 622 eingeschaltet, wenn der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist.
Das heißt, wenn in der Pegelschiebeschaltung 62 der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist und außerdem die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 über der Schwellwertspannung liegt, fließt ein Strom in dem Stromerfassungswiderstand 623. Ein in dem Stromerfassungswiderstand 623 fließender Strom führt dazu, dass eine Spannung an den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Vergleichers 624 angelegt wird. Somit gibt der Vergleicher 624 ein H-Signal als das Strombegrenzungssignal CLMT aus. Dies schaltet den Strombegrenzungstransistor 51 aus, und der Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt, wird begrenzt.
Das heißt, die Schalteransteuereinrichtung 100A arbeitet wie folgt. In der Spannungserfassungsschaltung 61 wird die Ladespannung am Boot-Kondensator BC1 erfasst. In der Eingangssignal-Steuerschaltung 40A wird auf Basis des Bestromungssteuersignals huin erfasst, ob der High-Side-Transistor PT1 eingeschaltet oder ausgeschaltet ist. Wenn der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist und außerdem die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 über der Schwellwertspannung liegt, wird der Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt, begrenzt, so dass das Laden des Boot-Kondensators BC1 begrenzt wird. Es sei angemerkt, dass der Boot-Kondensator BC1 geladen wird, wenn der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist. Somit begrenzt der Stromcontroller 60A den Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt, wenn in einem Zustand, in dem der Boot-Kondensator BC1 lädt (geladen wird), die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 einen vorgeschriebenen Wert übersteigt.
Mit der oben beschriebenen Ausbildung ist es möglich, eine Schalteransteuereinrichtung 100A bereitzustellen, die, während sie einen überladenen Zustand des Boot-Kondensators BC1 unterdrückt, bewirken kann, dass die Bootstrap-Schaltung BTC präzise arbeitet. Es ist somit möglich, eine angemessene Spannung an die Last (den Motor) mit präziser Zeitsteuerung anzulegen und zu gestatten, dass die Last (der Motor) präzise arbeitet.
10 ist ein Diagramm, das zeigt, wie ein überladener Zustand des Boot-Kondensators BC1 unterdrückt wird. In dem Diagramm, das die Ladespannung VBS an dem Boot-Kondensator BC1 zeigt, gibt eine durchgezogene Linie das Verhalten in dieser Ausführungsform an, während eine unterbrochene Linie ein herkömmliches Verhalten anzeigt.
Wie in 10 gezeigt, schaltet sich bei der Schalteransteuereinrichtung 100A dieser Ausführungsform, wenn das Strombegrenzungssignal CLMT zu einem hohen Pegel wechselt, der Strombegrenzungstransistor 51 aus und der Ladestrom zu dem Boot-Kondensator BC1 wird abgeschnitten. Somit steigt die potentialfreie Versorgungsspannung (das heißt die Spannung VB an dem Punkt P2) nicht übermäßig an.
Es wird bevorzugt, als den Vergleicher 613 in der Spannungserfassungsschaltung 61 einen Hysteresevergleicher zu verwenden, der als Schwellwertspannungen, mit denen die Ladespannung VBS an dem Boot-Kondensator BC1 verglichen werden soll, zwei Werte besitzt, nämlich einen Überladeerfassungsschwellwert VthH und einen Überladeerfassungslöschungsschwellwert VthL (wobei VthH>VthL).
Beispielsweise kann der Überladeerfassungsschwellwert VthH auf einen Spannungswert (beispielsweise 19,5 V (unter Berücksichtigung einer Schwankung zwischen einem Minimum von 18 V und einem Maximum von 21 V)) geringfügig unter der absoluten größten Gate-Nennspannung VGr (in SiC-basierten MOSFETs beispielsweise 22 V) jedes der High-Side-Transistoren PT1, PT3 und PT5 eingestellt werden. Der Überladeerfassungslöschungsschwellwert VthL kann auf (einen Spannungswert (beispielsweise 19 V (unter Berücksichtigung einer Schwankung zwischen einem Minimum von 17,5 V und einem Maximum von 20,5 V)) noch niedriger als der Überladeerfassungsschwellwert VthH eingestellt werden. Diese Einstellungen gestatten, dass die High-Side-Transistoren bei oder unter ihrer absoluten größten Gate-Nennspannung angesteuert werden.
<Modifiziertes Beispiel>
Ein modifiziertes Beispiel der erörterten Ausführungsform wird nun unter Bezugnahme auf die relevanten Zeichnungen beschrieben. 11 ist ein Schaltplan, der ein modifiziertes Beispiel einer High-Side-Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Die in 11 gezeigte High-Side-Treiberschaltung 10B ist eine verbesserte Version der in 9 gezeigten High-Side-Treiberschaltung 10A. Somit erfasst, wie die High-Side-Treiberschaltung 10A, die High-Side-Treiberschaltung 10B auf Basis des Bestromungssteuersignals huin, dass der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist, und begrenzt den Strom, der den Boot-Kondensator BC1 lädt, wenn die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 eine Schwellwertspannung erreicht.
Die Unterschiede der High-Side-Treiberschaltung 10B gegenüber der High-Side-Treiberschaltung 10A sind wie folgt. Wie in 11 gezeigt, weist ein Strombegrenzer 50B einen Inverter 52 auf, der ein dem Strombegrenzer 50B geliefertes Eingangssignal (das heißt das Ausgangssignal eines Verzögerers 627) invertiert und dann das Ergebnis ausgibt. Der Ausgang des Inverters 52 wird dem Gate des Strombegrenzungstransistors 51 zugeführt.
Eine Spannungserfassungsschaltung 61B in einem Stromcontroller 60B weist Widerstände 611 und 612 gerade wie jene in der Spannungserfassungsschaltung 61 auf.
Der Ausgang des Vergleichers 613 wird über einen Inverter 618 an eine Verzögerungsschaltung (die eine Schaltung mit einer RC-Zeitkonstanten ist) zugeführt, die eine Kombination aus einem Widerstand 614 mit einem Kondensator 615 aufweist). Die Verzögerungsschaltung verzögert das Ausgangssignal des Inverters 618 und verstellt dadurch die Zeitsteuerung der Strombegrenzung. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung wird über einen Puffer 619 an das Gate eines Transistors 616 geliefert. Der Puffer 619 kann zwei Stufen von in Tandem geschalteten Invertern aufweisen. Der Inverter 618 kann durch einen Puffer ersetzt werden, und der Puffer 619 kann durch einen Inverter ersetzt werden. Solange wie das Gate des Transistors 616, hier neu eingeführt, mit einem Gate-Signal mit einem angemessenen Logikpegel versorgt werden kann, kann eine beliebige Anzahl von Stufen von Invertern in der auf den Vergleicher 613 folgenden Stufe vorgesehen werden. Der Transistor 616 ist ein MOSFET vom N-Typ. Der Drain des Transistors 616 ist über einen Widerstand 617 mit dem zweiten Punkt P2 oder mit einem Punkt auf dem gleichen Potential wie der zweite Punkt P2 verbunden. Die Source des Transistors 616 ist mit dem ersten Punkt P1 oder mit einem Punkt auf dem gleichen Potential wie der erste Punkt P1 verbunden. Wenn ein L-Signal von dem Vergleicher 613 ausgegeben wird, ist somit der Transistor 616 eingeschaltet, so dass ein Strom in dem Widerstand 617 fließt. Dies bewirkt, dass eine Spannung zwischen dem Gate und der Source des ersten Transistors 621 in einer Pegelschiebeschaltung 62B erscheint, so dass sich der erste Transistor 621 einschaltet. Somit schaltet die Spannungserfassungsschaltung 61B den ersten Transistor 621 ein, nachdem die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 die Schwellwertspannung erreicht hat.
Eine Eingangssignal-Steuerschaltung 40B enthält einen Pegelschieber 41 und einen Inverter 42. Das Bestromungssteuersignal huin, was der Eingangssignal-Steuerschaltung 40B zugeführt wird, ist beispielsweise ein 0 V/5 V-Signal. Eine Schalteransteuereinrichtung 100B verwendet als die Steuerspannung VCC beispielsweise 18 V. Dementsprechend erhöht der Pegelschieber 41 das Bestromungssteuersignal huin, um es an die Steuerspannung VCC für die Schalteransteuereinheit 100B anzupassen. Der Inverter 42 invertiert das so erhöhte Signal. Das invertierte Signal, das heißt das invertierte Signal des Bestromungssteuersignals huin, wird dem Gate des zweiten Transistors 622 zugeführt. Obwohl in 11 auf vereinfachte Weise dargestellt, besitzt die Eingangssignal-Steuerschaltung 40B eine ähnliche Ausbildung wie die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 (siehe 5, Bezugnahme weiter oben), und besitzt einen Signalpfad, der durch einen Schmitt-Puffer, dann einen Pegelschieber und dann einen Impulsgenerator verläuft, um dadurch den Ausgang des Pegelschiebers an den Inverter 42 zu liefern.
Ein Ende des Stromerfassungswiderstands 623 in der Pegelschiebeschaltung 62B ist mit dem geerdeten Anschluss verbunden. Mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source des zweiten Transistors 622 und dem Widerstand 623 ist anstelle des Vergleichers 624 ein Inverter 625 verbunden, der das Eingangssignal in ihn invertiert und dann das Ergebnis ausgibt. Zudem ist parallel zu dem Widerstand 623 eine Diode 6231 geschaltet, wobei ihre Durchlassrichtung von dem geerdeten Anschluss zu dem Inverter 625 weist. Der Ausgang des Inverters 625 wird einem Pegelschieber 626 zugeführt, und der Ausgang des Pegelschiebers 626 wird dem Verzögerer 627 zugeführt. Der Ausgang des Verzögerers 627 wird dem Strombegrenzer 50B zugeführt.
Wenn beispielsweise als das Bestromungssteuersignal huin ein L-Pegel-Signal der Eingangssignal-Steuerschaltung 40B zugeführt wird, wird der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet. Hier wird in der Eingangssignal-Steuerschaltung 40B, obwohl der Pegelschieber 41 bereit ist, eine Pegelverschiebung durchzuführen, da sich das Eingangssignal auf dem L-Pegel befindet, sein L-Pegel aufrechterhalten. Der Inverter 42 invertiert den Signalpegel, so dass ein H-Pegel-Signal dem Gate des zweiten Transistors 622 zugeführt wird. Dies schaltet den zweiten Transistor 622 ein. Wenn der erste Transistor 621 eingeschaltet ist, fließt ein Strom in dem Widerstand 623 und ein H-Pegel-Signal wird dem Inverter 625 zugeführt, der dann ein L-Pegel-Signal ausgibt. Obwohl der Pegelschieber 626 bereit ist, eine Pegelverschiebung durchzuführen, da sich das Eingangssignal auf dem L-Pegel befindet, wird sein L-Pegel aufrechterhalten. Das Signal wird dann durch den Verzögerer 627 verzögert. Der Verzögerer 627 ist zur Eliminierung von Rauschen vorgesehen. Wie oben erwähnt, besitzt die Eingangssignal-Steuerschaltung 40B eine ähnliche Ausbildung wie die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 (siehe 5, Bezugnahme weiter oben) und besitzt einen Signalpfad, der durch einen Schmitt-Puffer, dann einen Pegelschieber und dann einen Impulsgenerator verläuft, wodurch der Ausgang des Pegelschiebers an den Inverter 42 geliefert wird.
Das L-Pegel-Ausgangssignal des Verzögerers 627 wird dem Inverter 52 in dem Strombegrenzer 50B zugeführt. Das L-Pegel-Eingangssignal wird durch den Inverter 52 invertiert, so dass ein H-Pegel-Ausgangssignal dem Gate des Strombegrenzungstransistors 51 zugeführt wird. Dies schaltet den Strombegrenzungstransistor 51 aus und somit wird die Zufuhr des Ladestroms zu dem Boot-Kondensator BC1 angehalten.
In der Schalteransteuereinrichtung 100B trägt das Verwenden von mehreren Invertern dazu bei, den Einfluss einer Verzögerung aufgrund von parasitären Kapazitäten in Leitern, Widerständen, Transistoren und dergleichen zu eliminieren. Es ist somit möglich, die Last (den Motor) feiner zu steuern.
Als Nächstes erfolgt eine ergänzende Beschreibung der Zeitsteuerung des Auftretens des Überladens unter Bezugnahme auf 12. 12 ist ein Zeitsteuerdiagramm, das die Zeitsteuerung des Auftretens des Überladens veranschaulicht, wobei die Ladespannung VBS (durchgezogene Linie) an dem Boot-Kondensator BC1 und dem Motorstrom IM (gestrichelte Linie) dargestellt wird, begleitet von einem Teildiagramm auf einer kürzeren Zeitskala, das das Bestromungssteuersignal huin, die Gate-Source-Spannung Vgs des High-Side-Transistors PT1, die Spannung VS an dem ersten Punkt und die Ladespannung VBS darstellt.
Wie in 12 gezeigt, ist bei Beginn des Überladens huin = L und VS = L. Unter Berücksichtigung dieses Verhaltens wird bei der zweiten Ausführungsform (und ihrem modifizierten Beispiel), zuvor beschrieben, der Ladestrom zu dem Boot-Kondensator BC1 beim Erfassen begrenzt, dass die Ladespannung an dem Boot-Kondensator BC1 über der Schwellwertspannung liegt und dass zusätzlich huin = L ist.
Wie jedoch aus 12 offensichtlich ist, kann als ein Auslöser zum Erfassen der Zeitsteuerung des Auftretens des Überladens anstelle von huin = L, VS = L erfasst werden. Als ein modifiziertes Beispiel mit einem derartigen Design wird eine dritte Ausführungsform unten vorgelegt.
<Dritte Ausführungsform>
Ein weiteres Beispiel einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die relevante Zeichnung beschrieben. 13 ist ein Schaltplan, der ein weiteres Beispiel einer in einer Schalteransteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendeten High-Side-Treiberschaltung zeigt. Die in 13 gezeigte High-Side-Treiberschaltung 10C weist einen Stromcontroller 60C auf, der die Spannung VS am ersten Punkt P1 erfasst und sich in dieser Hinsicht von der in 11 gezeigten High-Side-Treiberschaltung 10B unterscheidet. Ein weiterer Unterschied besteht darin, dass die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 kein Signal ausgibt, das dem Gate des zweiten Transistors 622 in der Pegelschiebeschaltung 62C zugeführt wird. Das heißt, die Eingangssignal-Steuerschaltung 40 weist nur eine Schaltung auf, die ein Signal für das Ansteuern des High-Side-Gate-Treibers 30 ausgibt. In anderer Hinsicht besitzt die High-Side-Treiberschaltung 10C die gleiche Ausbildung wie die in 11 gezeigte High-Side-Treiberschaltung 10B. Dementsprechend werden im Wesentlichen die gleichen Teile mit den gleichen Bezugszeichen identifiziert, und keine Beschreibung der gleichen Teile wird wiederholt.
Nun erfolgt eine Beschreibung des Überladens des Boot-Kondensators BC1. Wie weiter oben erwähnt, wird durch eine regenerierende Operation in der U-Phase-Spule MU, wenn die Spannung VS am ersten Punkt P1 gleich einem vorbestimmten Potential unter dem Massepotential wird, der Boot-Kondensator BC1 überladen. Um dies zu vermeiden, wird in der Schalteransteuereinrichtung 100C, anstatt dass das Eingangssignal (Bestromungssteuersignal huin) erfasst wird, die Spannung VS am ersten Punkt P1 erfasst, um die Zeitsteuerung des Auftretens des Überladens des Boot-Kondensators BC1 zu erfassen, und die Zeit, zu der die Spannung VS am ersten Punkt P1 gleich einem vorbestimmten Potential (niedriger Pegel) wird, wird als die Zeitsteuerung des Auftretens des Überladens genommen. Wenn dann die Spannung VS am ersten Punkt P1 gleich einer vorgeschriebenen Spannung (niedriger Pegel) wird und außerdem die Ladespannung VBS an dem Boot-Kondensator BC1 die Schwellwertspannung erreicht, wird beurteilt, dass der Boot-Kondensator BC1 in einen überladenen Zustand geht.
Eine Referenzspannungs-Erfassungsschaltung 63 erfasst die Spannung VS am ersten Punkt P1. Wie in 13 gezeigt, ist in die Schaltung, die zwischen die erste Stromquelle PW1 oder einen Punkt auf dem gleichen Potential wie die erste Stromquelle PW1 und den ersten Punkt P1 oder einen Punkt auf dem gleichen Potential wie der erste Punkt geschaltet ist, ein erster Widerstand 631, ein zweiter Widerstand 632 und eine Diode 633 in dieser Reihenfolge von der Seite der ersten Stromquelle PW1 geschaltet. Die Kathode der Diode 633 ist mit dem ersten Punkt P1 oder mit dem Punkt auf dem gleichen Potential wie der erste Punkt verbunden. Die Referenzspannungs-Erfassungsschaltung 63 enthält einen Transistor 634. Der Transistor 634 ist ein MOSFET vom P-Typ. Die Source des Transistors 634 ist mit dem Punkt auf dem gleichen Potential wie die erste Stromquelle PW1 verbunden. Der Drain des Transistors 634 ist über einen Widerstand 635, der als eine Last wirkt, mit einem geerdeten Anschluss verbunden.
Das Gate des Transistors 634 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und zweiten Widerstand 631 und 632 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Drain des Transistors 634 und dem Widerstand 635 ist mit dem Eingang eines Inverters 636 verbunden. Der Ausgang des Inverters 636 ist mit dem Eingang eines Inverters 637 verbunden, und der Ausgang des Inverters 637 ist mit dem Gate des zweiten Transistors 622 in der Pegelschiebeschaltung 62C verbunden. Die Inverter 636 und 637 geben jeweils ein Ausgangssignal mit einem im Vergleich zu dem Spannungspegel des Eingangssignals dazu invertierten Spannungspegel aus.
Wenn beispielsweise die Spannung VS am ersten Punkt P1 größer oder gleich der Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1 ist, fließt kein Strom in der Diode 633. Dementsprechend fließt kein Strom weder in dem ersten noch in dem zweiten Widerstand 631 und 632. Somit ist der Transistor 634 ausgeschaltet. Infolgedessen wird ein L-Pegel-Signal dem Inverter 636 zugeführt, der somit ein H-Pegel-Signal ausgibt. Ein H-Pegel-Signal wird dem Inverter 637 zugeführt, und ein L-Pegel-Signal wird dem Gate des zweiten Transistors 622 zugeführt. Somit ist der zweite Transistor 622 ausgeschaltet.
Wenn andererseits die Spannung VS am ersten Punkt P1 unter der Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1 liegt, fließt ein Strom in der Diode 633 zum ersten Punkt P1. Dieser Strom fließt von der ersten Stromquelle PW1 zu dem ersten und zweiten Widerstand 631 und 632. Dadurch, dass ein Strom in dem ersten Widerstand 631 fließt, bewirkt die Anschluss-Anschluss-Spannung an ihm, dass eine Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors 634 angelegt wird, der somit eingeschaltet wird. Infolgedessen fließt der Strom, der im Transistor 634 geflossen ist, im Widerstand 635. Hier wird ein H-Pegel-Signal dem Inverter 637 zugeführt, der somit ein L-Pegel-Signal ausgibt. Ein L-Pegel-Signal wird dem Inverter 637 zugeführt, und ein H-Pegel-Signal wird dem Gate des zweiten Transistors 622 zugeführt. Somit schaltet sich der zweite Transistor 622 ein. Nun wird ein Zustand erreicht, wo ein überladener Zustand erfasst werden kann.
Die Gate-Source-Spannung zum Einschalten des Transistors 634 wird durch den Wert des Widerstands des ersten Widerstands 631 und den Wert des in dem ersten Widerstand 631 fließenden Stroms bestimmt. Der im ersten Widerstand 631 fließende Strom wird durch den kombinierten Widerstand aus dem ersten und zweiten Widerstand 631 und 632 und der Differenz (VCC-VS) zwischen der Steuerspannung VCC von der ersten Stromquelle PW1 und der Spannung VS am ersten Punkt P1 bestimmt. Außerdem besitzt die Diode 633 einen Innenwiderstand, der jedoch viel niedriger ist als jene des ersten und zweiten Widerstands 631 und 632 und wird deshalb ignoriert. Somit gestattet das Verstellen der Widerstandswerte des ersten und zweiten Widerstands 631 und 632, dass der Transistor 634 eingeschaltet wird, wenn die Spannung VS am ersten Punkt P1 eine Spannung wird, bei der ein Überladen auftreten kann.
Zwischen das Gate und den Drain und auch zwischen das Gate und die Source des Transistors 634 sind Überspannungsdioden 638 bzw. 639 geschaltet.
Wie oben beschrieben erfasst der Stromcontroller 60C in der Schalteransteuereinrichtung 100C in der Referenzspannungs-Erfassungsschaltung 63 die Spannung VS am ersten Punkt P1. Wenn die Spannung VS gleich einer vorgeschriebenen Spannung (die Spannung VS, wie sie ist, wenn der Boot-Kondensator BC1 in einen überladenen Zustand geht) unter der Massespannung wird und außerdem die Ladespannung VBS an dem Boot-Kondensator BC1 die Schwellwertspannung erreicht, beurteilt der Stromcontroller 60C, dass der Boot-Kondensator BC1 in einen überladenen Zustand geht und begrenzt den Ladestrom zu dem Boot-Kondensator BC1. Es ist somit möglich, den Boot-Kondensator BC1 zuverlässig bis auf die erforderliche Spannung zu laden und zuverlässiger zu verhindern, dass er in einen überladenen Zustand geht.
In der zweiten und dritten Ausführungsform prüft der Stromcontroller 60B (60C), ob sich der Boot-Kondensator BC1 in einem überladenen Zustand befindet oder nicht durch Prüfen des Eingangssignals huin oder der Spannung VS am ersten Punkt P1 und der Ladespannung VBS am Boot-Kondensator BC1. Wie weiter oben erwähnt, kann der Boot-Kondensator BC1 in einen überladenen Zustand gehen, wenn sich der High-Side- und Low-Side-Transistor PT1 und PT2 im Modus 2 befinden. Dementsprechend ist es auch möglich, den Strombegrenzer 50 zu steuern durch Erfassen des Gate-Signals HU für den High-Side-Transistor PT1 und das Gate-Signal LU für den Low-Side-Transistor PT2 und dadurch zu erfassen, dass sie sich im Modus 2 befinden, das heißt durch Erfassen, dass der High-Side-Transistor PT1 ausgeschaltet ist und der Low-Side-Transistor PT2 ausgeschaltet ist.
Als Letztes wird die Pad-Anordnung in der High-Side-Treiberschaltung 10 untersucht. 14 ist eine Draufsicht, die ein Beispiel einer Pad-Anordnung in der High-Side-Treiberschaltung zeigt. Wie bei der High-Side-Treiberschaltung 10 in der ersten Ausführungsform (5), sind ihr Chip, ihre Pads und Drähte alle durch durchgezogene Linien angezeigt. Andererseits sind wie bei der High-Side-Treiberschaltung 10A bis 10C in der zweiten (9 und 11) und dritten (13) Ausführungsform ihr Chip, ihre Pads und Drähte durch gestrichelte Linien gezeigt.
Wie in 14 gezeigt, sind auf der Oberfläche der High-Side-Treiberschaltung 10 mehrere Pads ausgebildet (BVCC1 bis BVCC3, AVB1 bis AVB3, DVB1 bis DVB3, HIN1 bis HIN3, AVCC, DVCC, ACOM, DCOM, VS1 bis VS3 und H01 bis HO3). Diese Pads werden nun, wie erforderlich, unter Bezugnahme ebenfalls auf 2 und 7, auf die früher Bezug genommen wurde, beschrieben.
Die Pads BVCC1 bis BVCC3 sind mit den Anoden der Boot-Dioden DiU, DiV bzw. DiW verbunden.
Die Pads AVB1 und DVB1 sind beide mit der Kathode der Boot-Diode DiU verbunden (das heißt mit dem Anschluss Pn2). Die Pads AVB2 und DVB2 sind beide mit der Kathode der Boot-Diode DiV verbunden (das heißt mit dem Anschluss Pn3). Die Pads AVB3 und DVB3 sind beide mit der Kathode der Boot-Diode DiW verbunden (das heißt mit dem Anschluss Pn4). Die Pads AVB1 bis AVB3 sind innerhalb des Chips mit Analogsystem-Boot-Stromleitungen von jeweils unterschiedlichen Phasen verbunden. Andererseits sind die Pads DVB1 bis DVB3 innerhalb des Chips mit Digitalsystem-Boot-Stromleitungen von jeweils unterschiedlichen Phasen verbunden.
Die Pads HIN1 bis HIN3 sind jeweils mit den Anschlüssen Pn5 bis Pn7 verbunden (das heißt mit Eingangsanschlüssen der Bestromungssteuersignale huin, hvin und hwin).
Mehrere Pads AVCC sind vorgesehen, die alle mit dem Anschluss Pn8 verbunden sind (das heißt mit einem Eingangsanschluss der Steuerspannung VCC). Auch das Pad DVCC ist mit dem Anschluss Pn8 verbunden. Die Pads AVCC sind innerhalb des Chips mit einer Analogsystem-Steuerspannungsleitung verbunden. Andererseits ist das Pad DVCC innerhalb des Chips mit einer Digitalsystem-Steuerspannungsleitung verbunden.
Die Pads ACOM und DCOM sind beide mit dem Anschluss Pn9 verbunden (das heißt einem Anschluss, an den das Massepotential angelegt ist). Das Pad ACOM ist innerhalb des Chips mit einer Analogsystem-Allgemeinstromleitung verbunden. Andererseits ist das Pad DCOM innerhalb des Chips mit einer Digitalsystem-Allgemeinstromleitung verbunden.
Die Pads VS1 und H01 sind jeweils mit der Source und dem Gate des High-Side-Transistors PT1 verbunden. Die Pads VS2 und HO2 sind jeweils mit der Source und dem Gate des High-Side-Transistors PT3 verbunden. Die Pads VS3 und HO3 sind jeweils mit der Source und dem Gate des High-Side-Transistors PT5 verbunden.
Wie in 14 gezeigt, besitzen die High-Side-Treiberschaltung 10 in der ersten Ausführungsform und die High-Side-Treiberschaltung 10A bis 10C in der zweiten und dritten Ausführungsform andere miteinander integrierte Schaltungselemente und besitzen entsprechend unterschiedliche Chipgrößen. Genauer gesagt besitzt die durch gestrichelte Linien angezeigte High-Side-Treiberschaltung 10A bis 10C eine größere Länge als die durch durchgezogene Linien in der Links-Rechts-Richtung des Diagramms angezeigte High-Side-Treiberschaltung 10.
In Übereinstimmung mit dem oben erwähnten Unterschied bei der Chipgröße wird bevorzugt, dass die Anordnung der individuellen Pads derart verstellt wird, dass die jeweils mit ihnen verbundenen Drähte Längen innerhalb eines gegebenen Bereichs besitzen. Beispielsweise ermöglicht das Optimieren der Pad-Anordnung, wie in 14 gezeigt, zeitgetestete existierende Packages zu nutzen und deshalb den Schalteransteuereinrichtungen erhöhte Zuverlässigkeit zu verleihen.
<Andere Modifikationen>
Die hierin offenbarten verschiedenen technischen Merkmale können auf eine beliebige andere Weise als in den oben beschriebenen Ausführungsformen implementiert werden und gestatten viele Modifikationen, ohne von dem Gedanken der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Das heißt, die oben beschriebenen Ausführungsformen sollten in jedem Aspekt veranschaulichend und nicht restriktiv verstanden werden. Der technische Bereich der vorliegenden Erfindung wird nicht durch die Beschreibung der Ausführungsformen, oben angegeben, definiert, sondern durch die beigefügten Ansprüche und sollte so verstanden werden, dass er alle Modifikationen einschließt, die an der Bedeutung und dem Bereich äquivalent zu jenen der Ansprüche vorgenommen werden.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Schalteransteuereinrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung finden Anwendungen beispielsweise als Motortreiber zum Liefern von ansteuernder elektrischer Leistung an einen mit Spulen versehenen Motor.
Bezugszeichenliste

10, 10A, 10B, 10C: High-Side-Treiberschaltung
20: Low-Side-Treiberschaltung
30: High-Side-Gate-Treiber
40, 40A, 40B: Eingangssignal-Steuerschaltung
41: Pegelschieber
42: Inverter
50, 50A, 50B: Strombegrenzer
51: Strombegrenzungstransistor
52: Inverter
60, 60A, 60B, 60C: Stromcontroller
61, 61B: Spannungserfassungsschaltung
62, 62B, 62C: Pegelschiebeschaltung
63: Referenzspannungs-Erfassungsschaltung
70: Pegelschiebeschaltung mit hoher Stehspannung
71: Transistor
72: Transistor
73: Widerstand
74: Widerstand
100, 100A, 100B, 100C: Schalteransteuereinrichtung
301: Klemmschaltung
401: Inverter
402: Pegelschiebeschaltung
403: Impulsgenerator
501: Transistor
502: Widerstand
611: Widerstand
612: Widerstand
613: Vergleicher
614: Widerstand
615: Kondensator
616: Transistor
617: Widerstand
618: Inverter
619: Puffer
621: erster Transistor
6211: Zener-Diode
622: zweiter Transistor
6221: Diode
623: Widerstand
6231: Diode
624: Vergleicher
6241: Diode
625: Inverter
626: Pegelschieber
627: Verzögerer
631: erster Widerstand
632: zweiter Widerstand
633: Diode
634: Transistor
635: Widerstand
636: Inverter
637: Inverter
638: Diode
639: Diode
ACOM: Pad
AVB1, AVB2, AVB3: Pad
AVCC: Pad
BC1, BC2, BC3: Boot-Kondensator
BD: Rahmen
BK1: Eingangsblock
BKU: U-Phase-Block
BKV: V-Phase-Block
BKW: W-Phase-Block
BTC: Bootstrap-Schaltung
BVCC1, BVCC2, BVCC3: Pad
BW: Draht
CLMT: Strombegrenzungssignal
DCOM: Pad
DRV: Ansteuerschaltung
DiU, DiV, DiW: Boot-Diode
DVB1, DVB2, DVB3: Pad
DVCC: Pad
HIN1, HIN2, HIN3: Pad
HO1, HO2, HO3: Pad
HU, HV, HW: Ansteuersignal
huin, hvin, hwin: Bestromungssteuersignal
IM: Motorstrom
LU, LV, LW: Ansteuersignal
luin, Ivin, Iwin: Bestromungssteuersignal
M: Motor
MCU: Motorsteuereinheit
MMC: Motoransteuereinrichtung
MU: U-Phase-Spule
MV: V-Phase-Spule
MW: W-Phase-Spule
P1: erster Punkt
P2: zweiter Punkt
PB: Harzvergussglied
PC11: Strukturleiter
PC12: Strukturleiter
PC13: Strukturleiter
PC21: Strukturleiter
PC22: Strukturleiter
PC23: Strukturleiter
Pkg: Package
PS: Stromversorgung
PSW: Leistungsschalterschaltung
PT1, PT3, PT5: High-Side-Transistor
PT2, PT4, PT6: Low-Side-Transistor
PW1: erste Stromquelle
PW2: zweite Stromquelle
Pn1 bis Pn25: Anschluss
RESU, RESV, RESW: Strombegrenzergebiet
VB: Spannung an einem zweiten Punkt
VBS: Ladespannung
VCC: Steuerspannung
VDC: Ansteuerspannung
VS: Spannung an einem ersten Punkt
VS1, VS2, VS3: Pad

Claims

Schalteransteuereinrichtung (100), aufweisend: einen Gate-Treiber (30), der zum Ansteuern eines Halbleiterschalterelements vom N-Typ (PT1) ausgebildet ist; einen Strombegrenzer (50), der zum Begrenzen eines einem Boot-Kondensator (BC1) zugeführten Stroms ausgebildet ist, der in einer Bootstrap-Schaltung (BTC) beinhaltet ist, die zum Anlegen einer Spannung (VB) an den Gate-Treiber (30) ausgebildet ist; und einen Stromcontroller (60), der zum Steuern des Betriebs des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, wobei der Stromcontroller (60) zum Ansteuern des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, um den dem Boot-Kondensator (BC1) zugeführten Strom zu begrenzen, wenn eine Ladespannung an dem Boot-Kondensator (BC1) über einem Schwellwert liegt, wobei der Strombegrenzer (50) ein Element ist, von dem ein Widerstandswert variabel ist, und mit einer Anodenseite einer Boot-Diode (DiU) verbunden ist, die in der Bootstrap-Schaltung (BTC) beinhaltet ist, und wobei der Strombegrenzer (50) zum Erfassen einer Spannung (VCC) einer Steuerstromquelle (PW1) ausgebildet ist, mit der die Bootstrap-Schaltung (BTC) verbunden ist, wobei der Strombegrenzer (50) zum Erhöhen des Widerstandswerts des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, wenn die Steuerspannung (VCC) hoch ist, und zum Verringern des Widerstandswerts des Strombegrenzers (50), wenn die Steuerspannung (VCC) niedrig ist.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach Anspruch 1, wobei der Strombegrenzer (50) ein Schalterelement (501) aufweist, das zum Einschalten oder Ausschalten gemäß einem Signal von dem Stromcontroller (60) ausgebildet ist.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Stromcontroller (60) ausgebildet ist zum Beurteilen, ob der Boot-Kondensator (BC1) geladen wird oder nicht, und zum Erfassen der Ladespannung an dem Boot-Kondensator (BC1), und der Stromcontroller (60) zum Ansteuern des Strombegrenzers (50) ausgebildet ist, wenn, während der Boot-Kondensator (BC1) geladen wird, die Ladespannung an dem Boot-Kondensator (BC1) höher wird als der Schwellwert.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach Anspruch 3, wobei der Stromcontroller (60) zum Erfassen der Ladespannung an dem Boot-Kondensator (BC1) auf Basis einer Anschluss-Anschluss-Spannung an dem Boot-Kondensator (BC1) oder einer Teilspannung davon ausgebildet ist.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach Anspruch 3 oder 4, wobei das Halbleiterschalterelement vom N-Typ (PT1) ein High-Side-Schalterelement ist, das zwischen einer Stromquelle (PW2) und einer Last (M) angeordnet ist, um eine Halbbrücken-Ausgangsstufe zu bilden, und der Stromcontroller (60) ausgebildet ist zum Beurteilen, ob der Boot-Kondensator (BC1) geladen werden soll, wenn das High-Side-Schalterelement (PT1) aus ist.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach Anspruch 5, wobei der Stromcontroller (60) ausgebildet ist zum Beurteilen, ob das High-Side-Schalterelement (PT1) ein oder aus ist, durch Erfassen eines von außen hereingeführten Ansteuersignals (huin), um das High-Side-Schalterelement (PT1) anzusteuern.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach Anspruch 3 oder 4, wobei das Halbleiterschalterelement vom N-Typ (PT1) ein High-Side-Schalterelement ist, das zwischen einer Stromquelle (PW2) und einer Last (M) angeordnet ist, um eine Halbbrücken-Ausgangsstufe zu bilden, und der Stromcontroller (60) zum Erfassen einer Spannung an einem Verbindungspunkt (P1) zwischen dem High-Side-Schalterelement (PT1) und der Last (MU) ausgebildet ist, um zu beurteilen, ob der Boot-Kondensator (BC1) geladen werden soll, wenn die Spannung kleiner oder gleich einem Schwellwert ist.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei das Halbleiterschalterelement vom N-Typ (PT1) einen Halbleiter verwendet, der aus Siliziumcarbid (SiC) besteht.
Schalteransteuereinrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Last (M) ein Dreiphasen-Wechselstrommotor ist.