DE112009001227T5

DE112009001227T5 - Prädiktive Rückkopplungskompensation für PWM-Schaltverstärker

Info

Publication number: DE112009001227T5
Application number: DE112009001227T
Authority: DE
Inventors: Richard G. Austin Beale; John M. Austin Khoury
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2008-05-21
Filing date: 2009-05-19
Publication date: 2011-04-07
Also published as: US20090289708A1; US20090289709A1; CN102037642A; US7800437B2; WO2009142718A3; WO2009142718A2; US7859331B2

Abstract

Verfahren zum Korrigieren von Ausgangsamplitudenfehlern bei Schaltverstärkern, die mit impulsbreitenmodulierten Signalen (PWM-Signalen) angesteuert werden, mit den folgenden Schritten:
Empfangen eines impulsbreitenmodulierten Eingangssignals (PWM-Eingangssignals), das eine Eingangsimpulsbreite hat;
Prädizieren eines Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals;
Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einer Ausgangsimpulsamplitude beruht, die mit einer Impulsbreite gewichtet ist; und
Ausgeben eines PWM-Ausgangssignals über einen Schaltverstärker, wobei das PWM-Ausgangssignal eine Impulsbreite hat, die auf der vorkompensierten Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal beruht.

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft Klasse-D-Verstärker und insbesondere die Unterdrückung der Verzerrung und des Rauschens, die durch Stromversorgungsschwankungen und Ausgangsamplituden-Schalt-Nichtidealitäten bei Klasse-D-Verstärkern verursacht werden.
Hintergrund der Erfindung
Die Leistung von Klasse-D-Schaltverstärkern neigt zu Leistungsabfällen durch Stromversorgungsschwankungen und Schalt-Nichtidealitäten. Stromversorgungsschwankungen stellen eine signifikante Fehlerquelle dar, da bei der Modulation bis zum Endwert die Stromversorgungsunterdrückung (power supply rejection; PSR) im Prinzip 0 dB beträgt. Während analoge Rückkopplungsverfahren erfolgreich bei analogen PWM-Verstärkern (PWM: pulse width modulation; Impulsbreitenmodulation) verwendet worden sind, um diese Leistungsabfälle zu mindern, ist die Verwendung der Rückkopplung für digitale PWM-Verstärker wegen inkompatibler ferromagnetischer Bezirke und Verarbeitungswartezeiten problematisch.
Ein Ansatz des Standes der Technik zum Mindern dieser Leistungsabfälle verwendet eine digitale Vorkompensation mit einem offenen Regelkreis, wie in 1A (Stand der Technik) gezeigt ist. Die Schaltverstärker-Ausführungsform 100 empfängt digitale impulscodemodulierte Signale (PCM-Signale) und verarbeitet sie mit einem Lautstärke(VOL)-Regelungsblock 102. Das Ausgangssignal des Lautstärke(VOL)-Regelungsblocks 102 wird für ein PWM-Steuergerät (impulsbreitenmoduliertes Steuergerät) 104 bereitgestellt. Das PWM-Steuergerät (PWM) 104 gibt PWM-Signale an einen Treiber 106 aus. Der Treiber 106 stellt die PWM-Ausgangssignale (PWM_OUT) für den Klasse-D-Schaltverstärker bereit. Um das Ausgleichen von Fehlern in den PWM-Ausgangssignalen (PWM_OUT) zu unterstützen, die durch Spannungsversorgungsschwankungen verursacht worden sind, wird bei dieser Lösung des Standes der Technik die Versorgungsspannung (Vp) für den Treiber (106) in einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 108 und dann in ein Filter 110 eingespeist, um ein Rückkopplungssignal für den Lautstärke(VOL)-Regelungsblock bereitzustellen. Die Verstärkung, die von dem Lautstärke(VOL)-Regelungsblock 102 für die ankommenden PCM-Signale verwendet wird, wird dann auf Grund des von dem Filter 110 empfangenen Rückkopplungssignals eingestellt. Dieser Ansatz des Standes der Technik versucht somit, Amplitudenfehler in den Ausgangssignalen, die von Schwankungen der Spannungsversorgung (Vp) verursacht werden, durch Spannungsversorgungs(Vp)-Rückkopplungssignale zu kompensieren, die die Amplitude der ankommenden PCM-Signale einstellen.
Ein weiterer Ansatz des Standes der Technik verwendet eine Rückkopplung in einem geschlossenen Regelkreis in dem PWM-Impulsbereich, wie in 1B (Stand der Technik) gezeigt ist. Die Schaltverstärker-Ausführungsform 150 weist ein PWM-Steuergerät (PWM) 104 auf, das die PCM-Signale empfängt und PWM-Signale an einen Impulsflanken-Fehlerkorrektur(PEDEC)-Block 152 ausgibt. Die Ausgangssignale von dem PEDEC-Block 152, die PWM-Signale mit korrigierten Flanken sind, werden für den Treiber 106 bereitgestellt. Der Treiber 106 stellt die PWM-Ausgangssignale (PWM_OUT) für den Klasse-D-Schaltverstärker bereit. Um das Ausgleichen von Fehlern in den PWM-Ausgangssignalen (PWM_OUT) zu unterstützen, wird bei dieser Lösung des Standes das PWM-Ausgangssignal (PWM_OUT) als ein Rückkopplungssignal an einen Fehlerverarbeitungsblock 154 gesendet. Der Fehlerverarbeitungsblock 154 empfängt außerdem die PWM-Eingangssignale von dem PWM-Steuergerät 104 als Referenzsignale. Der Fehlerverarbeitungsblock 154 gibt dann Fehlerkorrektursignale an den PEDEC-Block 152 aus. Der PEDEC-Block 152 verwendet diese Fehlerkorrektursignale zum Einstellen der Flanken der PWM-Eingangssignale, sodass die PWM-Ausgangssignale 156 von dem PEDEC-Block 152 PWM-Signale mit korrigierten Flanken sind. Bei diesem Ansatz des Standes der Technik wird versucht, PWM-Impulsflächenfehler in den Ausgangssignalen dadurch zu kompensieren, dass die Impulsfläche des PWM-Ausgangssignals mit der des PWM-Eingangssignals verglichen wird und dann die Flanken der PWM-Signale so eingestellt werden, dass sie die Flächendifferenz ausgleichen.
Zwar sind diese Ansätze dazu verwendet worden, um nichtideale Effekte digitaler PWM-Verstärker zu mindern, aber es fehlt an Lösungen, die das eigentliche Stromversorgungsunterdrückungs-, Verzerrungs- und Dämpfungsverhalten von rückkopplungsfreien Schaltverstärkern verbessern.
Kurze Darstellung der Erfindung
Offenbart sind Verfahren und Systeme für Schaltungen zur prädiktiven Rückkopplungskompensation (predictive feedback compensation; PFC) zum Unterdrücken von Verzerrungen, die von Versorgungsspannungsschwankungen und Ausgangsamplituden-Schalt-Nichtidealitäten bei impulsbreitenmodulierten (PWM) Schaltverstärkern verursacht werden, durch Vorkompensieren des PWM-Eingangssignals auf Grund der Versorgungsspannungs- oder Ausgangsimpulsamplitude. Ausgangsamplitudenfehler, die mit vorhergehenden PWM-Ausgangssignalen assoziiert sind, dienen zum Prädizieren von Ausgangsamplitudenfehlern für künftige PWM-Ausgangssignale. Diese prädizierten Ausgangsamplitudenfehler werden dann zum Einstellen der Impulsbreiten für die künftigen PWM-Ausgangssignale verwendet. Es kann auch eine Regelkreis-Breiteneinstellung durch Bereitstellen von Zeitrückkopplungssignalen verwendet werden, die mit der Vorkompensation der PWM-Eingangssignale assoziiert sind. In Zusammenhang mit Schaltungen zur prädiktiven Rückkopplungskompensation (PFC) können auch herkömmliche Rückkopplungsverfahren verwendet werden. Wie nachstehend dargelegt wird, können auch andere Merkmale und Abwandlungen implementiert werden und verwandte Verfahren und Systeme genutzt werden.
Bei einer Ausführungsform wird ein Verfahren zum Korrigieren von Ausgangsamplitudenfehlern bei Schaltverstärkern offenbart, die mit impulsbreitenmodulierten Signalen (PWM-Signalen) angesteuert werden. Dieses Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Empfangen eines impulsbreitenmodulierten Eingangssignals (PWM-Eingangssignals), das eine Eingangsimpulsbreite hat; Prädizieren eines Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals; Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einer Ausgangsimpulsamplitude beruht, die mit einer Impulsbreite gewichtet ist; und Ausgeben eines PWM-Ausgangssignals über einen Schaltverstärker, wobei das PWM-Ausgangssignal eine Impulsbreite hat, die auf der vorkompensierten Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal beruht. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Schritt des Vorkompensierens das Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung beinhalten, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist, um die vorkompensierte Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal zu erhalten. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Schritt des Vorkompensierens das Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung beinhalten, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit einer vorkompensierten Impulsbreite für ein früheres PWM-Eingangssignal gewichtet ist, um die vorkompensierte Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal zu erhalten.
Darüber hinaus kann der Schritt des Vorkompensierens durch Einstellen der Impulsbreite nur einer Flanke des PWM-Eingangssignals oder durch Einstellen der Impulsbreite beider Flanken des PWM-Eingangssignals (z. B. symmetrisch oder nichtsymmetrisch) implementiert werden. Weiterhin können zwei PWM-Eingangssignale empfangen werden, sodass Signalinformationen in einer Differenz zwischen den beiden Signalen residieren, und die Impulsbreiten für jedes der beiden PWM-Eingangssignale können vor dem Ausgeben als zwei PWM-Ausgangssignale vorkompensiert werden. Darüber hinaus kann ein Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler mit nur einem früheren PWM-Ausgangssignal assoziiert werden, oder ein Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler kann mit einer Vielzahl von früheren PWM-Ausgangssignalen assoziiert werden.
Weiterhin kann der Schritt des Prädizierens durch Messen einer Wechselstrom(AC)-Komponente einer Versorgungsspannung implementiert werden, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren. Und diese Versorgungsspannungsmessung kann durch Vergleichen einer Gesamt-Versorgungsspannung mit einer Referenzspannung, die eine Soll-Ausgangsimpulsamplitude darstellt, implementiert werden, um die Wechselstrom(AC)-Komponente der Versorgungsspannung zu messen. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Schritt des Prädizierens durch Messen einer Wechselstrom(AC)-Komponente mit einer Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal implementiert werden, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren. Und diese Ausgangsamplitudenmessung kann durch Vergleichen eines Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwerts mit einer Referenzspannung, die eine Soll-Ausgangsimpulsamplitude darstellt, implementiert werden, um die Wechselstrom(AC)-Komponente mit der Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal zu messen.
Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Schritt des Vorkompensierens das Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung beinhalten, um ein vorkompensiertes PWM-Signal mit einer vorkompensierten Impulsbreite zu erhalten, sodass der prädizierte Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler, der mit einer Impulsbreite gewichtet ist, durch Rückkopplung in einem geschlossenen Regelkreis gezwungen wird, eine Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der mit einer Ausgangsimpulsamplitude gewichteten Eingangsimpulsbreite auszugleichen. Darüber hinaus kann das Verfahren weiterhin den folgenden Schritt aufweisen: Ermitteln der Zeitdifferenz durch Vergleichen einer ansteigenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal mit einer Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, und durch Vergleichen einer abfallenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Eingangssignal mit einer Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht. Weiterhin kann das Verfahren den folgenden Schritt beinhalten: Verwenden einer ansteigenden Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, für den Ansteigende-Flanken-Vergleich und Verwenden einer abfallenden Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, für den Abfallende-Flanken-Vergleich. Das Verfahren kann außerdem die folgenden Schritte aufweisen: Erzeugen eines ersten Zeitrückkopplungssignals zum Verkürzen einer Übergangszeit für die ansteigende Flanke des vorkompensierten PWM-Signals oder eines zweiten Zeitrückkopplungssignals zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz; und Erzeugen eines dritten Zeitrückkopplungssignals zum Verkürzen einer Übergangszeit der abfallenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal oder eines vierten Zeitrückkopplungssignals zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz.
Darüber hinaus kann der Schritt des Vorkompensierens die folgenden Schritte aufweisen: Gewichten des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal und Gewichten der Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der Eingangsimpulsbreite mit dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert, sodass die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite gewichtet ist. Der Schritt des Vorkompensierens kann außerdem die folgenden Schritte aufweisen: Gewichten des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers mit der vorkompensierten Impulsbreite und Gewichten der Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der Eingangsimpulsbreite mit dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert, sodass die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit der vorkompensierten Signal-Impulsbreite gewichtet ist.
Bei einer weiteren Ausführungsform wird ein digitaler Schaltverstärker mit einer Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler-Korrektur offenbart. Der digitale Schaltverstärker kann eine Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung, eine Breiteneinstellungsschaltung und eine Schaltverstärker-Ansteuerschaltung aufweisen. Die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung kann so konfiguriert sein, dass sie eine Spannung, die die Ausgangsimpulsamplitude für ein PWM-Ausgangssignal darstellt, abtastet, um einen prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für ein PWM-Eingangssignal, das die abgetastete Spannung verwendet, zu ermitteln und um ein Prädiktionsfehler-Korrektursignal auszugeben, das proportional zu einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einer Ausgangsimpulsamplitude ist, die mit einer Impulsbreite gewichtet ist. Die Breiteneinstellungsschaltung kann so geschaltet sein, dass sie das Prädiktionsfehler-Korrektursignal und ein PWM-Eingangssignal mit einer Impulsbreite empfängt, und kann so konfiguriert sein, dass sie ein vorkompensiertes PWM-Signal mit einer vorkompensierten Impulsbreite ausgibt, die das Ergebnis einer Breiteneinstellung ist, die auf dem Prädiktionsfehler-Korrektursignal beruht. Und die Schaltverstärker-Ansteuerschaltung kann so konfiguriert sein, dass sie das vorkompensierte PWM-Signal empfängt und ein PWM-Ausgangssignal ansteuert.
Darüber hinaus kann das Prädiktionsfehler-Korrektursignal auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruhen, der mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist. Bei einer weiteren Ausführungsform kann das Prädiktionsfehler-Korrektursignal auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruhen, der mit einer vorkompensierten Impulsbreite für ein früheres PWM-Eingangssignal gewichtet ist. Darüber hinaus kann die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung so konfiguriert sein, dass sie eine Wechselstrom(AC)-Komponente einer Versorgungsspannung abtastet, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren. Alternativ kann die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung so konfiguriert sein, dass sie eine Wechselstrom(AC)-Komponente einer Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal abtastet, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren.
Bei einer weiteren Ausführungsform kann die Breiteneinstellungsschaltung so konfiguriert sein, dass sie ein vorkompensiertes PWM-Signal mit einer vorkompensierten Impulsbreite, die auf einer Breiteneinstellung beruht, ausgibt, sodass der prädizierte Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler, der mit einer Impulsbreite gewichtet ist, durch Rückkopplung in einem geschlossenen Regelkreis gezwungen wird, eine Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der mit einer Ausgangsimpulsamplitude gewichteten Eingangsimpulsbreite auszugleichen. Darüber hinaus kann die Breiteneinstellungsschaltung Folgendes aufweisen: eine Zeitvergleichsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie Zeitrückkopplungssignale auf Grund von Vergleichen zwischen dem PWM-Eingangssignal und dem vorkompensierten PWM-Signal erzeugt; eine Summierschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das Prädiktionsfehler-Korrektursignal mit den Zeitrückkopplungssignalen kombiniert und ein Korrektursignal bereitstellt; und eine Variable-Breite-Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das Korrektursignal empfängt und das vorkompensierte PWM-Signal ausgibt. Weiterhin kann die Zeitvergleichsschaltung eine Flankendetektionsschaltung aufweisen, die so konfiguriert ist, dass sie eine vorkompensierte Impulsbreite für das vorkompensierte PWM-Signal mit einer Referenz-Impulsbreite, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, vergleicht, um eine Breiteneinstellzeitbeziehung zwischen dem vorkompensierten PWM-Signal und dem PWM-Eingangssignal zu ermitteln und Zeitrückkopplungssignale auf Grund der Breiteneinstellzeitbeziehung bereitzustellen.
Weiterhin kann die Flankendetektionsschaltung Folgendes aufweisen: eine Ansteigende-Flanken-Detektionsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie ansteigende Flanken für das vorkompensierte PWM-Signal mit Referenzflanken vergleicht, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen; und eine Abfallende-Flanken-Detektionsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie abfallende Flanken für das vorkompensierte PWM-Signal mit Referenzflanken vergleicht, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen. Darüber hinaus kann die Ansteigende-Flanken-Detektionsschaltung so konfiguriert sein, dass sie ansteigende Referenzflanken, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen, für den Ansteigende-Flanken-Vergleich verwendet, und die Abfallende-Flanken-Detektionsschaltung kann so konfiguriert sein, dass sie abfallende Referenzflanken, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen, für den Abfallende-Flanken-Vergleich verwendet. Außerdem kann die Ansteigende-Flanken-Detektionsschaltung weiterhin so konfiguriert sein, dass sie ein erstes Zeitrückkopplungssignal zum Verkürzen einer Übergangszeit für die ansteigende Flanke des vorkompensierten PWM-Signals oder ein zweites Zeitrückkopplungssignal zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz erzeugt und ein drittes Zeitrückkopplungssignal zum Verkürzen einer Übergangszeit der abfallenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal oder ein viertes Zeitrückkopplungssignal zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz erzeugt.
Darüber hinaus können die Zeitrückkopplungssignale mit einem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert gewichtet werden, wobei die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist. Alternativ können die Zeitrückkopplungssignale mit einem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert gewichtet werden, wobei die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit der vorkompensierten Impulsbreite für das vorkompensierte PWM-Signal gewichtet ist.
Wie vorstehend dargelegt worden ist, können auch andere Merkmale und Abwandlungen implementiert werden und verwandte Verfahren und Systeme genutzt werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es ist zu beachten, dass die beigefügten Zeichnungen nur beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung zeigen und daher nicht als Ausführungsformen angesehen werden dürfen, die den Schutzumfang der Erfindung beschränken, da die Erfindung andere Ausführungsformen zulassen kann, die genauso effektiv sind.
1A (Stand der Technik) ist ein Blockdiagramm für eine herkömmliche Lösung, die ein Versorgungsspannungs-Prädiktionssignal zum Einstellen der Verstärkung nutzt, die für digitale PCM-Eingangssignale (impulscodemodulierte Eingangssignale) verwendet wird.
1B (Stand der Technik) ist ein Blockdiagramm für eine herkömmliche Lösung, die ein Rückkopplungssignal verwendet, das auf einem Flächenvergleich von PWM-Eingangs- und -Ausgangssignalen zum Einstellen der Flanken der PWM-Signale beruht.
Die 2A, 2B, 2C und 2D sind Blockdiagramme für Ausführungsformen von Schaltverstärkern mit einer Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Schaltung (PFC-Schaltung) für die Breiteneinstellung.
3 ist ein detailliertes Blockdiagramm für einen Schaltverstärker mit einer Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Schaltung.
4 ist ein Signaldiagramm, das einen zerlegten Impuls mit Impulsfehlern zeigt.
5 ist ein Schaltplan für eine Negative-Flankenverzögerung-Zelle, die zum Durchführen der prädiktiven Rückkopplungskompensation verwendet werden kann.
6A ist ein Schaltplan für eine prädiktive Rückkopplungskompensation (PFC) mit einer Impulsbreiteneinstellung in einem offenen Regelkreis.
6B ist ein Zeitdiagramm für die prädiktive Rückkopplungskompensation (PFC) von 6A.
7 ist ein Schaltplan für einen Lineare-Interpolations-Prädiktor.
Die 8A und 8B sind Schaltpläne für einen PWM-Schaltverstärker mit einem Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Block (PFC-Block), der einen Lineare-Interpolations-Prädiktor und einen Rückkopplungsintegrator hat.
Die 9A und 9B sind Schaltpläne für eine andere Ausführungsform eines PWM-Schaltverstärkers mit einer prädiktiven Rückkopplungskompensation (PFC) und einem Rückkopplungsfilter.
Die 10A, 10B und 10C sind Blockdiagramme für Ausführungsformen von Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Blöcken (PFC-Blöcken) mit einer Impulsbreiten-Einstellschaltung mit einem geschlossenen Regelkreis.
11 ist ein beispielhaftes Zeitdiagramm für die Impulsbreiten-Einstellschaltung mit geschlossenem Regelkreis von 10A.
12 ist ein Blockdiagramm für eine allgemeinere Ausführungsform der Impulsbreiteneinstellungs-Ausführungsformen mit geschlossenem Regelkreis der 10A, 10B und 10C.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Offenbart werden Verfahren und Systeme zum Unterdrücken der Verzerrung und des Rauschens, die von Versorgungsspannungsschwankungen und Ausgangsamplituden-Schalt-Nichtidealitäten bei impulsbreitenmodulierten (PWM) Schaltverstärkern, wie etwa bei digitalen Audioverstärkern der Klasse D, verursacht werden, durch Verwenden der prädiktiven Rückkopplungskompensation.
Wie hier dargelegt wird, stellt die prädiktive Rückkopplungskompensation (PFC) eine Lösung dar, die Ausgangsamplitudenfehler-Informationen aus einem oder mehreren vorhergehenden Impulsrahmen verwendet, um zu prädizieren, wie die Stromimpulsbreite einzustellen ist, um Verstärkungs-Nichtidealitäten bei dem Schaltverstärker richtig auszugleichen, die von Versorgungsspannungsschwankungen (und wahlweise von anderen Ausgangsamplitudenschwankungen, die von Schalt-Nichtidealitäten hervorgerufen werden, wie etwa von Änderungen des r_dson, der der Widerstand zwischen dem Drain und der Source von Ausgangs-Treibertransistoren ist) verursacht werden. Ein Leistungsvorteil der hier beschriebenen PFC-Lösungen besteht darin, dass das Vorkompensationssignal zum rahmenweisen Korrigieren von Nichtidealitäten verwendet werden kann, was dazu beiträgt, dass zunächst vermieden wird, dass das Ausgangssignal korrumpiert wird, wobei das Audio-Übergangsverhalten des rückkopplungsfreien Verstärkers noch nicht verschlechtert wird. Da Netzbrummen das Ausgangssignal eines Schaltverstärkers innerhalb des Bands nichtlinear, gemischt und multiplikativ korrumpiert, ist es günstig, die Intermodulationsprodukte im Vorwärtszweig zu eliminieren oder abzuschwächen. Die Gesamtleistung kann auch durch zusätzliches Verwenden einer Rückkopplungsschleife in der PFC-Schaltung verbessert werden.
Die 2A, 2B, 2C und 2D sind Blockdiagramme für Ausführungsformen von Schaltverstärkern mit einer Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Schaltung (PFC-Schaltung) zum Einstellen der Impulsbreite so, dass PWM-Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler abgeschwächt werden. Bei jeder dieser Ausführungsformen empfängt eine Breiteneinstellungsschaltung 202 ein unkompensiertes PWM-Eingangssignal und verwendet ein Prädiktionsfehler-Korrektursignal 206, um für den Ausgangstreiber ein PWM-Eingangssignal zu erzeugen, das eine vorkompensierte Impulsbreite hat, die für prädizierte Amplitudenfehler in den PWM-Ausgangssignalen an dem Ausgangstreiber eingestellt worden ist. 2A verwendet das unkompensierte PWM-Eingangssignal (Eingangssignal für die Breiteneinstellungsschaltung) und einen prädizierten Versorgungsspannungsfehler zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. 2B verwendet das vorkompensierte PWM-Signal (Ausgangssignal der Breiteneinstellungsschaltung) und einen prädizierten Versorgungsspannungsfehler zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. 2C verwendet das unkompensierte PWM-Eingangssignal und eine prädizierte PWM-Ausgangsimpulsamplitude zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. Und 2D verwendet das vorkompensierte PWM-Signal und eine prädizierte PWM-Ausgangsimpulsamplitude zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. Jede dieser Ausführungsformen wird nachstehend näher erläutert.
2A ist ein Blockdiagramm für einen Schaltverstärker 202A mit einer prädiktiven Rückkopplungskompensation (PFC) für die Impulsbreiteneinstellung durch die Detektion und Prädiktion von Amplitudenfehlern unter Verwendung des unkompensierten PWM-Eingangssignals und einer prädizierten Versorgungsspannung zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. Wie gezeigt ist, werden PCM-Audio-Eingangssignale mit einem PWM-Steuergerät 104 empfangen, und das Ausgangssignal des PWM-Steuergeräts 104 wird für die Breiteneinstellungsschaltung 202 bereitgestellt. Die Breiteneinstellungsschaltung 202 stellt wiederum PWM-Signale mit eingestellter Breite für einen Treiber 106 bereit. Der Treiber 106 erzeugt dann die PWM-Ausgangssignale zum Beispiel in Form von B-Impuls-Ausgangssignalen (B-Ausgangssignalen) und D-Impuls-Ausgangssignalen (D-Ausgangssignalen) für einen digitalen PWM-Audio-Schaltverstärker der Klasse D.
Der Treiber 106 ist außerdem so geschaltet, dass er Energie aus der Versorgungsspannung (Vp) bezieht. Die Versorgungsspannung (Vp) kann jedoch Schwankungen haben, die zu Amplitudenfehlern in den PWM-Ausgangssignalen führen, und diese Fehler finden ihren Ausdruck in Verzerrung und Rauschen in dem Audio-Ausgangssignal, das ein Nutzer von digitalen Audio-Schaltverstärkern der Klasse D hört. Um diese Amplitudenfehler auszugleichen, erzeugt eine Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 ein Prädiktionsfehler-Korrektursignal 206 und stellt es für die Breiteneinstellungsschaltung 202 bereit.
Die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 empfängt die Versorgungsspannung (Vp) und gibt das Prädiktionsfehler-Korrektursignal 206 aus. Außerdem empfängt die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 die PWM-Eingangssignale von dem PWM-Steuergerät 104 und verwendet sie für ihre Fehlerverarbeitung. Die Breiteneinstellungsschaltung 202 und die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 bilden den Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Block (PFC-Block) 201. Bei Bedarf kann auch eine optionale Rückkopplung vorgesehen werden. Zum Beispiel können ein Rückkopplungssignal aus dem PWM-Ausgangssignal (PWM_OUT) und ein Referenzsignal aus dem PWM-Eingangssignal für einen Rückkopplungsverarbeitungsblock 208 bereitgestellt werden. Der Rückkopplungsverarbeitungsblock 208 kann das PWM-Eingangssignal und das PWM-Ausgangssignal vergleichen und dann ein Rückkopplungs-Fehlerkorrektursignal für die Flankenkorrekturschaltung in dem PFC-Block 201 bereitstellen. In dieser Weise kann die hier beschriebene PFC-Lösung in Verbindung mit Rückkopplungssystemen verwendet werden.
2B ist ein Blockdiagramm für einen Schaltverstärker 200B mit einer prädiktiven Rückkopplungskompensation zur Impulsbreiteneinstellung durch die Detektion und Prädiktion von Amplitudenfehlern unter Verwendung des vorkompensierten PWM-Signals und einer prädizierten Versorgungsspannung zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. In vielerlei Hinsicht ist die Ausführungsform 200B von 2B der Ausführungsform 200A von 2A ähnlich. Der Unterschied zwischen diesen beiden Ausführungsformen liegt jedoch darin, dass bei der Ausführungsform 200B von 2B die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 das vorkompensierte PWM-Signal, das als das Ausgangssignal der Breiteneinstellungsschaltung 202 bereitgestellt wird, und nicht das unkompensierte PWM-Eingangssignal von dem PWM-Steuergerät 104 empfängt, wie es bei der Ausführungsform 200A in 2A geschieht.
2C ist ein Blockdiagramm für einen Schaltverstärker 200C mit einer prädiktiven Rückkopplungskompensation zur Impulsbreiteneinstellung durch die Detektion und Prädiktion von Amplitudenfehlern unter Verwendung des unkompensierten PWM-Eingangssignals und eines prädizierten PWM-Ausgangsamplitudenfehlers zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. In vielerlei Hinsicht ist die Ausführungsform 200C von 2C der Ausführungsform 200A von 2A ähnlich. Der Unterschied zwischen diesen beiden Ausführungsformen liegt jedoch darin, dass bei der Ausführungsform 200C von 2C die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 die Impulsamplitude des PWM-Ausgangssignals von dem Ausgang der Treiberschaltung 106 statt der Versorgungsspannung (Vp) empfängt, wie es bei der Ausführungsform 200A in 2A geschieht. Es ist weiterhin zu beachten, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 eine Abtast- und Halteschaltung haben kann, die so geschaltet ist, dass sie die Impulsamplitude des PWM-Ausgangssignals empfängt.
2D ist ein Blockdiagramm für einen Schaltverstärker 200D mit einer prädiktiven Rückkopplungskompensation zur Impulsbreiteneinstellung durch die Detektion und Prädiktion von Amplitudenfehlern unter Verwendung des vorkompensierten PWM-Signals und eines prädizierten PWM-Ausgangsamplitudenfehlers zum Bereitstellen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals 206. In vielerlei Hinsicht ist die Ausführungsform 200D von 2D der Ausführungsform 200A von 2A ähnlich. Ein Unterschied zwischen diesen beiden Ausführungsformen liegt jedoch darin, dass bei der Ausführungsform 200D von 2D die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 das vorkompensierte PWM-Signal, das als das Ausgangssignal der Breiteneinstellungsschaltung 202 bereitgestellt wird, und nicht das unkompensierte PWM-Eingangssignal von dem PWM-Steuergerät 104 empfängt, wie es bei der Ausführungsform 200A in 2A geschieht. Ein weiterer Unterschied zwischen diesen beiden Ausführungsformen liegt darin, dass bei der Ausführungsform 200D von 2D die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 die Impulsamplitude des PWM-Ausgangssignals von dem Ausgang der Treiberschaltung 106 und nicht die Versorgungsspannung (Vp) empfängt, wie es bei der Ausführungsform 200A in 2A geschieht. Es ist weiterhin zu beachten, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 eine Abtast- und Halteschaltung haben kann, die so geschaltet ist, dass sie die Impulsamplitude des PWM-Ausgangssignals empfängt.
In den 2A, 2B, 2C und 2D wird eine Kompensation einer Impulsbreite, die auf Ausgangsamplitudenfehlern beruht, durch die Detektion und Messung von Spannungsversorgungsfehlern oder durch direkte Messung der Amplitude des Ausgangsimpulses selbst ermöglicht. Wie unter Bezugnahme auf die nachstehenden 10A, 10B und 10C weiterhin dargelegt wird, kann die Robustheit der Breiteneinstellungsschaltung durch Verwenden eines Systems mit Rückkopplung erhöht werden. Zum Beispiel kann bei den Ausführungsformen 200B in 2B und 200D in 2D, bei denen die vorkompensierten PWM-Signale mit eingestellter Breite, die von der Breiteneinstellungsschaltung 202 ausgegeben werden, zum Bereitstellen eines Eingangssignals für die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 verwendet werden, die Stabilität durch Verwenden eines geschlossenen Breiteneinstellungs-Regelkreises oder einer ähnlichen Schaltung mit Servo-Rückkopplung realisiert werden, und Beispiele hierfür werden nachstehend unter Bezugnahme auf die 10A, 10B und 10C erörtert. Wenn die vorkompensierten PWM-Signale mit einer Einstellungsschaltung mit einem offenen Regelkreis statt einer Einstellungsschaltung mit einem geschlossenen Regelkreis verwendet werden, tendiert die Ausgangsbreite in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Prädiktionsfehler-Korrektursignals zu der maximalen oder minimalen Einstellung.
Nachstehend werden Ausführungsformen für PWM-Schaltverstärker mit einer PFC-Schaltung unter Bezugnahme auf die 3, 4, 5, 6A, 6B, 7, 8A, 8B, 9A, 9B, 10A, 10B und 10C erörtert.
Lösung mit prädiktiver Rückkopplungskompensation (PFC-Lösung)
3 ist ein detailliertes Blockdiagramm für eine Ausführungsform eines Audio-Schaltverstärkers der Klasse D, bei der zusätzlich PFC-Blöcke (Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Blöcke) 201A und 201B verwendet werden, um auf Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler einzugehen, die von Schwankungen in der Versorgungsspannung verursacht werden, wie vorstehend dargelegt worden ist. Wie gezeigt ist, befinden sich der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B zwischen dem PWM-Steuergerät 104 und dem Schaltverstärker 106. Der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B erzielen die hier beschriebenen vorteilhaften Ergebnisse.
Wie in diesem Beispiel gezeigt ist, werden digitale PCM-Audio-Eingangssignale mit einem PCM-PWM-Wandler 302 empfangen, der digitale PWM-Signale an einen Delta-Sigma-Modulator 304 ausgibt. Das Ausgangssignal des Delta-Sigma-Modulators 304 ist ein digitaler Impulsbreitenwert (PWd_(N)), der einen PWM-Ausgangsrahmen darstellt, der an das PWM-Steuergerät 104 gesendet wird, das wiederum PWM-Eingangssignale für den PFC-Block 201A bzw. den PFC-Block 201B erzeugt. Der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B erzeugen das B- und das D-PWM-Signal (PWMB, PWMD), die für eine B-Impuls-Zeitsteuerschaltung 312 bzw. eine D-Impuls-Zeitsteuerschaltung 314 in dem Schaltverstärker 106 bereitgestellt werden.
Die Schaltverstärkerschaltung 106 greift die B/D-PWM-Signale (PWMB, PWMD) ab und steuert eine gewünschte Last an, wie etwa einen Lautsprecher 336. Die B-Impuls-Zeitsteuerschaltung 312 erzeugt Ausgangssignale für Gate-Treiber 320 und 322. Die Gate-Treiber 320 und 322 stellen Steuersignale für die Gates eines PMOS-Treibertransistors 342 bzw. eines NMOS-Treibertransistors 344 bereit, die wiederum das B-Impuls-Ausgangssignal erzeugen, das an einen B-Signal-Anschlussstift (OUTB) 330 angelegt wird. Die D-Impuls-Zeitsteuerschaltung 314 erzeugt Ausgangssignale für Gate-Treiber 324 und 326. Die Gate-Treiber 324 und 326 stellen Steuersignale für die Gates eines PMOS-Treibertransistors 346 bzw. eines NMOS-Treibertransistors 348 bereit, die wiederum das D-Impuls-Ausgangssignal erzeugen, das an einen D-Signal-Anschlussstift (OUTB) 332 angelegt wird.
Ein passives Tiefpassfilter (LPF) 334 empfängt die B- und D-Ausgangssignale und stellt Ausgangssignale an Knoten 352 und 354 zum Ansteuern des Lautsprechers 336 bereit. Das passive LPF 334 kann Induktoren und Kondensatoren zur Glättungsfilterung haben, wie etwa Induktoren (L1), die in den Signalwegen zwischen die Anschlussstifte 330 und 332 und die Ausgangsknoten 352 und 354 geschaltet sind, Kondensatoren (C1), die zwischen die Ausgangsknoten 352 und 354 und Masse geschaltet sind, und einen Kondensator (C2), der zwischen die beiden Ausgangsknoten 352 und 354 geschaltet ist.
Um ein Prädiktionsfehler-Korrektursignal zu erzeugen, das mit der Versorgungsspannung für die Treiberschaltung assoziiert ist, ist der PFC-Block 201A so geschaltet, dass er die Versorgungsspannung (Vp) für die Ausgangs-Treibertransistoren 342 und 344 empfängt. Wie gezeigt ist, ist die Source des PMOS-Treibertransistors 342 mit der Versorgungsspannung (Vp) verbunden, und sein Drain ist mit dem Ausgangsknoten verbunden, der mit dem Stift 330 verbunden ist. Der Drain des NMOS-Treibertransistors 344 ist mit dem Ausgangsknoten verbunden, der mit dem Stift 330 verbunden ist, und seine Source ist an Erde (GND) gelegt. Der PFC-Block 201A ist außerdem so konfiguriert, dass er das B-Impuls-Ausgangssignal (PWMB) von dem PWM-Steuergerät 104 empfängt. Der PFC-Block 201A ist so betreibbar, dass er die Impulsbreite des PWMB-Ausgangssignals so einstellt, dass Fehler behoben werden, die von Schwankungen in der Versorgungsspannung (Vp) verursacht werden, wie weiter unten beschrieben wird.
Um ein Prädiktionsfehler-Korrektursignal zu erzeugen, das mit der Versorgungsspannung für die Treiberschaltung assoziiert ist, ist der PFC-Block 201B so geschaltet, dass er die Versorgungsspannung (Vp) für die Ausgangs-Treibertransistoren 346 und 348 empfängt. Wie gezeigt ist, ist die Source des PMOS-Treibertransistors 346 mit der Versorgungsspannung (Vp) verbunden, und sein Drain ist mit dem Ausgangsknoten verbunden, der mit dem Stift 332 verbunden ist. Der Drain des NMOS-Treibertransistors 348 ist mit dem Ausgangsknoten verbunden, der mit dem Stift 332 verbunden ist, und seine Source ist an Erde (GND) gelegt. Der PFC-Block 201B ist außerdem so konfiguriert, dass er das D-Impuls-Ausgangssignal (PWMD) von dem PWM-Steuergerät 104 empfängt. Der PFC-Block 201B ist so betreibbar, dass er die Impulsbreite des PWMD-Ausgangssignals so einstellt, dass Fehler behoben werden, die von Schwankungen in der Versorgungsspannung (Vp) verursacht werden, wie weiter unten beschrieben wird. Weiterhin ist zu beachten, dass die Versorgungsspannung (Vp) für das B-Impuls-Ausgangssignal (PWMB) und das D-Impuls-Ausgangssignal (PWMD) gegebenenfalls getrennte Signale oder aber ein dasselbe Signal sein kann.
Beim Betrieb des rückkopplungsfreien digitalen Delta-Sigma(ΔΣ)-Schaltverstärkers der Klasse D und des passiven LPF, die in 3 gezeigt sind, wird zunächst jeder digitale PCM-Eingangsabtastwert in eine digitale PWM-Zahl umgewandelt, die die Soll-Ausgangsimpulsbreite darstellt. Das resultierende hochauflösende digitale Mehrbit-PWM-Signal wird dann mit dem PWM-Steuergerät 104 rauschgeformt und zu einem oder mehreren Signalen zum Steuern des Ausgangszustands des Schaltverstärkers codiert. Bei unsymmetrischen Konfigurationen ist das ein einzelnes PWM-Signal, während es bei einer BTL-Konfiguration (BTL: bridge-tied load; Halbbrücke), wie sie in 3 gezeigt ist, ein PWM-Signalpaar (PWMB und PWMD), also ein Signal für jede Seite der Brücke, sein kann. Die Breite des geschalteten Ausgangsimpulses an jedem Anschlussstift 330 und 332 wird von der Breite des eingegebenen PWM-Steuersignals bestimmt, und die Amplitude des geschalteten Ausgangsimpulses wird von dem Versorgungsspannungspegel (Vp) des Schaltverstärkers bestimmt. Durch Schwankungen in der Versorgungsspannung (Vp) und an Flankenübergängen gelangen Fehler in die gefilterten Ausgangssignale, die in der Regel mit einer kontinuierlichen Integration der Fläche unter den Ausgangsimpulssignalen korrelieren. Es sind die von Schwankungen in der Versorgungsspannung (Vp) verursachten Amplitudenfehler, die der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B angehen.
Es ist zu beachten, dass bei einer Ausführungsform 300 von 3 der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B die Versorgungsspannung (Vp) empfangen. Stattdessen könnten wie bei den Ausführungsformen in 2C und 2D auch der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B die Impulsamplitude der PWM-Ausgangssignale empfangen, die an den Stiften 330 und 332 anliegen. Darüber hinaus könnten bei Bedarf der PFC-Block 201A und der PFC-Block 201B sowohl die Versorgungsspannung (Vp) als auch die Impulsamplitude der PWM-Ausgangssignale empfangen.
4 ist ein Signaldiagramm, das Impulsflächenfehler zeigt. Insbesondere zeigt 4 eine Zerlegung dieser Fehler für einen einzelnen Impulsrahmen in eine zeitbasierte Fehlerkomponente 406 und eine spannungsbasierte (oder amplitudenbasierte) Fehlerkomponente 404 für eine Soll- oder Referenz-Impulsfläche 402. Wie vorstehend dargelegt worden ist, korreliert die Amplitude des Ausgangsimpulses mit der Versorgungsspannung, die von dem Ausgangstreiber empfangen wird. In 4 ist die Amplitude für den Soll oder Referenzimpuls durch den Term V_r dargestellt, und die Impulsbreite für den Referenzimpuls ist durch den Term PW_i dargestellt. Die Ausgangsamplitude für den Impuls ist durch den Term V_o dargestellt, und die Ausgangsbreite ist durch den Term PW_o dargestellt. Unter Verwendung dieser Bezeichnungen kann der Gesamtfehler bei der Ausgangsimpulsfläche durch einen amplitudenbasierten (spannungsbasierten) Fehler [E_V = (V_o – V_r)·PW_i] plus einen breitenbasierten (zeitbasierten) Fehler [E_W = (PW_o – PW_i)·V_o] nach der folgenden Gleichung dargestellt werden: E_TOTAL = E_V + E_W = [(V_o – V_r)·PW_i] + (PW_o – PW_i)·V_o = V_o·PW_o – V_r·PW_i.
Das Ziel der prädiktiven Rückkopplungskompensation, die hier beschrieben wird, ist es, durch Korrigieren des amplitudenbasierten (spannungsbasierten) Fehlers, der durch die Fläche 404 dargestellt ist, einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, der die gleiche Fläche wie die Soll- oder Referenzimpulsfläche (V_r·PW_i) hat.
Wenn der Gesamtfehler (E_TOTAL) auf null gesetzt wird, ist V_o·PW_o = V_r·PW_i. Die vorkompensierte Impulsbreite (PW_o) ist die ideale Impulsbreite (PW_i) plus der Impulsbreiten-Korrekturwert (PW_c). Somit ergibt sich die folgende Darstellung: V_o·(PW_i + PW_c) = V_r·PW_i.
Durch Auflösen nach PW_c ergibt sich für PW_i (für die Beispiele der 2A und 2C) der folgende Ausdruck: PW_c = (PW_i·V_r/V_o) – PW_i = PW_i·[(V_r – V_o)/V_o].
Es ist zu beachten, dass die Soll- oder Referenzimpulsamplitude V_r bei den meisten praktischen Anwendungen normalerweise die Gleichstrom-Komponente der Ausgangsamplitude V_o ist und die Brummkomponente (oder Wechselstromkomponente) (V_n) normalerweise die Differenz zwischen der absoluten Spannung mit der Ausgangsamplitude (V_o) und dieser Soll- oder Referenzimpulsamplitude (V_r) ist (d. h., V_n = V_o – V_r). Die absolute Spannung mit der Ausgangsamplitude (V_o) kann auch unter Verwendung der absoluten Versorgungsspannung (V_p) geschätzt werden, (d. h., V_p = V_o = V_n + V_r). Durch Subsituieren und Umstellen der Terme ergibt sich der folgende Vorwärtskopplungsalgorithmus: PW_c = –PW_i·V_n/(V_n + V_r) PW_c = –PW_i·V_n/V_p.
Auf diese Weise können die Effekte des Netzbrummens durch Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite (PW_i) mit einer Gegen-Einstellung (PW_c) eliminiert werden, die proportional zu der Eingangsimpulsbreite (PW_i) mal dem Verhältnis der Brummspannung (V_n) zu der Versorgungsspannung (V_p = V_n + V_r) ist. Bei dieser Lösung, die den Beispielen der 2B und 2D folgt, stellt die Brummspannung (V_n) den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal dar, der auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals prädiziert worden ist. Und die Versorgungsspannung (V_p = V_n + V_r) stellt eine Ausgangsimpulsamplitude in Form eines Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwerts dar. Auf diese Weise wird beim Vorkompensieren die Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Einstellung vorkompensiert, die auf dem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers (V_n) zu dem prädizierten Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert (V_p) beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite (PW_i) für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist, um die vorkompensierte Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal zu erzeugen.
Alternativ kann die Gegen-Einstellung (PW_c) nach der korrigierten Ausgangsimpulsbreite PW_o aufgelöst werden, wobei PW_o = PW_i + PW_c ist (für die Beispiele der 2B und 2D). Die resultierende Gleichung lautet: V_o·PW_o = V_r·(PW_o – PW_c).
Durch Subsituieren und Umstellen der Terme ergibt sich auch hier wieder ein Vorwärtskopplungsalgorithmus: PW_c = PW_o – (PW_o·V_o/V_r) oder PW_c = PW_o·[1 – (V_o/V_r)] oder PW_c = PW_o·[(V_r – V_o)/V_r] oder PW_c = –PW_o·(V_n)/(V_r).
Somit können die Wirkungen des Netzbrummens durch Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite (PW_i) mit einer Gegen-Einstellung (PW_c) eliminiert werden, die proportional zu der korrigierten Impulsbreite (PW_o) multipliziert mit dem Verhältnis der Brummspannung (V_n) zu der Referenz-(oder Soll-)Spannung (V_r) ist. Bei dieser alternativen Lösung, die den Beispielen der 2A und 2C folgt, stellt die Brummspannung (V_n) den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal dar, der auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals prädiziert worden ist. Und die Referenz-(oder Soll-)Spannung (V_r) stellt eine Ausgangsimpulsamplitude in Form eines Ausgangsimpulsamplituden-Sollwerts dar. Auf diese Weise wird beim Vorkompensieren die Eingangsimpulsbreite (PW_i) für das PWM-Eingangssignal mit einer Einstellung vorkompensiert, die auf dem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers (V_n) zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert (V_r) beruht, der mit der vorkompensierten Impulsbreite (PW_o) für ein früheres PWM-Eingangssignal gewichtet ist, um die Breiteneinstellung (PW_c) für das PWM-Eingangssignal zu erhalten.
Die beiden vorstehenden beschriebenen alternativen Vorkompensationsverfahren können unter Verwendung der nachstehenden Gleichung 1 allgemeiner dargestellt werden. Unter Verwendung von Gleichung 1 wird bei der Vorkompensation die Eingangsimpulsbreite (PW_i) für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung (PW_c) vorkompensiert, die auf dem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers (V_n) zu einer Ausgangsimpulsamplitude (V = V_p oder V_r) beruht, die mit einer Impulsbreite (PW = PW_i oder PW_o) gewichtet ist. Mit anderen Worten, die Gleichung für die 2A und 2C, die wie folgt lautet: PW_c = –PW_i·V_n/V_p (Gleichung 2A), und die Gleichung für die 2B und 2D, die wie folgt lautet: PW_c = –PW_o·V_n/V_r (Gleichung 2B), können wie folgt allgemeiner ausgedrückt werden: PW_c = –PW·V_n/V (Gleichung 1), worin PW die Impulsbreite für ein PWM-Signal ist und V die zugehörige Ausgangsimpulsamplitude ist. Bei der vorstehenden Gleichung 2A ist PW die Eingangsimpulsbreite (PW_i) für ein früheres PWM-Ausgangssignal und V ist der zugehörige Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert (V_p). Und bei der vorstehenden Gleichung 2B ist PW die vorkompensierte Impulsbreite (PW_c) für ein früheres PWM-Eingangssignal und V ist der zugehörige Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert (V_r).
Es ist weiterhin zu beachten, dass der prädizierte Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler (V_n) bei Gleichung 1, Gleichung 2A und Gleichung 2B unter Verwendung der Versorgungsspannung, die die Ausgangsschaltverstärker ansteuern, und/oder unter Verwendung der Amplitude des ausgegebenen PWM-Signals selbst prädiziert werden kann. Die 2A und 2B stellen beispielhafte Ausführungsformen dar, bei denen die Versorgungsspannung für die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung verwendet wird. Auf diese Weise wird eine Wechselstrom(AC)-Komponente der Versorgungsspannung zum Prädizieren des Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers (V_n) für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals verwendet. Die 2C und 2D stellen beispielhafte Ausführungsformen dar, bei denen das ausgegebene PWM-Signal für die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung verwendet wird. Auf diese Weise wird eine Wechselstrom(AC)-Komponente mit der Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal zum Prädizieren des Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers (V_n) für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals verwendet.
Kompensationsschaltungskonfiguration – Negative-Flankenverzögerung-Zelle
5 ist ein Schaltplan für eine Negative-Flankenverzögerung-Zelle, die zum Implementieren der Breiteneinstellungsschaltung für die prädiktive Rückkopplungskompensation verwendet werden kann. Diese Schaltungskonfiguration 500 implementiert die Verzögerung für eine abfallende Flanke mit der Spannungsverhältnisbeziehung, die in den vorstehenden Gleichungen angegeben worden ist. Wie hier jedoch beschrieben worden ist, können bei Bedarf entweder nur eine oder beide Flanken des Impulses eingestellt werden. Wie dargestellt ist, wird ein PWM-Eingangssignal (PWM_i) 502 an das Gate eines MOS-Transistors 506 angelegt, dessen Source mit Erde verbunden ist und dessen Drain mit einem Knoten 508 verbunden ist. Ein Kondensator (C_t) ist zwischen den Knoten 508 und Erde geschaltet. Der Knoten 508 ist außerdem mit einem Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_m-Block) 512 verbunden. Die Versorgungsspannung (V_p), die die geschätzte Amplitude des Ausgangssignals (V_o) in den vorstehenden Gleichungen darstellt, wird als das Spannungs-Eingangssignal für den Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_m-Block) 512 und dann als ein Strom für den Knoten 508 bereitgestellt, um den Kondensator (C_t) zu laden. Die Spannung an dem Knoten 508 wird dann an einen Eingang eines Komparators 510 angelegt, der auch eine Schwellenspannung (V_t) als ein Eingangssignal empfängt. Die Schwellenspannung (V_t) kann so eingestellt werden, dass sie proportional zu der absoluten Versorgungsspannung (V_p) plus einer Vorspannung (V_b) ist. Der Komparator 510 gibt einen H-Pegel aus, wenn der Knoten 508 unter der Schwellenspannung (V_t) liegt, und er gibt einen L-Pegel aus, wenn der Knoten 508 über der Schwellenspannung (V_t) liegt. Der Komparator 510 ist so betreibbar, dass er ein PWM-Ausgangssignal (PWM_d) 504 erzeugt.
Es ist zu beachten, dass die absolute Versorgungsspannung (V_p) hier zum Darstellen der geschätzten Amplitude des Ausgangssignals (V_o) dient. Und die Soll- oder Referenzspannung (V_r) dient zum Darstellen der Soll- oder Referenzamplitude des Ausgangssignals.
Bei der Negative-Flankenverzögerung-Zelle 500 von 5 ist die Verzögerung (τ_df) 520 zwischen der abfallenden Eingangsflanke des PWM-Eingangssignals (PWM_i) 502 und der abfallenden Ausgangsflanke des PWM-Ausgangssignals (PWM_d) 504 durch die folgende Gleichung gegeben: τ_df = (C_t/G_m)·V_t/V_p + τ_a, worin τ_a die Verzögerung der Ausbreitung in dem Komparator ist.
Wenn die Schwellenspannung (V_t) so eingestellt wird, dass sie umgekehrt proportional zu der Netzbrummspannung (oder Wechselspannung) (V_n) ist, die mit einem Faktor (α) gewichtet ist, der proportional zu der Soll-Impulsbreite ist, und zu einer Vorspannung (V_b) addiert wird, kann die folgende Gleichung aufgestellt werden: V_t = –α·V_n + V_b = –α·(V_p – V_r) + V_b.
Die Verzögerung lässt sich wie folgt ermitteln: τ_df = –(C_t/G_m)·α·V_n/V_p + (C_t/G_m)·V_b/V_p + τ_a, die die Form hat, die vorstehend für PW_c angegeben worden ist, plus eine Vorspannungslatenz, wobei PW_i = (C_t/G_m)·α ein Gewichtsfaktor zum Skalieren der Korrektur proportional zu der Soll-Impulsbreite ist, und die Vorspannungslatenz (τ_l) gegeben ist durch: τ_l = [(C_t/G_m)·V_b/V_p] + τ_a.
Wenn die Vorspannung (V_b) so eingestellt wird, dass sie proportional zu (oder gleich) der Spannung ist, die den Rampenstrom des Kondensators steuert (z. B. V_p über den Block 512), ist die Vorspannungslatenz bis zu einer ersten Ordnung zeitlich unveränderlich und wird von der RC-Zeitkonstante plus der Ausbreitungsverzögerung (τ_a) des Komparators bestimmt.
Mit dieser Schaltungskonfiguration von 5 kann ein Teilsystem so konfiguriert werden, dass es das PWM-Signal in Bezug auf Schwankungen in der Versorgungsspannung oder der Ausgangsimpulsamplitude stabil kompensiert. Eine mögliche Implementierung zum Erreichen dieses Ergebnisses ist in 6A und dem Zeitdiagramm von 6B dargestellt.
Ausführungsform einer Lösung mit einem unsymmetrischen Stromkreis
6A ist ein Schaltplan für eine unsymmetrische Ausführungsform für eine Ausführungsform 600 mit einer prädiktiven Rückkopplungskompensation mit einer Impulsbreiteneinstellung in einem offenen Regelkreis unter Verwendung der Negative-Flankenverzögerung-Zelle von 5. 6B ist ein Zeitdiagramm für die prädiktive Rückkopplungskompensation von 6A. Wie bei der näheren Betrachtung des Teilsystems in 6A zu erkennen ist, ist die obere Negative-Flankenverzögerung-Zelle so konfiguriert, dass sie die ansteigende Flanke verzögert, und die untere Zelle ist so konfiguriert, dass sie die abfallende Flanke verzögert. Wie in 6B gezeigt ist, reagieren die Ausgangsübergänge für das S-R-Latch 604 in jedem Fall auf die verzögerte Flanke, sodass ein Ausgangsimpuls (PWMP_pc) mit einer ansteigenden Flanke, die um τ_l + τ_dr verzögert ist, und mit einer abfallenden Flanke, die um τ_l + τ_df verzögert ist, entsteht, wobei τ_l die Vorspannungslatenz ist, τ_dr die Verzögerung der ansteigenden Flanke ist und τ_df die Verzögerung der abfallenden Flanke ist.
Wie bei der Ausführungsform 600 von 6A gezeigt ist, wird das unkompensierte PWM-Eingangssignal (PWM_i(T)) 502 empfangen und an den S-Eingang eines S-R-Latch 602A gesendet. Das umgekehrte Ausgangssignal (QB) des S-R-Latch 602A wird für das Gate eines Transistors 506A bereitgestellt, der Bestandteil der oberen Negative-Flankenverzögerung-Zelle ist. Ein Knoten 508A ist für einen Komparator 510A vorgesehen. Und ein Ausgangssignal 520A von dem Komparator 510A wird dann über einen Wechselrichter als ein Signal 622 für den S-Eingang des Ausgangs-S-R-Catch 604 bereitgestellt. Das nicht-umgekehrte Ausgangssignal (Q) des S-R-Latch 604 ist das vorkompensierte PWM-Eingangssignal (PWM_pc) 620, bei dem der Zeitpunkt (T) seiner Impulsbreite so um einen Korrekturfaktor (ΔT) verstellt worden ist, dass die neue Impulsbreite T – ΔT beträgt, wie später näher erörtert wird. Die Differenz zwischen dem unkompensierten PWM-Eingangssignal (PWM_i(T)) und dem vorkompensierten PWM-Eingangssignal (PWM_pc) 620 stellt die Impulsbreiten-Einstellung dar, die zum Kompensieren von Amplitudenfehlern verwendet wird.
Wie bei der Ausführungsform 600 von 6A gezeigt ist, wird das unkompensierte PWM-Eingangssignal (PWM_i(T)) 502 ebenfalls über einen Wechselrichter als ein Signal 601 an den S-Eingang eines S-R-Latch 602B gesendet. Das umgekehrte Ausgangssignal (QB) des S-R-Latch 602B wird für das Gate eines Transistors 506B bereitgestellt, der Bestandteil der unteren Negative-Flankenverzögerung-Zelle ist. Ein Knoten 508B ist für einen Komparator 510B vorgesehen. Und ein Ausgangssignal 520B von dem Komparator 510B wird dann über einen Wechselrichter als ein Signal 623 für den R-Eingang des Ausgangs-S-R-Latch 604 bereitgestellt.
Es ist zu beachten, dass das nicht-umgekehrte Ausgangssignal (Q) und das umgekehrte Ausgangssignal (QB) des S-R-Latch 604 auch an den R-Eingang des S-R-Latch 602A bzw. des S-R-Latch 602B zurückgesendet werden. Es ist weiterhin zu beachten, dass die beiden Eingangs-S-R-Latches 602A und 602B den Betrieb mit schmalen Impulsen ermöglichen, indem sie verhindern, dass die abfallende Flanke die Rampenkondensatoren (C_t) vor den verzögerten Ausgangsübergängen entlädt. Diese zusätzlichen S-R-Latches sind zwar für den Grundbetrieb nicht erforderlich, aber sie gestatten den Betrieb bis zum maximalen Modulationsindex und tragen gleichzeitig dazu bei, dass vermieden wird, dass Impulse unabsichtlich verschluckt werden.
Wie unter Bezugnahme auf 5 dargelegt worden ist, wird die absolute Versorgungsspannung (V_p) über die Spannungs-Strom-Wandlungsblöcke (G_m-Blöcke) 512A und 512B für die Knoten 508A und 508B in jeder Verzögerungszelle bereitgestellt. Es ist weiterhin zu beachten, dass auch ein Abtast- und Halteblock (S/H) 614 vor den Spannungs-Strom-Wandlungsblöcken (G_m) 512A und 512B integriert worden ist, um die absolute Versorgungsspannung (V_p) zu gewünschten Zeitpunkten während des Betriebs der Schaltung zu erfassen.
Die Schwellenspannungen (V_t) für den Komparator 510A und den Komparator 510B werden unter Verwendung einer Schaltung 630 aus der absoluten Versorgungsspannung (V_p) 618 erzeugt. Die Schaltung 630 fungiert bei dieser Ausführungsform als die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung. Die absolute Versorgungsspannung (V_p) 618 hat sowohl eine Gleichspannungskomponente (Soll- oder Referenzspannungskomponente, V_r) als auch eine Wechselspannungskomponente (Brummspannungskomponente, V_n), wie vorstehend dargelegt worden ist. Bei einer Ausführungsform wird die absolute Versorgungsspannung (V_p) 618 für ein Hochpassfilter (HPF) 606 bereitgestellt, das die Gleichspannungskomponente herausfiltert. Zum Beispiel kann ein HPF 606, das Frequenzen von weniger als etwa 20 Hz sperrt, zum Durchlassen der Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der absoluten Versorgungsspannung (V_p) verwendet werden. Das Ausgangssignal (V_n) des HPF 606 wird dann für einen Block 608 bereitgestellt, der so konfiguriert ist, dass er unter Verwendung der Impulsbreiten-Zeitsteuerung des unkompensierten PWM-Eingangssignals (PWM_i(T)) 502 eine Funktion des gewichteten Integrierens und Ausgebens für die Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der Versorgungsspannung (V_p) bereitstellt. Das Ausgangssignal des Blocks 608 wird über einen Abtast- und Halteblock (S/H) 616 als ein positives Eingangssignal für einen Summierungsblock 610A und als ein negatives Eingangssignal für einen Summierungsblock 610B bereitgestellt. Die absolute Versorgungsspannung (V_p) wird ebenso über den Abtast- und Halteblock (S/H) 614 als positive Eingangssignale für die Summierungsblöcke 610A und 610B bereitgestellt, um die Vorspannungslatenz für die PFC einzustellen. Das Ausgangssignal des Summierungsblocks 610A wird als das Schwellenspannungs(V_t)-Eingangssignal für den Komparator 510A bereitgestellt, und das Ausgangssignal des Summierungsblocks 610B wird als das Schwellenspannungs(V_t)-Eingangssignal für den Komparator 510B bereitgestellt.
6B ist ein Zeitdiagramm 650 für die Ausführungsform 600 von 6A. In dem Zeitdiagramm 650 ist Folgendes dargestellt: das PWM-Eingangssignal (PWM_i(T)) 502; ein umgekehrtes PWM-Eingangssignal (PWMi_(T)_bar) 601; das Ausgangssignal (S_out) 622, das für den S-Eingang des S-R-Latch 604 bereitgestellt wird; das Ausgangssignal (R_out) 623, das für den R-Eingang des S-R-Latch 604 bereitgestellt wird; und das vorkompensierte PWM-Eingangssignal (PWMpc) 620 von dem Q-Ausgang (Q_out) des S-R-Latch 604. Wie gezeigt ist, stellt eine Strichlinie 652 den Zeitpunkt (t_i) der ansteigenden Flanke für den ursprünglichen PWM-Eingangsimpuls dar. Eine Strichlinie 654 stellt die Position der ansteigenden Flanke für den Fall dar, dass sie allein auf Grund der feststehenden Zeitlatenz (t_latency) der PFC-Schaltung 600 verschoben wird. Eine Strichlinie 656 stellt den Zeitpunkt (t_f) der abfallenden Flanke für den ursprünglichen PWM-Eingangsimpuls dar. Und eine Strichlinie 658 stellt die Position der abfallenden Flanke für den Fall dar, dass sie allein auf Grund der feststehenden Zeitlatenz (t_latency) der PFC-Schaltung 600 verschoben wird. Wie gezeigt ist, ist die ansteigende Flanke des vorkompensierten PWM-Eingangssignals (PWMpc) 620 um +ΔT/2 von dem Nur-Latenz-Zeitpunkt verzögert, und seine abfallende Flanke ist um ΔT/2 von dem Nur-Latenz-Zeitpunkt beschleunigt, sodass die Gesamt-Impulsbreite (T) um insgesamt ΔT verringert worden ist und eine Ausgangsbreite von T – ΔT entsteht, wie vorstehend dargelegt worden ist und später näher erörtert wird.
Es ist zu beachten, dass die Verzögerungslatenz (τ_latency) die Ausbreitungsverzögerung des Komparators und eine konstante Verzögerung umfasst, die mit dem Vorspannungs-Schwellenwert (V_t) an den Verzögerungszellen-Komparatoren 510A und 510B eingestellt wird. Dadurch, dass diese Vorspannungs-Schwellenspannung (V_t) so eingestellt wird, dass sie proportional zu (oder gleich) der absoluten Versorgungsspannung (V_p) ist, mit der auch der Strom in den Zeitsteuerungskondensatoren (C_t) eingestellt wird, lassen Schwankungen in der Spannung nach und der konstante Verzögerungsteil der Verzögerungslatenz hängt nur noch von der Zeitkonstante (C_t/G_m) ab. Vorzugsweise wird der absolute Wert der Latenz so hoch eingestellt, dass die maximale Spitze-zu-Spitze-Schwankung in der Versorgungsspannung (V_p) kompensiert wird.
Es ist weiterhin zu beachten, dass der Umstand, dass 6A zwei Spannungs-Strom-Wandler zeigt, lediglich der einfachen Erklärung der Funktionsweise der Schaltung dient. Da die Kondensator-Ladeströme so konfiguriert sind, dass sie für den oberen und den unteren Pfad identisch sind, kann ein einziger Spannungs-Strom-Wandler mit einem dedizierten Stromspiegelzweig für jeden Ladekondensator verwendet werden.
Gegentaktbetrieb
Bei einer weiteren Ausführungsform sind die Verzögerungsdifferenzen zwischen der ansteigenden und der abfallenden Flanke so konfiguriert, dass sich die Flanken in der gleichen und in der entgegengesetzten Richtung proportional zu der Brumm- oder Wechselspannungskomponente der absoluten Versorgungsspannung (V_p) verschieben, die mit der Impulsbreite gewichtet ist. Die Verwendung dieser Art von Verzögerungsschema mit verschiedenen Flanken (z. B. gegenüber einem Schema mit nur einer Flanke) trägt dazu bei, die relative Position der Impulsmitten zwischen dem eingegebenen PWM-Impuls und dem eingestellten vorkompensierten Impuls aufrechtzuerhalten. Bei alternativen Ausführungsformen kann auch das übliche Schema verwendet werden, sodass sich nur eine Flanke verschiebt, während die andere relativ feststehend bleibt. Darüber hinaus können beide Flanken verschoben werden, aber um unterschiedliche Beträge.
Eine Möglichkeit, die Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der absoluten Versorgungsspannung (V_p) zu erzeugen, besteht darin, ein Hochpassfilter, wie etwa das HPF 606 in 6A, zu verwenden. Eine weitere Methode zum Erhalten dieser Brumm- oder Wechselspannungskomponente der absoluten Versorgungsspannung (V_p) besteht darin, von der absoluten Versorgungsspannung (V_p) eine feste Referenzspannung zu subtrahieren, die die Gleichspannungskomponente der absoluten Versorgungsspannung (V_p) darstellt. Zum Beispiel könnte die feste Referenzspannung eine absolute Versorgungsspannung (V_p) sein, die mit einem Tiefpassfilter gefiltert worden ist, oder sie könnte eine lokal erzeugte Spannung sein. Jegliche statische Verschiebung zwischen dieser Referenzspannung und der tatsächlichen mittleren Versorgungsspannung in der Ausgangsstufe führt jedoch zu einer statischen Verstärkungseinstellung bei der verschlechterten Stromversorgungsunterdrückungsleistung in der Ausgangsstufe, wie später dargelegt wird.
Eine geeignete Möglichkeit, die Netzbrumm- oder Wechselspannung proportional zu der Impulsbreite zu gewichten, ist die Verwendung eines einfachen Integrators, sodass die Prädiktion für den Ausgangsamplitudenfehler gegeben ist durch: ΔV_t = α·V_n = [τ_i/(C_i·R_i)]·V_n, worin τ_i die Eingangsimpulsbreite pro Rahmen ist und C_i und R_i der Integrationskondensator bzw. der Integrationswiderstand sind.
Das stellt jedoch ein kleines Echtzeitproblem dar, da die ansteigende Flanke verzögert werden muss, bevor die aktuelle Impulsbreite bekannt ist. Daher müssen die aktuelle Impulsbreite und die Brumm- oder Wechselspannungskomponente der Versorgungsspannung auf Grund von vorhergehenden Werten geschätzt oder prädiziert werden. Der Einfachheit halber kann angenommen werden, dass die Impulsbreite und die Netzbrummspannungskomponente, die mit dem vorhergehenden Impuls assoziiert sind, ein guter Prädiktor für die aktuellen Werte sind. In 6A wird dieser einfache Prädiktor für das Brumm- oder Wechselspannungssignal und die absolute Versorgungsspannung (V_p) mit einer Abtast- und Halteschaltung implementiert, die von der abfallenden Flanke des PWMi-Impulses getriggert wird. Diese Annahme führt zwar schon zu einer guten Leistung, aber die Prädiktion kann mit einer Verbesserung, die nachstehend näher erörtert wird, signifikant verbessert werden.
Impulsbreitenkorrektur-Analyse
Schließlich hat die Schwellenspannung (V_t) des Komparators zwei Komponenten: Die erste ist eine prädizierte absolute Versorgungsspannung (V_p) und die zweite ist eine prädizierte Netzbrumm- oder Wechselspannung V_n, die mit der Impulsbreite unter Verwendung eines Integratorblocks gewichtet wird. Die Summe dieser beiden Komponenten wird von dem Block 610A für die V_t der Ansteigende-Flanke-Verzögerungszelle verwendet, und die Differenz dieser beiden Komponenten wird von dem Block 610B für die V_t der Abfallende-Flanke-Verzögerungszelle verwendet. Die erste Komponente legt eine Gleichtaktverzögerung für die ansteigende und die abfallende Flanke fest, und die zweite Komponente legt eine Gegentaktverzögerung fest, bei der die Impulsbreite symmetrisch moduliert wird, wobei die Ansteigende-Flanke-Verzögerung (τ_dr) und die Abfallende-Flanke-Verzögerung (τ_df) wie folgt dargestellt werden können: τ_dr = [(C_t/G_m)/(C_i·R_i)]·τ_i·(V'_n + V'_p) + C_t/G_m + τ_a und τ_df = –[(C_t/G_m)/(C_i·R_i)]·τ_i·(V'_n + V'_p) + C_t/G_m + τ_a, worin V'_n + V'_p die geschätzten Werte für die Spannungen V_n + V_p darstellen.
Somit lässt sich die Einstellung der Ausgangsimpulsbreite als die Verzögerungsdifferenz zwischen der abfallenden und der ansteigenden Flanke wie folgt definieren: Δτ_d = τ_df – τ_dr = –[(2·C_t/G_m)/(C_i·R_i)]·τ_i·(V'_n + V'_p) und Δτ_d = τ_df – τ_dr = –K·τ_i·(V'_n/V'_p), worin K = 2·(C_t/G_i)·[1/(G_m·R_i)] ist und PW_i = K·τ_i ist.
Das ist genau die Form, die zum vollständigen Eliminieren des Einflusses von Netzschwankungen an dem Ausgang des Schaltverstärkers unter Beibehaltung der relativen Impulsmittenposition benötigt wird. Das resultierende gefilterte Ausgangssignal Vo kann mit der folgenden Beziehung beschrieben werden, wobei T die PWM-Rahmendauer ist: Vo = [(τ_i + Δτ_d)/T]·V_p, Vo = (τ_i/T)·V_p·(1 + Δτ_d/τ_i), Vo = (τ_i/T)·V_p·(1 – K·V'_n/V'_p), Vo = (τ_i/T)·(V_p – K·V'_n·V_p/V'_p), Vo = (τ_i/T)·(V_r + V_n – K·V'_n·V_p/V'_p) und Vo = (τ_i/T)·{V_r + V_n·[1 – K·(V'_n/V_n)·(V_p/V'_p)]}.
Das zeigt, dass die Netzamplitudenschwankung um den folgenden Faktor abgeschwächt wird: α = 1 – K·(V'_n·/V_n)·(V_p/V'_p), worin K das Produkt von drei Verhältnissen ist und gegeben ist durch: K = 2·(C_t/C_i)·[1/(G_m·R_i)].
Bei einer idealen Übereinstimmung und Prädiktion der Komponenten ist α = 0, und hier kommt es zu einer vollständigen Eliminierung.
Nichtübereinstimmung der Komponenten und Prädiktionsfehler
Wenn r die Komponenten-Übereinstimmungstoleranz ist, ist der Fehler, der einer Nichtübereinstimmung der Komponenten zuzuschreiben ist, in der Größenordnung von (1 – r)³, wenn man pessimistisch unterstellt, dass die Nichtübereinstimmungen zwischen Widerständen, Kondensatoren und Stromspiegeln korreliert sind. Wenn zum Beispiel r = 0,1% ist, wird die Netzschwankung um mehr als 50 dB abgeschwächt.
Es ist berechtigt, anzunehmen, dass der Prädiktionsfehler in erster Linie aus der Schätzung des Netzbrummens resultiert, da das Brummen im Allgemeinen ein Bruchteil der absoluten Versorgungsspannung ausmacht. Daher ist bei einem gegebenen absoluten Prädiktionsfehler für den Spannungspegel die prozentuale Nichtübereinstimmung für (V_p/V'_p) ein Bruchteil der prozentualen Nichtübereinstimmung für (V_n/V'_n).
Die Verwendung nur des vorhergehenden Abtastwerts der gewichteten V'_n zum Prädizieren des nächsten Abtastwerts führt zu einem Prädiktionsfehler, der gleich dem Betrag ist, um den sich die Versorgungsspannung von Abtastwert zu Abtastwert ändern könnte. Bei einem gegebenen Ton tritt der maximale Fehler dann auf, wenn das Signal auf null ist, da dies der Punkt der maximalen Änderungsrate ist. Für einen Ton mit einer Frequenz f_m und einer PWM-Rahmenrate f_c beträgt der Fehler sin(2·π·f_m/f_c). Unterstellt man f_c = 920 kHz, so beträgt die resultierende Netzbrummdämpfung bei einer PWM-Modulation bis zum Endwert –43 dB für einen 1-kHz-Ton und –29 dB für einen 5-kHz-Ton.
Diese Leistung kann wesentlich verbessert werden, wenn man die beiden vorhergehenden Abtastwerte linear interpoliert, um den nächsten Abtastwert zu prädizieren. Dieser Vorgang kann mit einem Zweifachverstärkungsblock und einer Abtast- und Halteschaltung implementiert werden.
7 stellt einen Schaltplan für eine Ausführungsform 700 für einen derartigen Lineare-Interpolations-Prädiktor bereit. Ein Eingangssignal 702 wird für eine Abtast- und Halteschaltung (S/H) 706 und einen Zweifachverstärkungsblock 704 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des Verstärkungsblocks 704 wird als ein positives Eingangssignal für einen Summierungsblock 708 bereitgestellt, und das Ausgangssignal der Abtast- und Halteschaltung (S/H) 706 wird als ein negatives Eingangssignal für den Summierungsblock 708 bereitgestellt. Der Ausgang des Summierungsblocks 708 stellt ein Ausgangssignal 710 für einen Lineare-Interpolations-Prädiktor 700 bereit. Der Lineare-Interpolations-Prädiktor 700 kann anstelle der Abtast- und Halteschaltung (S/H) 616 in 6A integriert werden.
Wenn der Lineare-Interpolations-Prädiktor 700 von 7 anstelle der Abtast- und Halteschaltung (S/H) 616 in 6A verwendet wird, kann der Ausgangsamplitudenfehler-Prädiktionswert ΔV_t, der von dieser Schaltung erzeugt wird, wie folgt ausgedrückt werden: ΔV_t = τ_i·V_ni = τ_i·(2·V_n(i-1) – V_n(i-2)), worin V_nk die geschätzte Ausgangsimpulsamplitude zu einem Abtastzeitpunkt k ist.
Der maximale Fehler tritt dann auf, wenn die Änderungsrate der Signalableitung maximal ist, was an der Signalspitze der Fall ist, und es kann nachgewiesen werden, dass er 2·[1 – cos(2·π·f_m/f_c)] ist. Unterstellt man wieder f_c = 920 kHz, so beträgt die resultierende Netzbrummdämpfung bei einer PWM-Modulation bis zum Endwert –86 dB für einen 1-kHz-Ton und –58 dB für einen 5-kHz-Ton.
Im Falle eines zweiseitig BD-modulierten PWM-Signals (das später näher beschrieben wird), bei dem die Differenz-Impulsbreite das ist, was kompensiert wird, ist die effektive f_c doppelt so hoch, und die resultierende Dämpfung beträgt –98 dB für einen 1-kHz-Ton und –70 dB für einen 5-kHz-Ton.
Die Verwendung der beiden vorhergehenden Abtastwerte zum Schätzen des nächsten bietet eine ausreichende Prädiktionsgenauigkeit, sodass die Komponenten-Übereinstimmung zu dem dominierenden Begrenzungsfaktor für die PSR-Verbesserung unter Verwendung dieses Verfahrens wird.
Es ist weiterhin zu beachten, dass die Nichtübereinstimmung der statischen Gleichspannungsverschiebung zwischen den Schwellenspannungen (V_t) oder den Komparatoren 510A und 510B die Dämpfung der Stromversorgungsunterdrückung (PSR) nicht beeinträchtigt, sondern dass dadurch eine Gleichspannungsverschiebung (V_os) an dem Ausgang erfolgt, die wie folgt ausgedrückt wird: V_os = τ_os·V_p/T, V_os = V_tos·C_t/(T·G_m), worin τ_os die Verzögerungsverschiebung ist, die von einer Schwellenspannungsverschiebung V_tos eines Komparators verursacht wird.
Unterstellt man eine Gleichtaktlatenz C_t/G_m von < 10% der PWM-Rahmenrate (das ist eine angemessen nominelle Annahme, auch wenn sie von den spezifischen Systemanforderungen und den ausgewählten Konfigurationen abhängt), so beträgt die resultierende Ausgangs-Gleichspannungsverschiebung des offenen Regelkreises 5% der Delta-Verschiebung zwischen den Komparatoren.
Gedanken zur Tonhöheschwankung und zum Rauschen
Es ist zu beachten, dass das primäre Konstruktionsinteresse für die Blöcke in 6A die Komponenten-Übereinstimmung und die Minimierung der rauschinduzierten Tonhöheschwankung ist. Die Komponenten-Nichtübereinstimmung an sich beeinträchtigt nur die erreichbare Netzbrummdämpfung und verschlechtert nicht die gewünschte Funktionstüchtigkeit des PWM-Signals. Andererseits beeinträchtigt eine rauschinduzierte Tonhöheschwankung zwar nicht die erreichbare Dämpfung, verschlechtert aber das gewünschte Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) des PWM-Signals. Wie bei allen Schaltungen, durch die die kritisch getimeten PWM-Signale hindurchgehen, muss darauf geachtet werden, die rauschinduzierte Tonhöheschwankung an den Übergangsflanken zu minimieren. Während der größte Teil davon die Schaltungskonfiguration betrifft, besteht der einzige Aspekt der Systemkonfiguration darin, die Gleichtaktlatenz so zu minimieren, dass die Rampe des Ladekondensators so steil wie möglich ist. Auch wenn es in der Regel nicht notwendig sein dürfte, sollte man es vorziehen, den Widerstand R_m des Spannungs-Strom-Wandlers bei der Prüfung nach der Herstellung zu trimmen, um eine bessere Kontrolle über die Gleichtaktlatenz und die Rampenzeit des Ladekondensators zu erzielen.
Kombinieren der PFC-Schaltung mit einer herkömmlichen Rückkopplungsschaltung
Unter Verwendung der PFC-Schaltung, die hier beschrieben wird, kann die Stromversorgungsunterdrückung des Vorwärtszweigs des offenen Regelkreises bei einem Schaltverstärker der Klasse D um mehr als 50 dB verbessert werden. Dennoch bleiben andere zeit- und amplitudenbasierte Nicht-Idealitäten und Nicht-Linearitäten möglicherweise ungeprüft. Daher sollte außer der PFC auch eine herkömmliche Rückkopplung zum Korrigieren dieser Restfehler und zum weiteren Verbessern der Leistung des Verstärkers verwendet werden.
In der Tat kann die gleiche Impulsflanken-Verzögerungszelle, die für die PFC verwendet wird, auch für die Rückkopplungsteuerung verwendet werden, indem das Fehlersignal der integrierten Rückkopplungssteuerung mit dem Ausgangssignal des prädiktiven Integrators summiert wird. Das führt dazu, dass sich die Impulsbreite inkrementell ändert, um das Momentanfehlersignal auf null zu drücken.
Die 8A und 8B stellen gemeinsam einen Schaltplan für eine Ausführungsform 800 einer prädiktiven Rückkopplungskompensation mit einem Lineare-Interpolations-Prädiktor und einem Rückkopplungsintegrator bereit. Ein Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Block 802 ist in der gleichen Weise wie bei der Ausführungsform 600 von 6A konfiguriert, mit der Ausnahme, dass der Lineare-Interpolations-Prädiktor 700 anstelle der Abtast- und Halteschaltung (S/H) 616 integriert worden ist. Darüber hinaus ist auch ein unsymmetrischer Schaltverstärker 804 gezeigt, der das vorkompensierte PWM-Eingangssignal (PWMpc) von dem Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Block 802 empfängt. Der Schaltverstärker 804 ist in der gleichen Weise wie der B-Impuls-Teil des Schaltverstärkers 106 in 3 konfiguriert. Und wie bei der Ausführungsform von 3 steuert der Schaltverstärker 804 einen Lautsprecher mit einer Ausgangsspannung (Vo) an, die dadurch erzeugt wird, dass ein PWM-Ausgangssignal (PWM_o) mit einer Impulsbreite (T), die um ΔT korrigiert worden ist, durch eine Glättungsfilterschaltung mit einem Induktor L1 und einem Kondensator C1 hindurchgeleitet wird.
Ebenfalls in den 8A und 8B dargestellt ist ein Rückkopplungsfilter 806, das ein Rückkopplungsfehlersignal (V_e) für den Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Block 802 bereitstellt. Wie gezeigt ist, weist der Rückkopplungsintegrator 806 insbesondere einen Differenzverstärker 808, ein Schleifenfilter [–H(s)] 810 und eine Abtast- und Halteschaltung (S/H) 812 auf. Der positive Eingang des Differenzverstärkers 808 ist mit Erde verbunden, und ein Rückkopplungskondensator CF ist zwischen den Ausgang und den negativen Eingang des Differenzverstärkers 808 geschaltet. Der negative Eingang ist weiterhin über einen Widerstand R_F2 mit dem umgekehrten PWM-Eingangssignal (PWM_{i_}bar) gekoppelt und ist über einen Widerstand R_F1 mit dem PWM-Ausgangssignal (PWM_o) gekoppelt. Diese kombinierten Verbindungen dienen zum Erzeugen eines Differenzsignals zwischen dem PWM-Eingangssignal (PWM_i) und dem PWM-Ausgangssignal (PWM_o) an dem negativen Eingang des Verstärkers 808. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 808 geht durch das Schleifenfilter [–H(s)] 810 und dann durch die Abtast- und Halteschaltung (S/H) 812, um das Rückkopplungsfehlersignal (V_e) 814 zu erzeugen. Dieses Rückkopplungsfehlersignal (V_e) 814 wird dann als ein zusätzliches positives Eingangssignal für den Summierungsblock 708 in dem Lineare-Interpolations-Prädiktor 700 mit dem PFC-Block 802 gekoppelt. Es ist jedoch zu beachten, dass die Ausführungsform 800 nur eine Möglichkeit zum Integrieren der herkömmlichen Rückkopplung mit dem PFC-Block 802 zeigt. Es könnten auch andere Rückkopplungsverfahren verwendet werden.
Während des Betriebs des Rückkopplungsfilters 806 wird das Integral der Differenz zwischen einer Folge von Ausgangsimpulsen (PWM_o) mit gedämpften Pegeln und der Folge von eingegebenen Referenzimpulsen (PWM_i), die von dem Verstärker 808 erzeugt werden, zum Erzeugen eines Momentanfehlersignals verwendet. Dieses Momentanfehlersignal wird dann mit dem Schleifenfilter [–H(s)] 810 gefiltert, um ein Rückkopplungssteuerungs-Fehlersignal zu erzeugen. Dieses Rückkopplungssteuerungs-Fehlersignal kann auch durch die Abtast- und Halteschaltung 812 hindurchgeleitet werden, bevor es als das Rückkopplungsfehlersignal (V_e) für den PFC-Block 802 bereitgestellt wird. Wenn das Fehlersignal (V_e) positiv ist, das heißt, wenn der Bereich der Ausgangsimpulsfolge (PWM_o) größer als der Bereich der Eingangsimpulsfolge (PWM_i) ist, verringert die Impulsflanken-Verzögerungszelle die Impulsbreite so lange, bis der Bereich der Ausgangsimpulse gleich dem der Eingangsimpulse ist und das Momentanfehlersignal null ist. Es ist zu beachten, dass das Fehlersignal (V_e) auch negativ sein kann, das heißt, der Bereich der Ausgangsimpulsfolge (PWM_o) ist kleiner als der Bereich der Eingangsimpulsfolge (PWM_i).
Zweckmäßigerweise überlagert sich die Rückkopplung ohne gegenseitige Störung gut mit der prädiktiven Rückkopplungskompensation. Durch die PFC werden die meisten Ausgabefehler, die durch das Netzbrummen verursacht werden, eliminiert, sodass der Gesamtbetrag für die Korrektur, der bei dem herkömmlichen Rückkopplungs-Netzwerk erforderlich ist, verringert wird.
Verwendung für BTL-Gegentaktausgänge
Die bisherige Diskussion hat sich in erster Linie mit Ausführungsformen von unsymmetrischen Schaltverstärkern befasst. Die folgende Diskussion ist auf Gegentakt-Ausführungsformen gerichtet, und ein Beispiel hierfür ist in den 9A und 9B bereitgestellt.
In der Regel kann für BTL-Gegentakt-Anwendungen (BTL: bridge-tied load; Halbbrücke) die unsymmetrische Implementierung für jedes Signal verwendet werden, und die Impulsbreitenkompensation führt zu einem Gegentaktsignal. Mit diesem Verfahren kann es jedoch auch zu einer unerwünschten Gegentakt-Impulsphasenmodulation (d. h., zu einer Impulslagenverschiebung) kommen. Und wenn sich die Gleichtaktphase in Bezug auf den Gegentakt ändert (wie bei der Gleichtakt-Trägerunterdrückung), wird die Gegentakt-Impulsbreite durch die Gleichtakt-Phasenänderung moduliert. Das gilt wahrscheinlich für jedes Impulsbreitenkompensationsschema.
Daher kann es für solche Anwendungen, bei denen die Gegentaktphase nicht beeinträchtigt werden soll, günstig sein, die Rückkopplung und die PFC ausschließlich in einem Differentialraum so zu implementieren, dass die Positionen der Gegentakt-Impulsmitten unverändert bleiben. Das erfordert, dass die entsprechenden Impulsflanken, die den Gegentakt-Impuls definieren, in gleichen, aber entgegengesetzten, Richtungen kompensiert werden. In den meisten Fällen für die BD-Modulation sind diese definierenden Impulsflanken mit zwei verschiedenen unsymmetrischen PWM-Signalen assoziiert, und daher muss die Kompensation zwischen den beiden PWM-Signalflanken koordiniert werden.
Auf Grund der Symmetrie des BTL-Ausgangs für positive und negative Signale ist die erforderliche Richtung der Kompensation in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Signals entgegengesetzt. Diese Komplikation ist jedoch gering und kann beispielsweise unter Verwendung von Signalvorzeichen-Informationen zum Umkehren der Kompensationsrichtung für die Flanken jedes einzelnen PWM-Impulses ausgeglichen werden. Die Vorzeichen-Informationen können von dem Modulator bereitgestellt werden oder können durch Vergleichen der positiven mit den negativen PWM-Signalen (P/N-PWM-Signalen) oder der B-Impuls-PWM-Signale mit den D-Impuls-PWM-Signalen (B/D-PWM-Signalen) logisch abgeleitet werden.
Die 9A und 9B stellen einen Schaltplan für eine Gegentakt-Ausführungsform 900 für einen Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Block (PFC-Block) 902 bereit, der einen Rückkopplungsintegrator 906 hat. Wie gezeigt ist, hat der PFC-Block 902 eine erste Schaltung, die ähnlich der Ausführungsform des PFC-Blocks 802 von 8 konfiguriert ist und ein positives PWM-Gegentakt-Eingangssignal [PWM_bi(T)] 901 empfängt und ein erstes impulsbreiteneingestelltes Ausgangssignal (PWM_bpc) erzeugt. Der PFC-Block 902 hat außerdem eine zweite Schaltung, die ähnlich der Ausführungsform des PFC-Blocks 802 von 8 konfiguriert ist und ein negatives PWM-Gegentakt-Eingangssignal [PWM_di(T)] 903 empfängt und ein zweites impulsbreiteneingestelltes Ausgangssignal (PWM_dpc) erzeugt. Es ist zu beachten, dass das positive PWM-Signal (PWM_bpc) 930 und das negative PWM-Signal (PWM_dpc) 932 mit dem B-Impuls-PWM-Signal (PWMB) und dem D-Impuls-PWM-Signal (PWMD) korrelieren, die in 3 erläutert worden sind.
Weiterhin werden in dem PFC-Block 902 für die Gegentakt-Ausführungsform 900 ein Exklusives-ODER-Block (XOR-Block) 960, ein Vorzeichen-Eingangssignal (SGN) 922 und Multiplexer (MUX) 954 und 956 verwendet. Der XOR-Block 960 empfängt das positive Gegentakt-PWM-Eingangssignal [PWM_bi(T)] 901 und das negative Gegentakt-PWM-Eingangssignal [PWM_di(T)] 903 und stellt dann ein XOR-verknüpftes Ausgangssignal für die Gewichtetes-Integrieren-und-Ausgeben-Schaltung bereit. Das Vorzeichen-Signal (SGN) 922 steuert die Multiplexer 954 und 956, die die Ausgangssignale von jeder der Summierungsschaltungen empfangen, die die Schwellenspannungen (V_t) für die Komparatoren in dem PFC-Block 902 bereitstellen.
Das B-Impuls-PWM-Signal (PWM_bpc) 930 und das D-Impuls-PWM-Signal (PWM_dpc) 932 werden für Schaltverstärker 904A und 904B bereitgestellt. Diese Schaltverstärker-Schaltung ist vorstehend in Zusammenhang mit dem Schaltverstärker 106 in 3 und dem Schaltverstärker 804 in 8 erörtert worden. Wie bei der Ausführungsform 300 von 3 werden die Ausgangssignale von den Schaltverstärkern 904A und 904B über eine Glättungsfilter(LPF)-Schaltung (L1, C1, C2) gesendet, um eine Ausgabevorrichtung (z. B. den Lautsprecher 336) anzusteuern. Wie in 9 gezeigt ist, hat das Ausgangssignal (PWMB_o(T-ΔT)) des Schaltverstärkers 904A eine Impulsbreite von der Grundbreite (T) minus der eingestellten Impulsbreite (ΔT). Und das Ausgangssignal (PWMD_o(T-ΔT)) des Schaltverstärkers 904B hat eine Impulsbreite von der Grundbreite (T) plus der eingestellten Impulsbreite (ΔT).
Das Rückkopplungsfilter 906 ist dem Rückkopplungsfilter 806 von 8 ähnlich. Bei dieser Ausführungsform empfängt ein Differenzverstärker 907 zusätzliche Signale als seine Eingangssignale. Als sein positives Eingangssignal empfängt der Differenzverstärker 907 das Ausgangssignal (PWMB_o(T-ΔT)) von dem Schaltverstärker 904A und das Eingangssignal [PWM_bi(T)] 901 jeweils über einen Widerstand. Als sein negatives Eingangssignal empfängt der Differenzverstärker 907 das Ausgangssignal (PWMD_o(T-ΔT)) von dem Schaltverstärker 904B und das Eingangssignal [PWM_di(T)] 903 jeweils über einen Widerstand. Ähnlich wie bei der Ausführungsform 806 sind Rückkopplungskondensatoren zwischen den umgekehrten Ausgang und den positiven Eingang und zwischen den nicht-umgekehrten Ausgang und den negativen Eingang des Differenzverstärkers 907 geschaltet. Das umgekehrte und das nicht-umgekehrte Ausgangssignal werden dann an das Schleifenfilter [–H(s)] angelegt, das sie kombiniert und ein Signal für die Abtast- und Halteschaltung (S/H) erzeugt, die das Rückkopplungsfehlersignal (V_e) erzeugt. Wie unter Bezugnahme auf 8 dargelegt worden ist, kann das Rückkopplungsfehlersignal (V_e) von dem Rückkopplungsfilter 906 für den Summierungsblock für die Lineare-Interpolations-Prädiktor-Schaltung in dem PFC-Block 902 bereitgestellt werden.
Somit dient die Ausführungsform 900 zum Implementieren eines BTL-Gegentakt-Schaltverstärkers unter Verwendung einer Impulsbreiten-Einstellung mit offenem Regelkreis mit einer Gegentakt-PFC auf der Grundlage des gleichen PFC-Prinzips (mit einigen Änderungen), das für die unsymmetrische Anwendung verwendet wird, die vorstehend erörtert worden ist. Die Änderungen für den Gegentakt-PFC-Block 902 gegenüber dem PFC-Block 802 sind:

1. Die Integration der sich ändernden Delta-Komponente der Stromversorgung wird mit der Gegentakt-Impulsbreite gewichtet, die durch XOR-Verknüpfen des positiven (P) und des negativen (N) PWM-Eingangssignals 901 und 903 unter Verwendung des XOR-Blocks 960 erzeugt wird.
2. Die komplementären Schwellenspannungen für die Verzögerungskomparatoren werden zwischen dem positiven (P) und dem negativen (N) Impuls unter Verwendung der Multiplexer 954 und 956 kreuzweise gekoppelt, sodass sich die ansteigende Flanke des P-Impulses in der entgegengesetzten Richtung der ansteigenden Flanke des N-Impulses einstellt, und Entsprechendes gilt für die jeweiligen abfallenden Flanken.
3. Ein Vorzeichensignal (SGN) steuert dann die Multiplexer 954 und 956 in Reaktion auf das Kompensationsprädiktionssignal so, dass sie festlegen, in welcher Richtung sich die entsprechende ansteigende Flanke einstellt, um zu gewährleisten, dass die Kompensation in der richtigen Richtung erfolgt, die auf dem Vorzeichen des Signals beruht.

Um die Gegentakt-Funktionsweise der Ausführungsform 900 der 9A und 9B zusammenzufassen: Die unsymmetrischen Impulsbreiten werden in entgegengesetzten Richtungen um gleiche Beträge geändert, die proportional zu der Gegentakt-Impulsbreite sind, wobei die relative Richtung der Änderung von dem Vorzeichensignal (SGN) 922 bestimmt wird.
Ausführungsformen für die Impulsbreiten-Einstellung in einem geschlossenen Regelkreis (Zeit-Einstellung)
Die 10A, 10B und 10C sind Blockdiagramme für Ausführungsformen für eine Prädiktive-Rückkopplungskompensations-Schaltung (PFC-Schaltung) mit einer Impulsbreiten-Einstellung in einem geschlossenen Regelkreis zur Erhöhung der Robustheit der Impulsbreiten-Einstellungsschaltung. 11 ist ein Zeitdiagramm, das mit der Ausführungsform von 10A assoziiert ist. Und 12 stellt eine allgemeinere Ausführungsform für die Ausführungsformen der 10A, 10B und 10C bereit.
Das vorstehend beschriebene PFC-Verfahren für einen offenen Regelkreis misst Fehler in der Versorgungsspannung und stellt dann die Impulsbreite des PWM-Signals so ein, dass das Rauschen in der Versorgungsspannung verbessert wird. Es ist außerdem vorstehend dargelegt worden, dass mit den PFC-Verfahren die Ausgangsamplitude des PWM-Signals gemessen werden kann, die anstelle der Versorgungsspannung verwendet wird. Diese PFC-Verfahren tragen zwar zum Ausgleichen von Amplitudenfehlern in dem PWM-Ausgangssignal bei, aber der Umfang der Eliminierung ist direkt proportional zu der Genauigkeit der Messung und Einstellung. Für eine PSR-Verbesserung von 60 dB ist eine Genauigkeit in der Größenordnung von 0,0001 erforderlich. Zum Erreichen dieses Niveaus der Genauigkeit ist es erforderlich, (1) dass die Messung der absoluten Versorgungsspannung und der Brummspannung von der PFC-Schaltung exakt durchgeführt wird und (2) dass die Impulsbreiten-Einstellung in einem offenen Regelkreis absolut richtig ist. Wenn z. B. das Rauschen in der Versorgungsspannung bewirkt, dass die Impulsamplitude 10% zu groß ist, sollte die Impulsbreite um (1 – 1/1,1) oder etwa das 0,0909-fache verringert werden. Zur Vereinfachung der Schaltungsanforderungen bei der Impulsbreiten-Einstellung kann eine zeitliche Rückkopplung, die mit dem vorkompensierten PWM-Signal assoziiert ist, verwendet werden, um den richtigen Umfang für die Impulsbreitenkompensation einzustellen. Durch Rückkoppeln der eingestellten Impulsbreite in Abhängigkeit von der ursprünglichen Eingangsimpulsbreite können noch vorhandene Zeitfehler der Impulsbreiten-Einstellschaltung eliminiert werden.
Betrachten wir zunächst 10A. Hier ist eine Ausführungsform 1000 einer Impulsbreiten-Einstellschaltung mit geschlossenem Regelkreis gezeigt, die eine unkompensierte Impulsbreitengewichtung verwendet. Ein PWM-Eingangssignal (T_i) wird von einem Variable-Breite-Block 1006 empfangen. Der Variable-Breite-Block 1006 empfängt auch ein Signal, das den Amplituden-Gesamtwert (V_p) darstellt, und von einem Tiefpassfilter [H(z)] 1010 mit einem Eingangssignal I_error ein Fehlerkorrektursignal (V_c). Das Ausgangssignal des Variable-Breite-Blocks 1006 ist ein breiteneingestelltes vorkompensiertes PWM-Signal (T_i+c), wobei T_i+c = T_i·(1 – V_n/V_p) ist. Ein Feste-Verzögerungs-Block 1008 empfängt ebenfalls das unkompensierte PWM-Eingangssignal (T_i) und das Signal, das den Amplituden-Gesamtwert (V_p) darstellt. Der Feste-Verzögerungs-Block 1008 gibt dann das PWM-Eingangssignal (T_i) mit einer festen Verzögerung an einen Flankenzeit-Komparator aus, der ebenfalls das vorkompensierte PWM-Signal empfängt, das von dem Variable-Breite-Block 1006 ausgegeben wird. Es ist zu beachten, dass der Variable-Breite-Block 1006 unter Verwendung einer Ansteigende-Flanke-Verzögerungszelle und einer Abfallende-Flanke-Verzögerungszelle implementiert werden kann, zum Beispiel unter Verwendung einer Schaltung, die auf der Ausführungsform für eine Flankenverzögerungszelle beruht, die in 5 gezeigt ist.
Bei der dargestellten Ausführungsform hat der Flankenzeit-Komparator einen Ansteigende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1012 und einen Abfallende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1014 und vier Mischglieder 1020, 1022, 1024 und 1026. Der Ansteigende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1012 gibt ein erstes ABWÄRTS-Signal (T_down) an das Mischglied 1020 oder ein zweites AUFWÄRTS-Signal (T_up) an das Mischglied 1022 aus, die einen Ansteigende-Flanke-Zeitfehler darstellen. Ebenso gibt der Abfallende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1014 ein erstes ABWÄRTS-Signal (T_down) an das Mischglied 1024 oder ein zweites AUFWÄRTS-Signal (T_up) an das Mischglied 1026 aus, die einen Abfallende-Flanke-Zeitfehler darstellen. Die Mischglieder 1020, 1022, 1024 und 1026 empfangen außerdem ein Signal, das die absolute Amplitudenspannung (V_p = V_r + V_n) darstellt, über einen Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_p) 1004. Es ist zu beachten, dass die Flankenphasen(Φ)-Detektoren 1012 und 1014 als logische Schaltung implementiert werden können. Es ist weiterhin zu beachten, dass die Mischglieder 1020, 1022, 1024 und 1026 als Ladepumpenschaltungen implementiert werden können, die eine Ladung auf Grund von AUFWÄRTS-/ABWÄRTS-Zeitsignalen ausgeben, die von den Flankenphasen(Φ)-Detektoren 1012 und 1014 empfangen werden und auf den Spannungs-Eingangssignalen (V_p) beruhen. Die AUFWÄRTS-/ABWÄRTS-Zeitsignale und das Spannungs-Eingangssignal (V_p) bestimmen gemeinsam, wie viel Ladung in jedem Zeitraum von den Ladepumpen ausgegeben wird. Dann erfolgt eine Umwandlung in ein Spannungssteuersignal (V_c) in dem Tiefpassfilter 1010.
Somit geben der Ansteigende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1012 und der Abfallende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1014 bei Betrieb ihr ABWÄRTS-Signal (T_down) oder AUFWÄRTS-Signal (T_up) in Abhängigkeit von der Breiteneinstellzeitbeziehung zwischen einer Referenz-Impulsbreite, die auf dem unkompensierten PWM-Eingangssignal (T_i) beruht, und der vorkompensierten Impulsbreite für das vorkompensierte PWM-Eingangssignal (T_i+c) aus. Insbesondere wenn die Übergangszeit für die ansteigende Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) reduziert werden (d. h., früher auftreten) muss, damit sie mit einer Referenzflanke übereinstimmt, die von dem PWM-Eingangssignal (T_i) bereitgestellt wird, gibt der Ansteigende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1012 das ABWÄRTS-Signal (T_down) an das Mischglied 1020 aus. Und wenn die Übergangszeit für die ansteigende Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) verlängert werden (d. h., später auftreten) muss, damit sie mit der Referenzflanke übereinstimmt, die von dem PWM-Eingangssignal (T_i) bereitgestellt wird, gibt der Ansteigende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1012 das AUFWÄRTS-Signal (T_up) an das Mischglied 1022 aus. Wenn gleichermaßen die Übergangszeit für die abfallende Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) reduziert werden muss, damit sie mit der Referenzflanke übereinstimmt, die von dem PWM-Eingangssignal (T_i) bereitgestellt wird, gibt der Abfallende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1014 das ABWÄRTS-Signal (T_down) an das Mischglied 1024 aus. Und wenn die Übergangszeit für die abfallende Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) verlängert werden muss, damit sie mit der Referenzflanke übereinstimmt, die von dem PWM-Eingangssignal (T_i) bereitgestellt wird, gibt der Abfallende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1014 das AUFWÄRTS-Signal (T_up) an das Mischglied 1026 aus. Es ist zu beachten, dass die Referenzflanke, die von dem Ansteigende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1012 verwendet wird, bei Bedarf eine ansteigende und/oder eine abfallende Flanke sein kann, die auf dem PWM-Eingangssignal (T_i) beruht. Ebenso kann die Referenzflanke, die von dem Abfallende-Flanke-Phasen(Φ)-Detektor 1014 verwendet wird, bei Bedarf eine ansteigende und/oder eine abfallende Flanke sein, die auf dem PWM-Eingangssignal (T_i) beruht.
Wie vorstehend dargelegt worden ist, empfangen bei der Ausführungsform 1000 in 10A die Mischglieder 1020, 1022, 1024 und 1026 ein Signal, das die absolute Amplitudenspannung (V_p = V_r + V_n) darstellt, über den Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_p) 1004. Dieser absolute Amplituden- oder Gesamtwert (V_p) dient zum Gewichten der Zeitfehlersignale. Das mittlere Ausgangssignal des Flankenzeit-Komparators ist das Nettofehler-Ausgangssignal (I_Y) der vier Mischglieder, das dargestellt wird durch: I_Y = (I_df – I_uf) + (I_ur – I_dr) = (V_r + V_n)G_pτ_c/T, worin τ_c die Nettodifferenz zwischen den beiden Impulsbreiten darstellt.
Von einem Summierungsblock 1016 wird ein Geschlossener-Regelkreis-Impulsbreiten-Fehlersignal erzeugt. Der Summierungsblock 1016 gibt das Fehlerkorrektursignal (I_error) an das Tiefpassfilter [H(z)] 1010 aus, das wiederum ein prädiktives Fehlerkorrektursignal (V_c) für den Variable-Breite-Block 1006 bereitstellt. Der Summierungsblock 1016 empfängt das Ausgangssignal des Flankenzeit-Komparators, das aus den folgenden Signalen besteht: einem Abfallende-Flanke-AUFWÄRTS-Signal (I_uf) von dem Mischglied 1026 als ein negatives Eingangssignal; einem Abfallende-Flanke-ABWÄRTS-Signal (I_df) von dem Mischglied 1024 als ein positives Eingangssignal; einem Ansteigende-Flanke-AUFWÄRTS-Signal (I_ur) von dem Mischglied 1022 als ein positives Eingangssignal; und einem Ansteigende-Flanke-ABWÄRTS-Signal (I_dr) von dem Mischglied 1020 als ein negatives Eingangssignal. Darüber hinaus empfängt der Summierungsblock 1016 auch ein Eingangssignal (I_pe) von einer Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 1002, das zu dem Amplitudenfehler proportional ist, der mit der Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der Ausgangsimpulsamplitude assoziiert ist. Wie dargestellt ist, hat die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 1002 ein Mischglied 1003, das das PWM-Eingangssignal (T_i) über einen Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_n) 1001 mit einem Signal mischt, das die Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der Ausgangsimpulsamplitude darstellt. Die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 1002 gibt dann das Schleifen-Eingangssignal (I_pe) an den Summierungsblock 1016 als ein positives Eingangssignal aus.
Das Mittlerer-Fehler-Signal (I_error), das in der Ausführungsform 1000 erzeugt wird, kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden: I_error = I_pe + I_Y =[V_nG_nτ_i/T] + [(V_r + V_n)G_pτ_c/T], worin V_n die Brumm- oder Wechselspannungskomponente der Versorgungsspannung oder der Ausgangsimpulsamplitude darstellt, V_p = V_r + V_n die absolute Versorgungsspannung oder Ausgangsimpulsamplitude darstellt, V_r die Soll- oder Referenz-Ausgangsimpulsamplitude darstellt, τ_c die vorkompensierte PWM-Impulsbreite darstellt und τ_i die PWM-Eingangsimpulsbreite darstellt.
Im stationären Betriebszustand sollte die Rückkopplungsschleife I_error auf 0 drücken, was zu dem folgenden vorkompensierten Impuls führt: τ_c = –τ_i(G_n/G_p)(V_n/V_p), was die gewünschte Form für die vollständige Eliminierung ist.
Es ist weiterhin zu beachten, dass der Verstärkungswert mit der Einheit Volt/Zeit, der mit der Flankenphasen-Detektion in den Blöcken 1012 und 1014 assoziiert ist, durch die folgende Gleichung dargestellt werden kann: K_Φ = G_p·V_p/C_i, worin C_i ein I_error-Filterintegrationskondensator ist.
Es ist weiterhin zu beachten, dass der Verstärkungswert mit der Einheit Zeit/Volt, der mit dem Variable-Breite-Block 1006 assoziiert ist, durch die folgende Gleichung dargestellt werden kann: K_T = G_T/(G_d·V_p), worin C_T ein Variable-Breite-Zeitsteuerungskondensator ist.
10B ist ein Blockdiagramm für eine Ausführungsform 1050 einer Impulsbreiten-Einstellschaltung mit geschlossenem Regelkreis, bei der eine Gewichtung der vorkompensierten Impulsbreite verwendet wird. Die Ausführungsform 1050 in 10B ist der Ausführungsform 1000 in 10A größtenteils ähnlich. Ein Unterschied besteht jedoch in dem zweiten Eingangssignal für die Mischglieder 1020, 1022, 1024 und 1026. Statt ein Signal, das die absolute Versorgungs- oder Amplitudenspannung (V_p = V_r + V_n) darstellt, über den Spannungs-Strom-Wandlungsblock 1004 zu empfangen, empfangen die Mischglieder 1020, 1022, 1024 und 1026 jetzt ein Signal, das den Soll- oder Referenz-Amplitudenwert (V_r = V_p – V_n) darstellt, über einen Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_r) 1054. Ein weiterer Unterschied besteht darin, dass das Mischglied 1003 in der Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 1002 das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) mit einem Signal, das die Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der Ausgangsimpulsamplitude darstellt, über den Spannungs-Strom-Wandlungsblock (G_n) 1001 mischt. Ein weiterer Unterschied besteht darin, dass der Variable-Breite-Block 1006 und der Feste-Verzögerungs-Block 1008 ein Signal empfangen, das die Soll- oder Referenz-Ausgangsamplitudenspannung (V_r) darstellt, anstatt das Signal zu empfangen, das die absolute Versorgungs- oder Amplitudenspannung (V_p) darstellt. Durch diese Abweichungen in 10B ändert sich die Darstellung der Fehlersignals (I_error) wie folgt: I_error = [V_nG_n(τ_i + τ_c)/T] + [V_rG_rτ_c/T].
Im stationären Betriebszustand, in dem die Rückkopplungsschleife I_error auf 0 drückt, ist der resultierende vorkompensierte Impuls gegeben durch: τ_c = –τ_i(G_n/G_r){V_n/[V_p + V_n(G_n – G_r)/G_n]}, was die gewünschte Form für die vollständige Eliminierung ist, wenn G_n = G_r ist.
Durch diese Änderungen in 10B werden auch die vorstehend dargestellten Verstärkungswerte geändert. Insbesondere wird der Verstärkungswert mit der Einheit Volt/Zeit, der mit der Flankenphasen-Detektion in den Blöcken 1012 und 1014 assoziiert ist, nun durch die folgende Gleichung dargestellt: K_Φ = G_r·V_r/C_i.
Und der Verstärkungswert mit der Einheit Zeit/Volt, der mit dem Variable-Breite-Block 1006 assoziiert ist, kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden: K_r = C_T/(G_d·V_r).
10C ist ein Blockdiagramm für eine Ausführungsform 1070 einer Impulsgestützten Breiteneinstellungsschaltung mit geschlossenem Regelkreis, bei der eine Gewichtung mit einer vorkompensierten Impulsbreite zusammen mit einem Lineare-Interpolations-Prädiktor verwendet wird. Die Ausführungsform 1070 in 10C ist der Ausführungsform 1050 in 10B größtenteils ähnlich. Ein Unterschied besteht jedoch darin, dass bei der Ausführungsform 1070 der Spannungs-Strom-Wandlungsblock (2G_n) 1001 so modifiziert ist, dass er die Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der Amplitude um das Doppelte des Betrags von 10B verstärkt. Ein weiterer Unterschied besteht darin, dass ein zweiter Verzögerungspfad von dem Mischglied 1003 zu dem Summierungsblock 1016 hinzugefügt wird. Insbesondere wird ein Verzögerungselement (1/2 Z^–1) 1072 zwischen den Ausgang des Mischglieds 1003 und den Summierungsblock 1016 integriert. Mit diesem Verzögerungspfad wird ein zusätzliches negatives Eingangssignal, das eine verzögerte Variante des Amplitudenprädiktor-Ausgangssignals (I_ped) darstellt, in den Summierungsblock 1016 eingegeben. Im stationären Betriebszustand ist die Darstellung des Fehlersignals (I_error) immer die Gleiche wie bei der Ausführungsform 1050 in 10B. Es ergibt sich jedoch eine bessere Leistung, da der Amplitudenfehlerprädiktor genauer ist.
11 ist ein beispielhaftes Zeitdiagramm 1100 für die Impulsbreiten-Einstellschaltung mit geschlossenem Regelkreis von 10A. Wie gezeigt ist, stellt ein Signal 1102 ein unkompensiertes PWM-Eingangssignal (T_i) mit einem Impuls 1020 dar. Eine Signalleitung 1104 stellt eine verzögerte Variante (T_i(delayed)) des unkompensierten PWM-Eingangssignals bereit, das von dem Feste-Verzögerungs-Block 1008 ausgegeben worden ist und um einen festen Betrag einer Vorspannungsverzögerung (τ_l) 1022 verzögert worden ist. Der Variable-Breite-Block 1006 gibt unter Verwendung des Fehlerkorrektursignals (V_c) ein vorkompensiertes PWM-Signal (T_i+c) aus. Der Ansteigende-Flanke-Phasen-Detektor 1012 und der Abfallende-Flanke-Phasen-Detektor 1014 vergleichen das verzögerte PWM-Eingangssignal (T_i(delayed)) mit dem vorkompensierten PWM-Eingangssignal (T_i+c), um dazu beizutragen, dass das Fehlerkorrektursignal (V_c) bei Betrieb für den Summierungsblock 1016 und das Tiefpassfilter 1010 bereitgestellt wird.
Eine Signalleitung 1106 in 11 stellt ein vorkompensiertes PWM-Eingangssignal (T_i+c) bereit, das mit der verzögerten Variante (T_i(delayed)) des unkompensierten PWM-Eingangssignals verglichen wird. Wie in 11 gezeigt ist, erzeugt dieser Phasenvergleich eine Ansteigende-Flanke-Verzögerung (τ_dr) 1024 zwischen Strichlinien 1112 und 1114 und erzeugt eine Abfallende-Flanke-Verzögerung (τ_uf) 1026 zwischen Strichlinien 1116 und 1118. Insbesondere stellt die Signalleitung 1108 ein Ansteigende-Flanke-Abwärtssignal (T_down(rising)) von dem Ansteigende-Flanke-Phasen-Detektor 1012 bereit, das einen Impuls 1032 mit einer Breite hat, die die Ansteigende-Flanke-Verzögerung (τ_dr) 1024 ermöglicht. (Die Signalleitung 1108 stellt das ABWÄRTS-Signal (T_down) für das Mischglied 1020 in 10A bereit.) Die Signalleitung 1110 stellt ein Abfallende-Flanke-Aufwärtssignal (T_up(falling)) von dem Abfallende-Flanke-Phasen-Detektor 1014 bereit, das einen Impuls 1034 mit einer Breite hat, die die Abfallende-Flanke-Verzögerung (τ_uf) 1026 ermöglicht. (Die Signalleitung 1110 stellt das AUFWÄRTS-Signal (T_up) für das Mischglied 1026 in 10A bereit.) Die Ansteigende-Flanke-Verzögerung (τ_dr) und die Abfallende-Flanke-Verzögerung (τ_uf) stellen die Vorkompensations-Gesamtverzögerung (τ_c) dar, die für das unkompensierte PWM-Signal (T_i) verwendet wird. Mit diesen Verzögerungen wird dann das Fehlerkorrektursignal (V_c) erzeugt, das für den nächsten Impuls für das PWM-Eingangssignal (T_i) verwendet wird, um das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) zu erzeugen.
12 ist ein Blockdiagramm für eine allgemeinere Ausführungsform 1200 für die Ausführungsformen zur Impulsbreiten-Einstellung mit geschlossenem Regelkreis in den 10A, 10B und 10C. Der Variable-Breite-Block 1006 empfängt das PWM-Eingangssignal (T_i) und ein Zeitrückkopplungs-Fehlersignal 1204 von einer Zeitvergleichsschaltung 1202 und gibt das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) aus. Die Zeitvergleichsschaltung 1202 erzeugt das Zeitrückkopplungs-Fehlersignal (I_Y) 1204 dadurch, dass sie die Impulsbreite zwischen dem PWM-Eingangssignal (T_i) und dem vorkompensierten PWM-Signal (T_i+c) vergleicht, um die Zeitdifferenz zu ermitteln, und dann dadurch, dass sie diese Zeitdifferenz mit einer Ausgangsamplitude (V_p oder V_r) gewichtet. Für praktische Implementierungen wird möglicherweise der Verzögerungsblock 1008 benötigt, um eine verzögerte Variante (T_i(delayed)) des PWM-Eingangssignals (T_i+c) für die Zeitvergleichsschaltung 1202 bereitzustellen. Das Zeitrückkopplungs-Fehlersignal (I_Y) 1204 und das Amplitudenprädiktionsfehler-Korrektursignal (I_pe) von dem Amplitudenfehlerprädiktor 1002 werden für den Summierer-Integrator-Block 1206 bereitgestellt. Der Summierer-Integrator-Block 1206 gibt dann das Fehlerkorrektursignal (V_c) an den Variable-Breite-Block 1006 aus. Wie vorstehend dargelegt worden ist, wird das zeitbasierte Rückkopplungsfehler-Korrektursignal (V_c) an den Variable-Breite-Block 1006 angelegt, um den richtigen Umfang für die Impulsbreitenkompensation festzulegen und die Restzeitfehler bei der Vorkompensation auszugleichen, die von dem Variable-Breite-Block 1006 durchgeführt wird.
Es ist zu beachten, dass die Zeitvergleichsschaltung 1202 mit den Ansteigende- und Abfallende-Flanke-Phasen-Detektoren 1012 und 1014 und den Mischgliedern 1020, 1022, 1024 und 1026 in den 10A bis 10C korreliert ist. Der Summierer-Integrator-Block 1206 ist mit dem Summierungsblock 1016 und dem Tiefpassfilter 1010 korreliert. Und das Zeitrückkopplungs-Fehlersignal (I_Y) 1204 ist mit der Kombination aus den Ausgangssignalen von den Mischgliedern 1020, 1022, 1024 und 1026 korreliert. Wie weiterhin in den 10A bis 10C für die Blöcke 1004 und 1054 gezeigt ist, kann die Verstärkung der Zeitvergleichsschaltung 1202 bei Bedarf proportional zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert (V_p) oder zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert (V_r) sein. Und der Amplitudenfehlerprädiktor 1002 kann das PWM-Eingangssignal (T_i) bzw. das vorkompensierte PWM-Signal (T_i+c) zusammen mit der Brumm- oder Wechselspannungskomponente (V_n) der Ausgangsamplitude empfangen. Es ist weiterhin zu beachten, dass der Amplitudenfehlerprädiktor 1002 in den 10A bis 10C und 12 mit der Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung 204 in den 2A bis 2D korreliert ist und die anderen Schaltungen in den 10A bis 10C und 12 mit der Breiteneinstellungsschaltung 202 in den 2A bis 2C korreliert sind. Mit anderen Worten, die Breiteneinstellungsschaltung in 12 enthält die Variable-Breite-Schaltung 1006, die Zeitvergleichsschaltung 1202 und den Summierer-Integrator-Block 1206 sowie den optionalen Verzögerungsblock 1008. Für die Ausführungsformen in den 10A bis 10C und 12 wird vorteilhafterweise durch Rückkoppeln von Breiteneinstellzeit-Informationen in den Vorkompensationsprozess durch die Verwendung der Zeitvergleichsschaltung 1202 eine Breiteneinstellung in einem geschlossenen Regelkreis in dem System ermöglicht, und Restfehler in dem Vorkompensationsprozess werden meistens eliminiert.
Weitere Modifikationen und alternative Ausführungsformen dieser Erfindung dürften für Fachleute auf dem Gebiet anhand dieser Beschreibung ersichtlich werden. Es ist daher klar, dass die vorliegende Erfindung nicht von diesen beispielhaften Anordnungen beschränkt wird. Daher darf diese Beschreibung nur als erläuternd angesehen werden, und sie dient dazu, Fachleute auf dem Gebiet über die Art und Weise der Durchführung der Erfindung zu unterrichten. Es ist klar, dass die hier gezeigten und beschriebenen Formen der Erfindung als die zurzeit bevorzugten Ausführungsformen anzusehen sind. An den Implementierungen und Konfigurationen können verschiedene Änderungen vorgenommen werden. Zum Beispiel können Elemente, die hier dargestellt und beschrieben sind, durch äquivalente Elemente ersetzt werden, und bestimmte Merkmale der Erfindung können unabhängig von der Verwendung anderer Merkmale genutzt werden, was Fachleuten auf dem Gebiet klar werden dürfte, nachdem sie aus dieser Beschreibung der Erfindung Nutzen gezogen haben.
Zusammenfassung
Es werden Verfahren und Systeme für PFC-Schaltungen (PFC: predictive feedback compensation; prädiktive Rückkopplungskompensation) zum Unterdrücken von Verzerrungen, die von Versorgungsspannungsschwankungen und Ausgangsamplituden-Schalt-Nichtidealitäten bei impulsbreitenmodulierten (PWM) Schaltverstärkern verursacht werden, durch Vorkompensieren des PWM-Eingangssignals auf Grund der Versorgungsspannungs- oder Ausgangsimpulsamplitude offenbart. Ausgangsamplitudenfehler, die mit vorhergehenden PWM-Ausgangssignalen assoziiert sind, dienen zum Prädizieren von Ausgangsamplitudenfehlern, die für künftige PWM-Ausgangssignale zu erwarten sind. Diese prädizierten Ausgangsamplitudenfehler werden dann zum Einstellen der Impulsbreiten für die künftigen PWM-Ausgangssignale verwendet. Es kann auch eine Breiteneinstellung in einem geschlossenen Regelkreis durch Bereitstellen von Zeitrückkopplungssignalen verwendet werden, die mit den vorkompensierten PWM-Eingangssignalen assoziiert sind. In Verbindung mit Schaltungen zur prädiktiven Rückkopplungskompensation (PFC) können auch herkömmliche Rückkopplungsverfahren verwendet werden.

Claims

Verfahren zum Korrigieren von Ausgangsamplitudenfehlern bei Schaltverstärkern, die mit impulsbreitenmodulierten Signalen (PWM-Signalen) angesteuert werden, mit den folgenden Schritten: Empfangen eines impulsbreitenmodulierten Eingangssignals (PWM-Eingangssignals), das eine Eingangsimpulsbreite hat; Prädizieren eines Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals; Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einer Ausgangsimpulsamplitude beruht, die mit einer Impulsbreite gewichtet ist; und Ausgeben eines PWM-Ausgangssignals über einen Schaltverstärker, wobei das PWM-Ausgangssignal eine Impulsbreite hat, die auf der vorkompensierten Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal beruht.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens das Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung aufweist, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist, um die vorkompensierte Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens das Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung aufweist, die auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit einer vorkompensierten Impulsbreite für ein früheres PWM-Eingangssignal gewichtet ist, um die vorkompensierte Impulsbreite für das PWM-Eingangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens das Einstellen der Impulsbreite durch Einstellen nur einer Flanke des PWM-Eingangssignals aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens das Einstellen der Impulsbreite durch Einstellen beider Flanken des PWM-Eingangssignals aufweist.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens das Einstellen beider Flanken des PWM-Eingangssignals aufweist, um eine symmetrische Einstellung der Impulsbreite zu ermöglichen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Prädizierens das Messen einer Wechselstrom(AC)-Komponente einer Versorgungsspannung aufweist, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Prädizierens das Vergleichen einer Gesamt-Versorgungsspannung mit einer Referenzspannung aufweist, die eine Soll-Ausgangsimpulsamplitude darstellt, um die Wechselstrom(AC)-Komponente der Versorgungsspannung zu messen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens das Vorkompensieren der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal mit einer Breiteneinstellung aufweist, um ein vorkompensiertes PWM-Signal mit einer vorkompensierten Impulsbreite zu erzeugen, sodass der prädizierte Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler, der mit einer Impulsbreite gewichtet ist, durch Rückkopplung in einem geschlossenen Regelkreis gezwungen wird, eine Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der mit einer Ausgangsimpulsamplitude gewichteten Eingangsimpulsbreite auszugleichen.
Verfahren nach Anspruch 9, das weiterhin den folgenden Schritt aufweist: Ermitteln der Zeitdifferenz durch Vergleichen einer ansteigenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal mit einer Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, und durch Vergleichen einer abfallenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Eingangssignal mit einer Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht.
Verfahren nach Anspruch 10, das weiterhin den folgenden Schritt aufweist: Verwenden einer ansteigenden Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, für den Ansteigende-Flanken-Vergleich und Verwenden einer abfallenden Referenzflanke, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, für den Abfallende-Flanken-Vergleich.
Verfahren nach Anspruch 10, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen eines ersten Zeitrückkopplungssignal zum Verkürzen einer Übergangszeit für die ansteigende Flanke des vorkompensierten PWM-Signals oder eines zweiten Zeitrückkopplungssignals zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz und Erzeugen eines dritten Zeitrückkopplungssignals zum Verkürzen einer Übergangszeit der abfallenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal oder eines vierten Zeitrückkopplungssignals zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens die folgenden Schritte aufweist: Gewichten des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal und Gewichten der Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der Eingangsimpulsbreite mit dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert, sodass die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite gewichtet ist.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Vorkompensierens die folgenden Schritte aufweist: Gewichten des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers mit der vorkompensierten Impulsbreite und Gewichten der Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der Eingangsimpulsbreite mit dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert, sodass die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit der vorkompensierten Signal-Impulsbreite gewichtet ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Prädizierens das Messen einer Wechselstrom(AC)-Komponente einer Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal aufweist, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren.
Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Prädizierens das Vergleichen eines Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwerts mit einer Referenzspannung, die eine Soll-Ausgangsimpulsamplitude darstellt, aufweist, um die Wechselstrom(AC)-Komponente der Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal zu messen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Empfangens das Empfangen von zwei PWM-Eingangssignalen aufweist, sodass Signalinformationen in einer Differenz zwischen den beiden Signalen residieren, der Schritt des Ausgebens das Ausgeben von zwei PWM-Ausgangssignalen aufweist und der Schritt des Vorkompensierens das Einstellen von Impulsbreiten für jedes der beiden PWM-Eingangssignale aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Ermitteln eines Rückkopplungsfehlersignals durch Vergleichen der Bereiche der PWM-Ausgangssignale mit PWM-Eingangssignalen und Verwenden des Rückkopplungsfehlersignals zum weiteren Einstellen der Impulsbreite für ein oder mehrere zusätzliche PWM-Eingangssignale.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin das Prädizieren eines Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers aufweist, der mit nur einem früheren PWM-Ausgangssignal assoziiert ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin das Prädizieren eines Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers aufweist, der mit einer Vielzahl von früheren PWM-Ausgangssignalen assoziiert ist.
Digitaler Schaltverstärker mit einer Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler-Korrektur, mit: einer Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Spannung, die die Ausgangsimpulsamplitude für ein PWM-Ausgangssignal darstellt, abtastet, um einen prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für ein PWM-Eingangssignal zu ermitteln, das die abgetastete Spannung verwendet, und um ein Prädiktionsfehler-Korrektursignal auszugeben, das proportional zu einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einer Ausgangsimpulsamplitude ist, die mit einer Impulsbreite gewichtet ist; einer Breiteneinstellungsschaltung, die so geschaltet ist, dass sie das Prädiktionsfehler-Korrektursignal und ein PWM-Eingangssignal mit einer Impulsbreite empfängt, und so konfiguriert ist, dass sie ein vorkompensiertes PWM-Signal mit einer vorkompensierten Impulsbreite ausgibt, die eine Breiteneinstellung darstellt, die auf dem Prädiktionsfehler-Korrektursignal beruht; und einer Schaltverstärker-Ansteuerschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das vorkompensierte PWM-Signal empfängt und ein PWM-Ausgangssignal ansteuert.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass das Prädiktionsfehler-Korrektursignal auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass das Prädiktionsfehler-Korrektursignal auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu einem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit einer vorkompensierten Impulsbreite für ein früheres PWM-Eingangssignal gewichtet ist.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Breiteneinstellungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie die Impulsbreite durch Einstellen nur einer Flanke des PWM-Eingangssignals einstellt.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Breiteneinstellungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie die Impulsbreite durch Einstellen beider Flanken des PWM-Eingangssignals einstellt.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass beide Flanken des PWM-Eingangssignals so eingestellt werden, dass eine symmetrische Einstellung der Impulsbreite erfolgt.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Breiteneinstellungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie ein vorkompensiertes PWM-Signal mit einer vorkompensierten Impulsbreite, die auf einer Breiteneinstellung beruht, ausgibt, sodass der prädizierte Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler, der mit einer Impulsbreite gewichtet ist, durch Rückkopplung in einem geschlossenen Regelkreis gezwungen wird, eine Zeitdifferenz zwischen der vorkompensierten Impulsbreite und der mit einer Ausgangsimpulsamplitude gewichteten Eingangsimpulsbreite auszugleichen.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Breiteneinstellungsschaltung Folgendes aufweist: eine Zeitvergleichsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie Zeitrückkopplungssignale auf Grund von Vergleichen zwischen dem PWM-Eingangssignal und dem vorkompensierten PWM-Signal erzeugt; eine Summierschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das Prädiktionsfehler-Korrektursignal mit den Zeitrückkopplungssignalen kombiniert und ein Korrektursignal bereitstellt; und eine Variable-Breite-Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das Korrektursignal empfängt und das vorkompensierte PWM-Signal ausgibt.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitvergleichsschaltung eine Flankendetektionsschaltung aufweist, die so konfiguriert ist, dass sie eine vorkompensierte Impulsbreite für das vorkompensierte PWM-Signal mit einer Referenz-Impulsbreite, die auf dem PWM-Eingangssignal beruht, vergleicht, um eine Breiteneinstellzeitbeziehung zwischen dem vorkompensierten PWM-Signal und dem PWM-Eingangssignal zu ermitteln und Zeitrückkopplungssignale auf Grund der Breiteneinstellzeitbeziehung bereitzustellen.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, dass die Flankendetektionsschaltung Folgendes aufweist: eine Ansteigende-Flanken-Detektionsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie ansteigende Flanken für das vorkompensierte PWM-Signal mit Referenzflanken vergleicht, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen; und eine Abfallende-Flanken-Detektionsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie abfallende Flanken für das vorkompensierte PWM-Signal mit Referenzflanken vergleicht, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteigende-Flanken-Detektionsschaltung so konfiguriert ist, dass sie ansteigende Referenzflanken, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen, für den Ansteigende-Flanken-Vergleich verwendet, und die Abfallende-Flanken-Detektionsschaltung so konfiguriert ist, dass sie abfallende Referenzflanken, die auf dem PWM-Eingangssignal beruhen, für den Abfallende-Flanken-Vergleich verwendet.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteigende-Flanken-Detektionsschaltung weiterhin so konfiguriert ist, dass sie ein erstes Zeitrückkopplungssignal zum Verkürzen einer Übergangszeit für die ansteigende Flanke des vorkompensierten PWM-Signals oder ein zweites Zeitrückkopplungssignal zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz erzeugt und ein drittes Zeitrückkopplungssignal zum Verkürzen einer Übergangszeit der abfallenden Flanke für das vorkompensierte PWM-Signal oder ein viertes Zeitrückkopplungssignal zum Verlängern der Übergangszeit auf Grund der Zeitdifferenz erzeugt.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitrückkopplungssignale mit einem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert gewichtet sind und die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Gesamtwert beruht, der mit der Eingangsimpulsbreite für das PWM-Eingangssignal gewichtet ist.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitrückkopplungssignale mit einem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert gewichtet sind und die Breiteneinstellung auf einem Verhältnis des prädizierten Ausgangsimpuls-Amplitudenfehlers zu dem Ausgangsimpulsamplituden-Sollwert beruht, der mit der vorkompensierten Impulsbreite für das vorkompensierte PWM-Signal gewichtet ist.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung so konfiguriert ist, dass sie eine Wechselstrom(AC)-Komponente einer Versorgungsspannung abtastet, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung so konfiguriert ist, dass sie eine Wechselstrom(AC)-Komponente einer Ausgangsimpulsamplitude für das PWM-Ausgangssignal abtastet, um den Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler für das PWM-Eingangssignal auf Grund eines früheren PWM-Ausgangssignals zu prädizieren.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die PWM-Eingangssignale zwei PWM-Eingangssignale umfassen, sodass Signalinformationen in einer Differenz zwischen den beiden Signalen residieren, die PWM-Ausgangssignale zwei PWM-Ausgangssignale umfassen, und die Breiteneinstellungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie Impulsbreiten für die beiden PWM-Eingangssignale einstellt.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung weiterhin so konfiguriert ist, dass sie ein Rückkopplungsfehlersignal durch Vergleichen der Bereiche von PWM-Ausgangssignalen mit PWM-Eingangssignalen ermittelt, und die Breiteneinstellungsschaltung weiterhin so konfiguriert ist, dass sie das Rückkopplungsfehlersignal zum weiteren Einstellen der Impulsbreite für ein oder mehrere zusätzliche PWM-Eingangssignale verwendet.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung so konfiguriert ist, dass sie einen Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler prädiziert, der mit nur einem früheren PWM-Ausgangssignal assoziiert ist.
Digitaler Schaltverstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenfehler-Prädiktionsschaltung so konfiguriert ist, dass sie einen Ausgangsimpuls-Amplitudenfehler prädiziert, der mit einer Vielzahl von früheren PWM-Ausgangssignalen assoziiert ist.