DE112008000971T5

DE112008000971T5 - Kosteneffizienter rauscharmer Single Loop- bzw. Einschleifen-Synthesizer

Info

Publication number: DE112008000971T5
Application number: DE112008000971T
Authority: DE
Inventors: Colin Ka Ho Brighton Chow; David E. Boston O'Brien
Original assignee: Teradyne Inc
Current assignee: Teradyne Inc
Priority date: 2007-04-12
Filing date: 2008-04-10
Publication date: 2010-02-18
Anticipated expiration: 2028-04-11
Also published as: WO2008127972A1; CN101657968B; KR101466655B1; US7545224B2; DE112008000971B4; JP5417318B2; KR20090127954A; CN101657968A; JP2010524406A; TW200904010A; TWI443971B; US20080252384A1

Abstract

Ein Mikrowellen-Synthesizer, der aufweist:
einen Referenz-Oszillator zum Erzeugen einer Referenzfrequenz;
eine DDS Modulationsschaltung zum Erzeugen eines modulierten DDS Signals; und
eine phaseneingerastete Schleifenschaltung, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator und der DDS Modulationsschaltung zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz,
wobei die phaseneingerastete Schleifenschaltung beinhaltet,
eine Phasenvergleichsschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einen Ausgang besitzt,
einen steuerbaren Oszillator, der einen Steuereingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung und einen Ausgang zum Erzeugen des Ausgangssignals mit variabler Frequenz besitzt und
eine Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit der DDS Modulationsschaltung, einen zweiten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und einen Ausgang gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der Phasenvergleichsschaltung, besitzt.

Description

ÜBERKREUZREFERENZEN ZU VERWANDTEN ANMELDUNGEN: nicht einschlägig.

STELLUNGNAHME BEZÜGLICH VON DER REGIERUNG GEFÖRDERTER FORSCHUNG ODER ENTWICKLUNG: nicht einschlägig.

NAMEN VON TEILNEHMERN AN EINEM GEMEINSAMEN FORSCHUNGSÜBEREINKOMMEN: nicht einschlägig.

BEZUGNAHME AUF EINE „SEQUENZAUFSTELLUNG”, EINE TABELLE ODER EINEN COMPUTERPROGRAMMANHANG: nicht einschlägig.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf automatische Testausrüstung für Elektronik (ATE = automatic test equipment) und spezieller auf die Synthese von rauscharmen hochfrequenten periodischen Signalen zum Testen von Mikrowellen- und Hochfrequenz-(HF)-Schaltungen.
2. Beschreibung verwandter Technik
Verbesserungen von hochfrequenten elektronischen Vorrichtungen für Verbraucherprodukte, wie beispielsweise Zellulartelefonen, Pagern und drahtlosen persönlichen Assistenten (PDAs = personal data assistants) haben einen Bedarf nach verbessertem Testen von Elektronik verursacht. Zur gleichen Zeit ist Druck auf Produkthersteller ausgeübt worden, um Testkosten zu Reduzieren.
Eine wichtige Komponente bei dem Testen von hochfrequenten Elektronikvorrichtungen ist der Mikrowellen-Synthesizer. Wie bekannt ist, sind „Synthesizer” elektronische Instrumente, die Testsignale mit variabler Frequenz erzeugen. Die Testsignale sind im Allgemeinen einzelne Frequenz-„Töne”, die niedriges Rauschen besitzen. Moderne Synthesizer beinhalten programmiere Elektronik, die ihnen eine hohe Frequenzauflösung über einen weiten Bereich von Frequenzen ermöglicht. „Mikrowellen-Synthesizer” sind Synthesizer, die Ausgangssignale in dem Mikrowellenfrequenzband erzeugen, d. h. in der Nähe von 1 Gigahertz (10⁹) oder höher.
Eine gewöhnliche Art von Test für eine Hochfrequenz-Vorrichtung beinhaltet Messen des Elektronikrauschens, das die Vorrichtung erzeugt. Um diese Art von Test durchzuführen, wird der Testkörper bzw. die zu testende Vorrichtung oder „DUT” (DUT = device under Test) mit einem Testsystem oder „Tester” verbunden. Der Tester beinhaltet im Allgemeinen Spannungs- bzw. Leistungsversorgungen, einen Mikrowellensynthesizer und ein Abtast- bzw. Samplinginstrument. Unter der Steuerung eines Testprogramms, aktiviert der Tester die Leistungsversorgungen zum Anlegen von Leistung an die DUT, ermöglicht es dem Synthesizer ein Eingangssignal an die DUT anzulegen und ermöglicht es dem Abtastinstrument ein Ausgangssignal von der DUT zu messen. Rauschen auf dem Ausgangssignal wird dann gemessen und das gemessene Rauschen wird mit Testlimits bzw. -grenzen verglichen, um zu bestimmen, ob die Rauschperformance von der DUT innerhalb der Testlimits liegt.
Für viele Hochfrequenzvorrichtungen sind die Ausgangssignale von der DUT im Allgemeinen eine Funktion von den an die DUT angelegten Eingangssignalen. Beispielsweise, falls das Eingangssignal eine Frequenz FIN besitzt, besitzt der Ausgang im Allgemeinen auch die Frequenz FIN oder ein Vielfaches davon. Die exakte Eingangs-Ausgangs-Beziehung hängt von dem Typ von der zu testenden Vorrichtung ab, aber irgendeine numerische Beziehung zwischen Eingang und Ausgang ist nahezu immer vorhanden. Ist dies der Fall, kann irgendein durch den Synthesizer erzeugtes Rauschen an dem Ausgangssignal erscheinen. Dieses Rauschen erzeugt eine Unsicherheit bei jedwelcher Rauschmessung von der DUT da es nicht klar ist, ob das gemessene Rauschen durch die DUT erzeugt oder durch den Synthesizer eingespeist bzw. eingekoppelt wird.
Deshalb ist das Rauschen von dem Synthesizer eine höchstwichtige Spezifikation. Durch Reduzieren dieses Rauschens werden Messunsicherheiten entsprechend reduziert und die Qualität des Testens wird verbessert.
Da viele elektronische Vorrichtungen irgendeine Art von Phasenmodulationsschema einsetzen, ist es besonders kritisch, dass die Synthesizer niedriges Phasenrauschen erzeugen. Wie bekannt ist, bezeichnet „Phasenrauschen” Variationen in der Phase von Signalen, die durch eine Vorrichtung erzeugt werden. Das Phasenrauschen kann alternativ als Timing-Jitter bzw. Zeitsteuerungszittern betrachtet werden.
Testsystementwickler haben danach gestrebt Mikrowellensynthesizer mit niedrigem Phasenrauschen zu entwickeln. Ihre Bemühungen haben häufig zu einer Entwicklung von Synthesizern geführt, die aus mehreren einstellbaren, phaseneingerasteten Schleifenschaltungen bzw. Phase locked loop Schaltungen bestehen, die im Gleichklang, bzw. übereinstimmend agieren.
1 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Multi- bzw. Mehrfachschleifen-Synthesizers 100. Der Synthesizer 100 zeigt einen Synthesizer, der drei Schleifen besitzt; es sollte jedoch klar sein, dass Multischleifen-Designs eine größere oder kleinere Anzahl von Schleifen beinhalten können, und zwar wie es die Zielanwendung erfordert.
In dem Multischleifen-Synthesizer 100 der 1 empfängt eine main bzw. wichtigste phaseneingerastete Schleife 102 ein Basisbandeingangssignal (Baseband In) und erzeugt ein Mikrowellenausgangssignal (RFOUT). Die wichtigste bzw. hauptphaseneingerastete Schleife 102 beinhaltet einen Phasenkomparator 110, einen Schleifenfilter/Verstärker 112 und einen VCO (voltage-controlled oscillator bzw. spannungsgesteuerter Oszillator) 114 in seinem Vorwärtspfad und eine Reihe von Mischern 116/120 und Filtern/Verstärkern 118/122 in seinem Rückkopplungspfad.
Zusätzliche phasenverriegelte Schleifen 104 und 106 sind vorgesehen zum Erzeugen zusätzlicher hochfrequenter Signale. Die phaseneingerasteten Schleifen 104 und 106 beinhalten jeweils einen Phasenkomparator 134/154, einen Schleifenfilter/Verstärker 136/156, einen VCO 138/158 und einen Rückkopplungsdividierer bzw. -teiler 140/160. Eingangsteiler 132/152 sind vorgesehen, um entsprechend ein Eingangssignal von einer Taktquelle 130 zu teilen bzw. zu dividieren.
Die Ausgänge von den phaseneingerasteten Schleifen 104 und 106 sind mit den Mischern 116 und 120 in der Hauptschleife 102 gekoppelt. Die Mischer 116 und 120 konvertieren RFOUT sukzessiv herunter (downconvert), und zwar zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals mit viel niedrigerer Frequenz. Der Phasendetektor 110 vergleicht das relativ niederfrequente Rückkopplungssignal mit Baseband In und der Betrieb von der Schleife 102 tendiert dazu, das Rückkopplungssignal auf eine Frequenz zu zwingen, die Baseband In gleicht.
Zum Programmieren einer gewünschten Ausgangsfrequenz RFOUT werden sowohl grobe als auch feine Einstellungen gemacht. Die Teiler 132, 152, 140 und 160 der Schleifen 104 und 106 werden eingestellt, um eine grobe Ausgangsfrequenz zu Etablieren. Baseband In wird eingestellt beispielsweise durch Programmieren einer Vorrichtung mit direkter Digitalsynthese (DDS = direct digital synthesis) zum Abstimmen zwischen den groben Frequenzeinstellungen, die durch die Teiler durchgeführt werden.
Viele Designmerkmale von dem Multischleifen-Synthesizer 100 fördern niedriges Phasenrauschen. Z. B. ist die Taktquelle 130 im Allgemeinen eine rauscharme Festfrequenzreferenz wie beispielsweise ein Quarz-Oszillator. Die Filter/Verstärker 136 und 156 besitzen im Allgemeinen lange Zeitkonstanten, um Rauschen zu Reduzieren, das in die Mischer 116 und 120 der Hauptschleife 102 eingespeist wird. Die Hauptschleife 102 ist im Allgemeinen frei von Frequenzteilung, was dazu tendiert, Rauschverstärkung zu reduzieren.
Die signifikanten Vorteile des Multischleifendesigns 100 haben jedoch ihren Preis. Die Komponentenanzahl der Schaltung ist hoch und viele Filter sind erforderlich. Diese Filter sind teuer und belegen eine große Menge an Platz. Zusätzlich, da der Multischleifen-Synthesizer 100 multiple Rückkopplungsschaltkreise beinhaltet, die interagieren, ist die Einschwingzeit des Synthesizers 100 manchmal schwierig vorherzusagen.
Erforderlich ist daher ein Mikrowellen-Synthesizer, der ein niedriges Phasenrauschen besitzt, der vorhersagbare Einschwenk-Charakteristika aufweist und der mit niedrigeren Kosten als bei Multischleifen-Designs gebaut werden kann.
(G) KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung, beinhaltet ein Mikrowellen-Synthesizer einen Referenz-Oszillator zum Erzeugen einer Referenz-Frequenz, eine DDS Modulationsschaltung zum Erzeugen eines modulierten DDS Signals und eine phaseneingerastete Schleifenschaltung, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator und der DDS Modulationsschaltung zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz. Die phaseneingerastete Schleifenschaltung beinhaltet eine Phasenvergleichsschaltung, die einen ers ten Eingang, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einen Ausgang, besitzt. Die phaseneingerastete Schleifenschaltung beinhaltet ferner einen steuerbaren Oszillator, der einen Steuereingang, der mit dem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung gekoppelt ist und einen Ausgang zum Erzeugen des Ausgangssignals mit variabler Frequenz, besitzt. Zusätzlich beinhaltet die phaseneingerastete Schleifenschaltung eine Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit der DDS Modulationsschaltung, einen zweiten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und einen Ausgang, gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der Phasenvergleichsschaltung, besitzt.
Gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung beinhaltet ein Mikrowellen-Synthesizer eine Phasenvergleichsschaltung, die einen ersten Eingang zum Empfang einer Referenzfrequenz, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einen Ausgang besitzt. Auch ist ein steuerbarer Oszillator enthalten, der einen Steuereingang gekoppelt mit dem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung und einen Ausgang zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz besitzt. Ferner ist ein programmierbarer Teiler beinhaltet, der einen Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und einen Ausgang zum Vorsehen eines geteilten bzw. dividierten Signals besitzt. Der Mikrowellen-Synthesizer beinhaltet noch weiterhin eine Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, angepasst zum Empfangen eines modulierten Signals, einen zweiten Eingang gekoppelt mit dem Ausgang von dem programmierbaren Teiler und einen Ausgang gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der Phasenvergleichsschaltung zum Vorsehen des Rückkopplungssignals, besitzt.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung beinhaltet ein Mikrowellen-Synthesizer einen Referenz-Oszillator zum Erzeugen einer Referenzfrequenz. Der Mikrowellen-Synthesizer beinhaltet eine Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten, ist gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator zum Erzeugen entsprechender Ausgangssignale bei verschiedenen Vielfachen von der Referenzfrequenz. Ferner ist enthalten eine erste DDS Einheit, die einen Takteingang besitzt, gekoppelt mit der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten und die einen Ausgang besitzt zum Erzeugen eines ersten DDS Signals, das eine programmierbare Frequenz und eine erste Phase besitzt. Zusätzlich beinhaltet der Mikrowellen-Synthesizer eine zweite DDS Einheit, die einen Takteingang besitzt, gekoppelt mit der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten und die einen Ausgang besitzt zum Erzeugen eines zweiten DDS Signals, das die programmierbare Frequenz und eine zweite Phase besitzt, die von der ersten Phase verschieden ist. Eine Quadratur-Mischerschaltung besitzt erste und zweite Eingänge, entsprechend gekoppelt mit den Ausgängen von den ersten und zweiten DDS Schaltungen, einen dritten Eingang, gekoppelt mit der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten und einen Ausgang. Der Mikrowellen-Synthesizer beinhaltet ferner eine phaseneingerastete Schleifenschaltung, die einen ersten Eingang gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, einen zweiten Eingang, gekoppelt und mit dem Ausgang von der Quadratur-Mischerschaltung und einen Ausgang zum Vorsehen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz, besitzt.
(H) KURZE BESCHREIBUNG VON DEN MEHREREN ANSICHTEN DER ZEICHNUNGEN
Neuartige Merkmale der Erfindung werden klar werden, wenn man die folgende Beschreibung und die Zeichnungen betrachtet, wobei die Zeichnungen Folgendes zeigen:
1 ist ein vereinfachtes Schema von einem Multischleifen-Mikrowellen-Synthesizer gemäß dem Stand der Technik;
2 ist ein vereinfachtes Schema eines Mikrowellen-Synthesizers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
3 ist ein Schema eines Ausführungsbeispiels einer Frequenz-Referenzquelle, welche in dem Synthesizer der 2 genutzt werden kann;
4 ist ein Schema eines Ausführungsbeispiel einer Schaltung zum Erzeugen eines hochfrequenten Lokal-Oszillators (LO), welcher in dem Synthesizer der 2 genutzt werden kann;
5 ist ein Schema eines Ausführungsbeispiels einer DDS Schaltung zum Erzeugen von Quadratur-DDS-Signalen, welche in dem Synthesizer der 2 genutzt werden kann;
6 ist ein Schema eines Ausführungsbeispiels eines Ein-Seitenband-Hochkonverters, zum Empfangen in 5 gezeigten Quadratur-DDS-Signalen;
7 ist ein Schema eines Ausführungsbeispiels einer in 2 gezeigten Haupt-PLL-Schaltung;
8 ist ein Flussdiagramm, das einen Prozess zum Programmieren des Synthesizers von 2 zeigt.
9 ist ein Flussdiagramm, das einen Prozess zum Dithering bzw. Hin- und Herwechseln von zwei DDS Werten zum Ausgeben einer Frequenz, entsprechend eines Wertes zwischen den zwei DDS Werten in der Schaltung von 2; und
10 ist ein Flussdiagramm, das einen Prozess zeigt zum Kalibrieren des Synthesizers von 2, wenn er mit der in 5 gezeigten Quadratur-DDS konfiguriert wird.
(I) DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Wie durchweg in diesem Dokument verwendet, sollen die Wörter wie beispielsweise „Aufweisen”, „Beinhalten” und „Besitzen” bestimmte Gegenstände, Schritte, Elemente oder Aspekte von etwas in einer offenen Weise bzw. einer Art und Weise mit unbestimmtem Ende angeben. Außer wenn eine spezielle Aussage bezüglich des Gegenteils gemacht wird, zeigen diese Wörter nicht eine geschlossene Liste an, zu der zusätzliche Dinge nicht hinzugefügt werden können.
2 zeigt einen Mikrowellen-Synthesizer 200 gemäß einem illustrativen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Mikrowellen-Synthesizer 200 beinhaltet einen Referenz-Oszillator 210, eine DDS Modulationsschaltung 212, eine phaseneingerasteten bzw. phase-locked Schleifenschaltung 214, eine Ausgangskonditionierungsschaltung 216 und einen Controller bzw. eine Steuerungseinheit 260. Der Controller 260 sieht Eingaben vor für und empfängt Ausgaben von der DDS Modulationsschaltung 212, der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214 und der Ausgangskonditionierungsschaltung 216 und zwar zum Steuern dieser Schaltungen und optional zum Zurücklesen von Information von diesen Schaltungen.
Die DDS Modulationsschaltung 212 beinhaltet vorzugsweise eine Vielzahl von Lokal-Oszillatoren 220a–220n. Jeder Lokal-Oszillator besitzt vorzugsweise einen Eingang der mit dem Referenz-Oszillator 210 gekoppelt ist und einen Ausgang zum Vorsehen eines Signals dessen Frequenz ein Vielfaches von der Referenzfrequenz ist. Die Ausgangsfrequenzen von den verschiedenen Lokal-Oszillatoren 220a–220n sind vorzugsweise voneinander verschieden. Die Lokal-Oszillatoren 220a–220n sind mit den Eingängen von einem Paar von Selektoren 222 und 224 gekoppelt. Jeder Selektor 222/224 besitzt vorzugsweise „n” Eingänge, und zwar einen für jeden von den „n” Lokal-Oszillatoren. Jeder Selektor ist konfiguriert zum Befördern bzw. Übermitteln eines von den Signalen an seinen „n” Eingängen zu seinem Ausgang und zwar unter der Steuerung des Controllers 260. Der Selektor 222 besitzt einen Ausgang, der mit einem Frequenz-Teiler bzw. -Dividierer 226 gekoppelt ist, welcher wiederum einen Ausgang DDS CLK besitzt, der mit dem Takteingang von einer DDS Schaltung 228 verbunden ist. Die DDS Schaltung 228 besitzt einen Ausgang DDS OUT gekoppelt mit einem ersten Eingang von einem Mischer 230. Der Selektor 224 besitzt einen Ausgang (LO) gekoppelt mit einem zweiten Eingang von dem Mischer 230. Die Selektoren 222 und 224 sind vorzugsweise mit HF Schaltern implementiert. Ein wählbares bzw. selektierbares Filter 232 ist optional mit dem Ausgang von dem Mischer 230 gekoppelt. Das Filter 232 ist vorzugsweise konfigurierbar entweder als ein Tiefpassfilter oder als ein Hochpassfilter. Der Ausgang von dem Filter 232 befördert bzw. übermittelt ein moduliertes DDS Signal DDS MOD an die phaseneingerastete Schleifenschaltung 214.
Die phaseneingerastete Schleifenschaltung 214 beinhaltet einen Phasen-Komparator 240, ein Schleifenfilter 242 und einen steuerbaren Oszillator 244. Ein Crossover- bzw. Überkreuzschalter 238 ist vorzugsweise an dem Eingang von dem Phasen-Komparator 240 vorgesehen. Der Crossover-Schalter besitzt einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator und einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals. Er besitzt auch zwei Ausgänge, gekoppelt mit ersten und zweiten Eingängen von dem Phasenkomparator 240. Der Crossover-Schalter 238 besitzt zwei Modi: einen Durchlassmodus, in dem Eingänge direkt an Ausgänge geleitet werden (Eingang 1 an Ausgang 1 und Eingang 2 an Ausgang 2) und einen Crossover-Modus, in dem Eingänge gekreuzt werden (Eingang 1 an Ausgang 2, und Eingang 2 an Ausgang 1). Der Crossover-Schalter 238 kann als ein individuelles Element vorgesehen sein, oder er kann mit dem Phasen-Komparator 240 integriert sein.
Der Crossover-Schalter 238 erlaubt, dass die Polarität von dem Phasenkomparator 240 umgekehrt wird. Diese Fähigkeit gewährt dem Synthesizer 200 eine größere Flexibilität zum Einrasten.
Die phaseneingerastete Schleifenschaltung 214 beinhaltet auch einen programmierbaren Teiler 246, einen Mischer 248 und ein Tiefpassfilter 250. Der programmierbare Teiler 246 besitzt einen Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator 244 und einen Ausgang, gekoppelt mit einem ersten Eingang von dem Mischer 248. Der Mischer 248 besitzt einen zweiten Eingang, gekoppelt mit der DDS Modulationsschaltung zum Empfangen von DDS MOD. Der Mischer 248 besitzt einen Ausgang, gekoppelt mit dem Tiefpassfilter 250, welches wiederum einen Ausgang besitzt, der mit dem zweiten Eingang von dem Crossover-Schalter 238 gekoppelt ist.
Der Ausgang der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214, PLL OUT ist mit der Ausgangskonditionierungsschaltung 216 gekoppelt. Die Ausgangs konditionierungsschaltung beinhaltet einen oder mehrere programmierbare Teiler 252 und eine Filterbank 254.
Der Mikrowellen-Synthesizer 200 arbeitet vorzugsweise in Synchronisation mit dem Referenz-Oszillator 210. Innerhalb der DDS Modulationsschaltung 212, empfangen die Lokal-Oszillatoren 220a–220n jeweils eine Referenzfrequenz FREF von dem Referenz-Oszillator 210 und erzeugen ein Ausgangssignal, dessen Frequenz ein Vielfaches von der Referenzfrequenz ist. Der Selektor 222 wird betrieben um ein Ausgangssignal von einem von den Lokal-Oszillatoren 220a–220n als Eingabe für den Teiler 226 zu selektieren. In ähnlicher Weise wird der Selektor 224 betrieben zum Selektieren jenes Ausgangssignals am Ausgang von einem der Lokal-Oszillatoren als Eingabe für den Mischer 230.
Mit den Selektoren 220/224 und dem Teiler 226 auf gewünschte bzw. Sollwerte eingestellt, wird die DDS Schaltung 228 zum Erzeugen von DDS OUT mit einer gewünschten bzw. Soll-Frequenz programmiert. Der Mischer 230 mischt DDS OUT mit LO von dem Selektor 224. Der Frequenz-Inhalt des Ausgangs des Mischers beinhaltet somit im Allgemeinen eine Trägerkomponente, LO und obere und untere Seitenbänder, von dem Träger versetzt, um die Frequenz von DDS OUT. Das selektierbare Filter 232 filtert vorzugsweise die Ausgabe von dem Mischer 230 um entweder das untere Seitenband oder das obere Seitenband auszuwählen, um DDS MOD zu ergeben, welches dann an die phaseneingerastete Schleifenschaltung 214 übergeben wird.
Innerhalb der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214 liefert der Ausgang von dem steuerbaren Oszillator 224 PLL OUT Frequenzen in dem Mikrowellen-Bereich. Der programmierbare Teiler 246 reduziert diese Frequenzen und der Mischer 248 konvertiert die Ausgabe von dem Teiler 246 herab. Die Ausgabe von dem Mischer 248 beinhaltet somit im Allgemeinen die geteilte bzw. dividierte PLL OUT Frequenz mit Seitenbändern, die um die Frequenz von DDS MOD versetzt sind. Das Tiefpassfilter 250 filtert die höheren Mischprodukte, die durch die Mischer 230 und 248 erzeugt worden sind. Da das Tiefpassfilter 250 das Rückkopplungssignal vorsieht, tendiert die negative Rückkopplung der Schleife dazu, das untere Seitenband von dem Mischer 248 auf die Referenzfrequenz FREF zu treiben und tendiert daher dazu PLL OUT auf eine vorherbestimmte Mikrowellen-Frequenz zu treiben. Die Frequenz von PLL OUT kann dann wie gewünscht geteilt und gefiltert werden zum Erzeugen beliebiger niedrigerer Frequenzen.
Algebraisch kann DDS MOD repräsentiert werden als (LO + DDS OUT) oder (LO – DDS OUT) und zwar abhängig von den Einstellungen von dem Filter 232. Falls der programmierbare Teiler 246 einen Divisionsfaktor von D besitzt, und der Crossover-Schalter 238 in seinem Durchlassmodus konfiguriert ist, besitzt das Seitenband, auf das der Phasenkomparator 240 einrastet, eine Frequenz von entweder (PLL OUT)/D – (LO + DDS OUT) oder (PLL OUT)/D – (LO – DDS OUT)
Der Crossover-Schalter 238 erlaubt es der Schleife eine negative Rückkopplung beizubehalten und einzurasten, wenn der Synthesizer vorabgestimmt bzw. voreingestellt ist und konfiguriert ist zum Erzeugen von (PPL OUT)/D mit einer niedrigeren Frequenz als DDS MOD. Durch Konfigurieren des Crossover-Schalters 238 auf seinen Crossover-Modus, besitzt das Seitenband auf das der. Phasen-Komparator 240 einrastet, die folgenden. zusätzlichen Frequenzen: (LO + DDS OUT) – (PLL OUT)/D und (LO – DDS OUT) – (PLL OUT)/D
Da die Rückkopplung jeden von den übrigen Ausdrücken gleich der Referenzfrequenz zwingt, können wir nach PLL OUT auflösen, um vier Möglichkeiten zu erhalten, und zwar wie folgt: PLL OUT = D·(LO + DDS OUT + FREF) PLL OUT = D·(LO – DDS OUT + FREF) PLL OUT = D·(LO + DDS OUT – FREF) oder PLL OUT = D·(LO – DDS OUT – FREF)
Es ist klar, dass eine richtige Auswahl der Werte für D, FREF, LO und DDS OUT einen weiten bzw. großen Frequenzbereich für PLL OUT ergeben kann, welcher sich auf einen weiten Frequenzbereich für den Mikrowellen-Synthesizer 200 überträgt.
3 zeigt ein illustratives Ausführungsbeispiel des Referenz-Oszillators 210. Der Oszillator beinhaltet eine phaseneingerastete Schleife, und zwar von einem Systemtakt angetrieben. Die phaseneingerastete Schleife beinhaltet einen Phasenfrequenz-Detektor 310, ein Schleifenfilter 312 und einen steuerbaren Oszillator 314. Wie bekannt ist, ist ein Phasenfrequenz-Detektor eine Art von Phasen-Detektor, der eine Fehlanpassung bzw. Diskrepanz der Frequenz sowie auch der Phase zwischen seinen Eingangssignalen detektieren kann. Der Phasenfrequenz-Detektor 310 besitzt einen ersten Eingang, der den Systemtakt empfängt und einen zweiten Eingang, der ein Rückkopplungssignal von dem steuerbaren Oszillator 314 vorsieht. Die phaseneingerastete Schleife sieht somit eine gefilterte und aufbereitete Version des Systemtakts vor.
Der Systemtakt ist vorzugsweise ein Signal, das an verschiedene Einrichtungen bzw. Gerte in einem ATE System zur Synchronisation des Betriebs verteilt wird. Er kann ein digitaler Takt oder ein analoger Takt bzw. eine analoge Uhr sein. Die exakte Frequenz ist nicht kritisch. Das Schleifenfilter 312 besitzt vorzugsweise eine sehr niedrige Bandbreite zum starken Filtern von Phasenrauschen innerhalb der Schleife. Der steuerbare Oszillator 314 ist vorzugsweise ein spannungsgesteuerter Quarz-Oszillator, wie beispielsweise ein günstiger keramischer Resonator.
4 zeigt ein illustratives Ausführungsbeispiel eines Lokal-Oszillators (irgendeinem der 220a–220n). Nur ein einzelner Oszillator ist gezeigt, die Schaltungstopologie ist jedoch repräsentativ für jeden von den Oszillatoren 220a– 220n. Der Lokal-Oszillator empfängt das gefilterte Taktsignal, FREF und erzeugt ein Ausgangssignal dessen Frequenz ein Vielfaches von FREF ist. Der Lokal-Oszillator ist als eine phaseneingerastete Schleife konstruiert; ein Abtastphasendetektor 410 ist jedoch anstelle des herkömmlichen Phasendetektors oder Phasenfrequenz-Detektors verwendet. Wie bekannt ist, setzt ein Abtastphasen-Detektor eine Schrittwiedergewinnungs-Diode bzw. Step-Recovery-Diode ein, die kapazitiv mit einem Schottky-Diodenpaarmischer gekoppelt ist. Die Schrittwiedergewinnungsdiode erzeugt Harmonische bzw. Oberwellen des Eingangsreferenzsignals (hier FREF) und das Schottky-Diodenpaar agiert als ein Phasen-Detektor. Der Abtast-Phasendetektor kann selektiv auf einer Harmonischen einrasten und ermöglicht es der phaseneingerasteten Schleife eine Frequenzmultiplikation von der Eingangsreferenz zu erreichen und zwar ohne der Notwendigkeit eines Rückkopplungsteilers bzw. -dividierers. Wie bekannt ist, vermeidet das Eliminieren des Rückkopplungsteilers in einer Abtastphasendetektor basierten phaseneingerasteten Schleife nicht nur den Rauschbeitrag des Teilers, sondern auch die Multiplikation des Phasendetektorrauschens. Das Vermeiden von Teilern in den Lokal-Oszillatoren 220a–220n verbessert somit die Leistungsfähigkeit bzw. Performance. Anstelle des Abtastphasendetektors 410 kann eine Comp- bzw. Kammgeneratorschleife genutzt werden.
5 und 6 zeigen ein Ausführungsbeispiel der DDS Schaltung 228 und des Mischers 230. Dieses Ausführungsbeispiel ist speziell bevorzugt aufgrund seiner niedrigen Kosten, Flexibilität und der Einfachheit der Integration in den Synthesizer 200. Dieses Ausführungsbeispiel nutzt einen Trend in der Telekommunikationsindustrie aus und zwar hin zu dem analytischen Verarbeiten von Signalen, d. h. in Quadratur. Wie bekannt ist, repräsentieren „Quadratur”-Signale jede Frequenz als ein Paar von um neunzig Grad phasenverschobenen Sinusoiden bzw. Sinuskurven. Ein Sinusoid ist in-phasig oder „I” und der andere ist quadratur-phasig oder „Q”.
5 zeigt eine Quadratur-DDS-Schaltung. Die Quadratur-DDS-Schaltung beinhaltet ein paar von DDS Einheiten – eine zum Vorsehen eines I Signals und eine zum Vorsehen eines Q Signals. Jede DDS Einheit beinhaltet vorzugsweise einen Phasen-zu-Amplituden-Konverter 514/544, einen DAC (Digital-zu-Analog-Konverter) 516/546, ein Tiefpassfilter 518/548, und einen Ausgangspuffer 520/550. Der Wirtschaftlichkeit wegen, können bestimmte Elemente geteilt bzw. gemeinsam genutzt werden zwischen den DDS Einheiten und müssen nicht repliziert werden. Z. B. muss nur ein einzelnes Phasenregister 510, ein Summierer 512, ein Frequenzregister 540 und ein Akkumulator 542 vorgesehen werden.
Um die Quadratur DDS Schaltung zu betreiben, programmiert der Controller 260 das Phasenregister 510 und das Frequenzregister 540 mit Werten. Nach jedem Zyklus von DDS CLK addiert der Akkumulator 542 die Inhalte von dem Frequenzregister 540 zu seinem bereits gespeicherten Wert zum Erzeugen eines zunehmenden digitalen Ausgangswerts, der der Phase entspricht. Diese Ausgabe ist vorgesehen für die Phasen-zu-Amplituden-Konverter 514/544, welche die zunehmenden Phasenwerte in digitale Amplitudenwerte konvertieren. Die DACs 516/546 konvertieren dann die digitalen Amplitudenwerte in analoge Pegel. Die Filter 518/548 glätten diese Pegel und die Puffer 520/550 geben die I und Q Signale aus. Die Ausgabefrequenz von I und Q wird variiert durch Variieren des in dem Frequenzregister 540 gespeicherten Werts.
Das Phasenregister 510 und der Summierer 512 erlauben es dass die Phase von dem I Ausgang mit Bezug auf die Phase von dem Q Ausgang versetzt ist. Durch Programmieren des Phasenregisters 510 auf einen digitalen Wert, der 90 Grad entspricht, wird eine Phasendifferenz von 90 Grad zwischen I und Q hergestellt. In ähnlicher Weise wird durch Programmieren des Phasenregisters auf minus 90 Grad eine negative 90 Grad Phasendifferenz zwischen I und Q hergestellt.
Die Quadratur-DDS-Schaltung sieht auch einen Mechanismus vor zum Entfernen von Fehlern in und zwischen I und Q. Phasenfehler können korrigiert werden durch Einstellen des in dem Phasenregister 510 gespeicherten Werts. Verstärkungs- und Versatzfehler in den DACs können unter Verwendung von analogen Einstellungen korrigiert werden, die durch den Controller 260 geliefert werden. Die Quadratur-DDS-Schaltung wird vorzugsweise mit einem paar von monolithischen DDS Chips oder mit einem Dual-Kern monolitischen DDS implementiert.
6 zeigt die bevorzugte Implementierung des Mischers 230 und zwar in der Form eines Quadraturmischers. Der Quadraturmischer beinhaltet vorzugsweise einen Phasensplitter 610, erste und zweite Mischer 612 und 614, einen Summierer 616 und einen Ausgangspuffer 618. Der Phasensplitter 610 empfängt das LO Signal von dem Selektor 224 und gibt zwei Versionen von dem LO Signal aus. Jede Version besitzt die gleiche Frequenz wie das LO Signal, aber eine von ihnen ist um 90 Grad relativ zu der anderen verzögert. Der erste Mischer 612 mischt eine nicht-verschobene Version von LO mit dem I Signal und der zweite Mischer 614 mischt eine verschobene Version von LO mit dem Q Signal. Der Summierer 616 kombiniert die Ausgaben von den Mischern 612 und 614 um ein Ausgangssignal zu ergeben, in dem in-phasige (I) Komponenten summiert und Quadratur-Komponenten (Q) zurückgewiesen werden. Die Ausgabe von dem Summierer 616 besitzt somit eine Frequenz, die entweder die Summe oder die Differenz von LO und der DDS Ausgangsfrequenz DDS OUT ist. Andere Mischprodukte werden unterdrückt und zwar ohne eine Filterung zu erfordern. Das gewünschte Summen- oder Differenzsignal kann geändert werden durch Umkehren der Phasen von I und Q. Deshalb kann der Quadratur-Mischer dazu gebracht werden entweder LO + DDS OUT oder LO – DDS OUT auszugeben und zwar einfach durch Programmieren des Phasenregisters 510 auf entweder plus 90 Grad oder minus 90 Grad.
Der in 6 gezeigte Quadraturmischer ist auch als ein Ein-Seitenband-Hochkonverter bekannt. Ein-Seitenband-Hochkonverter sind auf dem Gebiet der Mikrowellen- und Telekommunikationstechnik wohl bekannt. Der Vorteil des Nutzens eines Ein-Seitenband-Hochkonverters in dieser Anwendung ist, dass dies eine einfache Möglichkeit des Auswählens eines gewünschten Seitenbands (und somit eines gewünschten Frequenzbereichs) zum Weiterleiten an die phaseneingerastete Schleifenschaltung 214 vorsieht. Es reduziert auch signifikant den Bedarf nach Filterung. Das wählbare bzw. selektierbare Filter 232 aus 2 kann im Allgemeinen eliminiert werden, wenn der Ein-Seitenband-Hochkonverter genutzt wird.
7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214. Es kann gesehen werden, dass der Phasenkomparator 240 mit einem Phasenfrequenz-Detektor 740 implementiert worden ist. Der steuerbare Oszillator 244 ist mit einem YIG Oszillator implementiert. Der Teiler 246 ist mit einem programmierbaren HF Prescaler bzw. Vorskalierer 746 implementiert. Der Mischer 748 und das Tiefpassfilter 750 sind ähnlich bzw. gleich dem Mischer 248 und dem Filter 250 der 2.
Der Phasenfrequenz-Detektor (PFD = phase-frequency detector) 740 erlaubt es der phaseneingerasteten Schleife der 7 über einen relativ weiten Frequenzbereich zu akquirieren und einzurasten und entspannt den Bedarf für ein Voreinstellen bzw. Pretuning des YIG Oszillators. Der PFD wird mit einer relativ niedrigen Frequenz (nominell 100 MHz) betrieben. Günstige rauscharme monolithische PDFs sind zur Verwendung bei dieser Frequenz kommerziell erhältlich.
Der YIG Oszillator 744 besitzt vorzugsweise sowohl Grobabstimmungs- als auch Feinabstimmungs-(FM = fine tune)-Eingänge. Die Grobabstimmungseingänge werden vorzugsweise durch analoge Schaltkreise innerhalb des Controllers 260 gesteuert, wohingegen die Feinabstimmungseingänge vorzugsweise mit dem Schleifenfilter/Verstärker 742 zum Einrasten gekoppelt sind.
Die phaseneingerastete Schleifenschaltung der 7 beinhaltet vorzugsweise eine Abtastschaltung zum Abtasten des an den PDF 740 gelieferten Rückkopplungssignals. Die Abtastschaltung beinhaltet einen Schalter 736, einen ADC (Analog-zu-Digital-Konverter) 752, einen Erfassungs- bzw. Capture-Speicher 754 und eine DFT (= digitale Fourier-Transformation) Einheit 756. Während einer Kalibrierungsoperation wird der Schalter 736 geschlossen und der ADC 752 wird dazu gebracht Tastungen bzw. Abtastwerte des Rückkopp lungssignals zu akquirieren. Diese Abtastwerte werden in dem Erfassungsspeicher 754 gehalten und eine diskrete Fourier Transformation wird auf den gespeicherten Tastungen durchgeführt. Ergebnisse können an den Controller 260 zur Analyse gesendet werden. Diese Fähigkeit erlaubt, dass das Rauschen von der phaseneingerasteten Schleifenschaltung direkt gemessen und möglicherweise eingestellt wird.
Hierin beschriebene Implementierungsdetails des Mikrowellen-Synthesizer 200 können innerhalb des Umfangs der Erfindung wesentlich variiert werden. In dem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Wert von FREF jedoch nominell 100 MHz. Die Anzahl „n” der Lokaloszillatoren 220a–220n ist 2. Der erste Lokaloszillator erzeugt 1,8 GHz und der zweite Lokaloszillator erzeugt 2,0 GHz. Der Kompatibilität wegen mit bevorzugten und verfügbaren DDS Einheiten ist der Teilerwert M des Dividierers 226 vorzugsweise 2. Deshalb kann der Wert von DDS CLK auf entweder 900 MHZ oder 1,0 GHz konfiguriert werden. Die DDS Einheiten sind vorzugsweise abstimmbar in einem Bereich zwischen 100 MHz und 300 MHz was DDS MOD variabel zwischen 1,5 GHz und 2,3 GHz macht und zwar ohne Lücken. Der YIG Oszillator 744 wird vorzugsweise über einen Abstimm- bzw. Einstellbereich zwischen 6,4 und 12,8 GHz betrieben und der programmierbare HF Vorskalierer sieht vorzugsweise Teilverhältnisse von 4, 5 oder 6 vor. Die kleinen Teilverhältnisse stellen sicher, das Rauschen niedrig gehalten wird, während noch die Rückkopplungsanforderungen der Schleife über den vollen Bereich von DDS MOD. erfüllt werden.
Viele der in dem Synthesizer 200 verwendeten Komponenten sind kommerziell aus dem Regal verfügbar. Geeignete Phasenfrequenzdetektoren sind sowohl von Hittite Microwave aus Chelmsford, MA als auch von ON Semiconductor aus Phoenix, AZ verfügbar. Abtastphasendetektoren sind verfügbar von MicroMetrics aus Londonderry, NH und Aeroflex/Metelics aus Sunnyvale, CA. Geeignete DDS Schaltungen können von Analog Devices aus Norwood, MA beschafft werden. Ein-Seitenband-Hochkonverter können von Analog De vices, Maxim Integrated Products aus Sunnyvale, CA, Texas Instruments aus Dallas, TX und Linear Technology aus Milpitas, CA gekauft werden.
8 zeigt einen Prozess zum Programmieren des Mikrowellen-Synthesizers 200 um eine gewünschte Ausgangsfrequenz vorzusehen. Die Schritte müssen nicht in der gezeigten Reihenfolge ausgeführt werden. Beim Schritt 810 akzeptiert der Synthesizer eine gewünschte Ausgangsfrequenz von einem Nutzer und zwar direkt oder von einem Testprogramm, das Zugriff auf den Synthesizer hat. Beim Schritt 812 werden ein oder mehrere Lokal-Oszillatoren ausgewählt. Der Flexibilität wegen werden die Lokal-Oszillatoren 220a–220n, zum Vorsehen von DDS CLK und LO vorzugsweise unabhängig ausgewählt. Beim Schritt 814 wird ein Seitenband von dem Ein-Seitenband-Hochkonverter ausgewählt. Dies wird im Allgemeinen erreicht durch Programmieren der Phase von dem Phasenregister 510 auf entweder plus oder minus 90 Grad und Konfigurieren des Crossover-Schalters 738 auf entweder Durchlass- oder Crossover-Modus. Beim Schritt 816 wird ein Vorskaliererteilerwert für den programmierbaren HF Vorskalierer 746 ausgewählt. Beim Schritt 818 wird eine DDS Frequenz programmiert. Ausgangsteiler und Filter werden beim Schritt 820 konfiguriert und den YIG Oszillator 744 wird beim Schritt 822 voreingestellt zum Ausgeben einer Frequenz innerhalb eines erwarteten Bereichs.
Die Auswahl von dem bzw. von den Lokal-Oszillator(en) 220a–220n des oberen oder unteren Seitenbandes und der Vorskaliererwerte werden primär basierend auf zwei Faktoren durchgeführt. Der erste Faktor ist die Fähigkeit die gewünschte Ausgabefrequenz zu erreichen. Nicht alle Konfigurationen können alle gewünschten Frequenzen erreichen. Der zweite Faktor ist die Minimierung von Stör- bzw. Nebenrauschen. Ein Vorteil des Synthesizers 200 ist, dass es in vielen Fällen verschiedene Konfigurationen zum Erreichen der gleichen Ausgangsfrequenz gibt. In diesen Fällen wird vorzugsweise die Konfiguration ausgewählt, die zu dem niedrigsten Rauschen, vornehmlich dem niedrigsten Phasenrauschen, führt.
Die folgenden Richtlinien können beim Konfigurieren des Synthesizers 200 genutzt werden, um Spurious- bzw. Störrauschen zu minimieren:

1. Falls die Frequenz von DDS OUT nahe einer Subharmonischen von einer von den LO Frequenzen ist, Auswählen einer LO Frequenz (z. B. 900 MHz oder 1 GHz) für die die Subharmonischen weiter weg sind;
2. Falls Mischprodukte höherer Ordnung von dem SSB Hochkonverter und/oder Mischer 248 hereinbrechende Nebenlinien bzw. Spurs an dem Ausgang von dem Mischer 248 erzeugen, Ausführen von einem der folgenden: a) Wählen eines anderen Verhältnisses für den Vorskalierer 246. b) Invertieren der Polarität von dem Crossover-Schalter 238, welcher die problematische Nebenlinie bzw. Spur aus dem Band heraus verschieben kann. c) Falls weder a) noch b) durchführbar ist, Implementieren einer fokussierten Kalibrierung zum Minimieren der störenden Nebenlinie. Eine Kalibrierung ist im Zusammenhang mit der 10 unten beschrieben.
3. Falls mehrere Konfigurationen (ohne hereinbrechenden Nebenlinien bzw. Spurs) für die gleiche Synthesizer-Ausgabefrequenz existieren, Wählen derjenigen, die die niedrigste DDS Ausgabefrequenz besitzt.

9 zeigt einen Prozess zum Nutzen des Mikrowellen-Synthesizers 200 zum Erzeugen einer gewünschten Ausgabefrequenz, wenn die Ausgabefrequenz nicht direkt programmiert werden kann. Der Bedarf für diesen Prozess entsteht, weil die Auflösung von der DDS Schaltung begrenzt ist und manchmal ein gewünschter Wert zwischen die Werte fällt, die durch unmittelbar benachbarte DDS Pegel erzeugt werden. Gemäß diesem Prozess werden zwei direkt programmierbare Frequenzwerte, die zu Frequenzen führen, die nahe der gewünschten Frequenz sind, „gedithered” bzw. hin- und hergewechselt. Die Filteraktion der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214 mittelt die „gedithereten” Werte zum Erzeugen des gewünschten Frequenzwerts.
Dieser Prozess wird wie folgt durchgeführt: Beim Schritt 910 wird der Synthesizer 200 konfiguriert und die DDS Schaltung wird programmiert zum Erzeugen eines ersten Frequenzwerts von dem Synthesizer, nahe der gewünschten Ausgabefrequenz. Nach Abwarten eines ersten Verzögerungsintervalls (Schritt 912) wird die DDS Schaltung programmiert zum Erzeugen eines zweiten Frequenzwertes von dem Synthesizer (Schritt 914). Der zweite Frequenzwert ist auch nahe der gewünschten Ausgabefrequenz, ist jedoch auf der entgegengesetzten Seite von dem gewünschten Wert im Vergleich zu dem ersten Frequenzwert. Nach einem zweiten Verzögerungsintervall (Schritt 916) wird der Prozess wiederholt und zwar mit verschiedenen Werten, die alternierend programmiert werden. Aufgrund des Betriebs der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214, stellt sich die Ausgabefrequenz ein, bzw. schwingt sie ein auf den zeitlich gemittelten Durchschnitt von den ersten und zweiten Frequenzwerten.
10 zeigt einen Prozess zum Kalibrieren des Mikrowellen-Synthesizer 200. Wie in 5 zu sehen war, beinhaltet die Quadratur DDS Schaltung eine Richtung zum Einstellen der Phasendifferenz zwischen den I und Q Ausgangssignalen und Einrichtungen zum Einstellen der Verstärkung und Phase von den DACs 516 und 546. Wie in 7 zu sehen war, beinhaltet die phaseneingerastete Schleifenschaltung eine Abtastschaltung (Schalter 736, ADC 752, Erfassungsspeicher 754, und DFT Einheit 756). Die Abtastschaltung kann genutzt werden zum Messen von Rauschen in dem Rückkopplungssignal der phaseneingerasteten Schleifenschaltung 214. Gemäß dem Kalibrierungsprozess wird der Synthesizer 200 programmiert zum Erzeugen einer bekannten Ausgabefrequenz (Schritt 1010). Sobald die Ausgabefrequenz sich stabilisiert hat, wird der Schalter 736 geschlossen und die Abtastschaltung wird dazu gebracht das Rückkopplungssignal abzutasten (Schritt 1012). Spurious bzw. störendes Rauschen wird gemessen und untersucht (Schritt 1014). Beim Schritt 1018 wird die DDS Schaltung eingestellt und zwar in einem Versuch das gemessene störende Rauschen zu reduzieren. Eine Quelle von störendem Rauschen ist ein Phasenfehler zwischen I und Q. Zum Minimieren von Rauschen wird das Phasenregister 510 eingestellt (Schritt 1018) und Messungen werden wiederholt. Der Prozess des Messens, Untersuchung von Rauschen und Einstellen der Phase wird wiederholt bis ein akzeptables Niveau an Rauschen erreicht ist. Verstärkungs- und Versatzfehler der der DACs 516 und 518 tragen auch zu störendem Rauschen bei. Dieses Rauschen kann man sich auf eine ähnliche Art und Weise widmen, und zwar durch Einstellen der Verstärkung und/oder des Versatzes von den DACs und Messen des störenden Rauschens. Die DACs werden dann mit den Einstellungen konfiguriert die zu akzeptablen (vorzugsweise minimalen) Rauschpegeln führen. Der Schalter 736 ist im Allgemeinen geöffnet, wenn die Kalibrierung komplett ist.
Der Synthesizer 200 bietet die Vorteile von niedrigen Kosten und niedrigem Phasenrauschen. Die Einfachheit seines Ein-Schleifen-Designs reduziert den Umfang an erforderlicher Hardware und zwar im Vergleich mit Multi-Schleifen-Designs. Seine Nutzung von einem Quadratur-DDS und Ein-Seitenband-Hochkonverters unterdrückt unerwünschte Seitenbänder ohne den Bedarf für komplexe und teuere Filter. Durch Verwenden einer Quadratur-DDS und eines Ein-Seitenband-Hochkonverters nutzt der Synthesizer 200 auch einen aktuellen Trend in der drahtlosen Telekommunikationsindustrie aus, und zwar Vorsehen präziser Quadratur-Vorrichtungen mit niedrigen Kosten. Weil der Synthesizer 200 weniger Teile als viele konkurrierende Designs erfordert, kann er mit einem kleineren Volumen konstruiert werden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel passt der Synthesizer 200 innerhalb eines ATE Systems in einen Instrumentenschlitz der weniger als 1,8 cm hoch ist. Zusätzlich sehen die verschiedenen Einstellungen von dem Synthesizer 200, wie beispielsweise DDS CLK Auswahl, LO Auswahl, obere oder untere Seitenbandauswahl, YIG Frequenz und Vorskaliererwerte häufig für einen Nutzer mehrere Wahlmöglichkeiten vor und zwar zum Konfigurieren des Synthesizers 200, um irgendeine gewünschte Ausgabefrequenz zu erzeugen. Diese Wahlmöglichkeiten ermöglichen es einem Nutzer die Konfiguration auszuwählen, die die bestmögliche Rauschleistungsfähigkeit bietet.
Nach der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels können zahlreiche alternative Ausführungsbeispiele oder Variationen durchgeführt werden. Wie ge zeigt und beschrieben empfängt die DDS Modulationsschaltung 212 seine Taktreferenz von dem Referenz-Oszillator 210. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Alternativ kann die DDS Modulationsschaltung ihre eigene Taktreferenz besitzen oder sie kann eine Taktreferenz von einer anderen Quelle empfangen.
Wie gezeigt und beschrieben, ist die DDS Modulationsschaltung 212 mit einer Vielzahl von Lokaloszillatoren versehen. Dies ist jedoch nicht strikt erforderlich. Alternativ kann ein einzelner Lokal-Oszillator genutzt werden. Der einzelne Lokal-Oszillator kann ein Festfrequenz-Oszillator sein oder kann mehrere selektierbare Frequenzen vorsehen.
Fachleute auf dem Gebiet der Technik werden deshalb verstehen, das verschiedene Änderungen der Form und Detail an den hierin offenbarten Ausführungsbeispielen vorgenommen werden können ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein günstiger Mikrowellen-Synthesizer mit niedrigem Phasenrauschen beinhaltet eine DDS Modulationsschaltung und eine phaseneingerastete Schleife. Die DDS Modulationsschaltung moduliert die Ausgabe von einer DDS auf eine hohe Frequenz. Die phaseneingerastete Schleife konvertiert die DDS Ausgabe herunter und verriegelt das herunterkonvertierte bzw. down-konvertierte Signal auf eine relativ niederfrequente feste Referenz.

Claims

Ein Mikrowellen-Synthesizer, der aufweist: einen Referenz-Oszillator zum Erzeugen einer Referenzfrequenz; eine DDS Modulationsschaltung zum Erzeugen eines modulierten DDS Signals; und eine phaseneingerastete Schleifenschaltung, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator und der DDS Modulationsschaltung zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz, wobei die phaseneingerastete Schleifenschaltung beinhaltet, eine Phasenvergleichsschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einen Ausgang besitzt, einen steuerbaren Oszillator, der einen Steuereingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung und einen Ausgang zum Erzeugen des Ausgangssignals mit variabler Frequenz besitzt und eine Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit der DDS Modulationsschaltung, einen zweiten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und einen Ausgang gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der Phasenvergleichsschaltung, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 1, der ferner einen programmierbaren Teiler bzw. Dividierer aufweist, gekoppelt in Reihe zwischen dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und dem zweiten Eingang von der Mischerschaltung.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 2, wobei der programmierbare Teiler einen HF Vorskalierer bzw. Prescaler mit programmierbarem Verhältnis aufweist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 1, wobei die Phasenvergleichsschaltung einen Phasen-Frequenz-Detektor aufweist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 1, wobei die Phasenvergleichsschaltung einen Crossover- bzw. Überkreuz-Schalter aufweist, der in Reihe mit einem Phasendetektor gekoppelt ist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 1, wobei der steuerbare Oszillator einen YIG Oszillator aufweist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 1, wobei die Mischerschaltung eine erste Mischerschaltung ist, und die DDS Modulationsschaltung aufweist: eine Lokal-Oszillatorschaltung; eine DDS Schaltung, die einen Takteingang gekoppelt mit der Lokal-Oszillator-Schaltung und einen Ausgang zum Vorsehen eines Ausgangssignals mit programmierbarer Frequenz besitzt; eine zweite Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der DDS Schaltung, einen Lokal-Oszillator-Eingang gekoppelt mit der Lokal-Oszillator-Schaltung und einen Ausgang zum Erzeugen des modulierten DDS Signals, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 7, wobei die DDS Schaltung aufweist: eine erste DDS Einheit, die einen Takteingang, gekoppelt mit der Lokal-Oszillatorschaltung und einen Ausgang zum Vorsehen eines Ausgangssignals mit programmierbarer Frequenz besitzt, eine zweite DDS Einheit, die einen Takteingang, gekoppelt mit der Lokal-Oszillatorschaltung und einen Ausgang zum Vorsehen eines Ausgangssignals mit programmierbarer Frequenz, besitzt, wobei die zweite Mischerschaltung eine Quadratur-Mischerschaltung ist, die ferner einen zweiten Eingang besitzt, der mit dem Ausgang von der zweiten DDS Einheit gekoppelt ist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 8, wobei wenigstens eine von den ersten und zweiten DDS Einheiten bezüglich der Phase einstellbar ist.
Ein Verfahren zum Kalibrieren eines Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 9, wobei das Verfahren aufweist: Programmieren der ersten und zweiten DDS Einheiten zum Erzeugen entsprechender Ausgangssignale, die die gleiche Frequenz besitzen; A) Abtasten des Rückkopplungssignals; B) Analysieren des Rückkopplungssignals zum Bestimmen seines störenden bzw. spurious Inhalts; C) Einstellen der Phase zwischen den Ausgangssignalen von den ersten und zweiten DDS Einheiten; D) Identifizieren einer Phase, die zu einem niedrigeren Pegel von störendem Inhalt in dem Rückkopplungssignal als andere Phasen führt; und E) Programmieren der Phase zwischen den ersten und zweiten DDS Einheiten auf einen Wert, der im Wesentlichen gleich der identifizierten Phase ist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 8, wobei die Quadratur-Mischer-Schaltung einen Ein-Seitenband-Hochkonverter aufweist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 8, der ferner eine Abtastschaltung aufweist, gekoppelt mit dem Ausgang von der ersten Mischerschaltung und zwar zum Abtasten des Rückkopplungssignals.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 8, wobei wenigstens eine von den ersten und zweiten DDS Einheiten bezüglich der Verstärkung einstellbar ist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 8, wobei wenigstens eine von den ersten und zweiten DDS Einheiten bezüglich des Versatzes einstellbar ist.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 7, wobei die Lokal-Oszillator-Schaltung aufweist: eine Vielzahl von Frequenz-Multiplikations-Einheiten, die jeweils einen Eingang besitzen und zwar gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator und die jeweils einen Ausgang besitzen zum Vorsehen einer Ausgangs-Frequenz, die ein Vielfaches von der Referenz-Frequenz ist; einen ersten Selektor, der eine Vielzahl von Eingängen besitzt, die jeweils mit dem Ausgang von einem von der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten gekoppelt ist, und einen Ausgang besitzt, der mit der DDS Schaltung gekoppelt ist; und einen zweiten Selektor, der eine Vielzahl von Eingängen besitzt, die jeweils mit dem Ausgang von einer von der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten gekoppelt ist und einen Ausgang besitzt, der mit der zweiten Mischerschaltung gekoppelt ist.
Ein Verfahren zum Programmieren eines Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 15, zum Erreichen einer gewünschten Frequenz, wobei das Verfahren aufweist: A) Auswählen einer von den Frequenz-Multiplikationseinheiten zum Vorsehen einer Eingabe an die DDS Schaltung; B) Auswählen einer von den Frequenz-Multiplikationseinheiten zum Vorsehen einer Eingabe für die zweite Mischerschaltung; und C) Programmieren der DDS Schaltung zum Erzeugen einer Ausgabefrequenz.
Ein Verfahren zum Programmieren eines Mikrowellen-Synthesizers nach Anspruch 7 zum Erreichen einer gewünschten Frequenz, wobei das Verfahren aufweist: A) Programmieren der DDS Schaltung zum Ausgeben eines Signals, das eine erste Frequenz besitzt; B) Abwarten eines ersten vorherbestimmten Zeitintervalls; C) Programmieren der DDS Schaltung zum Ausgeben eines Signals, das eine zweite Frequenz besitzt; D) Abwarten eines zweiten vorherbestimmten Zeitintervalls; und E) Wiederholen der Schritte A–D, wobei die phaseneingerastete Schleifenschaltung eine Bandbreite besitzt und die Inverse der Summe von dem ersten vorherbestimmten Zeitintervall und dem zweiten vorherbestimmten Zeitintervall größer als die Bandbreite ist.
Ein Mikrowellen-Synthesizer, der aufweist: eine Phasenvergleichsschaltung, die einen ersten Eingang zum Empfangen einer Referenzfrequenz, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einen Ausgang besitzt; einen steuerbaren Oszillator, der einen Steuereingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung und einen Ausgang zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz besitzt; einen programmierbaren Teiler bzw. Dividierer, der einen Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und einen Ausgang zum Vorsehen eines dividierten Signals besitzt, und eine Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, angepasst zum Empfangen eines modulierten Signals, einen zweiten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem programmierbaren Teiler, und einen Ausgang, gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der Phasenvergleichsschaltung zum Vorsehen des Rückkopplungssignals, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 18, wobei die Phasenvergleichsschaltung einen Phasenfrequenz-Detektor aufweist, der erste und zweite Eingänge besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 19, wobei die Phasenvergleichsschaltung ferner einen Crossover- bzw. Überkreuz-Schalter aufweist, der erste und zweite Eingänge, gekoppelt mit den ersten und zweiten Eingängen von der Phasenvergleichsschaltung und erste und zweite Ausgänge, gekoppelt mit ersten und zweiten Eingängen von dem Phasenfrequenz-Detektor, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 18, wobei die Mischerschaltung eine erste Mischerschaltung ist und ferner eine DDS Modulationsschaltung aufweist, wobei die DDS Modulationsschaltung beinhaltet: eine Frequenz-Multiplikationsschaltung, die einen Eingang besitzt zum Empfangen der Referenz-Frequenz, eine DDS Schaltung, die einen Takteingang, gekoppelt mit der Frequenz-Multiplikationsschaltung und einen Ausgang zum Vorsehen eines programmierbaren periodischen Signals besitzt und eine zweite Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der DDS Schaltung, einen zweiten Eingang gekoppelt mit der Frequenzmultiplikationsschaltung und einen Ausgang zum Vorsehen des modulierten Signals, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 21, wobei die Frequenz-Multiplikationsschaltung aufweist: eine Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten, die jeweils einen Eingang zum Empfangen der Referenzfrequenz besitzen und die jeweils einen Ausgang besitzen zum Vorsehen einer Ausgangsfrequenz, die ein Vielfaches von der Referenzfrequenz ist; und einen Selektor, der eine Vielzahl von Eingängen besitzt, jeweils mit dem Ausgang von einem von der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten gekoppelt und der einen Ausgang, gekoppelt mit dem Takteingang von der DDS Schaltung, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 22, wobei der Selektor ein erster Selektor ist und die Frequenz-Multiplikationsschaltung ferner aufweist: einen zweiten Selektor, der eine Vielzahl von Eingängen besitzt, jeweils mit dem Ausgang von einem von der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten gekoppelt und der einen Ausgang besitzt, gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der zweiten Mischerschaltung.
Ein Mikrowellen-Synthesizer, der aufweist: einen Referenz-Oszillator zum Erzeugen einer Referenzfrequenz; eine Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, zum Erzeugen entsprechender Ausgangssignale und zwar jeweils bei einem anderen Vielfachen von der Referenzfrequenz; eine erste DDS Einheit, die einen Takteingang, gekoppelt mit der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten und einen Ausgang zum Erzeugen eines ersten DDS Signals das eine programmierbare Frequenz und eine erste Phase hat, besitzt; eine zweite DDS Einheit, die einen Takteingang besitzt, der mit der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten gekoppelt ist und die einen Ausgang besitzt zum Erzeugen eines zweiten DDS Signals, das die programmierbare Frequenz und eine zweite Phase, verschieden von der ersten Phase, besitzt; eine Quadratur-Mischer-Schaltung, die erste und zweite Eingänge, entsprechend gekoppelt mit den Ausgängen von den ersten und zweiten DDS Schaltungen, einen dritten Eingang gekoppelt mit der Vielzahl von Frequenz-Multiplikationseinheiten und einen Ausgang besitzt; und eine phaseneingerastete Schleifenschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, einen zweiten Eingang gekoppelt und mit dem Ausgang von der Quadratur-Mischer-Schaltung und einen Ausgang zum Vorsehen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 24, wobei die phaseneingerastete Schleifenschaltung aufweist: eine Phasenvergleichsschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Referenz-Oszillator, einen zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einen Ausgang, besitzt; einen steuerbaren Oszillator, der einen Steuereingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung und einen Ausgang zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit variabler Frequenz, besitzt; einen programmierbaren Teiler bzw. Dividierer, der einen Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem steuerbaren Oszillator und einen Ausgang zum Vorsehen eines dividierten bzw. geteilten Signals, besitzt; und eine Mischerschaltung, die einen ersten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von der Quadratur-Mischerschaltung, einen zweiten Eingang, gekoppelt mit dem Ausgang von dem programmierbaren Teiler und einen Ausgang, gekoppelt mit dem zweiten Eingang von der Phasenvergleichsschaltung zum Vorsehen des Rückkopplungssignals, besitzt.
Mikrowellen-Synthesizer nach Anspruch 25, der ferner eine Abtastschaltung, gekoppelt mit dem Ausgang von der Mischerschaltung zum Abtasten des Rückkopplungssignals, besitzt.