DE10350081B4

DE10350081B4 - Messung der Distanz zwischen Stationen in drahtlos arbeitenden Zugangssystemen zur Abwehr von Bypassangriffen

Info

Publication number: DE10350081B4
Application number: DE2003150081
Authority: DE
Inventors: Alfred Brühn; Xenia Brühn
Original assignee: Sciknowtec GmbH
Current assignee: Sciknowtec GmbH
Priority date: 2003-10-27
Filing date: 2003-10-27
Publication date: 2007-02-15
Anticipated expiration: 2023-10-28
Also published as: DE10350081A1

Abstract

Verfahren zur Distanzmessung in drahtlos arbeitenden Zugangs- bzw. RFID-Systemen in denen a) eine Übertragung von Daten bzw. Energie von der Masterstation zum Schlüssel bzw. vom Lesegerät zum Transponder mit einer ersten Frequenz, bevorzugt induktiv, z.B. mit 125kHz, erfolgt, b) eine Übertragung von Daten vom Schlüssel zur Masterstation bzw. vom Transponder zum Lesegerät mit einer zweiten Frequenz, z.B. mit 13,56MHz, 433Mhz oder 868MHz, erfolgt, c) durch ein hochwertiges, kryptographisch gesichertes Kommunikationsprotokoll alle notwendigen Sicherheitsspezifikationen erfüllt werden und d) zur Abwehr von Bypassangriffen eine Funkdistanzmessung sicherstellt, dass eine Verbindung zwischen Schlüssel und Masterstation im Keyless Entry System bzw. zwischen Lesestation und Transponder in RFID-Systemen wirklich nur dann wirksam ist, wenn sich die jeweilige Partnerstation in einem genau definierten Nahbereich zueinander befinden,
dadurch gekennzeichnet, dass
in der Station, in der die Distanz zur jeweiligen Partnerstation ermittelt werden soll,
a) zwei sich nur um wenige Hz (z.B. δf = 1Hz) unterscheidende...

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine (zusätzliche) Absicherung von drahtlos arbeitenden Zugangssystemen, deren kryptologisch gesicherter Datenaustausch zwischen einem zu sichernden Objekt (z.B. einem KFZ, einem Raum o.ä. bzw. dessen Türwächter) und einem Schlüssel (KeyFob) drahtlos erfolgt.

1 zeigt den Vorgang zum Erreichen eines Zugangs unter Nutzung eines solchen Systems. Das Tor (1) wird von einem „Torwächter" (2) gesichert. Dieser Torwächter ist einfach eine Vorrichtung, z.B. eine Elektronik, die mit dem Schlüssel (5), z.B. einem Transponder oder ebenfalls einer Elektronik, kommunizieren kann und mittels entsprechender Aktuatoren das Tor freigeben oder sogar aktiv öffnen kann. Auf Anforderung (3), oder selbst aktiv werdend, sendet der Schlüssel einen Code (4) an den Torwächter, der diesen als gültig oder ungültig erkennen kann. (Die Kommunikation kann über Licht (z.B. IR (Infrarot)), niederfrequent (z.B. LF auf Langwelle), hochfrequent (z.B. UHF) aber auch Schall (z.B. Ultraschall) als Träger erfolgen).

In einer solchen Anordnung ist allerdings eine implizite Funktion eingebunden, die normalerweise – zumindest in den Beschreibungen – nicht explizit dargestellt wird: Es ist dies die eingeschränkte Reichweite der drahtlos abgewickelten Kommunikation zwischen Torwächter und Schlüssel.

Es würde nämlich keinen Sinn machen, den Zugang bereits dann zu aktivieren, wenn sich der Schlüsselinhaber noch in großer Entfernung befindet! Eine daher notwendigerweise vorhandene Reichweiteneinschränkung wird i.a. bei der Entwicklung derartiger Systeme einfach als gegeben angesehen, weil sich eine Reichweiteneinschränkung schon durch die Konstruktion von selbst ergibt. (Der Batterieeinsatz erlaubt z.B. im Schlüssel nur eine begrenzte Sendeenergie, eine eingeschränkte Empfangsempfindlichkeit lässt sich kostengünstiger und leichter realisieren und ist zudem meist weniger störanfälliger).

Aber eben das ist auch die Schwachstelle der derzeit bestehenden Systeme. Selbst wenn eine solche Sensitivitätseinschränkung im Normalbetrieb an sich sichergestellt ist, wird nämlich der Austausch der Daten zwischen einem (legalen) Schlüssel bzw. Ausweis und einem Torwächter durch eine Signalwegverlängerung oder Sensitivitätsverstärkung (je nach eingesetzter Technik z.B. durch drahtgebundene oder drahtlose Relaisstationen) auch außerhalb des so vorgesehenen Rahmens möglich; und somit wird ein unerlaubter Zugang denkbar.

Diese neuartige Angriffsform wird hier als „Bypass-Angriff" bezeichnet. (Als Bezug sei auf die medizinisch bekannten Bypassfunktionen verwiesen, wo ein Gefäß dessen Transportkapazität nicht ausreichend ist, durch ein Gefäß mit größerem Durchlassvermögen als Bypass überbrückt wird). Die Möglichkeit für einen solchen Bypass-Angriff ergibt sich z.B. in Zugangssystemen immer dann, wenn Lediglich durch eine einfache Sensitivitätsbegrenzung eine funktionskreiseinschränkende Sicherung des Objektes hergestellt worden ist (vgl. 2 bis 4).

Der Austausch von Daten zwischen Schlüssel und Torwächter wird bei den bestehenden Systemen zwar hochwertig kryptographisch gesichert, damit Schlüssel und Torwächter aber nicht bereits in großen Abständen kommunizieren können, wird die Reichweite einer funktionierenden Verbindung bisher ausschließlich durch eine Sensitivitätseinschränkung begrenzt.

Die 2 bis 4 stellen das in diesem Umfeld mögliche Angriffszenarium dar, das es abzuwehren gilt:
Wenn der Schlüssel (20) und Torwächter (16) über zwischengeschaltete Verstärker (in 2 werden einfache Verstärker (6), (7) angenommen, in 3 Relaisstationen (17), (19)) auch dann kommunizieren können, wenn Schlüssel und Torwächter noch weit voneinander entfernt sind (in der 3 über die vom Bypass überbrückte Strecke (18)), dann ist Gefahr im Verzug.

In diesen Fällen erfolgt der unerlaubte Zugriff durch die in den Kommunikationsweg geschalteten Verstärker- bzw. Relaisstationen (17) und (19) einfach nur dadurch, dass zwischen den beiden legalen Kommunikationspartnern (3, (16) und (20)) eine über diese Distanz nicht vorgesehene, aber ganz normal ablaufende Kommunikation möglich wird.

Unter Umständen genügt dazu, wie in 2 gezeigt, bereits einfach nur die Erhöhung der Sensitivitäten in der gegebenen Übertragungsstrecke. Wenn der Angreifer eine schwache Sendeleistung des Torwächters empfängt und dann verstärkt wieder aussendet (6), und so einfach nur die Sendeleistung anhebt, gleiches mit dem vielleicht sehr schwachen Signal vom Schlüssel (7), dann hat er sein Ziel bereits erreicht. Dazu müssen die beiden Komponenten (6) und (7) nicht notwendigerweise am gleichen Ort sein. Sind nicht allzu große Entfernungen zu überbrücken, dann genügt eine Anhebung der Reichweite durch Verstärkung jeweils am Ort der legalen Teilnehmer, also des Torwächters und des Schlüssels. Die Konstruktion eines Angriff nach dem Muster der 3 ist aber wahrscheinlicher.

Daher ist bei jedem derart auf drahtlosem Weg ablaufenden Datenaustausch ein solcher Angriff unter bestimmten Bedingungen konstruierbar. (Bei passiven Transpondern wird man abhängig vom Rückkopplungsmechanismus die Kopplungstechnik geringfügig ändern müssen).

Und das gilt

– unabhängig von den eingesetzten Frequenzen (125kHz, 13MHz, 433MHz, 2,45GHz, usw.),
– unabhängig vom eingesetzten Technikbereich (Bluetooth, WLAN, Zugangskontrolle, RFID, usw.),
– unabhängig vom Einsatzgebiet (Eingabeterminals, Lesestationen, KFZ-Zugang, Keyless Entry, Raumzugangskontrollen, Zeiterfassungssyteme, Zahlungssysteme Ausweissysteme, Rechnerfunktionen, Warernkontroll- und laufsysteme, in Zukunft wohl auch für Geldschein-Identifikationen, usw.).

Dabei braucht der Inhalt der Daten, die zwischen Schlüssel und Torwächter ausgetauscht werden, dem Angreifer nicht einmal im Ansatz zugänglich zu sein. Er braucht zur Realisation seines Angriffs einfach nur dafür zu sorgen, dass Torwächter und Schlüsselausweis als legale Partner sich überhaupt „unterhalten" können. Der Torwächter wird dann den unerlaubten Zugang schon ermöglichen.

Dazu muss ein Angreifer lediglich wissen, in welchem Frequenzband die Kommunikation abgewickelt wird; ein relativ leichtes Unterfangen, weil nur wenige Frequenzbänder genutzt werden.

Zudem sind die Vorteile fast vollständig auf der Seite des Angreifers; er braucht sich um eine „gute" Technik, um Kanalbandbreiten, usw. kaum Gedanken zu machen und wird das wohl auch nicht tun, und letztendlich wird er die gesetzlichen Vorschriften, die beim Betrieb derartiger Funksysteme zu beachten sind, auch nicht unbedingt als für ihn verbindlich beachten. Er braucht nicht einmal die Kenntnis der exakten Frequenz und braucht nicht zu wissen, auf welchem Kanal exakt die Kommunikation erfolgt! Spread-Spektrum-Anwendungen sind bei entsprechender Breitbandigkeit gleichermaßen angreifbar!

Dieses sind – ohne Gegenmaßnahmen – durchaus reale Angriffsszenarien, die den illegalen Zugang zu einem System (KFZ, Raum, usw.) ermöglichen. Bei schlüssellosen Zugangs- und Kontrollsystemen, also bei Systemen, bei denen der Zugangsberechtigte einfach nur einen Transponder oder einen, zum Datenaustausch mit dem Torwächter fähigen, aktiven Ausweis zur Identifikation bei sich tragen muss, sind mittels Relaisfunktionen derartig konstruierte, missbräuchliche Zugriffe möglich.

3 zeigt einen missbräuchlichen Zugang zu einem Raum, wenn lediglich ein elektronischer Ausweis oder Transponder den Zugang ermöglichen würde. Die Überbrückung einer Distanz von 2km (18) durch einen Bypass liegt dabei durchaus im Bereich des Möglichen.

Nachdem der legale Inhaber des Schlüssels (21) den Zugangsbereich verlassen hat und z.B. in einem relativ weit entfernten Lokal beim Essen sitzt, hat ein erster Relaisstationsträger (19) sich einfach nur in der Nähe (innerhalb des – technisch evtl. aufgedehnten – Bereichs (23)) des Berechtigten niedergelassen, hält sich also nur in dessen Nähe auf, während der zweite Relaisstationsträger (17) vom Torwächter (16) durch den erfolgreichen Datenaustausch mit dem Schlüssel als berechtigt eingestuft wird und Einlass erhält.

4 zeigt als ein konkretes Beispiel derartiger relaisgestützter Bypassangriffe einen solchen Angriff auf ein KFZ (24), um dieses zu stehlen: Die Kommunikation zwischen Schlüssel (27) und Torwächter (hier in der 4 nicht dargestellt) mag gut verschlüsselt abgelaufen sein und vielleicht braucht man wirklich viele Jahre zum „knacken" der eingesetzten Schlüssel und zur Analyse der eingesetzten kryptographischen Technik.

In diesem Beispiel hat der Schlüssel (27) aber einfach nur korrekt auf den über die Relaisstationen (25) und (26) einlaufenden Datenstrom des Torwächters (auf die Challenge) reagiert und korrekt geantwortet; natürlich hat er sehr gut verschlüsselt geantwortet. Während der Torwächter aus dem erhaltenen, korrekten Datenstrom (aus der Response) schließt, dass ein Berechtigter Einlass fordert und folgerichtig diesen auch gewährt, hat der eigentliche Schlüsselträger u.U. nicht einmal mitbekommen, dass über seinen Schlüssel ein derartiger Angriff gelaufen ist.

Der Schlüssel ist im verdrehten Sinne zur „Schlüsselfigur" des Angriffs geworden. Die an sich sinnvolle Konstruktion für einen „Komfort-Zugang" ermöglichst so den „Komfortdiebstahl".

In diesem Zusammenhang wurden Methoden zur Abwehr derartiger Angriffe gesucht und sind in dem erfindungsgemäßen Verfahren realisiert worden. Grundsätzlicher Ansatz der Erfindung ist, durch eine geeignete Signallaufzeitmessung, hier im KFZ (28), sicherzustellen, dass die Entfernung zwischen Schlüssel (29) und dem Tor zum Zeitpunkt der Toröffnung eine bestimmte Grenze (8) nicht über- oder (je nach Anwendungsfall auch) unterschreitet. (5).

Ziel ist, dass die Entfernungsmessung bzw. die Sicherstellung einer eingeschränkten Funktionsdistanz als fester Bestandteil des Zugangsprotokolls zu sehen ist.

Dabei sind sehr kurze Zeiten zu messen: Legt man einen „Funktionsbereich für die Berechtigung einer Kommunikation "(d.h. als maximal erlaubten Abstand bei laufendem Datenaustausch zwischen Schlüssel und dem Tor während einer Berechtigungsverifikation) von z.B. 6 m fest, dann beträgt die Signallaufzeit der mit elektromagnetischen Wellen übertragenen Daten nur ca. 20ns.

Unter Mitnahme des nützlichen Nebeneffekt des mit einer solchen Lösung zugleich gelösten weiteren Problems, nämlich einer an sich wünschenswerten (31), aber in der Realität meist nicht erreichten (30), räumlich genauen Funktionskreisfestlegung der Funkverbindung zum Schlüssel wurde die Entwicklung einer distanzsensitiven Funkverbindung zwischen beliebigen Funk- oder Signal-Komponenten als Abwehrstrategie gegen Bypassanriffe auf eine Tor-Schlüsselfunktion betrieben.

Bei den dabei zunächst zur Referenz herangezogenen Abstandsmessgeräten steht die Genauigkeit der gemessenen Distanz im Vordergrund des Interesses. Diese Genauigkeit und der dazu benötigte Aufwand ist für den hier angestrebten Einsatz unverhältnismäßig hoch. Die hier gegebenen Genauigkeitsanforderungen sind wesentlich geringer, weil gewissermaßen nur Bereiche (Nahbereich, mittlere Entfernung, weit entfernt) einzuschätzen sein werden. Dazu ist eine Auflösung der Entfernungsbestimmung im dm- oder sogar m-Bereich völlig ausreichend.

Daher waren andere Lösungsansätze zu suchen: Prinzipiell steht für die Realisation die Messung von Signallaufzeiten und/oder die Messung von Phasenlaufzeiten zur Verfügung. Nach einer generellen Abschätzung der Probleme, der möglichen Lösungstechniken und der mit diesen Techniken verbundenen Kosten wurde aus einer Vielfalt möglicher Anordnungen das Verfahren nach 6 als genereller Lösungsansatz im Rahmen einer Phasenlaufzeitmessung herangezogen. In 6 werden mit den Generatoren G₁ (73) und G₂ (74) zwei Sinussignale mit sehr dicht benachbarten Frequenzen f und f + df (oder f – df) erzeugt. Zur Vereinfachung werden diese zwei Generatoren als gegeben angesehen.

Eines dieser Signale (in 6 das Signal mit der Frequenz f + df) wird auf den Transmitter (z.B. eine Antenne) gegeben, ausgesendet, überbrückt die Strecke (76), wird durch eine geeignete Anordnung bei (77) empfangen, zur Auswertung (i.a. noch im Receiver) geeignet verstärkt und wieder an den ursprünglichen Sender zurückgeschickt (80). Zwischen dem Signal, das vor der Aussendung bei (75) vorliegt und dem Signal, das nach dem Empfang bei (81) vorliegt, besteht eine laufzeitbedingte (zudem eine zusätzliche, gerätebedingte) Phasenverschiebung. Werden diese beiden Signale beide mit dem anderen Signal (hier der Frequenz f) überlagert (in (83)), dann entstehen zwei Überlagerungssignale ((84) und (85)). Wegen der besonderen Eigenschaften trigonometrischer Funktionen, dass die Phasenlage in einer Einzelkomponente (hier die Phase des Hf-Signals) sich in einer Summen- oder Mischkomponente wiederfindet, ist diese Phasenzeit der Hüllkurve (bezogen auf die ja sehr viel niedrigere Hüllkurven-Frequenz) um ein vielfaches größer geworden. Mathematisch wird dies beschrieben durch die Additionstheoreme der trigonometrischen Funktionen. Dies erlaubt (wie in 6 dargestellt), die Messung der Phasenverschiebung im HF-Signal auf die viel leichtere Phasenmessung in den Hüllkurven zurückzuführen (z.B. (86)).

Gleiches kann man auch durch Mischen der beiden Signale mit einer anschließenden Tieffrequenzfilterung erreichen. Die dazu benötigten Techniken sind bekannt. Beim Einsatz ausschließlich sehr hoher Frequenzen (z.B. UHF) wird dieses ohnehin notwendig sein. Das Heruntermischung von zwei Signalen mit sehr hoher Trägerfrequenzen in einen niedrigeren Zwischenfrequenzbereich erlaubt dies durchaus unter Beibehaltung der Phaseninformation zwischen den Signalen.

Mit der prinzipiellen Anordnung der 6 steht die Basisanordnung der zu realisierenden Lösung bereit. Dies unter der Voraussetzung, dass es gelingt, Sinusfunktionen mit ausreichend dicht benachbarten Frequenzen (wenige Hz) zu erzeugen und zudem die Phasenbeziehung zwischen den Überlagerungs- bzw. Hüllkurven genau genug auszuwerten.

In diesem Zusammenhang ist bekannt, dass eine dicht neben einer gegebenen Frequenz liegenden Frequenz erzeugt werden kann, indem eine technische Nachbildung der Additionstheoreme für Sinusfunktionen realisiert wird (z.B. DE 38 28 028 A1 ). Der Literatur ist ebenfalls zu entnehmen, wie zu einem Sinussignal durch eine 90° Phasenverschiebung eine entsprechende Cosinusfunktion ausgebildet werden kann, die für eine solche Nachbildung benötigt wird.

Alternative Möglichkeiten zur Erzeugung benachbarter Frequenzen auf dem veröffentlichten Stand der Technik sind derzeit nicht bekannt; die normalerweise eingesetzten Techniken, wie Mischung und Filtertrennung der entstehenden Komponenten erlauben nicht, Frequenzdifferenzen von wenigen Hz für zwei hochfrequente Sinussignale sicherzustellen. Lediglich Frequenzdifferenzen im Abstand der realisierbaren Filterbandbreite (i.a. ist das für den MHz-Bereich eine kHz-Bandbreite) sind mit diesen Techniken erreichbar und schieden in diesem Fall daher aus.

Bei der Nachbildung der Additionstheoreme besteht allerdings das Problem, dass zwei Multiplikationen technisch nachzubilden sind. Dies ist i.a. kein so ganz einfacher technischer (also kostenträchtiger), aber dennoch ein beherrschbar und realisierbarer Aufwand. Die Nachbildung der Multiplikation durch Schaltfunktionen erlaubt zudem in bestimmten Frequenzbereichen kostengünstigere Realisationen.

Die Erzeugung und Verwendung von zwei dicht (d.h. hier nur wenige Herz auseinanderliegende) benachbarte Frequenzen kann im hier zu sehenden Zusammenhang aber als gegeben betrachtet werden.

Ebenso ist bekannt, wie durch Phasenmessung zwischen zwei Sinussignalen hochgenau wegbedingte Phasenverschiebungen gemessen werden können. Im Falle sehr hochfrequenter Signale ist es u.U. nötig, zuvor eine frequenzmäßige Abwärtsmischung auszuführen, dies unter Beibehaltung der Phaseninformationen in den Zwischenfrequenzen, um erst dann in diesen niederfrequenten Signalen die Phasenlage bestimmen zu können.

Randbedingung der zu entwickelnden Technik war zudem, dass die zwischen Schlüssel und Torwächter zur Distanzmessung ausgetauschten Signale gleichzeitig zu einem Informationsaustausch geeignet sind und für die Kommunikation bzw. den Datenaustausch zwischen Schlüssel und Tor eingesetzt werden können bzw. dass für diesen Datenaustausch kein zweiter Kanal eingesetzt werden muss. Ein Informationsaustausch zwischen den beiden Funkpartnern (Tor/Torwächter und Schlüssel) ist in einer solchen Anwendung ein essentieller Teil; dieser Informationstransfer realisiert die eigentliche kryptologisch gesicherte Schlüsselfunktionen.

Unter diesen Vorgaben und ausgehend vom Stand der Technik entstand das neue, erfindungsgemäße Verfahren.

Dabei war (als zusätzliche Nebenbedingung der Entwicklung und auf das kryptographisch gesicherte Zugangsystem selbst bezogen) von einem technisch weitgehend ausgereiften System auszugehen, in dem die Kommunikationsmöglichkeit zwischen einem Torwächter und dem Schlüssel konstruktiv bereits besteht.

Im Kfz-Bereich ist es nicht unüblich, auf einem Langwellenkanal (z.B. bei 125kHz) die Kommunikation vom KFZ zum Schlüssel und auf einem hochfrequenten Kanal (z.B. UHF bei 433MHz oder 689MHz) die Kommunikation vom Schlüssel zum KFZ zu betreiben. Obwohl vom Ansatz her eine beidseitig betriebene hochfrequente Kommunikation wesentlich geeigneter ist, eine Distanzmessung zwischen den Funkpartnern – mit höherer Genauigkeit – zu realisieren, war so also die bestehende Technik zu beachten.

Dies vor allem auch deshalb, weil es eine Vielzahl von bestehenden und ausgereiften Anwendungen gibt und für die jeweilige Anwendung nicht eine völlige Neuentwicklung lediglich unter einem neuen Gesichtspunkt notwendig werden sollte, sondern die gegebene Anordnung durch geeignete Ergänzung kostengünstig nachgerüstet werden sollten.

7 zeigt die hier zu beachtende, also vorgegebene und nachzurüstende Technik: Ein Mikroprozessor (10 erzeugt mittels einer PWM-Ansteuerung ein 125 kHz Signal, das geeignet verstärkt wird (11) und über eine Ferrit-Antenne (13) in Richtung Schlüssel abstrahlt (40).

Die PWM-Ansteuerung wird dabei sowohl für eine Datenübertragung (48) u.a. auch zur Intensitätsansteuerung bzw. zur Intensitätsregelung genutzt. Das 125kHz-Signal wird durch geeignete Anordnungen auf die, sich in einen abgestimmten Schwingkreis befindliche Spule (13) gelegt.

Im Schlüssel (9) wird das vom KFZ so erzeugte elektromagnetische Feld empfangen (14), das empfangene Signal sodann verstärkt (15), demoduliert und evtl. vorverarbeitet (41) und der damit sich ergebende Datenstrom (50) in einem Spezialprozessor (42) ausgewertet.

Als Reaktion auf die empfangene Nachricht vom KFZ erzeugt der Schlüsselprozessor (42) einen eigenen Datenstrom (51) sowie einen eigenen UHF-Träger (43), meist durch eine geeignete PLL-Anordnung, in (43). Die generierte Frequenz liegt i.a. auf den für diese Zwecke freigegebenen und lizenzfreien Frequenzen, z.B. bei 433MHz/668MHz/2,45GHz.

Um den kryptographisch verschlüsselten Datenverkehr zu organisieren, befindet sich Empfängerseitig, hier im Schlüssel (9), also selbst ein Prozessor (42). Am Markt erhältliche Spezial-Prozessoren erlauben die Verschlüsselung der Daten, die Erzeugung von Trägersignalen zur Aussendung der Daten und enthalten meist auch bereits geeignete Empfängerstrukturen.

Die Verstärkung des modulierten Trägers (44) ist meist ebenfalls bereits integriert, so das ein bereits mit den zu übertragenden Daten moduliertes UHF-Signal direkt auf die UHF-Antenne (45) gelegt werden kann.

Das vom Schlüssel in Richtung PKW übertragene UHF-Signal (46) wird dort empfangen (47), verstärkt (12) und demoduliert (49). Die so gewonnenen Daten werden vom im KFZ befindlichen Prozessor (10) dann weiterverarbeitet und ausgewertet; hier entscheidet der Torwächter über die Zugangsberechtigung einer Anforderung.

Sowohl die Technik zum Erzeugen der Trägersignale als auch zum Erzeugen der Daten, sowie der Empfangs- und Sendetechnik (meist nicht diskret, sondern durch kommerzielle Bausteine realisiert) sind in diesem Zusammenhang also als gegebene Techniken anzusehen.

Möglichst ohne diese bereits bestehende technische Anordnung (7) zu stören, sollte zusätzlich die Möglichkeit geschaffen werden, über eine Messung der Signallaufzeit oder der Phasenlaufzeit die Distanz zum Schlüssel zu detektieren.

8 zeigt das auf der Basis der Prinzipdarstellung der 6 in dieser Anordnung zu realisierende Verfahren. Der Vergleich der Prinzipsanordnung (6) und die Darstellung der 8 ist einfach.
Die auf LF (125kHz) vom KFZ bei (66) abgestrahlte Information erreicht den Schlüssel bei (94). Der Schlüssel dekodiert die Information (96) und gibt sie während einer Distanzmesszeit lediglich direkt über (55), (98) und (99) an den UHF-Kanal weiter. Dazu muss der Prozessor (97) die in (96) demodulierten Daten (56) lediglich vom Eingang direkt auf seinen Ausgang (55) schalten.
9 zeigt diesen Lösungsansatz noch einmal und stellt zugleich die zu diesem Zweck zur Schaltung hinzuzufügenden Komponenten dar.
Sowohl im Schlüssel als auch im KFZ sind alle Komponenten der in 9 gezeigten Anordnung unverändert beibehalten worden, so dass die Anordnung bezüglich der Kommunikationstechnik, auch der eingesetzten Kryptographie unverändert funktionieren wird.
In einer geeigneten Anordnung (57) wird aus dem 125kHz-Signal und einem ca. 5Hz Sinussignal, eine um nur 2-5Hz neben dem 125kHz-Signal (das zur Abstrahlung kommt (60)), liegende Signalfrequenz erzeugt.
Schlüsselseitig ist als zusätzlich Funktionalität die Möglichkeit vorzusehen, dass der UHF-Träger mit dem empfangenen Signal (hier entweder direkt mit einem aus dem 125kHz abgeleiteten Taktsignal, oder mit dem empfangenen Datenstrom von ca. 8 kHz) moduliert werden kann. Dies kann – wie gerade dargestellt – z.B. durch eine einfache „Durchreichfunktion" des Prozessors (97) geschehen, indem der demodulierte Datenstrom (61) einfach weitergereicht wird (62) und so dem eigenen Träger aufgeprägt wird.
Das kann aber z.B. auch dadurch geschehen, dass der UHF-Träger des Schlüssels mit dem empfangenen Signal (direkt oder nach Untersetzung der 125kHz-Frequenz) neben der Datenmodulation noch einmal moduliert wird. Es entsteht in diesem Sinne eine Doppelmodulation. In einer bevorzugten Anordnung wurde dies dadurch realisiert, dass in Serie (oder auch parallel) zum Quarz des Schlüssel-Prozessors eine mit den Empfangsdaten angesteuerte Kapazitätsdiode gelegt wurde, die durch das Ziehen des Quarzes erzeugte UHF leicht verstimmt wurde. Dabei beträgt der Frequenzhub dieser Signale nicht mehr als einige 100 Hz. Auf der Kfz-Seite war dazu aber eine zweite Demodulationsstufe einzurichten.
Dieser Aufwand ist allerdings nur dann notwendig, wenn die Distanzmessung parallel zum eigentlichen Datenstrom zwischen den beiden kommunizierenden Partnern erfolgen soll. Wird zwischen den beiden Zuständen „Messung der Distanz" und „Datenaustausch mit dem Schlüssel" die Datenherkunft im Schlüssel kontrolliert weitergeschaltet dann könnte die doppelte Modulation und Demodulation erspart bleiben.
Die mit der Anordnung nach 9 erreichbare Auflösung der Distanzdetektion beträgt zwar nur ca. einen halben Meter, ist aber durchaus geeignet, zu unterscheiden ob der Schlüssel sich in drei, vier oder fünf Metern Entfernung vom KFZ befindet. Eine sichere Detektion, dass sich der Schlüssel nicht weiter als 20 Meter entfernt befand, war in jedem Fall gegeben.
Das hier primäre Ziel, einen möglichen Bypass-Angriff abzuwehren, ist damit aber „im Nachrüstsatz" kostengünstig realisiert.
Als einer der wichtigsten Schritte zum Verständnis dieser technischen Realisation ist aber die Nachbildung einer Schwebung durch digitale Signale zu sehen. Erst diese Lösung erlaubt die Adaptation des Verfahrens auf eine Mikroprozessoranordnung wie in 9 dargestellt.
12 zeigt oben die Entstehung einer vollständigen Schwebung: Diese beiden Signale mit der Frequenz f und f + df werden bei (200) und (201) einer Additionsstufe (204) zugeführt und als Summe (oder als Differenz oder gemischt) bei (205) bereitgestellt. Im Ergebnis ergibt sich die Schwebung (oder das Überlagerungssignal) mit einem Maximum bei (222). Ziel für eine Phasenmessung wäre die möglichst genaue zeitliche Feststellung des Minimums ((221) Nulldurchgang) bzw. des Maximums (222) dieser Schwebung (Überlagerung), um daraus die Phasenlage zu einer anderen Schwebung (oder Überlagerung) – so wie dies z.B. in der Basisanordnung der 6 und in 8 dargestellt ist – bestimmen zu können.
Unterhalb dieser Schwebung in 12 sind vier Einzelschwingungsrelationen mit einer Positionszuordnung zu der Schwebung dargestellt (oberhalb der Kennungen (206), (207), (208) und (209):
Die Phasenlage der beiden Sinusschwingungen im Bereich (206) ist so, dass sie sich (gleiche Amplituden vorausgesetzt) praktisch gegenseitig ausheben; im Ergebnis ergibt sich daher das Minimum der Schwebung bei (221).
Auf Grund der unterschiedlichen Periode der beiden addierten Sinussignale verschieden sich die Einzelschwingungen fortlaufend weiter gegeneinander. (207) zeigt einen Zwischenzustand mit einer Zuordnung zur dort ansteigenden Amplitude der Schwebung.
Die Verschiebung zwischen den Sinussignalen läuft weiter, die Amplitude der Summenfunktion nimmt kontinuierlich weiter zu und erreicht bei (222) durch die bei (208) jetzt gleiche Lage der beiden Sinusfunktionen das Maximum. Ab jetzt nimmt die Amplitude der Schwebung wieder ab und erreicht über das bei (209) dargestellte Zwischenstadium, bei abnehmender Amplitude erneut das nächste Minimum der Schwebung.
Dieselbe 12 zeigt unten ein (fast) gleiches Verhalten von digitalen Signalen: Im Bereich (213) bzw. (220) sind zwei digitale Signale dargestellt, wie das vergleichbar in den Bereichen (202) bzw. (219) mit den Sinusfunktionen gezeigt ist. Die Perioden dieser digitalen Signale entsprechen den Perioden der oben dargestellten Sinussignale.
Diese beiden digitalen Signale werden jetzt einmal – bei (211) – auf den D-Eingang eines D-FlipFlops (D-FFs) (214) gegeben, das andere digitale Signal (212) zum anderen als Takt für dieses D-FF genutzt (Diese Zuordnung kann auch getauscht werden). Ausgang des D-FFs ist der Q-Ausgang (215) und liefert das dort dargestellte digitale Signal (gekennzeichnet durch (216), (217), (218) und (223)).
Oberhalb dieser Darstellung dieses Signals (zum Q-Ausgang des D-FFs (215)) sind auch hier Einzelschwingungen der digitalen Signale gezeigt. Die Kennzeichnungen (224) und (225) stellen die Zuordnung zu den vergleichbaren Zeitkoordinaten der Darstellung her. Die Zuordnung der beiden digitalen Signale zum D-FF sei jeweils so, wie am D-FF (214) gezeigt: das jeweils untere Signal wird als Takteingang verwendet, das jeweils obere liegt am D-Eingang des D-FFs.
Wie man durch Vergleich sehen kann, sind die Phasenlagen der Signale in den Abschnitten (206), (207), (208) und (209) bei den Sinussignalen die gleichen, wie bei den digitalen Signalen; das digitale Signal ist jeweils 1 (high), wenn der Wert der Sinusfunktion > 0 ist und jeweils 0 (low), wenn der Sinuswert < 0 ist.
Die Phasenlage der beiden digitalen Signale bei (206) ist so, dass die positive Flanke am Takteingang (212) vom D-FF (Trace zu (225) unten, Flankenzeitpunkt jeweils durch Pfeil gekennzeichnet) gerade das High-Signal des am D-Eingang (211) liegenden Signals „erwischt", dieses also auf den Q-Ausgang (215) des D-FF (214) legen wird.
Dies soll in der Darstellung gerade die Flanke (216) erzeugen.
Durch die kleinere Periode des jeweils unteren Signals wandert die pos. Taktflanke immer weiter in den High-Bereich des oberen Signals; dieses bleibt also auf 1 (high). (207) zeigt dazu wieder ein Zwischenstadium.
Die Flanke des Taktzeitpunktes verzögert sich durch die kleinere Periode fortlaufenden weiter gegenüber dem Signal am D-Eingang (211) des D-FFs (214). Im Bereich (208) ist die Phasenlage der beiden digitalen Signale – vergleichbar mit den darüber gezeigten Sinussignalen – so, dass diese jetzt gerade die neg. Flanke (2l7) im Signal am Ausgang (215) des D-FFs erzeugt.
So geht das jetzt mit Low-Signal am D-Eingang – weiter, bei (218) stellt sich die nächste positive Flanke am Ausgabe des D-FFs ein.
Vergleicht man den zeitlichen Verlauf der analogen Schwebung oben (222) mit dem des unten dargestellten digitalen Signals des D-FFs-Ausgangs der „digitalen Schwebung", dann kann man erkennen:

1. Der Nulldurchgang der Schwebung (221) (verursacht durch die Phasenlage der Sinussignale bei (206)) entspricht der Flanke (216) im digitalen Signal (verursacht durch die Phasenlage der digitalen Signale bei (206)).
2. Das Maximum der Schwebung (222) (verursacht durch die Phasenlage der Sinussignale bei (208)) entspricht der Flanke (217) im digitalen Signal (verursacht durch die Phasenlage der digitalen Signale bei (208)).
3. Der nächste Nulldurchgang der Schwebung, entspricht der Flanke (218) im digitalen Signal.
4. Die Zeit in der Schwebung vom Nulldurchgang (221) bis zum nächsten Nulldurchgang entspricht einer halben Periode der Hüllkurve in dieser Schwebung, aber einer vollen Periode in dem „digitalen Schwebungssignal". Verglichen mit der analogen Schwebung ist der zeitlichen Übersetzungsfaktor in der digitalen Form also nur halb so groß.

Bis auf diesen Faktor 2 unterscheidet sich die digital erzeugte Schwebung nicht von einer mit Sinusfunktionen erzeugten. Dieses mittels D-FF aus zwei hochfrequenten, digitalen Signalen erzeugte Ausgangssignal (215) wird daher im folgenden als digitale Schwebung bezeichnet.
Vorteil dieser digitalen Realisation ist, dass bei digitalen Signalen keine Probleme durch unterschiedliche Amplituden der Signale entstehen und ein Nulldurchgang durch die eine Form der Flanken in der digitalen Schwebung (hier die pos. Flanke (216) bzw. (218)) direkt vorliegt, das jeweilige Maximum durch die andere Form (hier die neg. Flanke (217)). Der operative Prozess der digitalen Schwebungsbildung durch das D-FF liefert also direkt, eindeutig und unmittelbar durch die Flankenzeitpunkte die Stelle eines Maximum- bzw. des Minimum-Äquivalents.
Der direkte Einsatz der leicht erzeugbaren, digitalen Signale im unteren Frequenzbereich in der Messstrecke ist auf Grund der vorab zu treffenden Träger-Frequenzwahl manchmal, aber nicht immer möglich. Zur Realisation einer Anwendung wird man daher entweder die in einer Messung eingesetzten Sinusfunktionen (z.B. des Trägers, z.B. bei 433MHz), oftmals erst nach dem Heruntermischen digital abbilden müssen (z.B. durch Komparator- bzw. Schmitt-Trigger-Funktionen aus den Sinussignalen gewinnen) oder bei vorgegebenen digitalen Signalen, die evtl. für die Messung als solche benötigten sinusförmigen Signale aus den digitalen erst noch gewinnen müssen (z.B. durch Filterung oder auch durch Aufwärtsmischung). Dies ist je nach Einzellösung unterschiedlich anzugehen.
An sich ist die Zuordnung der Signale zum Taktsignal bzw. zum D-Eingang der D-FFs austauschbar, zumindest dann, wenn diese ein exaktes 1:1-Pulspause:Pulsdauer-Verhältnis haben. Sollte das nicht der Fall sein, kann eine zuvor mit einem D-FF auf halbe Frequenz untersetzte Signalaufbereitung dieses 1:1-Verhältnis erzwingen.
Da das D-FF nur auf die eine Taktflanke reagiert, reicht es für die Messung also u.U., nur die Laufzeiteigenschaft einer Signalflanke des auf Messstrecke geschickten Signals in die Betrachtungen einzubeziehen.
13 zeigt die hier bevorzugt eingesetzte, einfache, digitale Aufbereitung der Phaseninformation zwischen den beiden Schwebungssignalen durch einen Start-Stop-Zählvorgang durch die entsprechenden Signale und der dazu benötigten digitalen Logik.
Die mit (252) und (253) gekennzeichneten Signale stellen die digitalen Schwebungssignale dar. Da sich die interessierende Phaseninformation in den Flankenabständen der digitalen Schwebungssignale befindet, sind die entsprechenden Flankenabstände (13, (255) bzw. (256)) zu messen.
Das XOR-Gatter (258) erzeugt in diesem Beispiel bei Ungleichheit ein High-Signal und daher liegt das Signal bei (251) immer dann auf high, wenn auch Signal (253) auf high liegt. Wird ein hochfrequenter Takt bei (254) angelegt, dann wird in der Zeit des Abstandes (255) dieser Takt am Ausgang der AND-Gatter-Kombination (257) bei (236) bereitgestellt.
Die Anzahl dieser Takte liefert somit einen digitalen Wert für die Phasenlage zwischen den Schwebungssignalen und kann beliebig weiter verarbeitet werden. Mit den in 13 gezeigten Signalen ist jederzeit eine direkte Mikroprozessoransteuerung möglich.
Alternativ können die Schwebungssignale (253) und (252) aber auch direkt auf Eingänge des Controllers gelegt werden. Z.B. kann mit einem Interruptgesteuerten Start-Stop-Betrieb eine entsprechende Zählerfunktion im Prozessor direkt nachgebildet werden. Im Ergebnis vereinfacht sich damit die Anordnung noch einmal, weil dann die Gatterfunktionen überflüssig sind. Dies ist in der 10 zum Vergleich gegenüber der Anordnung nach 9 dargestellt.
Die beiden D-FF-Ausgänge gehen jetzt nicht auf eine Gatteranordnung, sondern direkt auf den Prozessor. Dieser initiiert z.B. auf den Startauslösenden Interrupt intern eine entsprechende Zählfunktion unter Nutzung eines internen Takts. (Der in 9 noch nach außen gelegte Takt entfällt hier also).
Vorbedingung für die Auslegung der Anordnung gemäß 14 ist, dass der Mikrocontroller (440) zwei Digital-Analog-Wandler (DAC-)Kanäle oder (praktisch gleichwertig) zwei geeignet programmierte PWM-Ausgänge zur Verfügung stellen kann und dass eine Zählerfunktion mit externem Takteingang (Eingang für die Leitung (404)) vorhanden ist. Die DAC-Ausgänge erzeugen die beiden Signale b (445) und a (444) die im Bereich (442) durch einfache invertierende Verstärker sowohl positiv als auch negativ zur Verfügung stehen.
Die Realisation der invertierten Spannungs-Äquivalente ist auch mit zwei Invertern realisierbar. In diesem Fall werden die PWM-Signale invertiert, sind dann allerdings getrennt zu filtern. Den in 9 und 10 gezeigten dort benötigten 2 Filtern stehen unter diesem Bedingungen also 4 gegenüber. Der jeweils größere Nutzen ist von Fall zu Fall abzuschätzen.
Durch Abtastung mittels (446) werden diese Spannungen auf den virtuellen GND-Knoten (447) gelegt und bilden nach Filterung (429) eine Frequenz aus, die dicht neben der durch die Abtastfolgenperiode gegebenen Frequenz liegt. Die Abtastfolge selbst wird durch die Frequenz des Generators (400) und die Ansteuerungsstufe (452) zum Schalterblock (446) festgelegt; die Abtastfolgenfrequenz beträgt hier, bedingt durch die nacheinander anzusteuernden vier Schalter, 1/4 der Generatorfrequenz (400). Diese „Arbeitsfrequenz" steht bei (451) zur Verfügung; die benachbarte Frequenz liegt nach Filterung in (429) als Messsignal vor.
Dieses Signal wird in der Messung (425) eingesetzt und erfährt dadurch in (425) – z.B. eine Anordnung zur Laufzeitmessung – eine Phasenverschiebung. Zwischen den Signalen bei (449) und (450) besteht jetzt die zu messende Phasenverschiebung.
Dabei sind einige Modifikationen bzw. Bedingungen zu beachten: Die Zählerfunktion des DSPs bzw. Controllers muss die Taktgeschwindigkeit des Generators G₂ verarbeiten können; ist diese Generatorfrequenz für den Mikrocontroller zu hoch, dann muss in die Leitung (404) zwischen AND-Gatter (424) und Kontrollereingang ein schneller Zähler zur Untersetzung geschaltet werden und zudem müsste dieser Zählerstand vom Kontroller über einen freien Port einlesbar sein.
In einigen Fällen wird man den Generator G₂ (400) aber auch einsparen können. Moderne Kontroller arbeiten mit Frequenzen deutlich oberhalb von 10MHz; das dazugehörige Clock-Management ist, unter Beschaltung des Prozessors mit einem Quarz (428), selbst Teil der Kontrollerfunktionen und kann i.a. nach außen ausgekoppelt werden. In einigen Anwendungsfällen reicht diese Frequenz aus, kann also den Generator G₂ ersetzen.
In einigen Fällen kann zudem die Ansteuerung des Schalterbausteins durch den Baustein (452) direkt über Portausgänge des Controllers (440) ersetzt werden. In den Schaltungen der 9 bis 11 ist dies so geschehen.
Die Signale (441), (448) und (451) entsprechen den Signalen die in den D-FFs (420) und (421) die digitale Schwebung ausbilden.
Das Signal (430) entspricht dem Signal (253); die abfallende Flanke löst hier einen IRQ (Interruptrequest) aus. Zu dem Zeitpunkt, wenn dieser Interrupt ausgelöst wird, sind der (im DSP/Controller oder auch in einem externen Zähler ablaufende) Zählvorgang abgeschlossen, alle Einschwingvorgänge sind zur Ruhe gekommen und, der interne Zählwert des Zählers (evtl. zusammen mit dem Wert des erwähnten externen, zusätzlich bei (404) eingeschalteten Zählers) steht als digitaler Wert der Phasenmessung bereit.
Das Filter (429) ist nur dann nötig, wenn für die Messung auf der Messstrecke (425) unbedingt eine Sinusfunktion benötigt wird. Die Signale, die die (invertierenden, mit einer Schmitt-Triggerfunktion ausgestatteten) Gatter (427) und (431) abgeben, sind jeweils auf gleiche Art und Weise rekonstruierte Signale, einmal vor und einmal nach dem Durchlauf durch die Messstrecke (425) abgegriffen.
Die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen ergibt (über die digitale Schwebungsfunktion gemessen) den gerade beschriebenen, durch den Mikrokontroller erfassten Phasendifferenzmesswert. 14 zeigt, dass in dieser Anordnung nur sehr wenige Komponenten (außer dem Kontroller oder einem DSP) notwendig sind. Der oben zur Entwicklungsdarstellung beschriebene Aufwand ist also nur in den seltensten Fällen wirklich notwendig.
Mit der in 9, 10, 11 und 14 dargestellten Anordnung gelingt die Distanzmessung zwischen zwei Funkpartnern mit ausreichender Genauigkeit, so dass ein Bypassangriff abgewehrt werden kann: Wenn sich der Schlüssel in einer Reichweite zum KFZ von weniger als 6m befindet, dann ist zwar prinzipiell ebenfalls der Einsatz einer Relaisstation möglich, ist aber sinnlos.
Wenn sich aber der Schüssel in einer weiteren Entfernung als 10m befindet, wird dies sicher erkannt. Wie auch immer eine Relaisstation konstruiert werden mag, eine Signalwegverkürzung wäre nur möglich, wenn die Lichtgeschwindigkeit überschritten würde und das dürfte unmöglich sein.
Durch das realisierte Konzept einer Distanzmessung zwischen Funkpartnern kann die Entfernung zwischen dem zu sichernden Objekt und einem zugehörigen Schlüssel als Teil des gesamten Sicherheitskonzeptes aufgefasst werden.

Claims

Verfahren zur Distanzmessung in drahtlos arbeitenden Zugangs- bzw. RFID-Systemen in denen a) eine Übertragung von Daten bzw. Energie von der Masterstation zum Schlüssel bzw. vom Lesegerät zum Transponder mit einer ersten Frequenz, bevorzugt induktiv, z.B. mit 125kHz, erfolgt, b) eine Übertragung von Daten vom Schlüssel zur Masterstation bzw. vom Transponder zum Lesegerät mit einer zweiten Frequenz, z.B. mit 13,56MHz, 433Mhz oder 868MHz, erfolgt, c) durch ein hochwertiges, kryptographisch gesichertes Kommunikationsprotokoll alle notwendigen Sicherheitsspezifikationen erfüllt werden und d) zur Abwehr von Bypassangriffen eine Funkdistanzmessung sicherstellt, dass eine Verbindung zwischen Schlüssel und Masterstation im Keyless Entry System bzw. zwischen Lesestation und Transponder in RFID-Systemen wirklich nur dann wirksam ist, wenn sich die jeweilige Partnerstation in einem genau definierten Nahbereich zueinander befinden, dadurch gekennzeichnet, dass in der Station, in der die Distanz zur jeweiligen Partnerstation ermittelt werden soll, a) zwei sich nur um wenige Hz (z.B. δf = 1Hz) unterscheidende Signalfrequenzen erzeugt werden, von denen die eine entweder – direkt als Trägerfrequenz f_T1 (für die Übertragung von Daten zur Partnerstation) eingesetzt wird, oder – als Messfrequenz f_M1 einem Träger aufmoduliert wird und so als Mess-Signal über den Kanal zur Partnerstation gesendet wird, b) dieses Mess-Signal in der Partnerstation wiedergewonnen wird, indem entweder – das in der Partnerstation empfangene Messfrequenz f_M1 nach einer Demodulation vom Träger getrennt wird, bzw. – das empfangene Trägersignal f_T1 direkt als Mess-Signal weiterverwendet wird, c) sodann dieses Mess-Signal – wiederum direkt als Trägerfrequenz f_T1 zur Rückübertragung eingesetzt wird, – oder das Trägersignal f_T1 einem anderen, vom Schlüssel generierten Trägersignal aufmoduliert wird, oder – als Messfrequenz f_M1 ebenfalls einem anderen Träger aufmoduliert wird und auf diese Weise an die erste Station zurückgesendet wird, wodurch in der Station, in der die Distanz zur jeweiligen Partnerstation ermittelt werden soll, das ursprünglich auf die Strecke geschickte Mess-Signal zwei mal vorliegt, einmal am Punkt vor der Aussendung, zum anderen (evtl. nach einer Demodulation) nach der empfangenen Rücksendung mit einer laufzeitspezifischen Phasenverschiebung, und d) sodann diese beiden Mess-Signale zugleich mit der zweiten, frequenzmäßig nur wenige Hz benachbarten Referenzfrequenz f_R1 – entweder gemischt (dann zusätzlich tiefpassgefiltert) – oder additiv oder subtraktiv überlagert werden (dann wird nach Demodulation die Hüllkurve weitergenutzt), – oder mittels D-FlipFlop verknüpft (dies indem jeweils die eine Signalfrequenz am Takteingang, die andere Referenzfrequenz am D-Eingang, oder umgekehrt, liegt), werden, so dass sich daraus zwei sehr niederfrequente Signale mit der Frequenz δf bzw. δf/2 ergeben, deren Phasenlagen zueinander aber die Phasenlage der beiden (hochfrequenten) Mess-Signale vor der Aussendung und nach dem wiederempfangen widerspiegeln, so dass die Phasenlage zwischen diesen niederfequenten Überlagerungssignalen zur Bestimmung der Phasenlagen der hochfrequenten Signale herangezogen werden kann, und dadurch die Phasenlaufzeit zwischen Aussendung und Wiederempfang insgesamt bestimmt werden kann, wodurch mit einer jetzt ausreichenden Auflösung unmittelbar auf die Distanz zur jeweiligen Partnerstation geschlossen werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die nur wenige Hz benachbarten Frequenzen durch eine Nachbildung der Additionstheoreme gewonnen werden, wobei sowohl aus einer vorgegebenen Sinusfunktion mit hoher Frequenz, als auch aus einer vorgegebenen Sinusfunktion mit etwa der gewünschten Differenzfrequenz, durch 90Grad Phasenverschiebungen jeweils Sinus- und Cosinus-Komponenten erzeugt werden und diese sodann gemäß den Additionstheoremen zur Erzeugung der gewünschten Frequenzen verrechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass die nur wenige Hz benachbarten Frequenzen durch eine Nachbildung der Additionstheoreme gewonnen werden, wobei die vorgegebene hohe Frequenz digital erzeugt wird und durch eine digital erzeugte 90Grad Phasenlage Sinus- und Cosinus-Äquivalente erzeugt werden, so dass die formelmäßige Multiplikation der Additionstheoreme zur Erzeugung der gewünschten Frequenzen durch Schaltfunktionen realisiert werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die nur wenige Hz benachbarten, hohen Frequenzen durch eine Umschaltabtastung von mehreren, i.a. mindestens drei, bevorzugt vier sehr niederfrequenten Sinussignalen der Frequenz δf gewonnen werden, wobei die Reihenfolge der periodisch sich wiederholenden Abtastung wählbar ist, die Frequenz δf der abzutastenden Sinus-Signale die Frequenzdifferenz zwischen den erzeugten hochfrequenten Signalen bestimmt und die Abtastfrequenz die Basislage der hohen Frequenz bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass die nur wenige Hz benachbarten Frequenzen durch eine Umschaltabtastung von niederfrequenten Sinussignalen gewonnen werden, die durch Analog-Digital-Wandler-Ausgänge (ADC-Ausgänge) eines Mikrokontrollers (Kontroller, Prozessor oder Digitaler Signalprozessor) bereitgestellt werden, wobei die ADC-Werte aus einer zuvor berechneten Look-Up Tabelle zeitlich nacheinander entnommen werden.
Verfahren nach Anspruch 1 und 4 dadurch gekennzeichnet, dass die nur wenige Hz benachbarten Frequenzen durch eine Umschaltabtastung von niederfrequenten Sinussignalen gewonnen werden, die durch PWM-Signale eines Mikrokontrollers (Kontroller, Prozessor oder Digitaler Signalprozessor) bereitgestellt werden, wobei die Werte zur Einstellung des PWM-Verhältnisses aus einer zuvor berechneten Look-Up Tabelle zeitlich nacheinander entnommen werden und die Signale der PWM-Ausgänge nach einer geeigneten Tiefpassfilterung die benötigten sinusförmigen Spannungen liefern.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Auswertung statt einer analogen Mischung bzw. einer analogen Überlagerung, nach einer geeigneten Aufbereitung der Signale, eine digitale Schwebungsnachbildung mittels zweier D-FlipFlops (D-FFs) verwendet wird, indem das auszusendende Signal dem D-Eingang des ersten D-FFs, das wiederempfangene Signal dem D-Eingang des zweiten D-FFs und die benachbarte Frequenz den Takteingängen der beiden D-FFs zugeführt wird, wodurch zwei digitale Schwebungssignaläquivalente entstehen, deren Phasenlage zueinander die zu messende Phasendifferenz repräsentiert
Verfahren nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine geeignete Aufbereitung der Signale darin besteht, dass die Signale, die zur Auswertung digital vorliegen müssen, zunächst analog erzeugt werden und zur Messung verwendet werden, sodann diese Signale in digitale Signale gleicher Frequenz und Phase umgewandelt werden und in dieser Form der Auswertung gemäß Anspruch 6 zugeführt werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine geeignete Aufbereitung der Signale darin besteht, dass die Signale, die zur Auswertung digital vorliegen müssen, zunächst digital erzeugt werden und dann direkt oder nach Filterung zur Messung verwendet werden, sodann das wiederempfangene Signal in digitale Formen gebracht wird und in dieser Form der Auswertung zugeführt werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine geeignete Aufbereitung der Signale zudem darin besteht, dass die Laufzeitmessung signalflankenorientiert erfolgt, die Signale symmetrisch aufbereitet werden, wobei die Symmetrie durch eine flankengesteuerte 1:2 Teilung, z.B. mittels D-FF, erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswertung durch eine geeignete Torschaltung oder unter Nutzung eines Mikrokontrollers erfolgt, indem die Flanken der beiden erzeugten digitalen Schwebungssignale als Start-Stop-Signale eines Zählers genutzt werden, um einen (Quarz-)stabilen Takt hoher Geschwindigkeit für die Dauer der Flankenabstände in einer Zählvorrichtung zu zählen und diesen Zählwert als repräsentativen Wert für die Phasenlaufzeit zu nutzen.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswertung dadurch erfolgt, dass die Flanken der beiden digital erzeugten Schwebungssignale direkt als Unterbrechungssignale für einen Mikrocontroller (Interrupts, IRQ-fähige Eingänge) und so als Start-Stop-Signale genutzt werden, um unter Nutzung einer Mikrokontrollerinternen Zählfunktion einen Takt mit hoher Geschwindigkeit für die Dauer dieser Flankenabstände zu zählen und diesen Zählwert als repräsentativen Wert für die Phasenlaufzeit zu nutzen.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Zurückgabe des vom Schlüssel empfangenen Signals dadurch erfolgt, dass neben der im Schlüssel für die Kommunikation vorgesehenen Normalmodulation, z.B. eine Amplituden- oder Phasenmodulation, über eine Nachziehfunktion, z.B. durch den Einsatz einer Kapazitätsdiode parallel oder in Serie zum eingesetzten Quarz, des im Schlüssel eingesetzten Quarzes, eine zusätzliche, von der Kommunikation unabhängige Frequenzmodulation zum Zurückreichen der Messfrequenz vorgesehen wird, also eine Mehrfachmodulation erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass dass in dem Fällen, in denen für die Datenübertragung während der jeweils laufenden Distanzmessung sehr hohe Träger- bzw. Modulationsfrequenzen eingesetzt werden, vor der Auswertung durch Mischung der aussendenden und der wiederempfangenen Signale mit einer gemeinsamen Frequenzquelle Zwischenfrequenzsignale erzeugt werden, die aufgrund der Eigenschaft der Beibehaltung der Phasendifferenzinformationen in Mischsignalen dann erst in die Auswertung eingeführt werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass ein Nachrüstsatz für bestehende Keyless-Entry- und für RFID-Systeme in Form eines Moduls (auch z.B. als Hybrid oder Chip) bereitgestellt wird, der als Komponenten alle oder Teile der erfindungsgemäß notwendigen Zusätze für das bestehende System integriert, wie die Erzeugung von zwei dicht benachbarten Träger- oder Modulationsfrequenzen, die Nachbildung und Auswertung der digital nachgebildeten Schwebungserzeugung und die zur Auswertung selbst benötigten Steuersignale oder gleichwertig der analogen oder digitalen Ausgabe eines distanzproportionalen Wertes.