DE10309189B4

DE10309189B4 - Gleichspannungswandlerschaltung

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Publication number: DE10309189B4
Application number: DE10309189A
Authority: DE
Inventors: Tomoyuki Shimizu Ichikawa; Shinji Shimizu Ohta
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-03-01
Filing date: 2003-03-03
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2023-03-04
Also published as: FR2836762A1; US6826063B2; JP2003259641A; DE10309189A1; CN1312833C; US20030214251A1; FR2836762B1; CN1442947A; JP3839737B2

Abstract

Eine Gleichspannungswandlerschaltung, die einen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ hat, der einen Transformator (10) und ein Schaltelement (11) enthält, das auf seiner Primärseite vorgesehen ist, und die eine Steuereinrichtung (16) zum Ausführen der Steuerung derart aufweist, dass der Transformator (10) Energie speichert, während das Schaltelement (11) in einen EIN-Zustand gesetzt ist, und die Energie von einer Sekundärwicklung ausgibt, während das Schaltelement (11) in einen AUS-Zustand gesetzt ist, und worin das Schaltelement (11) eingeschaltet wird, wenn die Energie vollständig von der Sekundärwicklung (10) ausgegeben worden ist,
worin eine Dauer von einem Zeitpunkt, bei dem ein Sekundärstrom (Is) des Transformators (10) null erreicht, bis zu einem Zeitpunkt, bei dem ein Primärstrom (Ip) des Transformators (10) zu fließen beginnt, detektiert wird und worin eine Schaltfrequenz durch die Steuereinrichtung (16) geändert wird, um die Dauer verkürzen zu können, und die weiterhin aufweist:
einen Ausgangsdetektionsabschnitt (17) zum Detektieren einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms des Transformators...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gleichspannungswandlerschaltung und insbesondere eine Technik zum Erhöhen der Schaltungseffizienz und zum Reduzieren der Kosten einer Gleichspannungswandlerschaltung vom Flyback-Typ.

Aus der Druckschrift WO99/05777A2 ist eine Gleichspannungswandlerschaltung bekannt, die einen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ hat, der einen Transformator und ein Schaltelement enthält, das auf seiner Primärseite vorgesehen ist und die eine Steuereinrichtung zum Ausführen der Steuerung derart aufweist, dass der Transformator Energie speichert, während das Schaltelement in einen EIN-Zustand gesetzt ist und die Energie von einer Sekundärwicklung ausgibt, während das Schaltelement in einen AUS-Zustand gesetzt ist und worin das Schaltelement eingeschaltet wird, wenn die Energie vollständig von der Sekundärwicklung ausgegeben worden ist, worin eine Dauer von einem Zeitpunkt, bei dem ein Sekundärstrom des Transformators 0 erreicht, bis zu einem Zeitpunkt, bei dem ein Primärstrom des Transformators zu fließen beginnt, detektiert wird und worin eine Schaltfrequenz durch die Steuereinrichtung geändert wird, um die Dauer verkürzen zu können. Weiter weist die Gleichspannungswandlerschaltung einen Ausgangsdetektionsabschnitt zum Detektieren einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms des Transformators auf sowie einen Timing-Detektionsabschnitt zum Detektieren der Zeit, bei der der Sekundärstrom des Transformators 0 erreicht, einen Rampenwellenerzeugungsabschnitt zum Erzeugen einer Rampenwelle, die eine Frequenz hat, die in Antwort auf ein Detektionssignal, das von dem Timing-Detektionsabschnitts gesendet wird und ein Steuersignal, das von dem Schaftelement gesendet wird, variabel gesteuert wird und einen Arithmetiksteuerabschnitt zum Senden eines Steuersignals für das Schaltelement auf den Empfang eines Detektionssignals von dem Ausgangsdetektionsabschnitt und der Rampenwelle von dem Rampenwellenerzeugungsabschnitt hin. Die Gleichspannungswanderschaltung weist darüber hinaus auch eine Frequenzsteuerschaltung auf zum Steuern einer Frequenz der Rampenwelle.

In Bezug auf eine Gleichspannungswandlerschaltung (einen sog. Gleichspannung-Gleichspannung-Wandler bzw. DC/DC-Wandler) zum Wandeln einer Eingangsgleich spannung in eine gewünschte Gleichspannung sind unterschiedliche Konfigurationen bekannt geworden.

Zum Beispiel gibt es bei der Anwendung einer Entladungslampe bzw. Gasentladungslampe (z.B. einer Metall-Halogenid-Lampe bzw. Metalldampflampe) für eine Zündschaltung bzw. Erregungsschaltung einen Aufbau als Gleichspannung-Gleichspannung-Wandlerschaltung vom Flyback-Typ bzw. Schalttyp zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung, die von einer Gleichspannungsversorgungsquelle angelegt wird, in eine gewünschte Gleichspannung. Anders ausgedrückt, ist ein Halbleiterschaltelement mit der primären Wicklungsseite eines Transformators zur Wandlung verbunden, um die Einschalt-/Ausschaltsteuerung des Elements ausführen zu können, und eine Gleichrichterdiode und eine Glättungskondensator sind auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen.

Beim Betrieb der Flyback-Schaltung wird die Steuerung derart ausgeführt, dass das Schaltelement eingeschaltet wird, bevor die Energie, die im Transformator gespeichert ist, vollständig zu der Sekundärseite des Transformators im Fall eines Stromfortsetzungsmodus (d.h., das Schaltelement wird eingeschaltet,
bevor der sekundäre Strom des Transformators null Ampere erreicht) entladen worden ist.

Bezüglich des Stromfortsetzungsmodus gibt es das nachfolgende Problem hinsichtlich des elektrischen Wirkungsgrades (dem Verhältnis der Ausgangsenergie zu der Eingangsenergie).

Zuallererst wird, wenn ein Energieverlust während der Rückwärts-Erholungszeit einer Gleichrichterdiode betrachtet wird, die auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen ist, das Schaltelement eingeschaltet, während ein Strom zu der Diode fließt. Folglich wird die Diode in einen Zustand in rückwärts gespannter Richtung bzw. in Sperrrichtung derart gebracht, dass ein Energieverlust während der Rückwärts-Erholungszeit erzeugt wird. Der Gesamtwert des Verlustes ist während der Rückwärts-Erholungszeit der Diode proportional zu einer Schaltfrequenz. In dem Stromfortsetzungsmodus wird deshalb der Energieverlust erhöht, wenn die Frequenz erhöht wird.

Zudem wird der Primärstrom in dem Transformator erzeugt, wenn das Schaltelement eingeschaltet wird. Folglich wird ein Einschaltverlust des Elements erzeugt.

Die Erfindung hat die Aufgabe, eine Erhöhung der Schaltfrequenz zu ermöglichen, den elektrischen Wirkungsgrad zu erhöhen und zu verhindern, dass die Kosten einer Gleichspannungswandlerschaltung mit einem Flyback-Aufbau bemerkenswert erhöht werden.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung stellt eine Gleichspannungswandlerschaltung mit einem Flyback-Aufbau bereit, worin im Fall eines Stromgrenzbetriebs, in dem die Steuerung derart ausgeführt wird, dass ein Schaltelement eingeschaltet wird, wenn Energie, die in einem Transformator gespeichert ist, vollständig zu der Sekundärseite des Transformators entladen worden ist (d.h., das Schaltelement wird eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom des Transformators null Ampere erreicht), der Strom einer Gleichrichterdiode null Ampere erreicht und das Schaltelement dann eingeschaltet wird. Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass ein Energieverlust nicht in einer Rückwärts-Erholungszeit (reverse recovery time) erzeugt wird und dass der höchste elektrische Wirkungsgrad in den Stromgrenzbetrieb im Fall einer vergleichsweise hohen Schaltfrequenz (z.B. mehrere hundert kHz oder mehr) erhalten werden kann, wird der nachfolgende Aufbau bereitgestellt, um das Problem lösen zu können.

Eine Steuereinrichtung zum Ausführen der Steuerung derart wird bereitgestellt, dass ein Transformator Energie speichert, während ein Schaltelement auf der Primärseite des Transformators in einen Einschaltzustand gesetzt ist, und dass die Energie von einer Sekundärwindung bzw. -wicklung ausgegeben wird, während das Schaltelement in einen Ausschaltzustand gesetzt ist, und dass das Schaltelement eingeschaltet wird, wenn die Energie vollständig von der Sekundärverdrahtung bzw. Sekundärwicklung ausgegeben worden ist.

Es wird eine Dauer von einer Zeit, bei der der Sekundärstrom des Transformators null erreicht, bis zu einer Zeit erfasst bzw. detektiert, bei der der Primärstrom des Transformators zu fließen beginnt, und es wird eine Schaltfrequenz durch die Steuereinrichtung derart geändert, dass die Dauer verkürzt wird.

Gemäß der Erfindung wird deshalb die Schaltfrequenz derart gesteuert, dass die Dauer von der Zeit, bei der der Sekundärstrom des Transformators null erreicht, bis zu der Zeit, bei der der Primärstrom des Transformators zu fließen beginnt, ungefähr zu null gemacht wird. Deshalb ist es möglich, eine Antriebssteuerung in dem Stromgrenzbetrieb auszuführen, und zudem ist es nicht notwendig, ein Hochgeschwindigkeitselement hierfür vorzusehen.

1 ist ein Schaltungsblockdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer Entladungslampe-Erregungsschaltung zeigt,
2 ist ein Schaltungsblockdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer DC/DC-Wandlerschaltung zeigt,
3 ist ein erläuterndes Diagramm, das einen Stromfortsetzungsbetneb zeigt,
4 ist ein erläuterndes Diagramm, das einen Stromgrenzbetrieb zeigt,
5 ist ein erläuterndes Diagramm, das einen Stromunterbrechungsbetrieb zeigt,
6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer Gleichspannungswandlerschaltung gemäß der Erfindung zeigt,
7 ist Wellenformdiagramm zum Erläutern eines Schaltungs betriebs in 6,
8 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer Rampenwelle-Erzeugungsschaltung zeigt,
9 ist Wellenformdiagramm zum Erläutern eines Schaltungsbetriebs in 8,
10 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer Rampenwelle-Erzeugungsschaltung zeigt,
11 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer Frequenzsteuerschaltung zeigt,
12 ist Wellenformdiagramm zum Erläutern eines Schaltungsbetriebs in 11, und
13 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus der Frequenzsteuerschaltung zeigt.
Eine Gleichspannungswandlerschaltung gemäß der Erfindung hat einen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ, der einen Transformator und ein Schaltelement enthält, das auf der Primärseite des Transformators vorgesehen ist, und der Transformator speichert Energie, während das Schaltelement in einen EIN-Zustand gesetzt ist, und gibt die Energie zu einer Sekundärwicklung aus, während das Schaltelement in einen AUS-Zustand gesetzt ist. In der Erfindung wird die Antriebssteuerung in einem Stromgrenzbetrieb ausgeführt, der untenstehend erläutert bzw. beschrieben wird. Folglich ist die Erfindung zur Erhöhung bzw. Verbesserung des elektrischen Wirkungsgrades, zur Verminderung der Größe der Schaltungsvorrichtung und zur Reduzierung der Kosten geeignet. Zum Beispiel kann die Erfindung in einer Entladungslampe-Erregungsschaltung (eine Erregungsschaltung in einer Entladungslampe wie z.B. einer Metall-Halogenid-Lampe bzw. Metalldampflampe, die als Lichtquelle einer Scheinwerfereinheit für ein Fahrzeug, insbesondere in den Fall verwendet wird, wenn Beschränkungen bezüglich des Installationsraums der Vorrichtung, die die Scheinwerferschaltung enthält, vorhanden sind) angewendet werden, wobei die Erfindung nicht darauf beschränkt ist, sondern weit verbreitet in verschiedenen Verwendungen, z.B. in einer Spannungsversorgungsschaltung, angewendet werden kann.
1 zeigt ein Beispiel eines grundlegenden Aufbaus in dem Fall, in dem die Gleichspannungswandlerschaltung gemäß der Erfindung in einer Entladungslampe-Erregungsschaltung verwendet wird.
Die Entladungslampe-Erregungsschaltung 1 umfasst eine Gleichspannungsquelle 2, eine DC/DC-Wandlerschaltung 3, eine DC/AC-Wandlerschaltung 4 bzw. eine Gleichspannung/Wechselspannung-Wandlerschaltung, eine Starterschaltung 5 und eine Steuerschaltung 7.
Die DC/DC-Wandlerschaltung 3 ist zum Wandeln einer Spannung auf den Empfang einer Quellenspannung hin vorgesehen, die von der Gleichspannungsquelle 2 angelegt wird. Genauer dient die DC/DC-Wandlerschaltung 3 zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung (die als "Vin" bezeichnet wird), die von der Gleichspannungsquelle 2 ausgegeben wird, in eine gewünschte Gleichspannung und hat einen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ bzw. Schalttyp, der einen Transformator und ein Schaltelement (das weiter unten im Detail beschrieben wird) verwendet.
Die DC/AC-Wandlerschaltung 4 wird zum Wandeln der Ausgangsspannung der DC/DC-Wandlerschaltung 3 in eine Wechselspannung verwendet und dann zum Zuführen der gleichen Spannung zu einer Entladungslampe 6 durch die Starerschaltung 5. Die DC/AC-Wandlerschaltung 4 enthält z.B. eine Schaltung vom Brückentyp, die vier Halbleiterschaltelemente und eine Treiberschaltung dafür verwendet, und dient zur wechselseitigen EIN-/AUS-Schaltsteuerung von zwei Paaren von Schaltelementen, wodurch eine Wechselspannung ausgegeben wird.
Die Startschaltung (der sog. Starter) 5 ist zum Erzeugen eines Hochspannungs(im)pulssignals zum Starten (eines Startimpulses) der Entladungslampe 6 vorgesehen, wodurch die Entladungslampe 6 gestartet wird. Das gleiche Signal wird einem Wechselspannungsausgang von der DC/AC-Wandlerschaltung 4 überlagert und wird somit an die Entladungslampe 6 angelegt.
Die Steuerschaltung 7 dient zur Steuerung einer Leistung bzw. Energie, die an die Entladungslampe 6 auf den Empfang eines De tektionssignals einer Spannung, die an die Entladungslampe 6 angelegt wird, und eines Stroms, der durch die Entladungslampe 6 fließt, oder einer entsprechenden Spannung oder eines Stroms dorthin, und zum Steuern des Ausgangs der DC/DC-Wandlerschaltung 3. Die Steuerschaltung 7 ist z.B. zum Steuern einer zugeführten Energie entsprechend dem Zustand der Entladungslampe 6 auf den Empfang eines Detektionssignals hin vorgesehen, das durch einen Detektionsabschnitt 8 zum Detektieren der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms der DC/DC-Wandlerschaltung 3 bereitgestellt wird, und sie dient zum Senden bzw. Ausgeben eines Steuersignals zu der DC/DC-Wandlerschaltung 3, wodurch die Ausgangsspannung gesteuert wird. Zudem wird das Steuersignal zu der DC/AC-Wandlerschaltung 4 gesendet, um die Steuerung für ein Polaritätsschalten auszuführen, das sich auf einen wechselnden Ausgang bzw. Wechselausgangssignal bezieht. Die Steuerschaltung 7 dient auch dazu, die Spannung auf einen bestimmten Wert anzuheben, der der Entladungslampe 6 zugeführt wird, bevor die Entladungslampe 6 eingeschaltet wird, wodurch eine Ausgangssteuerung für ein zuverlässiges Einschalten der Entladungslampe 6 ausgeführt werden kann. Für ein Schaltsteuerungsverfahren, das sich auf die DC/DC-Wandlerschaltung 3 bezieht, sind zudem ein PWM(= pulse width modulation)-Verfahren bzw. ein Pulsweitenmodulationsverfahren und ein PFM(= pulse frequency modulation)-Verfahren bzw. Pulsfrequenzmodulationsverfahren bekannt geworden.
2 zeigt den Hauptteil eines grundlegenden Aufbaubeispiels 9 eines DC/DC-Wandlers vom Flyback-Typ (entsprechend einem Schaltungsabschnitt, der ein Zuführsystem zu der Entladungslampe in Beziehung zu der DC/DC-Wandlerschaltung bildet) und die nachfolgenden Elemente sind vorgesehen (Bezugszeichen in Klammern geben die Bezugszeichen in 2 an).
Transformator (10),
Schaltelement (11),
Gleichrichterdiode (12), und
Glättungskondensator (13).
In der Zeichnung bezeichnen die Anschlüsse "Ti⁺" und "Ti^–" Eingangsanschlüsse und die Eingangsgleichspannung "Vin" wird ihnen zugeführt und ein Kondensator 14 ist zwischen beiden Anschlüssen vorgesehen. Zudem bezeichnen "To⁺" und "To^–" Ausgangsanschlüsse und eine Ausgangsspannung mit positiver Polarität (nachfolgen als "Vout" bezeichnet), die nach der Spannungswandlung erhalten wird, wird zu einer nachgeschalteten Schaltung (einer DC/AC-Wandlerschaltung) gesendet.
Das Schaltelement 11 ist mit einer Primärwicklung 10p des Transformators 10 (ein Wicklungsbeginn ist mit einem schwarzen Punkt in der Zeichnung gezeigt) verbunden und ein Antriebssignal wird von der Steuerschaltung 7 aus dem Element 11 zugeführt. In der Zeichnung wird ein N-Kanal-MOSFET (Feldeffekttransistor) als Schaltelement 11 verwendet, der ein Drain, das mit der Primärwicklung 10p des Transformators 10 (ein Anschluss an der Wicklungsendeseite) verbunden ist, und hat eine Source, die mit dem Eingangsanschluss "Ti^–" verbunden ist.
Die Gleichrichterdiode 12 und der Glättungskondensator 13 sind an der Sekundärseite des Transformators 10 vorgesehen. Mit anderen Worten ist eines der Enden der Sekundärwicklung 10s des Transformators 10 (ein Anschluss an der Wicklungsendeseite) mit der Anode der Gleichrichterdiode 12 verbunden und das andere Ende der Sekundärwicklung 10s (ein Anschluss an der Wicklungsanfangsseite, die mit einem schwarzen Punkt in der Zeichnung gezeigt ist) ist mit einer Leitung verbunden, die die Anschlüsse "Ti^–" und "To^–" verbindet bzw. koppelt. Die Gleichrichterdiode 12 hat eine Kathode, die mit "To⁺" und einem Ende der Enden des Glättungskondensators 13 verbunden ist. Der Glättungskondensator 13 ist zwischen dem Ausgangsanschlussen "To⁺" und "To^–" verbunden, und eine Spannung an beiden Enden des Glättungskondensators 13 wird als Vout ausgegeben.
In der Zeichnung bezeichnet "Ip" einen Primärstrom des Transformators 10 und "Is" bezeichneten einen Sekundärstrom des Transformators 10 und "VG" bezeichnet eine Signalspannung für das Ansteuern des Gates des FET (die einer Steuerspannung entspricht, die von der Steuerschaltung 7 aus zugeführt wird).
Unter Bezugnahme auf den Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ gibt es die nachfolgenden drei Betriebsarten:

(I) Stromfortsetzungsbetrieb (siehe 3),
(II) Stromgrenzbetrieb (siehe 4), und
(III) Stromunterberechungsbetrieb (siehe 5).

Die 3 bis 5 zeigen schematisch jeweils Wellenformen in der Reihenfolge VG, Ip und Is von oben an.
Zuallererst wird in dem (I) Stromfortsetzungsbetrieb bzw. Stromfortsetzungsmodus die Steuerung derart ausgeführt, dass das Schaltelement 11 eingeschaltet wird, bevor die Energie, die im Transformator 10 gespeichert ist, vollständig zu der Sekundärseite des Transformators 10 entladen worden ist. Anders ausgedrückt, wie in 3 gezeigt ist, sind Ip und Is nicht Ampere zur Zeit eines ansteigenden Beginns von VG.
In dem (II) Stromgrenzbetrieb bzw. Stromgrenzmodus wird zudem die Steuerung derart ausgeführt, dass das Schaltelement 11 eingeschaltet wird, wenn die Energie, die im Transformator 10 gespeichert ist, vollständig zu der Sekundärseite des Transformators 10 entladen worden ist. Anders ausgedrückt, wie in 4 gezeigt ist, wird das Schaltelement 11 eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null Ampere erreicht, und sowohl Ip als auch Is erreichen Ampere zur Zeit des ansteigenden Starts von VG.
In dem (III) Stromunterbrechungsbetrieb bzw. Stromunterbrechungsmodus wird die Steuerung derart ausgeführt, dass das Schaltelement 11 nach einer Unterbrechungsdauer eingeschaltet wird, wenn die Energie, die im Transformator 10 gespeichert ist, vollständig zu der Sekundärseite des Transformators 10 entladen worden ist. Anders ausgedrückt, wie in 5 gezeigt ist, wird das Schaltelement 11 nach einer bestimmten Zeit eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null Ampere erreicht hat. Wie mit "TT" der Zeichnung gezeigt ist, gibt die "Unterbrechungsdauer" eine Dauer von einem Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null Ampere erreicht, bis zu einem Zeitpunkt an, bei dem der Primärstrom Ip des Transformators 10 mit dem Ansteigen beginnt.
In dem Fall, wenn man einen Energieverlust in der Rückwärts-Erholungszeit der Gleichrichterdiode 12 betrachtet, die an der Sekundärseite des Transformators 10 vorgesehen ist, wird das Schaltelement 11 eingeschaltet, während ein Strom durch die Diode 12 in dem Stromfortsetzungsbetrieb fließt, so dass die Diode 12 in einen Betriebszustand in Rückwärtsrichtung gebracht wird. Folglich wird ein Energieverlust während der Rückwärts-Erholungszeit erzeugt. Andererseits erreicht der Strom der Gleichrichterdiode 12 in dem Stromgrenzbetrieb Ampere und das Schaltelement 11 wird dann eingeschaltet. Der Energieverlust wird deshalb nicht während der Rückwärts-Erholungszeit erzeugt. Der Gesamtwert des Verlusts während der Rückwärts-Erholungszeit der Diode 12 ist proportional zu einer Schaltfrequenz (entsprechend der Frequenz des Steuersignals des Schaltelements 11). In dem Stromfortsetzungsbetrieb wird deshalb der Energieverlust erhöht, wenn die Frequenz ansteigt.
Wenn mit jedem Modus für den Wirkungsgrad des gesamten DC/DC-Wandlers verglichen wird, ist es offensichtlich, dass ein elektrischer Wirkungsgrad bei dem Stromfortsetzungsmodus hoch ist, wenn die Schaltfrequenz niedrig ist, und dass der elektrische Wirkungsgrad am höchsten in dem Stromgrenzmodus ist, wenn ein hohes Frequenzschalten von mehreren hundert kHz oder mehr gegeben ist. In dem Stromunterbrechungsbetrieb wird der Ausschaltverlust des Ausschaltelements 11 erhöht und zudem ist der elektrische Wirkungsgrad niedriger als der Wirkungsgrad in dem Stromgrenzbetrieb durch den Einfluss eines Resonanzbetriebs für die Unterbrechungsdauer.
Wenn der DC/DC-Wandler vom Flyback-Typ mit einer hohen Schaltfrequenz von mehreren hundert kHz oder mehr angesteuert wird, kann deshalb der höchste elektrische Wirkungsgrad durch einen Betrieb in dem Stromgrenzmodus erhalten werden. Für diesen Zweck ist eine Schaltfrequenzsteuerschaltung erforderlich.
6 einen beispielhaften Aufbau 15 einer Gleichspannungswandlerschaltung gemäß der Erfindung, die schematisch die Hauptteile eines DC/DC-Wandlerabschnitts und eines Steuerabschnitts zeigt. In dem Beispiel wird ein PWM-Steuerverfahren (ein Verfahren zum Ändern des Tastzyklus eines Steuer(im)pulses) verwendet. Zudem kann auch ein PFM-Steuerverfahren (ein Verfahren mit Änderung der Frequenz des Steuer(im)pulses) verwendet werden. Zudem ist der Transformator 10 nicht wesentlich unterschiedlich zu dem Aufbau, der in 2 gezeigt ist, außer, dass die Enden der Primärwicklung 10p und der Sekundärwicklung 10s (der Anschluss der Wicklungsendeseite 10p und der Anschluss an der Wicklungsanfangsseite 10s) mit dem Drain des N-Kanal-FET verbunden sind. In der Zeichnung gibt "VDS" eine Drain-Source-Spannung des FET an, der das Schaltelement ist, gibt "VGS" eine Gate-Source-Spannung des FET an und gibt "Vs" eine Sekundärspannung des Transformators 10 an.
Eine Steuereinrichtung 16 steuert das Schaltelement 11, das wieder eingeschaltet wird, wenn die Energie, die im Transformator 10 für die EIN-Dauer des Schaltelements 11 gespeichert wird, vollständig von der Sekundärwicklung 10s für die AUS-Schaltdauer des Schaltelements 11 ausgegeben worden ist. Genauer ist die Steuereinrichtung 16 zum Ausführen der Steuerung in dem Stromgrenzmodus vorgesehen und umfasst die folgenden Komponenten (Zahlen in Klammern geben die Bezugszeichen an).
Ausgangsdetektionsabschnitt (17),
Arithmetiksteuerabschnitt (18),
Timing-Detektionsabschnitt (19), und
Rampenwelleerzeugungsabschnitt (20).
Der Ausgangsdetektionsabschnitt 17 ist zum Detektieren der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms des Transformators 10 vorgesehen. In dem Beispiel ist der Ausgangsdetektionsabschnitt 17 als Spannungsdetektionsabschnitt zum Detektieren der Ausgangsspannung des Transformators 10 ausgelegt, der dazu dient, eine Spannung "Vout", die von der Sekundärwicklung 10s des Transformators 10 durch eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung (die Diode 12, der Kondensator 13) ausgegeben wird, zu detektieren, und eine Spannung, die unter Verwendung eines Spannungsteilerwiderstands detektiert wird, wird zu dem negativen Eingangsanschluss (invertierten Eingangsanschluss) eines Fehlerverstärkers 21 in einer zweiten Stufe ausgegeben.
Der Fehlerverstärker 21 bildet den Arithmetiksteuerabschnitt 18 zusammen mit einem PWM-Vergleicher 22 in der zweiten Stufe und ist zum Steuern der Energie bzw. Leistung einer Entladungslampe (Last) vorgesehen. Eine vorgegebene Referenzspannung "VREF" (die durch ein Zeichen einer Spannungsquelle in der Zeichnung angegeben ist) wird dem positiven Eingangsanschluss des Fehlerverstärkers 21 zugeführt. Genauer wird eine Differenz zwischen der detektierten Spannung, die von dem Ausgangsdetektionsabschnitt 17 gesendet wird, und VREF erhalten und ein Fehlersignal (eine Steuerspannung) wird in dem positiven Eingangsanschluss des PWM-Vergleichers 22 (einem Vergleichsabschnitt) zugeführt.
Eine Rampenwelle (oder eine Sägezahnwelle) wird von dem Rampenwellenerzeugungsabschnitt 20, der untenstehend beschrieben wird, dem negativen Eingangsanschluss des PWM-Vergleichers 22 zugeführt und ein Impulssignal mit rechteckiger Wellenform (ein PWM-Impuls), das auf einem Wertvergleich eines Signals der Ram penwelle und eines Fehlersignals, das von dem Fehlerverstärker 21 zugeführt wird, basiert, wird ausgegeben und wird zu dem Steueranschluss des Schaltelements 11 (ein Gate des FET) durch einen Puffer 23 gesendet. Das Impulssignal bzw. Pulssignal wird auch zu einer Frequenzsteuerschaltung des Rampenwellenerzeugungsabschnitts 20 gesendet, der untenstehend beschrieben wird.
Der Arithmetiksteuerabschnitt 18, der den Fehlerverstärker 21 enthält, ist somit zum Senden eines Steuersignals zu dem, Schaltelement 11 auf den Empfang eines Detektionssignals, das von dem Ausgangsdetektionsabschnitt 17 ausgegeben wird, und einer Rampenwelle hin vorgesehen, die von dem Rampenwellenerzeugungsabschnitt 20 ausgegeben wird.
Der Timing-Detektionsabschnitt 19 dient zur Detektion eines Timings bzw. eines Zeitpunkts, bei dem der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null Ampere erreicht. Anders ausgedrückt ist es in dem Stromgrenzbetrieb notwendig, das Schaltelement 11 derart zu steuern, dass es eingeschaltet wird, wenn die Energie, die im Transformator 10 gespeichert ist, vollständig zu der Sekundärseite entladen worden ist. Aus diesem Grund wird eine Entladungsendezeit, die sich auf den Sekundärstrom Is bezieht, detektiert. In dem Beispiel wird der FET als Schaltelement 11 verwendet. Eine Entladungsendezeit (bei der Is erreicht), die sich auf den Sekundärstrom bezieht, der auf der Wellenform der Drain-Source-Spannung VDS basiert, wird deshalb detektiert. Es ist auch möglich, die Zeit auf der Basis von Vs, wie vorstehend beschrieben wurde, zu detektieren. Der Wert von Vs erzeugt jedoch positive und negative Spannungen für ein GND(Erde)-Potential. Begrenzer für die positive und negative Spannung sind deshalb bezüglich eines Signals erforderlich, das einem Steuerabschnitt in der zweiten Stufe eingegeben wird. Entsprechend ist der Aufbau etwas kompliziert. Andererseits erzeugt der Wert von VDS in einer Schaltungskonfiguration zum Detektieren von VDS immer eine positive Spannung für das GND-Potential. Nur der Begrenzer für eine Spannung in einer Vor wärtsrichtung ist deshalb ausreichend, so dass der Aufbau vereinfacht werden kann.
Der Rampenwelleerzeugungsabschnitt (in dem Beispiel der PWM-Rampenwelleerzeugungsabschnitt) 20 erzeugt eine Rampenwelle auf den Empfang eines Signals hin, das von dem Timing-Detektionsabschnitt 19 gesendet wird, und ändert zudem die Frequenz der Rampenwelle in Antwort auf die Dauer von einer Zeit, bei der der Sekundärstrom des Transformators 10 null erreicht, bis zu einer Zeit, bei der der Primärstrom des Transformators 10 zu fließen beginnt (entsprechend der Länge der Unterbrechungsdauer) (in anderen Worten, eine Schaltfrequenz wird zum Steuern der Frequenz der Rampenwelle geändert, um die Unterbrechungsdauer zu verkürzen). In dem Beispiel wird der Rampenwelleerzeugungsabschnitt 20 durch eine Frequenzsteuerschaltung 24 und eine Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 gebildet.
Die Frequenzsteuerschaltung 24 erzeugt ein Signal zum Steuern der Frequenz einer Rampenwelle auf der Basis eines Steuersignals, das von dem Timing-Detektionsabschnitt 19 gesendet wird, und eines Steuersignals (ein PWM-Impuls), der von dem PWM-Vergleicher 22 gesendet wird, und gibt dieses Signal zu der Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 in der zweiten Stufe aus.
Die Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 dient dazu, eine Rampenwelle mit einer Frequenz zu erzeugen, die variabel in Antwort auf das Steuersignal, das von der Frequenzsteuerschaltung 24 gesendet wird, gesteuert wird, und die Rampenwelle zu dem negativen Eingangsanschluss des PWM-Vergleichers 22 zu senden.
In der Schaltung ist eine Rückkoppelschleife für die Energie bzw. Leistungssteuerung ausgebildet. Durch einen Wertvergleich eines Fehlersignals, das einen Fehler zwischen den Werten eines Detektionssignals, das sich auf die Ausgangsspannung Vout bezieht, und der Referenzspannung VREF des Fehlerverstärkers 21 angibt, mit einer Rampenwelle, wird die Tastverhältnissteuerung ausgeführt (der Tastzyklus eines PWM-Pulses wird geändert) und das Ausgangssignal (PWM-Impuls) des PWM-Vergleichers 22 wird zu dem Schaltelement 11 durch den Puffer 23 gesendet, wodurch dieses Element 11 angetrieben wird.
Die Frequenz der Rampenwelle wird dann auf der Basis des Detektionssignals des Timing-Detektionsabschnitts 19 und des PWM-Imulses derart gesteuert, dass ein Schaltbetrieb in dem Stromgrenzmodus ausgeführt wird.
7 ist ein Wellenformdiagramm zum Erläutern des Betriebs und die Zeichen, die in der Zeichnung gezeigt sind, haben die nachfolgende Bedeutung:

"Vramp": = ein Signalwert, der eine Rampenwelle angibt, die durch die Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 erzeugt wird,
"Verr": = ein Ausgangssignalwert des Fehlerverstärkers 21,
"Spwm": = ein Ausgangssignal des PWM-Vergleichers 22 (PWM-Impuls), und
"STT": = ein Signal, das einen H-Wert (high = hoch) für die Unterbrechungsdauer angibt und einen zeitlichen Fehlerwert für den Stromgrenzbetrieb wiedergibt (die Unterbrechungsdauer ist null).

"VGS", "VDS", "Ip" und "Is" sind vorstehend beschrieben worden.
Zudem haben die Zeiten, die als t1 bis t4 angegeben sind, die nachfolgende Bedeutung:

"t1": = eine vorauseilende Flanke von Spwm, bei der Vramp auf einen Wert niedriger als Verr abfällt,
"t2": = eine nacheilende Flanke von Spwm, bei der Vramp gleich Verr ist,
"t3": = eine Zeit, bei der der zweite Strom Is null erreicht, und
"t4": = eine Zeit, bei der Spwm erstmalig nach t3 ansteigt.

Eine Fehlerdauer "Te" zwischen t3 und t4 ist äquivalent zu der Unterbrechungsdauer.
In der Zeichnung ist Verr aus Gründen der Einfachheit der Beschreibung konstant gesetzt und der Wert Vramp der Rampenwelle beginnt graduell bzw. allmählich mit einer konstanten Steigung zu dem Zeitpunkt t1 anzusteigen und Spwm und VGS fallen auch zum Zeitpunkt t2, wo Vramp mit Verr übereinstimmt.
Obwohl der Primärstrom Ip allmählich für die Dauer von t1 bis t2 ansteigt, erreicht der Strom null zum Zeitpunkt t2.
Der Sekundärstrom Is steigt zum Zeitpunkt t2 an und hat einen bestimmten Wert und fällt dann mit dem Ablauf der Zeit ab und erreicht null zum Zeitpunkt t3.
VDS steigt zum Zeitpunkt t2 an und fällt dann zum Zeitpunkt t3 ab und erreicht null nicht unmittelbar sondern konvergiert mit tels einer gedämpften Schwingung. Durch Detektieren einer fallenden Flanke bei t3 in Bezug auf VDS ist es möglich, den Anfang einer Fehlerdauer Te zu bestimmen. Danach steigt Spwm zum Zeitpunkt t4 an, wo Vramp schneller auf einen niedrigeren Wert als Verr abfällt. Wenn die Flanke detektiert wird, kann deshalb das Ende der Fehlerdauer Te bestimmt werden.
In dem Beispiel ist deshalb die Länge der Fehlerdauer Te nicht null. Aus diesem Grund wird der Stromunterbrechungsbetrieb bzw. -modus gesetzt. Wenn die Frequenz der PWM-Rampenwelle derart geändert wird, dass die Länge der Fehlerdauer sich annähert, kann ein Schaltbetrieb schließlich in diesem Zustand ausgeführt werden, wenn die gleiche Dauer ist, d.h. in dem Stromgrenzbetrieb, und die Frequenzsteuerschaltung 24 kann dafür eine Steuerung ausführen.
In der Erfindung wird die Antriebssteuerung in dem Stromgrenzbetrieb in Übereinstimmung mit dem Verfahren ausgeführt, das durch die folgenden Punkte (1) bis (4) angegeben wird.

(1) Die Frequenz eines PWM-Impulses wird zuvor derart initialisiert, dass sie einen kleinen Wert derart hat, dass der Schaltbetrieb zuerst in dem Stromunterbrechungsmodus ausgeführt werden kann,
(2) die Unterbrechungsdauer wird gemessen (genauer wird die Länge der Fehlerdauer Te gemessen),
(3) die Frequenz der Rampenwelle wird allmählich in solch einer Richtung geändert (die Frequenz wird erhöht), dass die Länge der Unterbrechungsdauer vermindert wird, wodurch an den Stromgrenzmodus (Länge der Fehlerdauer Te erreicht null) angenähert wird, und
(4) der Betrieb wird in dem Stromgrenzmodus durch die Steuerung von (2) und (3) stabilisiert.

In (3) wird die Frequenz der Rampenwelle nicht plötzlich auf der Basis der Länge der Unterbrechungsdauer, die in (2) gemessen wurde, geändert, sondern die Steuerung wird derart ausgeführt, dass die Frequenz so graduell erhöht wird, dass die Länge der Unterbrechungsdauer sich zunehmend und langsam an den beabsichtigten Stromgrenzmodus annähert. Schließlich kann ein stabiler Betrieb in diesem Modus sichergestellt werden.
Als nächstes wird die Beschreibung für ein Beispiel eines Schaltungsaufbaus gegeben, der hauptsächlich den Rampenwellenerzeugungsabschnitt enthält.
8 zeigt einen Aufbau unter Verwendung einer Vielzahl von Stromquellen, eines Kondensators und eines Vergleichers als ein Beispiel des Aufbaus einer Rampenwelleerzeugungsschaltung 25.
Stromquellen, die als "I1" bzw. "I2" angegeben sind, dienen zum Zuführen eines Ladestroms zu einem Kondensator 26 und die Stromquelle I1 ist als Konstantstromquelle festgelegt und die Stromquelle I2 ist als variable Stromquelle festgelegt, die in Antwort auf ein Signal gesteuert wird, das von der Frequenzsteuerschaltung 24 ausgegeben wird. Mit anderen Wort sind I1 und I2 parallel als Stromquellen in Verbindung mit dem Kondensator 26 vorgesehen und ein Gesamtstrom "I", der gleich der Summe der Stromwerte aus I1 und I2 ist, wird dem Kondensator 26 zugeführt, der in Serie mit den Stromquellen durch einen Ladeweg vorgesehen ist, der den Kondensator 26 erreicht.
Ein Hysterese-Vergleicher 27 ist unter Verwendung eines Arithmetikverstärkers 28 aufgebaut und hat einen invertierenden Eingangsanschluss, der mit einem Knoten des Kondensators 26 und der Stromquellen I1 und I2 (der als Punkt "P" in der Zeichnung angegeben ist) verbunden ist. Eine Referenzspannung "E", die durch das Zeichen einer Konstantspannungsquelle angegeben ist, wird dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Arithmetikverstärkers 28 über einen Widerstand 29 zugeführt. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss ist über einen Widerstand 30 geerdet und ist mit dem Ausgangsanschluss des Arithmetikverstärkers 28 durch einen Widerstand 31 verbunden.
Ein PNP-Transistor 32 bildet einen Emitter-Folger für einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb aus. Wenn der Transistor 32 eingeschaltet ist, wird der Entladeweg des Kondensators 26 ausgebildet und der Transistor 32 hat einen Emitter, der mit dem Knoten P durch einen Widerstand 33 verbunden ist. Zudem ist die Basis des Transistors 32 mit der Anode einer Diode 34 verbunden und die Kathode der Diode 34 ist mit dem Ausgangsanschluss des Arithmetikverstärkers 28 verbunden. In dem Fall, dass das elektrische Potential des Knotens P einen Schwellenwert überschreitet, der in dem Hysterese-Vergleicher 27 festgelegt ist, wird der Transistor 32 in Antwort auf den Signalausgang von dem A rithmetikverstärker 28 derart eingeschaltet, dass der Kondensator 26 entladen wird. Die Diode 34 ist zum Schutz einer Spannung in Rückwärtsrichtung bzw. in Sperrrichtung, die zwischen der Basis und dem Emitter des PNP-Transistors 32 angelegt ist, vorgesehen.
Wie in der Zeichnung gezeigt ist, ist die Anschlussspannung des Kondensators 26, die von dem Knoten P erhalten wird, äquivalent zu Vramp, das vorstehend beschrieben wurde, und wird als Rampenwelle zu dem PWM-Vergleicher 22 gesendet bzw. ausgegeben.
9 ist ein Wellenformdiagramm zum Erläutern des Betriebs der Rampenwelleerzeugungsschaltung 25. 9 zeigt in einer oberen Zeichnung eine Vramp-Wellenform in dem Fall, in dem ein Stromwert, der von der Stromquelle I2 erhalten wird, klein ist, und in einer unteren Zeichnung eine Vramp-Wellenform in dem Fall, in dem ein Stromwert, der von der Stromquelle I2 erhalten wird, groß ist. "VTH" und "VTL" in der Zeichnung geben einen Schwellenwert an, der durch den Hysterese-Vergleicher 27 bestimmt wird (ein konstanter Vergleichsreferenzwert), wobei "VTH" einen oberen Grenzschwellenwert angibt und wobei "VTL" einen unteren Grenzschwellenwert angibt.
Zuerst, wenn der Stromwert, der von der Stromquelle I2 erhalten wird klein ist, ist ein Ladestrom, der zu dem Kondensator 26 fließt und durch den Gesamtstrom von I aus I2 und I1 bestimmt ist, verhältnismäßig klein, so dass die Steigung einer Rampenwelle klein ist. Wenn Vramp VTH erreicht, wird das Ausgangssignal des Rrithmetikverstärkers 28 auf einen L-Wert (L = low = niedrig) gesetzt. Folglich wird der Transistor 32 derart eingeschaltet, dass der Kondensator 26 entladen wird. Wenn Vramp schnell abfällt, um VTL zu erreichen, wird deshalb das Ausgangssignal des Arithmetikverstärkers 28 auf einen H-Wert (H = high = hoch) gesetzt. Folglich wird der Transistor 32 ausgeschaltet und der Kondensator 26 wird durch I2 und I1 derart ge laden, dass Vramp wieder ansteigt. Somit wird ein Zyklus periodisch wiederholt.
In diesem Fall ist die Steigung der Rampenwelle klein. Durch einen Vergleich mit der unteren Zeichnung ist offensichtlich, dass die Frequenz niedrig ist.
Wenn der Stromwert, der von der Stromquelle I2 aus erhalten wird, groß ist, ist zudem ein Ladestrom, der zu dem Kondensator 26 fließt und der durch den Gesamtstrom I bestimmt wird, verhältnismäßig groß, so dass die Steigung der Rampenwelle schnell ansteigt. Wenn Vramp VTH erreicht, wird das Ausgangssignal des Arithmetikverstärkers 28 auf den L-Wert (niedrig) gesetzt. Folglich wird der Transistor 32 derart eingeschaltet, dass der Kondensator 26 entladen wird. Wenn Vramp schnell abfällt, um VTL zu erreichen, wird deshalb das Ausgangssignal des Arithmetikverstärkers 28 auf einen H-Wert (hoch) gesetzt. Folglich wird der Transistor 32 ausgeschaltet und der Kondensator 26 wird durch I2 und I1 derart geladen, dass Vramp wieder ansteigt. Somit wird dieser Zyklus periodisch wiederholt.
In diesem Fall, ist die Steigung der Rampenwelle groß. Durch einen Vergleich mit der oberen Zeichnung ist deshalb offensichtlich, dass die Frequenz hoch ist.
Durch Ändern des Stromwertes von I2 wird somit die Steigung der Rampenwelle derart geändert, dass die Frequenz variiert werden kann.
Obwohl hier eine Konfiguration verwendet worden ist, bei der der Stromwert der Stromquelle I1 auf einen konstanten Wert gesetzt ist und der Stromwert der Stromquelle I2 in dem Beispiel geändert wird, kann nur I2 für die Änderung des Stromwertes in Antwort auf ein Signal vorgesehen werden, das von der Frequenzsteuerschaltung 24 gesendet wird.
10 zeigt ein spezielles Beispiel der Rampenwelleerzeugungsschaltung 25.
Eine Stromspiegelschaltung, die durch die PNP-Transistoren 35 und 36 ausgebildet wird, wird als Stromquelle I1 verwendet und die Emitter der Transistoren 35 und 36 sind mit einem Versorgungsanschluss 37 über jeweilige Widerstände verbunden. Die Basen der Transistoren 35 und 36 sind miteinander verbunden und sind mit dem Kollektor des Transistors 35 verbunden und zudem über den Widerstand 38 und einen variablen Widerstand 39 (zum Setzen eines Stromwertes) mit Erde verbunden. Zudem ist der Kollektor des Transistors 36 mit dem Kondensator 26 verbunden, und ist mit dem invertierten Eingangsanschluss des Arithmetikverstärkers 28 verbunden, der den Hysterese-Vergleicher 27 bildet.
Eine Stromspiegelschaltung, die durch die PNP-Transistoren 40 und 41 ausgebildet wird, wird für die variable Stromquelle I2 verwendet und die Emitter der Transistoren 40 und 41 sind mit dem Versorgungsanschluss 37 durch die jeweiligen Widerstände verbunden. Die Basen der Transistoren 40 und 41 sind miteinander verbunden und sind mit dem Kollektor des Transistors 40 verbunden. Der Kollektor des Transistors 40 ist über einen Widerstand 42 mit dem Ausgangsanschluss des (einen Arithmetikverstärker bildenden) Fehlerverstärkers verbunden, der unten beschrieben wird. Zudem ist der Kollektor des Transistors 41 mit dem Knoten P über eine Diode 43 in einer Vorwärtsrichtung bzw. Durchlassrichtung verbunden.
Die Verbindungsbeziehung zwischen dem Transistor 32 und der Diode 34 des Arithmetikverstärkers 28 ist die gleiche wie die in 8. Zudem wird eine Referenzspannung, die dem nicht invertierten Anschluss des Arithmetikverstärkers 28 zugeführt wird, von den Spannungsteilerwiderständen 29 und 30 erhalten. Eine Stromspiegelschaltung, die durch die PNP-Transistoren 44 und 45 ausgebildet wird, ist in der Ausgangsstufe des Arithmetikver stärkers 28 vorgesehen und der Kollektor des Transistors 44 ist mit dem Ausgangsanschluss dieses Arithmetikverstärkers 28 und der Kathode der Diode 34 verbunden.
11 zeigt ein Beispiel des Aufbaus der Frequenzsteuerschaltung 24 zusammen mit einem Teil der gleichen Schaltung, um eine Beziehung zu der Rampenwellenerzeugungsschaltung 25 (die Stromquellen I1 und I2, der Kondensators 26) zu erläutern.
Ein Detektionssignal "S19", das in der Zeichnung gezeigt ist, ist ein Signal, das von dem Timing-Detektionsabschnitt 19 erhalten wird. Genauer detektiert der Timing-Detektionsabschnitt 19 eine Spannung, die sich auf das Schaltelement 11 (eine Spannung, die an den ungesteuerten Anschlüssen anliegt, VDS in dem FET) bezieht, und detektiert eine Zeit bzw. einen Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom eines Transformators null erreicht, aus der Spannungswellenform. In dem Beispiel gibt S19 den H-Wert zu einem Zeitpunkt an, bei dem der Sekundärstrom Is null erreicht. Das Signal kann durch Detektieren der fallenden Flanke von VDS erhalten werden und wird dem Taktsignaleingangsanschluss (CLK) eines D-Flip-Flops 46 zugeführt.
In dem D-Flip-Flop 46 wird eine vorgegebene Spannung einem D-Anschluss und einem vorgesetzten Anschluss (angegeben als "PR" mit einem Balken darüber in der Zeichnung) zugeführt und zudem wird ein "NOT"-Signal bzw. ein "NEIN"-Signal (angegeben als "Spwm" mit einem Balken darüber in der Zeichnung) des Spwm, das eine PWM-Pulswelle wiedergibt, wird einem Rücksetzanschluss (angegeben als "R" mit einem Balken darüber in der Zeichnung) zugeführt. Genauer wird, wenn Spwm bis auf einen H-Wert ansteigt, das D-Flip-Flop 46 zurückgesetzt.
Beide Stromquellen, die mit "I3" und "I4" angegeben sind, sind Konstantstromquellen und die Stromquelle I4 ist mit der Stromquelle I3 durch ein Schaltelement 47 (angegeben mit dem Zeichen eines Schalters in der Zeichnung) verbunden. Die Stromquelle I4 hat einen größeren Stromwert als die Stromquelle I3 (wenn die Stromwerte der Stromquellen als I3 bzw. I4 gesetzt werden, wird "I3 < I4" gesetzt).
Zum Beispiel wird ein Transistor als Schaltelement 47 verwendet und sein EIN/AUS-Zustand wird auf den Empfang eines Q-Balken-Ausgangs (angegeben als "Q" mit einem Balken darüber in der Zeichnung) des D-Flip-Flops 46 bestimmt. Genauer wird, wenn der Q-Balken-Ausgang den H-Wert hat (oder der Q-Ausgang den L-Wert hat), das Schaltelement 47 eingeschaltet.
Ein Kondensator 48 hat ein Ende, das zwischen der Stromquelle I3 und dem Schaltelement 47 verbunden ist, und hat ein anderes Ende, das geerdet ist. Der Kondensator 48 ist zum Wandeln eines zeitlichen Fehlerwertes in eine Spannung vorgesehen, der der Länge der Unterbrechungsdauer entspricht (die ein Wert ist, der durch Setzen eines Betriebs in den Stromgrenzmodus als Null-Referenz erhalten wird und der gleich bzw. äquivalent der Länge der Fehlerdauer ist). Anders ausgedrückt, wird die Stromquelle I3 zum Ändern des Kondensators 48 verwendet und die Stromquelle I4 wird zum Entladen des Kondensators 48 verwendet. Wenn das Schaltelement 47 in einen AUS-Zustand (Fehlerdauer) gesetzt wird, wird die Anschlussspannung des Kondensators 48 angehoben. Wenn das Schaltelement 47 in den EIN-Zustand gesetzt wird, fällt die Anschlussspannung des Kondensators 48 ab.
Die Anschlussspannung des Kondensators 48 wird zu einem Spannungspuffer 49 ausgegeben. Der Ausgangsanschluss des Spannungspuffers 49 ist mit einem Ende eines Widerstands 50 verbunden und das andere Ende des Widerstands 50 ist über einen Kondensator 51 geerdet und wird dem negativen Eingangsanschluss eines Fehlerverstärkers 52 zugeführt. Eine vorgegebene Referenzspannung "Vref", die mit dem Zeichen einer Spannungsquelle angegeben ist, wird dem positiven Eingangsanschluss des Fehlerverstärkers 52 zugeführt und eine Differenz (ein Fehler) zwischen der Anschlussspannung des Kondensators 51 und Vref wird von ei nem Ausgangsanschluss zu einer Versorgungsquelle I2 ausgegeben. Genauer wird, wenn der Fehler größer ist, der Stromwert der Stromquelle I2 erhöht. Im Ergebnis wird die Frequenz der PWM-Rampenwelle erhöht.
In der Zeichnung sind I1, I2, der Kondensator 26 und ein Steuerabschnitt (einschließlich des Hysterese-Vergleichers 27) 25a als die Komponenten der Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 gezeigt.
12 ist ein Wellenformdiagramm zum Erläutern des Betriebs der Frequenzsteuerschaltung 24, das VDS, STT, Vramp, Vc48 und Vc51 zeigt. Vc48 gibt die Anschlussspannung des Kondensators 48 an und Vc51 gibt die Anschlussspannung des Kondensators 51 an und die Werte "V48" und "V51", die jeweils in unterbrochenen Linien in dem Diagramm gezeigt sind, geben Spannungen an, die während eines Betriebs in dem Stromgrenzmodus angelegt werden. Zudem entspricht "STT" dem Q-Ausgangssignal des D-Flip-Flops 46.
Wie in der Prozedur (1) gezeigt ist, ist die Frequenz des PWM-Pulses im Voraus auf niedrig derart eingestellt, dass der Betrieb in dem Stromunterbrechungsmodus in einem Anfangszustand (ein Anfangszustand in einem stationären Zustand, ausschließlich eines frühen Zustands des Hochfahrens einer Entladungslampe) ausgeführt wird. Anders ausgedrückt wird die Frequenz der Rampenwelle auf der Basis des Wertes des Gesamtstromes I (= I1 + I2) der Stromquellen I1 und I2 in der Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 bestimmt und die variable Stromquelle I2 wird durch den Ausgang des Fehlerverstärkers 52 gesteuert. Folglich wird es bevorzugt, dass der kleinste Stromwert von I2 und der Stromwert von I1 derart jeweils gesetzt werden sollten, dass der Betrieb des Stromunterbrechungsmodus ausgeführt wird, wenn der Strom I, der dem Kondensator 26 zugeführt wird, den kleinsten Wert hat.
Das Signal STT steigt synchron mit einer Abfallzeit von VDS an, die äquivalent zu einer Zeit ist, bei der der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null erreicht, und das Q-Ausgangssignal des D-Flip-Flops 46 wird auf den H-Wert auf den Empfang des Signals STT hin gesetzt. Dann, wenn der PWM-Puls Spwm ansteigt (die Zeit des Abfallens der Rampenwelle), wird das D-Flip-Flop 46 derart zurückgesetzt, dass das Q-Ausgangssignal auf den L-Wert gesetzt wird. Anders ausgedrückt, ist diese Dauer äquivalent zu der Fehlerdauer (Te) und ihre Länge gibt einen zeitlichen Fehlerwert wieder.
Das Schaltelement 47 wird auf den Empfang des Q-Balken-Ausgangssignals des D-Flip-Flops 46 hin eingeschaltet bzw. ausgeschaltet. Das Schaltelement 47 wird deshalb in den AUS-Zustand während der Fehlerdauer gesetzt und der Kondensator wird derart aufgeladen, dass die Spannung Vc48 ansteigt. Zudem wird das Schaltelement 47 für eine Dauer eingeschaltet, die nicht der Fehlerdauer entspricht, und der Kondensator 48 wird entladen (I3 < I4 wird erhalten), so dass die Spannung Vc48 allmählich abfällt. Während ein solcher Betrieb wiederholt wird, wird das Niveau von Vc51 allmählich reduziert. Anders ausgedrückt, wird der zeitliche Fehlerwert, der in eine Spannung in dem Kondensator 48 umgewandelt wird, durch den Spannungspuffer 49 zu dem Widerstand 50 und dem Kondensator 51 übertragen, die eine integrierende Schaltung bilden, und der Stromwert der variablen Stromquelle I2 wird gemäß der Differenz zwischen Vc51 und Vref gesteuert. Im Ergebnis wird die Frequenz der PWM-Rampenwelle geändert. Wenn der Wert von Vc51 hoch ist und die Differenz von Vref groß ist, wird der Stromwert von I2 derart angehoben, dass die Frequenz der Rampenwelle erhöht wird. Folglich wird die Länge der Fehlerdauer, die als STT angegeben wird, allmählich reduziert. Schließlich erreicht Vc51 den Spannungswert V51 während des Betriebs in dem Stromgrenzmodus, um zu einem stabilen Betrieb in dem gleichen Modus fortzuschreiten.
Bezüglich des zeitlichen Fehlerwertes, der äquivalent zu der Länge der Unterbrechungsdauer ist, wird somit eine Länge der Dauer von einem Zeitpunkt, bei dem Is 0 A erreicht, bis zu einem Zeitpunkt erhalten, bei dem Ip anzusteigen beginnt, und der Strom I (I2 in diesem Beispiel), der den Kondensator 26 der Rampenwelleerzeugungsschaltung 25 zugeführt wird, wird entsprechend geändert, um die PWM-Rampenwelle und die Frequenz des PWM-Impulses, der aus der PWM-Rampenwelle und dem Ausgang des Fehlerverstärkers erzeugt wird, steuern zu können. Folglich kann ein Schaltbetrieb in dem Stromgrenzmodus ausgeführt werden. Die Frequenz der PWM-Rampenwelle muss nicht zu einem Zeitpunkt bestimmt werden, der dem Wert von Vc51 entspricht. Es wird deshalb bevorzugt, dass die Frequenz graduell, um sich der Frequenz in dem Stromgrenzmodus annähern zu können, gemäß dem Ergebnis eines Fehlerbetriebs erhöht wird, der mehrmals ausgeführt wird, und dass sie schließlich in eine Frequenz in dem gleichen Modus einrastet (obwohl der Stromunterbrechungsmodus in einer frühen Stufe des Startbetriebes gesetzt wird, wird die Schaltfrequenz geändert, um graduell an den Stromgrenzmodus anzunähern und zu dem gleichen Modus fortzuschreiten).
Die Frequenzsteuerschaltung 24 detektiert eine Dauer (eine Unterbrechungsdauer) von einem Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null erreicht, bis zu einem Zeitpunkt, bei dem der Primärstrom des Transformators 10 zu fließen beginnt, auf der Basis des Detektionssignals S19, das von dem Timing-Detektionsabschnitt 19 gesendet wird, und des Steuersignals Spwm, das von dem Schaltelement gesendet wird, und steuert die Frequenz einer Rampenwelle durch Ändern der Steigung der Rampenwelle, die erhöht wird, wenn die Dauer länger wird.
Es wird bevorzugt, dass die Steuerung eines Übergangs auf den Stromgrenzmodus und die Antriebssteuerung in diesem Modus in dem stabilen Erregungszustand einer Entladungslampe in der Anwendung einer Entladungslampe-Erregungsschaltung ausgeführt wird. Anders ausgedrückt, hat der "stabile Erregungszustand" die Bedeutung, dass ein instabiler Zustand, der unmittelbar nach dem Aufleuchten der Entladelampe erhalten wird, und ein Übergangszustand ausgeschlossen werden, bevor ein stationäres bzw. eingeschwungenes Erregen ausgeführt wird. Die Steuerung wird in einer Situation nicht empfohlen, in der der Erregungszustand der Entladungslampe instabil wird, so dass die Entladungslampe ausgeht.
13 zeigt ein Beispiel eines speziellen Aufbaus für die Frequenzsteuerschaltung 24.
Die VDS des FET, der das Schaltelement 11 ist, wird der Basis eines PNP-Transistors 53 eines Emitterfolgers (Kollektor ist geerdet) über einen Widerstand 54 und eine Diode 55 zugeführt. Zudem wird eine vorgegebene Versorgungsspannung dem Emitter des Transistors 53 über einen Widerstand 56 zugeführt und des weiteren wird der Emitterausgang dem Taktsignaleingangsanschluss (CLK) des D-Flip-Flops 46 durch ein NEIN-Gatter bzw. NOT-Gatter vom Schmitt-Trigger-Typ 57 zugeführt. Genauer wird, wenn VDS auf den L-Wert gesetzt wird, der Transistor 53 derart eingeschaltet, dass ein H-Wert-Signal dem Eingangsanschluss CLK des D-Flip-Flops 46 zugeführt wird. Ein Begrenzer wird vom Transistor 53 des Emitterfolgers ausgebildet, um einen DC/DC-Wandler unter Verwendung eines Hochgeschwindigkeitschaltelements ausbilden zu können.
Bezüglich des PWM-Pulses Spwm ist ein PNP-Transistor 58 des Emitterfolgers zum Zuführen eines Emitterausgangssignals zu dem Rücksetzanschluss des D-Flip-Flops 46 über ein NOT-Gatter 59 vom Schmitt-Trigger-Typ vorgesehen.
Die Stromquelle I3 wird durch eine Stromspiegelschaltung unter Verwendung der PNP-Transistoren 60 und 61 gebildet und der Emitter jedes der Transistoren 60 und 61 ist mit einem Versorgungsanschluss durch jeweils einen Widerstand verbunden. Die Basen der Transistoren 60 und 61 sind miteinander verbunden und sind mit dem Kollektor des Transistors 60 verbunden und zudem durch einen Widerstand 62 geerdet und der Kondensator 48 ist mit dem Kollektor des Transistors 61 verbunden.
Zudem ist die Stromquelle I4 durch eine Stromspiegelschaltung unter Verwendung der NPN-Transistoren 63 und 64 ausgebildet und eine vorgegebene Spannung Vref (angegeben durch ein Zeichen für eine Konstantspannungsquelle in der Zeichnung) wird dem Emitter jedes der Transistoren 63 und 64 durch einen Widerstand, der damit verbunden ist, zugeführt. Die Basen der Transistoren 63 und 64 sind miteinander verbunden und sind mit dem Kollektor des Transistors 64 verbunden und der gleiche Kollektor ist mit einem Versorgungsanschluss über einen Widerstand 65 verbunden. Zudem ist der Kollektor des Transistors 63 mit einem Knoten des Kondensators 48 und dem Transistor 61 verbunden.
Ein PNP-Transistor 66 ist entsprechend dem Schaltelement 47 vorgesehen. Anders ausgedrückt hat der Transistor 66 eine Basis, die mit dem Q-Balken-Ausgangsanschluss des D-Flip-Flops 46 über einen Widerstand 67 verbunden ist, und einen Emitter, der mit den Basen der Transistoren 63 und 64 verbunden ist. Eine vorgegebene Spannung Vref, die durch ein Zeichen einer Konstantspannungsquelle angegeben ist, wird dem Kollektor des Transistors 66 zugeführt.
Der Spannungspuffer 49 hat eine Struktur eines Spannungsfolgers unter Verwendung eines Arithmetikverstärkers 68 und eine integrierende Schaltung, die den Widerstand 50 und den Kondensator 51 umfasst, ist in der Ausgangsstufe davon vorgesehen. Die Anschlussspannung des Kondensators 51 wird durch einen Widerstand zu dem invertierenden Eingangsanschluss eines Arithmetikverstärkers 69 gesendet, der den Fehlerverstärker 52 bildet.
Die variable Stromquelle I2 ist mit einer Stromspiegelschaltung unter Verwendung der PNP-Transistoren 40 und 41, wie vorstehend beschrieben, aufgebaut und der Ausgangsanschluss des Arithmetikverstärkers 69 ist mit dem Kollektor des Transistors 40 und den Basen der Transistoren 40 und 41 durch den Widerstand 42 verbunden. Der Kollektor des Transistors 41 ist mit dem Kondensator 26 durch die Diode 43 in Vorwärtsrichtung verbunden.
Bezüglich einer Referenzspannung Vref, die mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Arithmetikverstärkers 69 verbunden ist, werden eine Stromspiegelschaltung, die ein Paar von PNP-Transistoren 70 und 71 und ein Paar von NPN-Transistoren 72 und 73 umfasst und ein notwendiges passives Element für den gleichen nich-invertierenden Eingangsanschluss verwendet.
Wie vorstehend beschrieben wurde, wird die Antriebssteuerung in dem Zustand gestartet, in dem der Stromunterbrechungsmodus ausgelöst wird, und die Dauer von dem Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom Is des Transformators 10 null erreicht, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem der Primärstrom Ip des Transformators 10 zu fließen beginnt, wird detektiert und die Schaltfrequenz wird durch die Steuereinrichtung geändert, um die Dauer zu verkürzen. Eine Annäherung an den Stromgrenzmodus wird graduell derart ausgeführt, dass eine stabile Antriebssteuerung schließlich in dem gleichen Modus durchgeführt werden kann.
Durch den Betrieb in dem Stromgrenzmodus werden zudem die Eigenschaften (der elektrische Wirkungsgrad) der gesamten DC/DC-Wandlerschaltung nicht durch die Rückwärts-Erholungszeit einer Gleichrichterdiode selbst beeinflusst. Folglich ist es nicht notwendig, eine Hochgeschwindigkeits-Gleichrichterdiode zu verwenden. Somit können die Kosten reduziert werden.
Zum Beispiel wird der Aufbau in einer Entladungslampe-Erregungsschaltung einer Lichteinheit bzw. Scheinwerfereinheit für ein Automobil angewendet, was einen Beitrag zur Reduzierung der Größe der Vorrichtung ergibt. Genauer ist die Anforderung nach einer Reduzierung der Größe sehr stark, da ein Installationsraum bei der Verwendung in einem Fahrzeug begrenzt ist. Aus diesem Grund ist eine Erhöhung einer Frequenz und eine Verbesserung eines Wirkungsgrades der DC/DC-Wandlerschaltung, die die Erregungsschaltung darstellt, unverzichtbar und kann unter Verwendung des Steuerverfahrens der Erfindung, das vorstehend beschrieben wurde, erhalten werden.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, wird die Schaltfrequenz gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung derart gesteuert, dass die Dauer von dem Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom des Transformators null erreicht, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem der Primärstrom des Transformators zu fließen beginnt, gezwungen wird, sich null anzunähern. Die Antriebssteuerung im Stromgrenzmodus kann deshalb derart ausgeführt werden, dass sie einer Erhöhung der Schaltfrequenz nachkommt, und zudem, dass ein elektrischer Wirkungsgrad verbessert wird. Zusätzlich ist es nicht notwendig, ein Hochgeschwindigkeits-Schaltelement zu verwenden. Es kann deshalb verhindert werden, dass die Kosten merklich erhöht werden.
Gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist es möglich, das Steuersignal, das zu dem Schaltelement übertragen werden soll, durch Detektieren der Zeit, bei der der Sekundärstrom des Transformators null erreicht, durch Steuern der Frequenz einer Rampenwelle und durch Senden bzw. Übertragen der Rampenwelle zu dem Arithmetiksteuerabschnitt zu erhalten. Folglich ist es möglich, eine umfangreiche Änderung des Schaltungsaufbaus und eines Steuerverfahrens zu vermeiden.
Gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung ist es möglich, den Schaltungsaufbau des Timing-Detektionsabschnitts zu vereinfachen.
Gemäß dem vierten Aspekt der Erfindung ist es möglich, die Frequenz der Rampenwelle entsprechend der Dauer von dem Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom des Transformators null erreicht, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem der Primärstrom des Transformators zu fließen beginnt, zu steuern. Folglich ist es möglich, einen Übergang zu dem Stromgrenzmodus allmählich bzw. glatt durchzuführen.

Claims

Eine Gleichspannungswandlerschaltung, die einen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ hat, der einen Transformator (10) und ein Schaltelement (11) enthält, das auf seiner Primärseite vorgesehen ist, und die eine Steuereinrichtung (16) zum Ausführen der Steuerung derart aufweist, dass der Transformator (10) Energie speichert, während das Schaltelement (11) in einen EIN-Zustand gesetzt ist, und die Energie von einer Sekundärwicklung ausgibt, während das Schaltelement (11) in einen AUS-Zustand gesetzt ist, und worin das Schaltelement (11) eingeschaltet wird, wenn die Energie vollständig von der Sekundärwicklung (10) ausgegeben worden ist, worin eine Dauer von einem Zeitpunkt, bei dem ein Sekundärstrom (Is) des Transformators (10) null erreicht, bis zu einem Zeitpunkt, bei dem ein Primärstrom (Ip) des Transformators (10) zu fließen beginnt, detektiert wird und worin eine Schaltfrequenz durch die Steuereinrichtung (16) geändert wird, um die Dauer verkürzen zu können, und die weiterhin aufweist: einen Ausgangsdetektionsabschnitt (17) zum Detektieren einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms des Transformators (10); einen Timing-Detektionsabschnitt (19) zum Detektieren der Zeit, bei der der Sekundärstrom Is des Transformators (10) null erreicht; einen Rampenwelleerzeugungsabschnitt (20, 25) zum Erzeugen einer Rampenwelle, die eine Frequenz hat, die in Antwort auf ein Detektionssignal, das vom dem Timing-Detektionsabschnitt (19) gesendet wird, und ein Steuersignal, das von dem Schaltelement (11) gesendet wird, variabel gesteuert wird; und einen Arithmetiksteuerabschnitt (18) zum Senden eines Steuersignals zu dem Schaltelement (11) auf den Empfang eines Detektionssignals von dem Ausgangsdetektionsabschnitt (17) und der Rampenwelle von dem Rampenwelleerzeugungsabschnitt (25) hin, sowie eine Frequenzsteuerschaltung (24) zum Steuern einer Frequenz der Rampenwelle durch Detektieren der Dauer von dem Zeitpunkt, bei dem der Sekundärstrom (Is) des Transformators (10) null erreicht, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem der Primärstrom (Ip) des Transformators (10) zu fließen beginnt, auf der Basis des Detektionssignals, das von dem Timing-Detektionsabschnitt (19) gesendet wird, und des Steuersignals, das zu dem Schaltelement (11) gesendet wird, und durch Ändern einer Steigung der Rampenwelle, die erhöht wird, wenn die Dauer länger ist.
Die Gleichspannungswandlerschaltung nach Anspruch 1, worin eine Spannung, die an das Schaltelement (11) angelegt ist, detektiert wird und worin der Timing-Detektionsabschnitt (19) aus einer Spannungswellenform die Zeit detektiert, bei der der Sekundärstrom des Transformators (10) null erreicht.