JP4400872B2

JP4400872B2 - 放電灯点灯装置

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Publication number: JP4400872B2
Application number: JP2004209751A
Authority: JP
Inventors: 知幸市川; 卓也芹田
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
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Priority date: 2004-07-16
Filing date: 2004-07-16
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Description

本発明は、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の過渡電力制御において、光出力変動の抑制と輻射ノイズの抑制とを両立させるための技術に関する。

自動車用照明等に放電灯を用いる場合に、放電灯の点灯開始後に光束を速やかに立ち上げる必要があり、点灯直後には定常点灯時の投入電力よりも大きな電力を供給し、時間経過につれて投入電力を低減させるように過渡電力制御が行われる。

放電灯には、微量の水銀が封入されたタイプと、環境対策に配慮した水銀を含まないタイプ（所謂水銀フリー）が知られており、後者の場合には、点灯初期におけるランプ電圧のバラツキや、点灯時における光束の立ち上がり特性のバラツキ等に配慮して過渡電力制御を行うことが必要とされる。

例えば、放電灯の点灯直後のランプ電圧（又は該ランプ電圧に相当する信号電圧）を検出し、これを初期値として記憶するとともに、該初期値を基準とするランプ電圧の変化量（電圧差）を算出し、該変化量に基づいて放電灯への供給電力を制御する構成が知られている（特許文献１参照。）。

水銀入りの放電灯では、点灯開始から定常点灯に至るまでの間、ランプ電圧の変化量が大きく、かつランプ電圧と光出力との相関性が高いために、ランプ電圧を検出して投入電力を制御する方法が採用される。これに対して水銀を含まない放電灯では、点灯開始から定常点灯に至るまでのランプ電圧の変化量が小さいため、ランプ電圧と光出力との相関がとり難く、水銀入りの放電灯に関する過渡電力制御方法とは異なる制御方法が必要とされ、例えば、定格電力３５Ｗの放電灯の場合、下記に示す方法が挙げられる。

（１）点灯開始時に７５Ｗの一定電力を投入する
（２）点灯直後のランプ電圧（初期値）を基準としたランプ電圧の変化量を「ΔＶＬ」と記すとき、ΔＶＬの値がある閾値（これを「ΔＶＬ１」と記す。）に到達した場合には、ΔＶＬに応じて決定される投入電力へと低減させる
（３）ΔＶＬの値がさらに上昇して、ある閾値（これを「ΔＶＬ２」と記す。）に到達した場合には、タイマー制御を開始し、時間経過につれて投入電力を低減させて３５Ｗへと収束させる。尚、タイマー制御については、コンデンサと抵抗を用いた積分回路を用いてコンデンサの電圧上昇に応じて投入電力を低減させる構成が知られている。

図８は、放電灯をその発光管が冷えた状態から点灯を開始する場合（所謂「コールドスタート」）において、放電灯への投入電力「Ｐｗ」、ランプ電圧「ＶＬ」、タイマー制御用コンデンサの端子電圧「Ｖｃ」について時間的変化を例示したグラフ図である。尚、図中に示す時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４及び期間Ｔｎの意味は下記の通りである。

・ｔ１＝ΔＶＬがΔＶＬ１に達した時点
・ｔ２＝ΔＶＬがΔＶＬ２に達した時点
・ｔ３＝ノイズ発生の開始時点
・ｔ４＝ノイズ発生の終了時点
・Ｔｎ＝ノイズ発生期間（ｔ３〜ｔ４）。

本例では、ランプ電圧の初期値が２５Ｖとされ、時間経過につれてΔＶＬが上昇してｔ１の時点に達するまでの間は放電灯への投入電力が７５Ｗとされる。そして、ｔ１に達してからはΔＶＬ値に従って放電灯への投入電力が低減されていき、ｔ２の時点に達するとタイマー制御が開始される。つまり、タイマー制御用コンデンサの充電が開始されてＶｃが次第に上昇していく。放電灯への投入電力がＶｃの上昇カーブと逆相の関係をもって低減されていき、最終的に３５Ｗに収斂する（本例では、ランプ電圧の飽和値が４５Ｖとされる。）。

ｔ３を起点とするノイズ発生期間Ｔｎ（例えば、点灯開始後１０秒乃至２０秒）では放電灯の状態が不安定とされ、該期間での電磁ノイズの輻射が問題となる。

特開２００３−３３８３９０号公報

従来の回路構成では、光出力の立ち上がり特性を良好にし、かつ、電磁ノイズの影響を抑制することの困難性が問題となる。

水銀入りの放電灯において、水銀のもつ作用の一つには、発光管が冷めた状態でも発光できるように発光管の温度上昇を促進することが挙げられる。つまり、水銀を含まない放電灯では、水銀の作用に頼れないため、放電灯への過渡投入電力を増やすことで発光管温度を上昇させることが必要となる。このため、水銀を含まない放電灯では、発光管の電極を太くすることで、過大な電力投入に耐えられるように設計される。

従って、水銀を含まない放電灯の過渡電力制御では、水銀入りの放電灯に比べて、点灯開始時から放電が安定するまでに時間が長くかかり、その間に発生する電磁ノイズがラジオノイズの場合に、ラジオやテレビ等の各種電子機器に悪影響を及ぼす虞がある。

上記ノイズ発生期間Ｔｎにおける電磁ノイズの発生を抑える方法としては、該ノイズ発生期間において、放電灯に対して、より多くの投入電力を供給すれば良いことが実験的に判明しているが、ノイズ抑制が可能な程度に放電灯への投入電力を増加させた場合には、光出力の立ち上がり特性において大きなオーバーシュートが発生し、あるいは発光管の劣化を早めてしまうといった弊害を伴う。

図９は、コールドスタートにおける光出力「Ｌ」、投入電力「Ｐｗ」、上記「Ｖｃ」について時間的変化を例示したグラフ図であり、タイマー制御用コンデンサを含む積分回路の時定数を大きくした場合を示している。

Ｖｃの上昇が緩やかになり、期間Ｔｎ中において、放電灯への投入電力を相対的に増加させることでノイズが抑制されるが、その反面で投入電力が過剰となる結果、光出力Ｌのオーバーシュート量（図の「Ｏｖ」で誇張的に示す。）が大きくなってしまう。

このように、従来の構成では、ノイズを抑制することと、光出力の立ち上がり特性を良好にすることとの両立化が困難であるか、あるいはそのために制御や回路構成が複雑化する等の問題を抱えている。

そこで、本発明は、水銀を含まないか低水銀量の放電灯点灯装置において、ノイズを抑制しつつ、光出力に係る最適な立ち上がり特性の実現を課題とする。

本発明の第１の態様に係る放電灯点灯装置は、上記した課題を解決するために、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯が安定な点灯状態に達するまでの過渡期での電力制御に関して、時間経過につれて該放電灯への投入電力を徐々に低減させる電力制御回路（７ａ）を有して構成された放電灯点灯装置（１）において、上記電力制御回路（７ａ）は、ランプ電圧に係るその初期値からの変化量（ΔＶＬ）を検出する電圧差検出部（１０）と、定電圧源（１９）と第１のスイッチング素子（２０）とコンデンサ（２３）と抵抗切替部とが直列に接続され、上記コンデンサと上記抵抗切替部とで定まる充電時定数を含んで構成された時定数回路であって、上記抵抗切替部が、第２の抵抗（２４）と、第２のスイッチング素子（２５）と、上記第２の抵抗（２４）及び上記第２のスイッチング素子（２５）が直列接続された両端に並列接続された第１の抵抗（２２）とからなる、時定数回路を有し、上記電圧差検出部（１０）により検出される上記変化量（ΔＶＬ）の上昇に応じて上記充電時定数を切り替えることによって上記過渡期における放電灯への投入電力の低減速度を段階的に切り替えるための制御部（１２）を備え、上記変化量（ΔＶＬ）が予め決められた第１閾値（ΔＶＬ２）以上となった時点で、上記第１のスイッチング素子（２０）がオン状態となることにより上記時定数回路が作動して、上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）による第１の充電時定数に従って上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が上昇し、その時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御され、上記変化量（ΔＶＬ）が上記第１閾値（ΔＶＬ２）より大きい予め決められた第２閾値（ΔＶＬ４）以上となった時点で、上記第２のスイッチング素子（２５）がオン状態となり、前記第１の充電時定数よりも小さい値であって上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）及び第２の抵抗（２４）の並列接続による抵抗値による第２の充電時定数に従って上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が上昇し、その時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御されるようにしたものである。

本発明の第２の態様に係る放電灯点灯装置は、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯が安定な点灯状態に達するまでの過渡期での電力制御に関して、時間経過につれて該放電灯への投入電力を徐々に低減させる電力制御回路（７ａ）を有して構成された放電灯点灯装置（１）において、上記電力制御回路（７ａ）は、ランプ電圧に係るその初期値からの変化量（ΔＶＬ）を検出する電圧差検出部（１０）と、定電圧源（１９）と第１のスイッチング素子（２０）とコンデンサ（２３）と抵抗切替部とが直列に接続され、上記コンデンサと上記抵抗切替部とで定まる充電時定数を含んで構成された時定数回路であって、上記抵抗切替部が、第２の抵抗（２４）と、第２のスイッチング素子（２５）と、上記第２の抵抗（２４）及び上記第２のスイッチング素子（２５）が直列接続された両端に並列接続された第１の抵抗（２２）とからなる、時定数回路を有し、上記電圧差検出部（１０）により検出される上記変化量（ΔＶＬ）の上昇に応じて上記充電時定数を切り替えることによって上記過渡期における放電灯への投入電力の低減速度を段階的に切り替えるための制御部（１２）を備え、上記変化量（ΔＶＬ）が予め決められた第１閾値（ΔＶＬ２）以上となった時点で、上記第１のスイッチング素子（２０）がオン状態となることにより上記時定数回路が作動して、上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）による第１の充電時定数に従って上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）の時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御され、上記第１の充電時定数に従って上記時定数回路が作動した後に、上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が所定の基準電圧（Ｖ_ＴＨ）以上となった時点で、上記第２のスイッチング素子（２５）がオン状態となり、前記第１の充電時定数よりも小さい値であって上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）及び第２の抵抗（２４）の並列接続による抵抗値による第２の充電時定数に従って上記時定数回路が作動して上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が上昇し、その時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御されるようにしたものである。

従って、本発明では、ランプ電圧の変化量が予め決められた閾値以上となった時点から、放電灯への投入電力の時間変化率を一律に規定するのではなく、ランプ電圧の変化量の上昇又は経過時間に応じて投入電力の時間変化率を変化させることで、上記輻射ノイズ及び光出力変動の抑制に配慮した過渡電力制御が可能となる。

本発明によれば、放電灯が安定点灯状態に到達するまでの過渡期において、発光管からの輻射ノイズを抑制するとともに、そのために光出力の立ち上がり特性に関して著しいオーバーシュート量が生じないように電力制御を行うことができる。

そして、コンデンサと抵抗を用いた時定数回路により、放電灯への投入電力の時間変化率を段階的に変更して負値からゼロへと移行させることが、回路構成の簡素化や制御性の面で好ましい。即ち、ランプ電圧に係るその初期値からの電圧変化量が予め決められた閾値以上となったことが検出された時点で時定数回路を作動させ、該電圧変化量の上昇又はコンデンサの電圧の上昇に応じてコンデンサの充電時定数を切り替えることによって過渡期における投入電力の時間変化率を切り替えながら定格電力へと収束させる。

例えば、時定数回路が一つのコンデンサと複数の抵抗を有する構成形態において、ランプ電圧に係るその初期値からの電圧変化量が予め決められた閾値以上となったことが検出された時点で第一の時定数に従って過渡期における投入電力を制御し、ノイズを抑える。その後、第一の時定数よりも小さい値の第二の時定数に従って過渡期における投入電力を制御すれば、時定数の切替が２段階で済み、簡易な回路構成を実現することができる（３段階以上では、切替タイミングの条件出し等が難しくなる。）。

図１は、本発明に係る放電灯点灯装置１の基本構成例を示すものであり、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路（所謂スタータ）５、放電灯６、制御回路７を備えている。

直流−直流変換回路３は、直流電源２からの直流入力電圧を受けて所望の直流電圧に変換するものであり、例えば、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。

直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した上で放電灯６に供給するために設けられている。例えば、Ｈブリッジ（あるいはフルブリッジ型）の回路構成では、４つの半導体スイッチング素子を用いて２つのアームを構成し、各アームのスイッチング素子を各別に駆動するための駆動回路を備えており、制御回路７を構成する駆動制御部７ｂからの信号に基いて２組のスイッチング素子対を相反的にオン／オフ制御することによって、交流電圧を出力する。

起動回路５は、放電灯６に対して高電圧パルス信号（起動用パルス）を発生させて、該放電灯を起動させるために設けられている。つまり、起動用パルスは直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳されて放電灯６に印加される。尚、放電灯６には、水銀を含まないか又は水銀量が低減された放電灯が用いられる。

制御回路７は、放電灯６のランプ電圧や該放電灯に流れる電流又はそれらに相当する電圧や電流についての検出信号を受けて放電灯６への投入電力を制御する。つまり、制御回路７に設けられた電力制御部７ａは、放電灯６の状態に応じて供給電力を制御するために設けられており、例えば、直流−直流変換回路３の出力電圧や電流を検出する検出部８からの検出信号（電圧検出信号「ＶＬ」や電流検出信号「ＩＬ」を参照）を受けて、直流−直流変換回路３に対して制御信号（これを「Ｓｏ」と記す。）を送出することによりその出力電圧を制御する。

尚、電力制御部７ａは、放電灯６が安定な点灯状態に達するまでの過渡期における電力制御や、放電灯の定常状態における電力制御等を担当しており、スイッチング制御方式としては、例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式、ＰＦＭ（パルス周波数変調）方式が知られている。

図２は、電力制御部７ａの構成例を説明するための図である。

点灯初期電圧検出及び保持部９とその後段に設けられた電圧差検出部１０は、放電灯６のランプ電圧に関してその初期値を基準とする変化量を検出する電圧差検出手段を構成している。

点灯初期電圧検出及び保持部９は、放電灯６の点灯開始直後におけるランプ電圧を検出するとともに、検出されたランプ電圧をその初期値（以下、これを「ＶＬｓ」と記す。）として保持するために設けられている。そして、初期値ＶＬｓを電圧差検出部１０に対して出力する。

電圧差検出部１０は、ランプ電圧の検出信号ＶＬから上記ＶＬｓを減算することにより、ＶＬｓを基準としたランプ電圧の変化量（以下、これを「ΔＶＬ」と記す。）を算出して第１制御部１１、第２制御部１２に送出する。

第１制御部１１、第２制御部１２は、第３制御部１３とともに電力制御手段を構成しており、各制御部の出力電流（図の「ｉ１」、「ｉ２」、「ｉ３」参照）は後段の誤差演算部１４に送られる。尚、第１制御部１１と第２制御部１２は放電灯の過渡電力制御に関与し、第３制御部１３はそれ以外の電力制御に関与する。

第１制御部１１は、電圧差検出部１０からのΔＶＬに応じた出力電流「ｉ１」の制御信号を生成する。例えば、下記に示す制御を行う。

・「ΔＶＬ≦Ｓｈ１」の場合には、ｉ１を一定値とする
・「Ｓｈ１＜ΔＶＬ＜Ｓｈ２」の場合には、ΔＶＬ値の増加とともにｉ１を増加させる
・「ΔＶＬ≧Ｓｈ２」の場合には、ｉ１を一定値とする。

尚、「Ｓｈ１」、「Ｓｈ２」はΔＶＬに関して予め設定された基準値（閾値）を示し、「Ｓｈ１＜Ｓｈ２」である。

第２制御部１２には、例えば、ΔＶＬやＶＬが入力され、放電灯が定常点灯状態に達するまでの過渡期において、ΔＶＬが予め決められた閾値以上となった時点から、放電灯への投入電力の時間変化率をΔＶＬの上昇又は時間経過に応じて切り替えて電力制御を行う。その出力電流「ｉ２」は当該時点を起点とした経過時間に従って増加していく。

第２制御部１２の作用により、投入電力の時間変化率を負値からゼロへと増加させる場合には、これを連続的に制御する形態と、段階的に制御する形態とが挙げられるが、制御の容易さや回路構成の簡素化等を考慮した場合において後者が好ましい。例えば、第２制御部１２が、コンデンサと抵抗を用いた時定数回路を有する構成において、ΔＶＬが予め決められた閾値以上となったことが検出された時点で該時定数回路が作動し、コンデンサの充電時定数を切り替えることによって過渡期における投入電力の時間変化率を段階的に変化させて定格電力へと収束させれば良い（具体的な回路構成については、後で詳述する。）。

第３制御部１３には、例えば、定格電力での定常点灯時の制御、ランプ電圧や電流（ＶＬ、ＩＬ）に応じた電力制御等の回路部が含まれ、その出力電流ｉ３が規定される（本発明に関する限り、その構成形態の如何は問わないので、詳細な説明を省略する。）。

各制御部の制御信号（各出力電流の総和）は誤差演算部１４に送出され、該誤差演算部１４の出力信号が後段の制御信号生成部１５に送られて上記制御信号Ｓｏが生成される。本例では、誤差演算部１４を構成するエラーアンプの一方の入力端子（正入力端子）に所定の基準電圧「Ｅref」が供給されており、他方の入力端子（負入力端子）にかかる電圧との比較結果として得られるエラー信号が制御信号生成部１５に送られる。

制御信号生成部１５には、例えば、ＰＷＭ方式の場合、ＰＷＭコンパレータ等が含まれ、誤差演算部１４からのエラー信号に応じて変化するデューティー比の出力信号が生成されて、前記直流−直流変換回路３（内のスイッチング素子）に供給される。また、ＰＦＭ方式では、誤差演算部１４からのエラー信号に応じて周波数の変化する出力信号が生成されて、前記直流−直流変換回路３（内のスイッチング素子）に供給される。

尚、本構成において、出力電流ｉ１乃至ｉ３の増加に伴って放電灯への投入電力が低減するように電力制御が行われる。

図３は、ＶＬに関してその初期値ＶＬｓからの変化量を検出するための電圧差検出手段について構成例１６を示したものであり、サンプル・ホールド（Ｓ／Ｈ）回路１７と差動増幅回路１８を用いた構成を示す。

サンプル・ホールド回路１７は、所定のタイミング信号（サンプリングパルスであり、「ＳＰ」と記す。）を受けて、ＶＬを保持することにより、ＶＬｓを出力する。例えば、信号ＳＰを受けてオン／オフされるスイッチング素子と、ホールドコンデンサ、電圧バッファを用いた回路構成が用いられ、放電灯の点灯開始から所定の時間が経過するまでの間、信号ＳＰによりスイッチング素子がオン状態とされてホールドコンデンサにランプ電圧が加わり、当該時間が経過した時点で信号ＳＰが変化してスイッチング素子がオフ状態となったときにランプ電圧（ＶＬｓ）が保持される。

差動増幅回路１８は、ＶＬからＶＬｓを減算した結果（ＶＬ−ＶＬｓ）に比例した出力、つまり、ΔＶＬを得るための回路であり、例えば、演算増幅器を用いた既知の回路を用いることができる。

尚、本例では、ＶＬｓの保持用にサンプル・ホールド回路１７を用いたが、これに限らず、ＶＬに対するボトムホールド回路を用いて構わない（つまり、ＶＬ値は放電灯の点灯開始直後に最低値を示すので、この最低値を検出して保持することでＶＬｓが得られる。）。

次に、第２制御部１２の回路構成と動作について、図４乃至図７を用いて説明する。

例えば、コンデンサと抵抗を含む時定数回路を備えた構成において下記に示す形態が挙げられる。

（Ｉ）コンデンサの端子電圧の上昇につれて該電圧を予め決められた基準値と比較しながら、放電灯への投入電力の時間変化率を切り替える形態。

（ＩＩ）ランプ電圧の変化量ΔＶＬの上昇につれて該変化量を予め決められた基準値と比較しながら、放電灯への投入電力の時間変化率を切り替える形態。

上記形態（Ｉ）では、タイマー制御用コンデンサの充電開始時点から時定数の切替時点までの時間を一定にすることができ、ノイズの発生し易い期間での投入電力を適正に抑制することが可能となる（ノイズを最低限に抑えることができる。）。

また、上記形態（ＩＩ）では、ランプ状態の如何を時定数の切替制御に反映することができ、光束の立ち上がり時にオーバーシュート量を極力低減することが可能となる。

図４は、上記形態（Ｉ）における第２制御部１２の基本構成例を示すものであり、本例では、２つの時定数を切り替える形態について示している。

定電圧源の記号で示す電源１９からの電圧は、スイッチング素子２０（図にはスイッチの記号で簡略的に示す。）を介して抵抗２１の一端に印加される。尚、スイッチング素子２０は、図に「ＳＳ」で示す制御信号を受けてオン／オフ制御され、ΔＶＬが予め決められた値（これを「ΔＶＬ２」と記す。）に到達するまでの間はオフ状態とされ、ΔＶＬ＝ΔＶＬ２となったときにオン状態となる。

抵抗２１の一端は抵抗２２を介してコンデンサ２３に接続されており、抵抗２１の他端が接地されている。

抵抗２２に対して並列に接続された抵抗２４には、スイッチング素子２５（図にはスイッチの記号で簡略的に示す。）が接続されている。つまり、抵抗２４の一端がコンデンサ２３に接続され、該抵抗２４の他端がスイッチング素子２５を介して抵抗２１と２２との接続点に接続されている。

コンデンサ２３は、その一端が比較回路２６及びＶ−Ｉ変換部２７の入力端子にそれぞれ接続され、該コンデンサ２３の他端が接地されている。

コンデンサ２３の端子電圧（これを「Ｖｃ」と記す。）は比較回路２６において、所定の基準電圧（これを「Ｖ_TH」と記す。）と比較される。そして、比較結果に応じて出力される２値信号がスイッチング素子２５への制御信号として該素子に送出される。つまり、「Ｖｃ≦Ｖ_TH」の場合にスイッチング素子２５がオフ状態となり、「Ｖｃ＞Ｖ_TH」の場合にスイッチング素子２５がオン状態となるように該素子のオン／オフ制御が行われる。

Ｖ−Ｉ変換部２７は、その入力電圧（Ｖｃ）値を、これに比例した電流値に変換して出力するものであり、Ｖｃに応じた出力電流（上記ｉ２）が得られる。

このように、本例では、一つのコンデンサ２３と複数の抵抗を有する時定数回路において、ΔＶＬがΔＶＬ２となったことが検出された時点でスイッチング素子２０がオン状態となって、コンデンサ２３の充電動作が開始され、コンデンサ２３の静電容量及び抵抗２２の抵抗値による第一の時定数（これを「τ１」と記す。）に従ってＶｃが上昇して、Ｖｃの変化とは逆相の関係をもって、過渡期における放電灯への投入電力が制御（低減）される。その後、Ｖｃがさらに高くなり、「Ｖｃ＞Ｖ_TH」となった時点でスイッチング素子２５がオン状態となるため、コンデンサ２３への充電経路が２系統に増えて、時定数が、第一の時定数よりも小さい第二の時定数（これを「τ２」と記す。）に切り替わる。よって、Ｖｃの上昇率が大きくなり、過渡期における投入電力の低減速度（時間変化率の絶対値）が大きくなる。

尚、スイッチング素子２０のオフ状態において、抵抗２１を介してコンデンサ２３の放電経路が形成される。

図５は、回路構成例の要部だけを示したものである。

コンパレータ２８は、その負入力端子にΔＶＬが入力され、その正入力端子にはΔＶＬ２に相当する基準電圧が供給されている。そして、コンパレータ２８の出力信号が抵抗２９を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ３０のベースに供給される。

抵抗３１は、その一端が所定電圧の電源端子３２に接続されており、抵抗３１の他端が抵抗３３を介して接地されている（抵抗３３とともに分圧抵抗の役目を有する。）。

演算増幅器３４は、その非反転入力端子が抵抗３１と３３との接続点に接続されており、その反転入力端子は演算増幅器３４の後段においてダイオード３５に接続されている。つまり、演算増幅器３４の出力端子がダイオード３５のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが演算増幅器３４の反転入力端子、抵抗２２、ＮＰＮトランジスタ３６に接続されている。

そして、トランジスタ３０のコレクタが演算増幅器３４の出力端子に接続されており、ΔＶＬがΔＶＬ２未満である場合に、コンパレータ２８の出力信号を受けてトランジスタ３０がオン状態とされ、演算増幅器３４の出力端子がほぼ接地されて、コンデンサ２３の充電が行われない。ΔＶＬがΔＶＬ２以上となった場合には、コンパレータ２８の出力信号を受けてトランジスタ３０がオフ状態となり、演算増幅器３４がバッファ回路として機能し、抵抗３１、３３により分圧された電圧値が抵抗２２を介してコンデンサ２３に加わる（充電動作の開始により、Ｖｃ値が時定数τ１をもって上昇していく。）。

本図において、抵抗２４に接続されたＮＰＮトランジスタ３６が上記スイッチング素子２５に相当し、該トランジスタ３６のベースには、ＶｃとＶ_THとの比較結果に応じた制御信号が供給される。

図６は、放電灯のコールドスタートにおいて、光出力「Ｌ」、投入電力「Ｐｗ」、ランプ電圧「ＶＬ」、コンデンサ２３の端子電圧「Ｖｃ」について時間的変化を例示したグラフ図である。尚、図中に示す時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４等の意味については、既述の通りである。

ΔＶＬがΔＶＬ２に到達した時点ｔ２においてコンデンサ２３の充電が開始されるが、その際の充電時定数（τ１）については大きい値に設定し、これにより、放電灯への投入電力に係る低減速度を抑制して、より多くの電力を放電灯に供給することができる（ｔ３乃至ｔ４の期間）。即ち、この期間において、投入電力をより多く放電灯に与えれば、ラジオノイズの発生し易い不安定状態を一気に通り過ぎることとなり、当該状態からの脱出を速やかに実現することができる（ノイズ抑制効果が充分に発揮される。）。

その後、ｔ４では「Ｖｃ＞Ｖ_TH」となり、充電時定数がτ２に切り替えられる。つまり、コンデンサ２３の充電を速めることにより、投入電力をそれまでよりも大幅に低減させて、定常制御での投入電力値へと収束させる。

この結果、光出力の立ち上がり特性に関して、オーバーシュート量「Ｏｖ」を充分に抑制することができるとともに、ｔ３乃至ｔ４の期間において発光管からの輻射ノイズを充分に低減させることができる。

次に、上記形態（ＩＩ）について図７に示す基本構成例を用いて説明する。

第２制御部１２Ａでは、ΔＶＬの上昇に応じて２つの時定数を切り替える形態を示している。

定電圧源の記号で示す電源１９からの電圧は、スイッチング素子２０（図にはスイッチの記号で簡略的に示す。）を介して抵抗２１の一端に印加される。尚、スイッチング素子２０は、図に「ＳＳ」で示す制御信号を受けてオン／オフ制御され、ΔＶＬがΔＶＬ２に到達するまでの間はオフ状態とされ、ΔＶＬ＝ΔＶＬ２となったときにオン状態となる。

比較回路２６Ａは、ΔＶＬを、予め決められた値（これを「ΔＶＬ４」と記すと、「ΔＶＬ４＞ΔＶＬ２」である。）と比較し、その結果に応じてスイッチング素子２５のオン／オフ状態を規定する。つまり、ΔＶＬがΔＶＬ４に到達するまでの間はスイッチング素子２５がオフ状態とされ、ΔＶＬがΔＶＬ４となったときにスイッチング素子２５がオン状態となる。

コンデンサ２３の端子電圧ＶｃはＶ−Ｉ変換部２７に送られ、入力電圧値に比例した電流値に変換されて出力電流（上記ｉ２）が得られる。

本例では、図６において、ΔＶＬがΔＶＬ２に到達した時点ｔ２においてコンデンサ２３の充電が開始されるが、その際の充電時定数がτ１となる。これにより、放電灯への投入電力に係る低減速度を抑制して、より多くの電力を放電灯に供給することができる（ｔ３乃至ｔ４の期間）。

その後、ｔ４ではΔＶＬがΔＶＬ４となり、比較回路２６Ａによりスイッチング素子２５がオン状態となって、充電時定数がτ２に切り替えられる。

このように、ランプ電圧に係る変化量を監視しながら時定数を切り替えて投入電力を制御することができる。

尚、上記した各回路構成では、時定数を２段階に亘って切り替えることにより、投入電力の時間変化率を変化させる形態を示したが、必要によっては３段階以上に亘って時定数を切り替えるような構成でも構わない。但し、最初の時定数τ１の期間（上記ｔ３乃至ｔ４の期間を含む。）において、ノイズ抑制効果と、光出力変化におけるオーバーシュートの抑制効果が充分に得られるように考慮すること及び時定数の切替に伴って回路構成が徒らに複雑化しないように注意を要する。

上記に説明した構成によれば、タイマー制御用コンデンサ（２３）の端子電圧又はランプ電圧に係る変化量ΔＶＬを監視して、ノイズの発生が問題とされる期間では、光束のオーバーシュートに注意を払った上で投入電力の低減速度を小さくして電力制御を行い、該期間を経過した時点から充電時定数を切り替えて投入電力の低減速度を大きくすることができる。

本発明に係る基本構成例を示す図である。本発明に係る電力制御部の構成例の説明図である。本発明に係る電圧差検出手段の構成例を示す図である。第２制御部の基本構成例を示す図である。第２制御部の回路構成例の要部を示す回路図である。本発明を適用した場合において、放電灯のコールドスタート時の制御について説明するためのグラフ図である。第２制御部の別形態について基本構成例を示す図である。従来の構成において、放電灯のコールドスタート時の制御について説明するためのグラフ図である。従来の問題点について説明するためのグラフ図である。

符号の説明

１…放電灯点灯装置、６…放電灯、９、１０…電圧差検出手段、１１、１２、１３…電力制御手段、２２、２４…抵抗、２３…コンデンサ

Claims

水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯が安定な点灯状態に達するまでの過渡期での電力制御に関して、時間経過につれて該放電灯への投入電力を徐々に低減させる電力制御回路（７ａ）を有して構成された放電灯点灯装置（１）において、
上記電力制御回路（７ａ）は、
ランプ電圧に係るその初期値からの変化量（ΔＶＬ）を検出する電圧差検出部（１０）と、
定電圧源（１９）と第１のスイッチング素子（２０）とコンデンサ（２３）と抵抗切替部とが直列に接続され、上記コンデンサと上記抵抗切替部とで定まる充電時定数を含んで構成された時定数回路であって、上記抵抗切替部が、第２の抵抗（２４）と、第２のスイッチング素子（２５）と、上記第２の抵抗（２４）及び上記第２のスイッチング素子（２５）が直列接続された両端に並列接続された第１の抵抗（２２）とからなる、時定数回路を有し、上記電圧差検出部（１０）により検出される上記変化量（ΔＶＬ）の上昇に応じて上記充電時定数を切り替えることによって上記過渡期における放電灯への投入電力の低減速度を段階的に切り替えるための制御部（１２）を備え、
上記変化量（ΔＶＬ）が予め決められた第１閾値（ΔＶＬ２）以上となった時点で、上記第１のスイッチング素子（２０）がオン状態となることにより上記時定数回路が作動して、上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）による第１の充電時定数に従って上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が上昇し、その時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御され、
上記変化量（ΔＶＬ）が上記第１閾値（ΔＶＬ２）より大きい予め決められた第２閾値（ΔＶＬ４）以上となった時点で、上記第２のスイッチング素子（２５）がオン状態となり、前記第１の充電時定数よりも小さい値であって上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）及び第２の抵抗（２４）の並列接続による抵抗値による第２の充電時定数に従って上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が上昇し、その時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御される
ことを特徴とする放電灯点灯装置。
水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯が安定な点灯状態に達するまでの過渡期での電力制御に関して、時間経過につれて該放電灯への投入電力を徐々に低減させる電力制御回路（７ａ）を有して構成された放電灯点灯装置（１）において、
上記電力制御回路（７ａ）は、
ランプ電圧に係るその初期値からの変化量（ΔＶＬ）を検出する電圧差検出部（１０）と、
定電圧源（１９）と第１のスイッチング素子（２０）とコンデンサ（２３）と抵抗切替部とが直列に接続され、上記コンデンサと上記抵抗切替部とで定まる充電時定数を含んで構成された時定数回路であって、上記抵抗切替部が、第２の抵抗（２４）と、第２のスイッチング素子（２５）と、上記第２の抵抗（２４）及び上記第２のスイッチング素子（２５）が直列接続された両端に並列接続された第１の抵抗（２２）とからなる、時定数回路を有し、上記電圧差検出部（１０）により検出される上記変化量（ΔＶＬ）の上昇に応じて上記充電時定数を切り替えることによって上記過渡期における放電灯への投入電力の低減速度を段階的に切り替えるための制御部（１２）を備え、
上記変化量（ΔＶＬ）が予め決められた第１閾値（ΔＶＬ２）以上となった時点で、上記第１のスイッチング素子（２０）がオン状態となることにより上記時定数回路が作動して、上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）による第１の充電時定数に従って上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）の時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御され、
上記第１の充電時定数に従って上記時定数回路が作動した後に、上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が所定の基準電圧（Ｖ_ＴＨ）以上となった時点で、上記第２のスイッチング素子（２５）がオン状態となり、前記第１の充電時定数よりも小さい値であって上記コンデンサ（２３）と上記第１の抵抗（２２）及び第２の抵抗（２４）の並列接続による抵抗値による第２の充電時定数に従って上記時定数回路が作動して上記コンデンサ（２３）の端子電圧（Ｖｃ）が上昇し、その時間上昇率に従って上記過渡期における投入電力の低減速度が制御される
ことを特徴とする放電灯点灯装置。