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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung.
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Hintergrund
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In vielen Bereichen der Technik werden Gleichspannungen benötigt. Hingegen wird der Transport elektrischer Energie im überwiegenden Maß mit Wechselspannungsnetzen realisiert.
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Eine einfache, passive Diodengleichrichtung zur Umformung der Wechselspannungen in eine Gleichspannung führt mit teils erheblichen Blindleistungseinträgen jedoch zu signifikanten Rückwirkungen in das Versorgungsnetz und kann schlimmstenfalls die Stabilität des Netzes gefährden.
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Daher wurden in der Vergangenheit dreiphasige netzfreundliche Pulsgleichrichter (engl.: 3-Phase PFC Rectifier, PFC: Power Factor Correction) entwickelt, die bereits bei einer Vielzahl von Anwendungen z.B. im Industrie- und IT-Bereich (Versorgung von Server-Racks in Datenzentren, von Telekom-Ausrüstung für Mobilfunknetze, etc.) als Interface-Schaltungen zum speisenden Wechselspannungsnetz eingesetzt werden.
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Diese bekannten Pulsgleichrichter emulieren auf der Seite des Versorgungsnetzes (Eingangsseite/Wechselstromsite) das (nahezu) ideale Verhalten einer ohmschen Widerstandslast. Damit werden nur geringe Netzrückwirkungen, d.h. kleine Stromverzerrungen und kleine Blindströme hervorgerufen. Dies entspricht einem hohen Leistungsfaktor.
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Auf der Ausgangsseite, d.h. auf der Gleichstromseite, liefern diese Schaltungen eine zumeist geregelte Gleichspannung (DC), die entweder direkt eine Gleichstromlast versorgt, oder als Zwischenkreis weitere Gleichspannungswandlerstufen (DC-DC) oder Wechselrichterstufen speist.
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Dreiphasige Pulsgleichrichter werden dabei typischerweise im gehobenen Leistungsbereich von etwa 5...100 kW und darüber hinaus eingesetzt.
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Neben den o.g. Anwendungen werden sie aktuell auch immer häufiger zur leistungsstarken Batterieladung von Elektrofahrzeugen (xEV) eingesetzt, sowohl infrastrukturseitig im Bereich der Schnellladestationen (Off-Board), wie auch fahrzeugseitig (On-Board) zum Laden vom allg. Wechselspannungsnetz (AC) aus.
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Gerade diese On-Board-Lader (OBL) drängen gegenwärtig in den Leistungsklassen 11 kW und 22 kW zum Massenmarkt, wobei Materialkosten, Baugröße und Gewicht, sowie Effizienz bzw. Betriebskosten die entscheidenden Kriterien sind.
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Ein Charakteristikum der meisten bisherigen dreiphasigen, netzfreundlichen Pulsgleichrichterschaltungen, sind die damit generierten schaltfrequenten Gleichtaktstörungen (Common Mode, Abk. CM) als dominante Störkomponente der elektromagnetischen Verträglichkeit (abgek. EMV).
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Die Auswirkungen der Gleichtaktstörungen ließen sich bislang nur durch ein voluminöses EMV-Filter in der Pulsgleichrichterschaltung und in aller Regel durch eine transformatorbasierte Potentialtrennung in den DC-DC-Stufen eindämmen.
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Neben dem Volumen und Gewichtsproblem, dass insbesondere im Bereich der Fahrzeugtechnik eine große Rolle spielt, ist jedoch auch der Wirkungsgrad von hoher Bedeutung.
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Ebenso ist es vorteilhaft eine gleichtaktarme Ausgangsspannung zu erhalten. Dies ist in aller Regel nur durch entsprechend groß dimensionierte, oft mehrstufige Filterschaltungen bestehend aus passiven Elementen wie stromkompensierten Drosseln und Kondensatoren mit jeweils beachtlicher Baugröße zu erreichen.
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Eine ähnliche Problematik tritt bei den als Minnesota-Rectifier bekannten Schaltungen auf, wie sie z.B. aus dem Artikel „A novel approach to minimize line-current harmonics in interfacing power electronics equipment with 3-phase utility systems“ des Autors N. Mohan, veröffentlicht in IEEE Trans. Power Delivery, Vol. 8, No. 3, Seiten 1395-1401, Jul. 1993, bekannt sind. Diese sind vergleichsweise aufwändig und benötigten große, passive Filterkomponenten (L, C) als sog. „current injection network“. Zudem weisen diese Schaltungen mitunter eine nennenswerte verbleibende Netzstromverzerrung (THD) auf.
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Weiterhin ist aus dem Stand der Technik noch der sogenannte Vienna-Rectifier, z.B. aus dem Artikel „A novel three-phase three-switch three-level pwm rectifier“ der Autoren J. W. Kolar and F. C. Zach, veröffentlicht in Proc. 28th Power Conversion Conference, PCIM '94, Jun. 28-30, 1994, Seiten 125-138, bekannt. Dieser ist jedoch auch aufwändig und benötigt drei hochfrequent getaktete Halbleiterschalter sowie drei Hochsetzdrosseln auf der Wechselspannungs-Seite und kann zudem nicht als inhärent gleichtaktarm bezeichnet werden. Insbesondere weist dieser schaltfrequente (oder: hochfrequente) Gleichtaktstörspannungen an seinem Ausgang auf, die nur durch eingangsseitige Filterschaltungen aus großvolumigen passiven Komponenten (Drosseln, Kondensatoren) hinreichend unterdrückt werden können.
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Der sogenannte Taipei-Rectifier, siehe Artikel „The TAIPEI Rectifier - A New Three-Phase Two-Switch ZVS PFC DCM Boost Rectifier“ der Autoren Y. Jang and M. M. Jovanovic, veröffentlicht in IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 28, No. 2, 2013, hingegen benötigt insgesamt fünf Leistungsdrosseln auf der Wechselspannungs- wie auch der Gleichspannungs-Seite und kann aber prinzipbedingt nur im lückenden Hochsetzbetrieb (DCM-Boost) arbeiten, was ihn auf kleinere übertragbare Leistungen beschränkt.
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Die als Swiss-Rectifier bezeichnete Topologie, welche z.B. aus dem Artikel „SWISS rectifier - A Novel Three-Phase Buck-Type PFC Rectifier Topology for Electric Vehicle Battery Charging“ der Autoren T. B. Soeiro, T. Friedli, und J. W. Kolar, veröffentlicht in Proc. 27th Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2012, bekannt ist, weist erhebliche schaltfrequente Gleichtaktstörspannungen (CM) auf und zum anderen arbeitet der Swiss-Rectifier im Tiefsetzbetrieb (Buck). Beide Punkte führen zu einem deutlich erhöhten EMV-Filterbedarf (CM-Anteil und DM-Anteil) auf der Netzseite.
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Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der Erfindung eine Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung anzugeben, die ein oder mehrere Probleme aus dem Stand der Technik vermeidet.
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Die Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung. Die Vorrichtung weist eine Spannungszuführung auf, wobei die Spannungszuführung im Betrieb über ein 1-Phasen-2-Leiter Wechselspannungsnetz, ein 1-Phasen-3-Leiter Wechselspannungsnetz oder ein 3-Phasen-Mehrleiter Wechselspannungsnetz erfolgt. Weiterhin weist die Vorrichtung drei erste Schaltzweige auf, wobei jeder erste Schaltzweig einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter aufweist, wobei die Ausgänge der ersten Schaltzweige jeweils schaltbar auf einen ersten Leiter geführt werden kann, wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung mittels einer ersten Gleichrichtereinrichtung in einer positiven Halbschwingung auf einen zweiten Leiter im Betrieb geführt wird, wobei jeder der Eingänge der Spannungszuführung mittels einer zweiten Gleichrichtereinrichtung in einer negativen Halbschwingung auf einen dritten Leiter im Betrieb geführt wird. Die Vorrichtung weist weiterhin zumindest zwei zweite Schaltzweige auf, wobei jeder zweite Schaltzweig einen hochfrequent taktbaren Schalter aufweist, wobei ein erster der zweiten Schaltzweige zwischen dem ersten Leiter und dem zweiten Leiter angeordnet ist, wobei ein zweiter der zweiten Schaltzweige zwischen dem ersten Leiter und dem dritten Leiter angeordnet ist. In der Zuführung des zweiten Leiters zu dem ersten der zweiten Schaltzweige ist genau eine erste effektive Hochsetzdrossel angeordnet. Ebenso ist in der Zuführung des dritten Leiters zu dem zweiten der zweiten Schaltzweige genau eine zweite effektive Hochsetzdrossel angeordnet.
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D.h. mit minimalem Aufwand, nämlich nur zwei Hochfrequenzdrosseln, kann hier eine kostengünstige, leichtgewichtige, energieeffiziente und gleichtaktarme Umrichtung zur Verfügung gestellt werden.
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Weiter vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche, der Beschreibung und der Figuren.
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Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden in exemplarischer Weise mit Bezug auf die angehängten Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt:
- 1 eine schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 2 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 3 eine schematische Darstellung eines Aspektes der Erfindung,
- 4a-4c unterschiedliche Netzanschlüsse an Ausführungsformen der Erfindung,
- 5a und 5b eine Auswahl von Schalterimplementierungen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 6 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 7 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 8 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 9 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 10 eine weitere schematische Darstellung von Elementen gemäß Ausführungsformen der Erfindung,
- 11 ein beispielhafter Verlauf von Eingangsspannungen und das Schaltverhalten gemäß Ausführungsformen der Erfindung, und
- 12 einen weiteren Aspekt gemäß Ausführungsformen der Erfindung.
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Ausführliche Darstellung der Erfindung in Bezug auf die Zeichnungen
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Nachfolgend wird die Erfindung eingehender unter Bezugnahme auf die Figuren dargestellt werden. Dabei ist anzumerken, dass unterschiedliche Aspekte beschrieben werden, die jeweils einzeln oder in Kombination zum Einsatz kommen können. D.h. jeglicher Aspekt kann mit unterschiedlichen Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden soweit nicht explizit als reine Alternative dargestellt.
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Weiterhin wird nachfolgend der Einfachheit halber in aller Regel immer nur auf eine Entität Bezug genommen werden. Soweit nicht explizit vermerkt, kann die Erfindung aber auch jeweils mehrere der betroffenen Entitäten aufweisen. Insofern ist die Verwendung der Wörter „ein“, „eine“ und „eines“ nur als Hinweis darauf zu verstehen, dass in einer einfachen Ausführungsform zumindest eine Entität verwendet wird.
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Soweit nachfolgend Verfahren beschrieben werden, sind die einzelnen Schritte eines Verfahrens in beliebiger Reihenfolge anordbar und/oder kombinierbar, soweit sich durch den Zusammenhang nicht explizit etwas Abweichendes ergibt. Weiterhin sind die Verfahren - soweit nicht ausdrücklich anderweitig gekennzeichnet - untereinander kombinierbar.
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Angaben mit Zahlenwerten sind in aller Regel nicht als exakte Werte zu verstehen, sondern beinhalten auch eine Toleranz von +/- 1% bis zu +/- 10 %.
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Bezugnahme auf Standards oder Spezifikationen oder Normen sind als Bezugnahme auf Standards bzw. Spezifikationen bzw. Normen, die zum Zeitpunkt der Anmeldung und/oder - soweit eine Priorität beansprucht wird - auch zum Zeitpunkt der Prioritätsanmeldung gelten / galten zu verstehen. Hiermit ist jedoch kein genereller Ausschluss der Anwendbarkeit auf nachfolgende oder ersetzende Standards oder Spezifikationen oder Normen zu verstehen.
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In 1 sind schematisch Elemente der Erfindung gemäß unterschiedlicher Ausführungsformen gezeigt.
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Ganz allgemein weist eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur gleichtaktarmen Umrichtung von Wechselspannung eine Spannungszuführung auf. Je nach verwendetem Netztyp und Aufgabe kann dabei eine unterschiedliche Anzahl von Eingängen vorgesehen sein.
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Beispielsweise kann für ein (europäisches) Drehstromnetz die Bereitstellung von 3 Eingängen E1 ... E3 ausreichend sein. Diese können z.B. wie in 4a bzw. 4b gezeigt, an entsprechende Spannungszuführungen E1 ... E3 geführt sein. Zusätzlich und optional kann auch ein Neutralleiter N an eine weitere „Spannungszuführung“ E4 geführt sein, wie in 4a gezeigt. Für ein (amerikanisches) Biphasennetz kann hingegen wie in 4c gezeigt, eine Phase als Spannungszuführung auf einen Eingang - hier E1 - gelegt werden und eine weitere Phase (die Gegenphase) auf eine weitere Spannungszuführung auf einen anderen Eingang - hier E3 - gelegt werden, während die eine „Spannungszuführung“ - hier E2 - mit dem Neutralleiter verbunden wird.
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Für bestimmte Netztypen kann eine besondere Schaltstelllung vorgesehen sein, die natürlich in fest verdrahten Anwendungen (für nur einen Netztyp) auch anders gestaltet sein kann.
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In Ausführungsformen der Erfindung kann zudem vorgesehen sein, dass nur eine Spannungszuführung und ein Neutralleiter vorhanden ist. Dieser Fall kann z.B. auch dann auftreten, wenn in einem Drehstromnetz nicht alle Phasen vorhanden sind.
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D.h. ganz allgemein kann die Spannungszuführung im Betrieb über ein 1-Phasen-2-Leiter Wechselspannungsnetz, ein 1-Phasen-3-Leiter Wechselspannungsnetz oder ein 3-Phasen-Mehrleiter Wechselspannungsnetz erfolgen.
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Die Vorrichtung weist weiterhin drei erste Schaltzweige auf, wobei jeder erste Schaltzweig einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc aufweist.
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Die genaue Ausgestaltung der niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc ist für das Verständnis ohne Belang. Insbesondere können jedoch die in 5a symbolisch gezeigten Transistor-Schalter bzw. Technologien zur Anwendung kommen. Die drei bidirektionalen Leistungsschalter werden nur niederfrequent, d.h. typischerweise mit dem 3-fachen der anliegenden Frequenz der Wechselspannung einer Phase, getaktet und verursachen somit praktisch keine Schaltverluste. Insbesondere können die bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc der ersten Schaltzweige ausgewählt sein aus einer Gruppe aufweisend Si-basierte IGBT oder GaN (Galliumnitrid) -basierte Transistoren, insbesondere monolithisch bidirektionale GaN-Transistoren. Ein niederfrequent taktbarer bidirektionaler Schalter Sa, Sb, Sc kann wie in 5a gezeigt, aus mehreren Einzelelementen (z.B. IGBT und Dioden) oder monolithisch aufgebaut sein.
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Die Ausgänge der ersten Schaltzweige können jeweils schaltbar auf einen ersten Leiter m - dargestellt in den 1, 2, 6-10 - geführt werden.
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In der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist jeder der Eingänge der Spannungszuführung E1 ... E4 mittels einer ersten Gleichrichtereinrichtung D1a, D2a, D3a in einer positiven Halbschwingung auf einen zweiten Leiter p im Betrieb geführt während jeder der Eingänge der Spannungszuführung E1 ... E4 mittels einer zweiten Gleichrichtereinrichtung D1b, D2b, D3b in einer negativen Halbschwingung auf einen dritten Leiter n im Betrieb geführt wird.
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Die Vorrichtung weist weiterhin zumindest zwei zweite Schaltzweige auf, wobei jeder der zweiten Schaltzweige einen hochfrequent taktbaren Schalter S1, S2 aufweist, wobei ein erster der zweiten Schaltzweige - z.B. S1 - zwischen dem ersten Leiter m und dem zweiten Leiter p angeordnet ist, und wobei ein zweiter der zweiten Schaltzweige - z.B. S2 - zwischen dem ersten Leiter m und dem dritten Leiter n angeordnet ist.
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Die genaue Ausgestaltung der hochfrequent taktbaren Schalter S1, S2 ist für das Verständnis ohne Belang. Insbesondere können jedoch die in 5b symbolisch gezeigten Transistor-Schalter bzw. Technologien zur Anwendung kommen.
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In der Zuführung des zweiten Leiters p zu dem ersten der zweiten Schaltzweige S1 ist genau eine erste effektive Hochsetzdrossel Lp angeordnet. Ebenso ist in der Zuführung des dritten Leiters n zu dem zweiten der zweiten Schaltzweige S2 genau eine zweite effektive Hochsetzdrossel Ln angeordnet.
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Eine effektive Hochsetzdrossel kann aus mehreren einzelnen Hochsetzdrosseln aufgebaut sein, die parallel bzw. in Reihe geschaltet sind, um bestimmte elektrische Eigenschaften aufzuweisen.
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Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc der ersten Schaltzweige im Betrieb so ansteuerbar, dass eine jeweils betragsmäßig kleinste Eingangsphasenspannung der Spannungszuführung auf den ersten Leiter m geschaltet werden kann.
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Damit resultiert eine gleichtaktarme Ausgangsspannung mit den Teilspannungen uZK1 und uZK2, die keine schaltfrequenten Anteile enthält und so zum einen einem vereinfachten und verkleinerten EMV-Filter ermöglicht. Zum anderen lassen sich dadurch die in der Anwendung für Onboard-Lader nachgeschalteten DC-DC-Stufen transformatorlos (potentialgebunden) aufbauen, wodurch sich im Betrieb Verluste und beim Aufbau Materialkosten als auch Gewicht und Baugröße einsparen lassen. D.h. es kann eine verbesserte Energie- und Kosteneffizienz bereitgestellt werden.
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Aber auch unabhängig von der exemplarischen OBL-Anwendung weist die vorgeschlagene dreiphasige PFC-Topologie einige weitere vorteilhafte Eigenschaften auch für andere Einsatzgebiete auf. Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen kommen mit nur zwei hochfrequent getakteten Leistungsschaltern S1, S2 aus. Diese können mit vergleichsweise geringen Taktraten von 100 kHz getaktet sein. D.h., in der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist im ersten Leiter m keine effektive Hochsetzdrossel angeordnet.
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Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen kommen zudem mit nur zwei Hochsetzdrosseln Lp, Ln aus, während die meisten konventionellen Schaltungen jeweils drei (d.h. jeweils einen hochfrequenten Schalter und eine Drossel pro Netzphase) benötigen.
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Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen arbeiten zudem im Hochsetzbetrieb (Boost Operation), was zu kontinuierlich verlaufenden, nicht-pulsierenden, Eingangsströmen führt und damit auch die Gegentaktanforderungen (Differential Mode, Abk. DM) an das netzseitige EMV-Filter minimiert.
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Generell kann der Gegentaktanteil des EMV-Filters vorteilhaft auch auf die DC-Seite der Schaltung verschoben werden. Beispielsweise können in 1, - die sich z.B. durch die Filterfunktion von der 2 unterscheidet - die zwei Filterkapazitäten CF1, CF2 diese DM-Filterfunktion erfüllen. Bei Bedarf lässt sich mittels Filterdrosseln LF1/2, eingezeichnet in den Längszweigen p und n, netzseitig von CF1, CF2 die Filterwirkung noch erhöhen. Hingegen werden bei konventionellen Schaltungen auf der AC-Seite zumeist drei Filterelemente für die DM-Unterdrückung benötigt.
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Dazu kann in Ausführungsformen der Erfindung vorgesehen sein, dass nachfolgend zu der ersten Gleichrichtereinrichtung D1a, D2a, D3a im zweiten Leiter p eine erste Induktivität L1 und nachfolgend zu der zweiten Gleichrichtereinrichtung D1b, D2b, D3b im dritten Leiter n eine zweite Induktivität L2 angeordnet ist, wobei nachfolgend zu der ersten Induktivität L1 zum ersten Leiter m hin eine erste Filterkapazität CF1 und nachfolgend zu der zweiten Induktivität L2 zum ersten Leiter m hin eine zweite Filterkapazität CF2 angeordnet ist.
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In Ausführungsformen der Erfindung kann zusätzlich noch ein (weiteres) eingangsseitig angeordnetes EMV-Filter vorhanden sein. Dieses kann allerdings gegenüber bisherigen Schaltungsanordnungen deutlich kleiner dimensioniert sein. Insbesondere kann das eingangsseitig angeordnete EMV-Filter so dimensioniert sein, dass es im Wesentlichen zur Gleichtakt-Filterung (engl. Common Mode) eingerichtet ist.
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Des Weiteren kann die vorgeschlagene Schaltung zwar auch im lückenden- (DCM), bzw. Lückgrenzbetrieb (BM bzw. CrCM) arbeiten, aber als in erster Linie vorteilhafte Betriebsweise ist der lückfreie Betrieb (CCM) zu sehen, der hohe Übertragungsleistungen (>10 kW) bei geringen Leitverlusten ermöglicht. Wird dennoch der DCM- oder BM-Betrieb verwendet, so lassen sich die erhöhten Leitverluste im höheren Leistungsbereich, wie üblich, durch Parallelschaltung (und phasenversetzte Ansteuerung „Interleaving“) mehrerer Stränge reduzieren.
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Es sei zudem angemerkt, dass die in den Figuren dargestellten Trafosymbole im Hintergrund der DC-DC-Stufen als optional anzusehen sind. Bei Verwendung entsprechend eines konventionellen Onboard-Laders können beispielsweise Trafos verwendet sein. Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann jedoch sowohl DC-DC-Stufen mit Trafo als auch ohne Trafo versorgen, da die Vorrichtung gleichtaktarm ist. Aus diesem Grund sind in den 1 und 2 die DC-DE-Stufen mittels einer gestrichelten Umrisslinie dargestellt. Ebenso sind die Darstellung der Hochvolt-Batterien als auch der Trafos in den Figuren soweit nicht explizit als Bestandteile einer Ausführungsform beschrieben nur optional.
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Da die vorgeschlagene Schaltung im hochfrequent getakteten Teil aus nur zwei Strängen besteht, ist auch der Gesamtaufwand bei leistungsskalierter Parallelschaltung geringer als bei den meisten konventionellen Topologien (2N vs. 3N Gesamtstränge, N: Anzahl paralleler Stränge).
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Eine solche Stranganordnung ist in 3 dargestellt. D.h. durch Parallelisierung solcher Stränge kann die Leistungsfähigkeit entsprechend skaliert werden.
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Vorteilhafterweise wird bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung eine Durchschaltung der jeweils betragsminimalen Netzphase auf den Mittelpunkt m bereitgestellt, der auch das Mittenpotential der beiden Zwischenkreisteilspannungen uZK1, uZK2 definiert. Für diese Durchschaltung ist je Netzphase ein bidirektionaler Halbleiterschalter Sa, Sb, Sc vorgesehen.
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In den erfindungsgemäßen Vorrichtungen können die bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc der ersten Schaltzweige im Betrieb mit bis zu dem dreifachen der jeweiligen Eingangsnetzfrequenz, insbesondere dem doppelten der jeweiligen Eingangsnetzfrequenz, angesteuert bzw. umgeschaltet werden.
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Damit entstehen praktisch keine relevanten Schaltverluste in diesen Schalten Sa, Sb, Sc, sodass sie den Gesamtwirkungsgrad der Schaltung nur wenig beeinflussen - insbesondere da somit auf Leistungshalbleitertypen zurückgegriffen werden kann, die auf niedrige Durchlassverluste optimiert sind. Damit ergibt sich aber ein hoher Gesamtwirkungsgrad der erfindungsgemäßen Vorrichtungen.
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Begünstigt wird durch die Durchschaltung der jeweils betragsminimalen Netzphase zum Punkt m, neben dem EMV-Verhalten, auch der realisierbare Stromverlauf in dieser Phase, der ja prinzipbedingt immer die Nulldurchgänge vollführen muss. Bei einigen konventionellen dreiphasigen PFC Topologien (z.B. Vienna Rectifier) kommt es im Bereich der Stromnulldurchgänge zum unerwünschten Lückbetrieb und damit zu Stromverzerrungen (Abweichungen von der Sinusform). Da in der vorgeschlagenen Vorrichtung der bidirektionale Schalter praktisch zu jeder Zeit die betragsminimale Netzphase direkt mit dem Mittelpunkt m verbindet, entsteht auch kein temporärer Lückbetrieb mit einhergehenden Stromverzerrungen.
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Das Betriebsprinzip der vorgeschlagenen PFC-Schaltung sieht eine jeweils unabhängige Regelung der beiden Ströme ip und in in den Hochsetzdrosseln Lp, Ln vor, der Differenzsztrom (ip - in = im) wird über den betreffenden bidirektionalen Schalter zur oder aus der betragsminimalen Netzphase geleitet. Bei entsprechender Sollwertvorgabe für ip und in resultiert für alle drei Netzströme ia, ib, ic ein sinusförmiger Verlauf. ip entspricht dabei dem Strom in der jeweils maximalen Netzphase (positiver Polarität), in entspricht analog dem Strom in der jeweiligen minimalen Netzphase (negativer Polarität).
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In 11 ist der typische Verlauf in Bezug auf ein dreiphasiges europäisches Wechselspannungsnetz gezeigt.
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6 zeigt eine vorteilhafte Implementierung der niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc mit IGBTs und Silizium (Si) Dioden. Beispielsweise kann jeder niederfrequent taktbare bidirektionale Schalter Sa, Sb, Sc eine IGBT und vier Dioden aufweisen. Diese Ausgestaltung mit nur jeweils einem Mit also nur einem abschaltbaren Standard-Leistungshalbleiter (IGBT) ist besonders kostengünstig und bedarf nur eines geringen Ansteueraufwandes.
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Es gibt aber noch alternative Implementierungen, die dann zumeist zwei IGBT (z.B. auch rückwärts sperrende RB-IGBT antiparallel angeordnet) pro niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter S1SA, S2SB, S3SC und dafür weniger Dioden aufweisen. Solche Ausgestaltungen erlauben es die Leitverluste pro niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc weiter zu verringern.
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IGBTs weisen vergleichsweise geringe Leitverluste, aber höhere Schaltverluste (als z.B. MOSFETs) auf.
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Durch die nur niederfrequente Umschaltung der niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc wirken sich aber die Schaltverluste damit praktisch nicht aus, während von den niedrigen Leitverlusten profitiert werden kann. Weiterhin sind IGBT sehr robuste Halbleiterschalter und kostengünstig in vielen Ausführungen verfügbar. Auch zur fertigungstechnischen Integration in ein gemeinsames Leistungsmodul (gemeinsam mit den umgebenden Dioden, damit resultiert beispielsweise ein Leistungsmodul pro Brückenzweig) sind sie bestens geeignet, was ein wichtiges Argument für die Automobil- (Onboard-Lader-) und Industrieanwendung ist.
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Darüber hinaus sind IGBTs in den verschiedenen relevanten Spannungsklassen erhältlich. Dies ist nennenswert, da die Spannungsbelastung der bidirektionalen Schalter, wie auch der beiden hochfrequent angesteuerten Schalter S1, S2 in der vorgeschlagenen PFC-Topologie beim Betrieb am typischen europäischen Drehstromnetz (400 V AC) einen Zwischenwert in Bezug auf Standard-Spannungsklassen annimmt. So wären in dieser Anwendung Typen mit 1000 V Sperrspannung zu bevorzugen, was von IGBT abgedeckt wird.
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Eine weitere vorteilhafte Implementierung der bidirektionalen Halbleiterschalter ist in der Nutzung von monolithischen, bidirektionalen GaN-Transistoren zu sehen. Solche auf GaN-Material basierten Transistoren können einen niederfrequent taktbaren bidirektionalen Schalter Sa, Sb, Sc direkt als Einzelelement realisieren. Neben nochmals verminderter Schaltungskomplexität, resultieren hieraus weiter verringerte Leitverluste und damit ein nochmals gesteigerter Gesamtwirkungsgrad.
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Monolithisch bidirektionale GaN-Transistoren haben auch ein vergleichsweise schwaches Schaltverhalten, welches in der vorgeschlagenen Anwendung aufgrund der niederfrequenten Umschaltung nicht zum Tragen käme. Stattdessen könnten auf minimale Leitverluste optimierte Typen voll ausgenutzt werden.
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Wie bereits eingangs erwähnt kann durch eine geeignete Beschaltung faktisch jedes Netz / jeder Netztyp verwendet werden. Im Folgenden soll auf die Verwendung mit einem einphasigen Netz bzw. der Fallbacklösung eines einphasigen Betriebes kurz eingegangen werden.
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Durch einen weiteren Diodenzweig D4a, D4b lässt sich der Anschluss des Neutralleiters N realisieren. Dies ist insbesondere bei Verwendung der Erfindung als Onboard-Lader (abgek. OBL) von Vorteil, weil auf diese Weise das im Notfall wichtige Laden auch an einer einphasigen Haushaltssteckdose gewährleistet werden kann. In diesem Fall kann eine der Netzphasen a,b,c mit N als Rückleiter arbeiten.
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Der in diesem Zweig eingezeichnete bidirektionale Schalter Sd ist dabei nur als optional anzusehen. Bei Weglassung oder dauerhafter Abschaltung von Sd würden auch im Einphasenbetrieb jederzeit beide Zwischenkreiskapazitäten CZK1, CZK2 gleichzeitig geladen, was vorteilhaft zu einem geringeren Gesamtkapazitätsbedarf und kleineren Baugrößen bei den Zwischenkreiskondensatoren führt.
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Wird Sd verwendet und im Einphasenbetrieb eingeschaltet, ergibt sich ein Betriebsverhalten, bei dem die beiden Zwischenkreiskapazitäten CZK1, CZK2 im Netzhalbperiodenrythmus (bei 50 Hz entsprechend 10 ms) nacheinander geladen werden, was bei gleicher Ladeleistung höhere Kapazitätswerte erfordert.
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Zusätzlich kann vorgesehen sein, dass im ersten Leiter m eine (kleine) Kapazität (z.B. 3 µF) angeordnet ist. Dies ermöglicht auch den Betrieb bei einer kleineren Ausgangsgleichspannung. Beispielhaft ist dies in 12 gezeigt. Diese Kapazität erlaubt es auch bei Anschluss an ein konventionelles (europäisches) Drehstromnetz mit 400 V Wechselspannung auf eine gewünschte Ausgangsspannung auf der Gleichspannungsseite von 2 * 400 V zu kommen.
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Die Vorrichtung der Erfindung kann jedoch auch in einem Splitphase-Netz betrieben werden (siehe 4c), wie es z.B. in Nordamerika anzutreffen ist. Bei der vorgeschlagenen Vorrichtung kann dies vorteilhaft direkt dadurch realisiert werden, dass der Neutralleiter N über die Zuleitung an eine OBLseitige Netzphasenanschlussklemme (hier z.B. b / E2) gelegt werden und über den vorhandenen bidirektionalen Schalter (hier Sb) dauerhaft direkt mit dem Schaltungsmittelpunkt m verbunden werden kann.
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Somit befindet sich der Mittelpunkt m auf dem äußerst ruhigen Neutralleiterpotential (0 V), was eventuelle niederfrequente Ableitströme von einer Hochvolt- (abgek. HV) Batterie-Seite her minimiert.
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Aufgrund der speziellen Netzform (uL1,US und uL2,US um 180° phasenversetzt) können in diesem Fall auch beide Zwischenkreiskapazitäten CZK1, CZK2 gleichzeitig geladen werden, sodass kein erhöhter Kapazitätsbedarf entsteht. Insbesondere kann beim Betrieb am nordamerikanischen Split-Phase-Netz bereitgestellt werden, dass eine HV-Batterie (Antriebsbatterie) mit einem Ladespannungsbereich von etwa 400 - 800 V auch durch die vorgeschlagene Vorrichtung allein, d.h. ohne nachgeschaltete DC-DC-Stufen zur Herabsetzung der Zwischenkreisspannung uZK1/2, geladen werden kann.
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Sofern ein einheitliches OBL-Gerät für das europäische und das nordamerikanische Netz beibehalten werden soll, könnten also beim Betrieb am Split-Phase Netz die vorhandenen potentialgebundenen DC-DC-Stufen deaktiviert, d.h. die zugehörigen Tiefsetzschalter dauerhaft durchgeschaltet werden. Dies vermeidet dort Schaltverluste und steigert so nochmals den Gesamtwirkungsgrad.
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Generell ist festzuhalten, dass die vorgeschlagene dreiphasige PFC-Topologie, unabhängig von der - Anwendung, gerade auch für den Einsatz in Nordamerika interessant ist, da sie hier universell für das beschriebene 120/240V-Split-Phase Netz, wie auch für die ebenfalls vorhandenen 208V AC- und 240V AC- Drehstromnetze (mit geerdetem Sternpunkt) zu verwenden ist - und zwar mit Leistungshalbleitern, die sämtlich in der Sperrspannungsklasse von 600 V liegen können.
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D.h. insbesondere auch die hochfrequent getakteten Schalter S1, S2 könnten hier vorteilhaft durch effiziente Standard-MOSFETs in Si-Technologie oder durch bereits verfügbare, hocheffiziente GaN-Transistoren ausgeführt sein.
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Neben den oben abgebildeten und näher erläuterten Implementierungen der vorgeschlagenen PFC-Schaltung sind darüber hinaus noch weitere Varianten nennenswert, die auf dem geschilderten Grundprinzip basieren.
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Beispielsweise ist in 7 eine Tief- / Hochsetz-Variante (Buck-Boost) am Beispiel eines europäischen Drehstromnetzes gezeigt, die auch tiefe Ausgangsspannungen als einstufige Schaltung (d.h. mit weiterhin nur zwei Drosseln und dann vier hochfrequent betriebenen Schalter) realisieren kann.
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Weiterhin ist in 8 eine isolierte einstufige Variante basierend auf Sperrwandlern z.B. für einstufige OBC gezeigt. Ausgangskapazitäten können parallel oder in Reihe (nicht dargestellt) geschaltet werden. In 8 ist eine isolierte einstufige Variante basierend auf einer Boost-Vollbrücke, z.B. einstufiger OBC, gezeigt. In 10 ist eine isolierte einstufige Variante basierend auf einer phasengsteuerten Vollbrücke (PSFB), z.B. für einstufigen OBC, gezeigt.
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Ohne Beschränkung der Allgemeinheit der Erfindung können auch Varianten mit bidirektionalem Leistungsfluss, sowohl für die potentialgebundene Tief- / Hochsetz-Ausführung (Buck-Boost), als auch für die potentialgetrennten Ausführungen, ermöglicht werden.
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Zur Ermöglichung des bidirektionalen Leistungsflusses ist variantenunabhängig den Gleichrichterdioden der vorgeschlagenen PFC-Grundtopologie je ein antiparalleler Leistungstransistor (z.B. IGBT) mit niederfrequenter Ansteuerung beizustellen. Praktisch könnte damit beispielsweise für OBL-Anwendungen (Leistungsfluss: Ladesäule ↔ EV) die künftige SmartGrid-Integration (Vehicle-to-Grid, Vehicle-to-Load) aufwandsarm realisiert werden.
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D.h., mittels der Erfindung wird eine besonders einfache Verwendung einer Vorrichtung als Onboard-Lader für ein Fahrzeug zur Verfügung gestellt. Dabei können z.B. durch geeignete Netzkabel die Anschlüsse an ein passendes Netz (entsprechend 4a-4c) realisiert werden.
