DE2458880C3

DE2458880C3 - Überstromschutzschaltungsanordnung für zwei Transistoren eines Verstärkers

Info

Publication number: DE2458880C3
Application number: DE2458880A
Authority: DE
Inventors: Arthur John Flemington N.J. Leidich (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1973-12-13
Filing date: 1974-12-12
Publication date: 1980-05-08
Also published as: DE2458880B2; JPS5093064A; GB1493365A; FR2254906B1; US3855540A; FR2254906A1; JPS5444548B2; CA1029100A; DE2458880A1

Description

17 auskommt. Die Transistoren 11 und 12 haben im wesentlichen gleiche Stromverstärkungsfaktoren /fe Eine Konstantstromquelle 20 liefert einen im wesentlichen konstanten Strom ha, der gleich ist dem maximalen über die Ausgangsklemme 13 zu liefernden Ausgangsstrom, dividiert durch den Durchlaßstromverstärkungsfaktor hfe des EndtranMstors 11 oder 12. Ein Teil des Stromes /m kann durch eine leitungsveränderliche Einrichtung 23 zur Basis des Transistors 12 fließen, während der resti,che Teil des Stromes /20 der Basis des Transistors 11 zugeleitet wird. Der über die Einrichtung 23 fließende Teil des Stromes /20 gelangt zur Basis des Transistors 12 und ist dem Leitwert der Einrichtung 23 zwischen den Anschlüssen 21 und 22 proportional. Der Leitwert der Einrichtung 23 ändert sich entsprechend einem über eine Verbindung 24 von einer Eingangs- und Vorspannsignalquelle 25 zugeleiteten Eingangs- und Vorspannsignal.

Das bei Abwesenheit eines Eingangssignals der leitungsveränderlichen Einrichtung 23 zugeleitete Vorspannsignal hat vorzugsweise einen solchen Wert, daß die Einrichtung 23 ausreichend iciiei, um den Strom hn in zwei Teilströme von annähernd gleicher Größe aufzuteilen. Diese beiden Teilströme gelangen £ur Basis des Transistors U bzw. zur Basis des Transistors 12. so daß der Emitterstrom des Transistors 11 dem Kollektorsirom des Transistors 12 gleich wird. Diese Ruhezustände können automatisch dadurch sichergestellt werden, daß man eine Spannungsrückkopplung 26 vorsieht, durch welche die Ausgangsklernme '3 mit der Eingangs- und Vorspannsignalquelle 25 gekoppelt wird.

Durch ein Eingangssignal einer ersten. /. B. positiven. Polarität wird der Leitwert der leitungsveränderlichen Einrichtung 23 erhöht. Da die am Anschluß 22 erscheinende Spannung aufgrund der Stromleitung des Basis-Emitter-Übergangs des "ransistors 12 nicht mehr als um einige Zehniel Volt über die Spannung an der Klemme 15 ansteigen kann, macht es der erhöhte Leitwert der Einrichtung 23 erforderlich, daß die Spannung am Anschluß 21 weniger positiv (oder mehr negativ) gegenüber der am Verbindungspunkt 19 erscheinenden Spannung wird. Diese Änderung erfolgt in einer solchen Richtung, daß der Leitwert der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 11 verringert wird. Da folglich weniger Strom durch den Basis-F.mitter-Übergang des Transistors 11 fließt, steigt die Eingangsiinpedanz an dessen Basis gegenüber der Konstanisiromquelle 20 an. Folglich verringert sich der erste Anteil von /20. der zur Basis des Transistors 11 fließt, während sich der zweite Anteil des Stromes Im, der zur Basis des Transistors 12 fließt, erhöhl. Die verringerte Stromleitung des Transistors 11 und die erhöhte !jtromleitung des Transistors 12 haben zur Folge, daß der Ausgangssignalpegel an der Ausgangsklemme 13 gegen die an der Klemme 15 erscheinende negative Spannung ausschwingt.

Durch ein Eingangssignal der anderen Polarität, in diesem Fall negativ, wird der Leitwert der leitungsveränderlichen Einrichtung 23 verringert so daß die zwischen den Anschlüssen 21 und 22 erscheinende Spannung ansteigt. Dadurch erniedrigt sich der Basisstromfluß zum Transistor 12, und durch die erhöhte Spannung, die an der Basis des Transistors 11 erscheint, wird dieser Transistor in einen Zustand erhöhter Leitung gespannt Durch die erhöhte Stromleitung des Transistors 11 wird dessen Eingangsimpedanz an der Basis erniedrigt Folglich steigt der erste Anteil von ho an. während der zweilv Anteil von ho abnimmt. Die erniedrigte Stromleitung des Transistors 12 und die erhöhte Stromleitung des Transistors 11 haben zur Folge, daß der Ausgangssignalpegel an der Ausgangsklemme 13 gegen die an der Klemme 14 erscheinende positive Spannung ausschwingt

Im Ruhezustand, wo die Leitwerte der Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 11 und 12 gleich sind, werden den Basen der Transistoren 11 und 12 gleiche Hälften des von der Konstantstromquelle 20 gelieferten Ruhestromes /20 zugeleitet Die Kollektor-Emitter-Ströme dieser Transistoren können nicht einen Wert übersteigen, der gleich diesem Basisstrompegel, multipliziert mit dem Wert hi_e der Transistoren, ist Bei jedem beliebigen Zustand, in dem die Stromleitung des einen der Transistoren 11 und 12 größer ist als die des anderen, kann der Basistrom des stärker leitenden der beiden Transistoren den Wert von /20 nicht übersteigen. Es kann daher auch auf keinen Fall d*;r KoIIektor-Emitter-Strom des stärker leitenden Transistors den Wert /20 mal dem h,, des Transistors übersteigen.

Erfindungsgemäß wird der Pe.;:l des von der Konstantstromqucllc 20 zu liefernder Ruhestromes In-, so gewählt, daß die Transistoren 11 und 12 gegen Überstrom geschützt werden. Dieser Überstromschutz wird auf folgende Weise erzielt: Der Maximalstroinwert in jeden der Endtransistoren 11 und 12. der ohne die Gefahr einer thermischen Zerstörung oder Änderung der Betriebseigenschaften des Transistors nicht überschritten werden darf, wird ermittelt. Der Maximalwert

jo von hie für die Endtransistoren 11 und !2 wird ermittelt. Der maximale Ausgangsstrom. dividiert durch den Maximalwert von ly_c des Endtransistors, ergibt den richtigen Ruhestrompegel /20 für den von der Konstantstromquelle 20 zu liefernden Strom, um einen Überstromschutz für die Endtransistoren 11 und 12 zu gewährleisten.

F i g. 2 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform 10' der Verstärkerschaltung 10. die einen AB-Betneb ermöglicht. Die abgewandelte Verstärkerschaltung 10 ist ein quasilinearer Verstärker, der an der Ausgangs klemme 13 ein Ausgangssignal liefert, das über einen gegebenen Bereich den F.ingangssignalen von der Signalquelle 25 proportional ist. Über nur ein wenig mehr als die Hälfte dieses Bereiches arbeiten jedoch die Endtransisloren 11 und 12 linear, während sie im übrigen im wesentlichen nichtleitend (d. h. »veniegelt«) sind.

Dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 liegt ein nichtlineares Widerstandsnetzwerk 30 mit einer Diode 31 und einem linearen Widerstandselcment 32 parallel. Die Diode 31 und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Il werden mittels einer bilateralen thermischen Kopplung 33 zwischen den beidun Elementen auf im wesentlichen gleichen Temperaturen

gehalten. Ebenso liegt dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 12 ein nichtlineares Widerst?ndsnetzwerk 40 mit einer Diode 41 und einem linearen Widerstandselement 42 parallel. Durch eine bilaterale thermische Kopplung 43 zwischen der Diode 41 und dem Basis-Emitter-Üb.rgang des Transistors 12 werden diese beiden Elemente auf im wesentlichen der gleichen Temperatur gehalten. Für die Dioden 31 und 41 kann jeweils ein Transistor verwendet werden, dessen Kollektor mit seiner Basis zusammengeschaltet ist

Die Parallelschaltung eines derartigen nichtlirtearert Widerstandsnetzwdrkes mit dem Basis-Emitter-Übergang eines Transistors ist aus der US-Patentschrift 35 34 279 an sich bekannt. Dort werden jedoch dem

nichtlinearen Widerstandsnetzwerk im wesentlichen feste Vorspannströme zugeleitet, während die dem Verstärkertransistor zugeleiteten Signalströme davon entkoppelt sind. Dies steht im Gegensatz zu der Anordnung nach F i g. 2, wo Ströme, die sich proportional zu einem Eingangssignal ändern, dem Basis-Emilter-Übergang jedes der Verstärkertransistoren 11 und 12 sowie den damit parallelgeschalteten nichtlinearen W'iderstandsnetzwerken 30 und 40 zugeleitet werden.

Die über die Wege 35 und 45 fließenden Ströme /_J5 bzw. /45 entsprechen dem ersten bzw. dem zweiten Teilstrom von /20 gemäß den vorstehenden Ausführungen, Das heißt:

wie ihre Sälligungsstförhe. Gleichung 6 läßt sich wie folgt umschreiben:

kT Ί

1*1 -til-

"'S J!

+ '3

Durch Umordnen ergibt sich:

kT . I

CMI

/1/.V

'cn = "'3

= /j, R_n und
'//35 «32

I ι "τ· ·

K I

(7)

(8)

(9)

/20 = /35 + /.

(D

Für Analysenzwecke sei angenommen, daß die /jfe*^^erts osv Transistoren \! und 12 sine cnlfhp Ornßp haben, daß ihre Basisströme vernachlässigbar klein sind und /35 sowie /45 hauptsächlich durch die Netzwerke 30 bzw. 40 fließen.

Es soll jetzt speziell die Vorspannung des Transistors 11 betrachtet werden, wobei die Vorspannung des Transistors 12 dazu analog ist. Der Spannungsabfall Vd an der Diode 31. die eine Sperrschicht- oder Flächendiode ist. ist durch die folgende Gleichung gegeben:

kT

Unter Ruheverhältnissen, d. h. im untätigen Zustand, liefert die Signalquelle 25 kein Eingangssignal, sondern nur ein Vorspannsignal, das ausreicht, um den EmUterstrom des Transistors 11 dem Kollektorstrom des Transistors 12 gleichzumachen. /35 und /« stehen im Verhältnis htc: (ht_c+1), vorausgesetzt, daß die Emitter· schaltungs-Stfomverstärkungen der Transistoren II und 12 je gleich hr_e sind. Das heißt, /35 und /45 sind im wesentlichen einander gleich, d. h. jeweils gleich /20/2. Bei maximalem Strom im Transistor 11, ist /35 gleich /20.

Durch Einsetzen dieser Bedingungen in Gleichung 9 erhält man Gleichungen für /ni-Rt/z/tund Icm-max, die Werte von Ic\\ im Ruhezustand bzw. im Zustand maximaler Stromleitung, des Transistors 11:

'S31

(2)

= Boltzmannsche Konstante.

= absolute Temperatur,

= Ladung eines Elektrons und

= Sättigungsstrom der Flächendiode 31.

Der Spannungsabfall Vr am Widerstand 32 folgt dem Ohmschen Gesetz:

_ ι ο

— "35 "J2 ·

/TV

worin R32=Widerstandswert des Widerstandes 32. Der Kollektorstrom /πι des Transistors 11 steht zu seiner Basis-Emitter-Spannung Vjsai in folgendem Verhältnis:

—■

(4)

worin /si 1= Sättigungsstrom des Flächentransistors 11. Es ergibt sich:

'BEIl — 'D +

(5)

Durch Einsetzen der Gleichungen 2, 3 und 4 in Gleichung 5 erhält man:

kT

Ii!

60

Die Sättigungsströme /511 und /531 stehen im Verhältnis π: 1 zueinander. Wenn die Diode 31 und der Basis-Emitter-Obergang des Transistors 11 gleichartige Diffusionsprofile haben, so stehen ihre effektiven Sperrschichtflächen im gleichen Verhältnis zueinander 'Γ1Ι -Rl Hi

exp

</ '20 Rs
IkT

'/ '20 «32

kT

(10)

(ID

Wie man sieht, ist /οι-λμχ aufgrund des größeren Exponentialausdruckes in Gleichung 11 gegenüber Gleichung 10 größer als zweimal Icu-ruh& Das Verhältnis von /oi-ama-zu Icu-ruhe erhält man, indem hian Gleichung 11 durch Gleichung 10 dividiert:

-SlAX

= 2

exp	H	'20 "32
exp		fcT
q	^20 «32
	IkT

exp -

<l I20 «32

IkT

exp 2

exp q I₂₀ R₃

IkT

+ exp 2

(12)

Werte von /20/02 unter 52 mV, d- h. kleiner als 2 kT/q, ergeben ein Verhältnis Ic\\-maxIIcu-ruh& das im Bereich von 4 aufwärts liegt.

Sehr hohe Verhältnisse /cu_AMx//cii-Äi//ffsind bei Verwendung von Einzeltransistoren für die Endtransistoren 11 und 12 und Einzeldioden 31 und 41 in den nichtlinearen Widerstandsnetzwerken 30 und 40 nicht erzielbar, da in diesem Fall die Basisströme der Transistoren 11 und 12 über die Ströme in den nichtlinearen Widerstandsnetzwerken 30, 40 dominieeiner monolithisch integrierten Halbleiterschaltung,

run, so daß die Neigung besteht, in den Λ-Betrieb zurückzufallen, jedoch können mäßige" Verringerungen im Betrag desjenigen Ruhestromes, der von der Strömquelle 20 verlangt wird, um gewünschte Ausgangsstrompegel aufrechtzuerhalten, erzielt werden, was Von erheblichem Vorteil bei Operationsverstärkern und anderweitigen Verstärkern ist, wo die Ausgangsleistungen nicht größer sind als einige hundert Milliwatt ödei einige Watt und wo folglich ein verhältnismäßig hohes Verhältnis von Ruhcausgangsstrom zu Spitzenausgangsslrom zugelassen werden kahiS, F,iri Verhältnis von /tu Rim zu /tu AMV. das ungefähr um eine Größenordnung kleiner ist als die Emitlerschaltungs-Durchlaßstromverstärkung der Transistoren ti und 12. ist annehmbar.

Kennt man den zulässigen Wert von /πι λμ γ und ein annehmbares Verhältnis von /πι mmi zu /πι λμυ. so können durch Auflösen der Gleichungen 10 und 11 worin /fii7 = Widerstandswerl des Widerstandes 117 und Ri;xT=dcr Widerstandswerl eines etwa zwischen dem Anschluß 118 und Masse liegenden Widerstandselementes. (In Fig, 3 ist kein solches externes Widcrstandselement gezeigt.) Die den Basen der Transistöfen 111 und 112 zugeleitete Vorspannung ist so beschaffen, daß der Strom la im wesentlichen in den Verhältnissen oder Anteilen Wifrww/f/ifrww+l) und /ο/(7?Λ·Μ>.ν+1) durch die Kollcktor-Emittcr-Strcckcn der Transistoren 111 bzw. 112 fließt.

Der Kollektorstrom des Transistors H) wird der Reihenschaltung des als Diode geschalteten Transistors 119 und des Widerstands 120 zugcleitcl und erzeug! dort eine Spannung, die /u den Basen der Transistoren 121 und 122 gelangt. Die Transistoren 12! und 122 sind in ihren Betriebseigenschaften dem Transistor 119 gleichartig, und ihre gegenkoppclndcn Emitterwiderstände 123 bzw. 124 haben den gleichen Widerstands •veri wie der Widcrsisnd !20. Die Koückiorsirömc der

Ru und /20 ermittelt werden.

Die Arbeitsweise des Transistors 11 zusammen mit dem nichllinearen Widerstandsnetzwerk 30 läßt sich auch wie folgt betrachten: Bei ansteigendem /» bewirkt der sich erhöhende Spannungsabfall am Widerstand 32, daß das Verhältnis von /πι zu I^ schneller als linear ansteigt. Bei verhältnismäßig niedrigen Werten von I^ tritt im wesentlichen kein Spannungsabfall am Widerstand 32 auf. In 1 ist daher /» proportional, und zwar um einen Faktor η wegen der bekannten Stromspiegelverstärkerwirkung eines Transistors, zu dessen Basis-Emitter-Übergang eine Diode parallelliegt. Bei verhältnismäßig hohen Werten von /55 wird der Spannungsabfall am Widerstand 32 von erheblicher Auswirkung und hat zur Folge, daß das Verhältnis von Int zu /35 wesentlich größer als η ist.'wie in der US-Patentschrift 35 34 279 gezeigt.

Bei Schaltungsanordnungen von der in Fig. 2 gezeigten Art können die Dioden 31 und 41 aus je einem Transistor mit Rückkopplung zwischen Kollektor und Basis bestehen. Bei einer solchen Schaltungsausführung können die Transistoren jeweils durch eine Darlingtonkaskade von Transistoren ersetzt werden, damit man ein höheres Verhältnis von Spitzen- zu Kuheausgangsstrom erhält.

Fig.3 zeigt einen AB-Verstärker 100. dessen Bestandteile im wesentlichen innerhalb der Grenzen angedeutet durch die gestrichelte Umrißlinie, enthalten sind. Im Verstärker 100 besteht die leitungsveränderliche Einrichtung aus einem Transistor 23' vom gleichen Leitungstyp wie die Endtransistoren 11 und 12.

Der AB-Verstärker 100 enthält ein Vorspannetzwerk 110. An den zusammengeschalteten Emittern zweier Transistoren 111 und 112 wird ein Strom /0 abgenommen. Die Spannung an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 11 und 12 ist gleich der Spannungsdifferenz oder dem Spannungsabfall an einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Halbleiterübergang (d.h. Vß£=0,65mV, ungefähr, für einen Siliciumübergang mit Kristallachsenorientierung 100). Dies ergibt sich aufgrund der Vorspannung, welche die Basen der Transistoren 111 und 112 von den in Durchlaßrichtung vorgespannten, als Diode geschalteten Transistoren 113,114,115 und 116 erhalten. /0 kann einfach nach dem Ohmschen Gesetz wie folgt errechnet werden:

I_n =

V,

R,

(13)

Transistorer· 119, 121 und 122 sind wegen der Gleichartigkeit der Basis-F.mittcrkreise und der Vorspannverhältnisse dieser Transistoren im wesentlichen gleichartig. Der Kollektorslrom des Transistors 119 ist im wesentlichen gleich dem Kolleklorslrombcdarf Iohr_eHrsi/(hrcHi>H+\) des Transistors 111. so daß die Kolleklorströme der Transistoren 121 und 122 im wesentlichen gleich /o/jfrWN/(7;wv/w + 1) sind. Der Kollektorstrom des Transistors 121 liefert den Durchlaßvorspannstrom für die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 111 —116. Zum Einleiten der Stromleitung im als Diode geschalteten Transistor 119 und Widerstand 120 wird ein Feldeffekttransistor 126 mit automatischer Vorspannungserzeugung verwendet. Dadurch erhält man die anfängliche Basisdurchlaßvorspannung für den Transistor 121, die erforderlich ist. damit dessen Kollektorstrom zu fließen beginnt und die Durchlaßvorspannung für die als Diode geschalteten Transistoren 111 —i 16 liefert. Der Kollektorstrom des Transistors 122 entspricht /₂n,dem Ruhevorspannstrom, der zwischen den Basen der Transistoren 11 und 12 in Beträgen aufgeteilt ist. die vom Leitwert der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 23' abhängen.

Der Kollektorstrom des Transistors 112 wird dem als Diode geschalteten Transistor 125 zugeleitet und erzeugt eine Spannung, die der Basis eines Doppelkollektor-Transistors 127 zugeleitet wird. Der Transistor 127 liefert dementsprechend an jedem seiner Kollektoren Kollektorströme, die dem Kollektorstrom des Transistors 125 proportional sind, der im wesentlichen gleich dem Kollektorstrombedarf Io/(hr_c+ 1) des Transistors 112 ist.

Einen ersten Kollektorstrom liefert der Doppelkollektor-Transistor 127 über die Leitung 128 an einen Differenzverstärker 130. Dieser Strom liefert die vereinigten Emitterströme von emittergekoppelten Doppelkollektor-Transistoren 131 und 132. Eingangssignalanschlüsse 133 und 134 des Differenzverstärkers 130 sind an die Basen der Transistoren 131 bzw. 132 über Verstärkertransistoren 135 bzw. 136 in Kollektorschaltung angekoppelt Einer der Kollektoren jedes der Transistoren 131 und 132 ist mit der Basis des betreffenden Transistors verbunden. Dies ergibt eine Gegenkopplung, durch weiche die Eingangsimpedanz (Eingangswiderstand) des Transistors (131 bzw. 132) ei niedrigt und die Wirkung der Kollektor-Basiskapazität dss Transistors, verringert wira, durch die sonst die Bandbreite der Differenzverstärkerstufe verkleinert würde. Der andere Kollektor der Transistoren 131 und

132 ist mit dem Eingangs- bzw. dem Ausgangskreis eines Stromspicgelverstärkers 140 verbunden, der eine aktive Lastschaltung mit dem Differenzverstärker 130 zur additiven Vereinigung der KollektorstromsignalschwankUiigert der Transistoren 131 und
bildet.

Der Stromspiegelverstärker 140 kehrt die itoj zugeleiteten Kollßktorstromschwankungen des Transistors 131 um in Stromschwankungen zur additiven Vereinigung mit den Kolleklorstronischwanküngen des Transistors 132 an der Basis des in Kollektorschaltung ausgelegten Verstärkertransistors 141. Durch Verstellen eines /wischen die Anschlüsse 144 und 145 geschalteten Potentiometers 143 kann der vom Differenzverstärker 130 an die Basis des Transistors 141 gelieferte Ruhcstrompegel verändert werden.

Bei Anliegen gleicher Vorspannungen an den Anschlüssen 133 und 134 und bei Abwesenheit einer SignHispdfifiüfig ivvisclicii liieren Arihuliiüssen wiiu uas Potentiometer 143 so eingestellt, daß der Transistor 141 einen ausreichenden Basisstrom erhält, um folgenden Ruhebetriebszusiand herzustellen: Der Emitterstrom des Transistors 141, der eine verstärkte Version des Basisstromes dieses Transistors darstellt, gelangt als Basisstrom zu einem nachgeschalteten Transistor 146 in Kollektorschaltung, der einen Emitterstrom verlangt, der eine zweifach verstärkte Version des dem Transistor 141 zugeleiteten Basisstromes darstellt. Der Emitterstrombedarf des Transistors 146 vom Schaltungspunkt 148 wird so eingestellt, daß er etwas kleiner ist als der dem Schaltungspunkt 148 über die Leitung 147 zugeleitete Kollektorstrom y(hicNPN+1) des Transistors 127. Der restliche Teil des dem Schaltungspunkt 148 zugeleiteten Stromes gelangt als Basisstrom zum Transistor 23', wodurch dessen Kollektor-Emitter-Strecke in einen gewünschten Stromleitungsgrad gesetzt wird. Das heißt, der Transistor 23' zweigt einen Teil des Stromes /20 vom nichtlinearen Widerstandsnetzwerk 30' und Transistor 11 ab und leitet diesen Teil des Stromes ho stattdessen dem nichtlinearen Widerstandsnetzwerk 40' und Transistor 12 zu. Die anteilige Verteilung des Kollektorstrumes /» des Transistor·; 122 zwischen der Anordnung 30', 11 und der Anordnung 40', 12 ist so, daß der Ruhestromfluß in der Klemme 13 Null wird. Das heißt, der Ruhestrom im nichtlinearen Widerstandsnetzwerk 30' plus dem Emitterruhestrom des Transistors 11 wird durch die Einstellung des Potentiometers 143 so eingestellt, daß er gleich dem Kollektorruhestrom des Transistors 12 ist. Die Widerstandsnetzwerke enthalten analog zu Fig.2 den als Diode geschalteten Transistor 31' bzw. AV und den Widerstand 32 bzw. 42.

Wenn die dem Eingangsanschluß 134 des Differenzverstärkers 130 zugeleitete Spannung positiver ist als die am Eingangsanschluß 133 des Differenzverstärkers liegende Spannung, so erhöht sich die Stromleitung des Transistors 131 gegenüber der des Transistors 132. Der erhöhte Kollektorstrom des Transistors 131, durch den Stromspiegelverstärker 140 in der Polarität umgekehrt, übersteigt den Kollektorstrom des Transistors 132 in einem erhöhten Ausmaß. Folglich wird vom Transistor 141 ein erhöhter Basisstrom entnommen. Dadurch erhöht sich der Emitterstrom des Transistors 141 proportional, und ein erhöhter Basisstrom wird vom Transistor 146 entnommen. Durch die erhöhte Basisstromentnahme vom Transistor 146 wird dessen Emitterstrombedarf proportional erhöht, so daß ein größerer Anteil des Kollektorstromes des Transistors 127 von der Basis des Transistors 23' abgezweigt wird. Das heißt, ein größerer Teil des zum Schaltpunkt 148 fließenden Stromes gelangt als Emitterstrom zum Transistor 146, und ein kleinerer Teil gelangt als Basisstrom zum Transistor 23'. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 2.3' wird dadurch weniger stark leitend gemacht. Dadurch erhöht sich der Anteil des Stromes /20, der als Basisstrom zum Transistor 11 gelangt, gegenüber demjenigen Teil von /20. der als Basisstrom zum Transistor 12 fließt. Dadurch wiederum erhöht sich der Kollektor-Emitter-Leitwert des Transistors II gegenüber dem des Transistors 12, so daß ein positiver Strom zur Last 18 gelangt.
Wenn die Spannung am Eingangsanschiuß Ü4 weniger positiv ist als die Spannung am Eingangsanschluß 133, so ergibt sich der entgegengesetzte Effekt, wie oben beschrieben, d.h. der Transistor 12 leitet stärker als der Transistor 11, und zur Last 18 gelangt ein negativer Strom.

Im Kopplungszweig /wischen dem Kollektor des Transistors 122 und dem nichllinearen Widerstandsnetzwerk 30' sowie der Basis des Transistors 11 liegt ein als Diode geschalteter Transistor 151. Dieser Transistor 151 setzt den Transistor 12 in die Lage, bei extremen

jo negativen Ausschwingungen der Ausgangssignalspannung an der Klemme 13 in den Zustand der Sättigungsleitung überzugehen.

Die Zwischenverstärkerschaltung mit den in Kollektorschaltung ausgelegten Verstärkertransistoren 141, 146 und der leitungsveränderlichen Einrichtung mit dem Transistor 23' enthält einen den Ausgangskreis mit dem Eingangskreis dieses Verstärkerteils koppelnden Phasenausgleichs-Kondensator 152. Dadurch ergibt sich eine große Abschwächung des Verstärkungsgrades des Verstärkers 100 für Frequenzen, die so hoch sind, daß die akkumulierte Phasenverschiebung zwisri.en Ein-

CTnnuCi1nCf*hIllR 1^^ 1IMrI rlpr Allcrronrrcl/lomrrx» ti

zusammen mit der durch die Signalumkehrung gegebenen Phasenumkehr sich einem Wert von 2 ;rgrad annähert. Durch Einführung einer einem RC-Glied mit Tiefpaßcharakteristik und mit nur einer Nullstelle in der komplexen Frequenzebene entsprechenden Zeitkonstante in die Übertragungscharakteristik des Operationsverstärkers zur Herabsetzung der Amplitude der Gesamtverstärkung des Verstärkers unter den Wert 1 für diese Frequenzen wird die Stabilität des vollständigen Operationsverstärkers gegen Selbstschwingen auch dann unbedingt, wenn eine direkte Rückkopplungsverbindung zwischen Klemme 13 und Anschluß 133 besteht.

(Diese Verbindung könnte den ohmschen Spannungsteiler mit den Widerständen 153,155 in F i g. 3 ersetzen.)

Bei etwas andersartiger Eingangsschaltung kann der Transistor 23' durch einen Transistor des entgegengesetzten Leitungstyps ersetzt werden, der mit seinem Emitter an die Basis des Transistors 151 und den Kollektor des Transistors 122 und mit seinem Kollektor an die Basis des Transistors 12 und die Kollektor-Basisverbindung des Transistors AV angeschlossen ist

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Überstromschutzschaltungsanordnung für zwei Transistoren eines Verstärkers, die mit ihren Keillektor-Emitter-Strecken in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen geschaltet sind, mit einem Anschluß für eine zu speisende Last zwischen diesen beiden Strecken, wobei die beiden Transistoren von Eingangs- und Vorspannsignalen gesteuert sind, die ihren Basen über eine signalgesteuerte Einrichtung veränderbarer Leitfähigkeit im Gegentaktprinzip zugeführt und so bemessen sind, daß sie unter dem kritischen Wert des Basisstromes für den jeweiligen Transistor liegen, bei dem eine Beschädigung dieses Transistors infolge übermäßiger Erwärmung durch den über die Kollektor-Emitter-Strecke fließenden Strom eintreten kann, g e kennzeichnet durch eine Stromquelle (20) für einen im wesentlichen konstanten Strom, der der signalgesteuerten Einrichtung (23) veränderbarer Leitfähigkeit zugeführt ist, die einen Teil des konstanten Stromes der Basis des einen Transistors (11) und den Rest des konstanten Stromes der Basis des anderen Transistors (12) in Abhängigkeit vom Kingangssignal zuleitet, wobei der konstante Strom kleiner ist als der kritische V'ert des Basisstromes.

2. Überstromschutzsehaliungsanordnunj? nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (20) an die Basis des ersten Transistors (11) angekoppelt ist und daß die s.gnalgesieuer.e Einrichtung (23) zwi-chen die Basen der beiden Transistoren (11, 12} gcsch-'tet ist. derart, daß cm Teil des konstanten Stromes der Stromquelle (20) zur Basis des zweiten Transr ors (12) abzweigbar ist(Fig. 1).

3. Überstromschiit/schdllungsanordnung nach Anspruch I oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die signalgesteuerte Einrichtung (23) einen dritten Transistor (23') enthält, der mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in einem Siromkieis /wischen den Basen des ersten und des zwei'en Transistors (11, 12) in solcher Polung liegt, daß er den von der Stromqu^r>lle (Transistoren 111, 112) gelieferten Strom leitet und daß die Basis des dritten Transistors (23 ) das [ingangssignal empfangt (I- 1 g. 3).

4. Uberstromschutzschaltiingsanordnung n.ich Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (23) und die Stromquelle (20) über einen Halhlciterübergang (Transistor 151) an die Basis des ersten Transistors(11Jangekoppelt sind(T 1 g. 3)

5. Ühcrstron'schtil/'-chalUingsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die beiden Transistoren des Verstärkers ßipnlar'ransistoren dos gleichen l.eitiingstyps sind, dadurch ge kennzeichnet, daß parallel zum f3asis Fmilter-Uber gang des ersten und des zweiten Transistors ic ein niihtlincurcs Widerstandsnetzwerk (30, 40) gesehal let ¹Si. d.is unter Riihestromverhältnissen leitend ist und dadurch Basisstrom vom Basis 1.mitter Übergang, lü Jcm ei parallel geschaltet ist, ab zweigt, und dessen Leitwert mit zunehmender anliegender Spannung weniger schnell ansteigt als der Leitwert des beireffenden Emitter-Basis-Übergangs, derart, daß der erste und der zweite Transistör für den AB-Verstärkungsbetricb vorgespannt werden (F ' g. 2).

Die Erfindung betrifft eine ÜberstramschuUischaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Überstromschutzschaltungsanordnung dieser Art für Gegentaktverstärkerstufen mit Transistoren, die mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken zwecks Anlegung einer Betriebsspannung in Reihe geschaltet sind, ist bekannt aus »Wireless World«, Juni 1968, S. 154 bis 156. Der in der Kollektor-Emitter-Strecke eines Verstärkertransistors fließende Strom wird dabei durch einen Widerstand geleitet, an dem eine Spannung auftritt, die dem einer Last zugeleiteten Strom entspracht und an den Basis-Emitter-Übergang eines Hilfstransistors gelegt wird. Unter Verhältnissen, die andernfalls einen Überstromzustand hervorrufen würden, ist diese Spannung so groß, daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Hilfstransistors leitet Die Kollektor-Emitter-Strecke des Hilfstransistors ist über den Basis-Emitter-Übergang des Verstärkertransistors geschaltet. Bei Stromleitung des Hilfstransistors wird ein Teil des Ansteuerstroms für den Verstärkertransistor von diesem abgeleitet, wodurch der Überstromzustand verhütet wird. Die bei dieser bekannten Methode des Überstromschutzes verwendete Rückkopplungsschlpife neigt in unerwünschter Weise zum Schwingen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Überstromschutzschaltungsanordnung zu schaffen, die unerwünschte Schwingungserscheinurt^en vermeidet.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1.

Die hier beschriebene .Schutzschaltung, bei der der Überstromschutz dadurch bewirkt wird, daß die Summe der den Basen der Verstärkertransistnren zugeleiteten Ströme auf einem im wesentlichen konstanten zulässigen Wert gehalten wird, hat den Vorteil einer bisher nicht erreichbaren Stabilität.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Ks zeigt

[ig! das teilweise in Blockform dargestellte Schaltschema einer Verstärkerschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

Γ i g. 2 das teilweise in Blockform dargestellte Schaltschema einer gegenüber der Anordnung nach Fig. 1 abgewandelten Verstärkerschaltung, die sich für den AB-Betrieb eignet, und

f i g. 3 das .Schallschema einer Verstärkeranordnung mit Vorverstärker sowie Treiber- und Endverstärkerstufen in erfindungsgemäßer Ausbildung mit Eignung zum hauptsächlichen Aufbau als monolithisch integrier te Verstärkerschaltung.

F i g. I zeigt eine Verstärkerschaltung 10 mit einer aus Transistoren 11 und 12 aufgebauten Endverstärkerstufe. Der Emitter des Transistors Il und der Kollektor des Transistors 12 sind an eine Klemme 13 angeschlossen, von der das Ausgangssignal abnehmbar ist. Zwischen Klemmen 14 und 1*5, an die der Kollektor des Transistors 11 bzw. der fvmitter des Transistors 12 angeschlossen sind, ist eine Betriebsspannung anlegbar. Diese Betriebsspannung wird von den in Reihe geschalteten Betriebsspannungsquellen 16 und 17 geliefert. Eine Last 18 für den Verstärker kann direkt zwischen die Ausgangsklemme 13 und den Verbindungspunkt 19 der Betriebsspannungsquellen 16 und 17 geschaltet sein, wie gezeigt. Statt dessen kann die Last 18 auch in Reihe mit einem Kondensator zwischen die Ausgangsklemme 13 und entweder die Klemme 14 oder die Klemme 15 geschaltet sein, in welchem Falle man mit einer einzigen Betriebsspannungsquelle anstelle der in Reihe geschalteten Betriebsspannungsquellen 16 und