CN100428639C - 低温极低噪声系数放大电路 - Google Patents
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Abstract
低温极低噪声系数放大电路涉及到微波通信电路技术领域，特别涉及接收机前端放大电路设计技术领域。其特征是，它采用微带混合电路，在输入匹配网络中采用高Q值的螺旋电感线圈、高Q值电容，使输入电路损耗减小而降低噪声；螺旋电感线圈两端采用双平行微带线结构，减小寄生参量；负反馈网络的微带线长度小于1/10工作波长，减少了寄生振荡；输入和输出匹配网络中采用串联小电阻提高了阻抗的实部值；输出匹配网络中主线和分支线串联的电阻大小适当配合使增益较大；输入输出匹配网络连接小于1/4工作波长的分支线减小了电路尺寸，使电路能在低温下长期工作。本发明同时满足低噪声、较大增益、低驻波比和能够在低温下长期工作等要求。
Description
技术领域
低温极低噪声系数放大电路涉及到微波通信电路技术领域，特别涉及接收机前端放大电路设计技术领域。
背景技术
无线通信，尤其是扩频制式无线通信技术在20世纪60年代进入实用以来获得了广泛推广和极大关注。组成无线通信硬件的主要部分是射频前端，射频前端由放大电路和前置滤波电路相连组成，见图1，信号由射频天线11接收，通过信号电缆输入前端处理电路。前端处理电路由滤波器13和低噪声放大器15组成，工作于低温真空腔12内，温控仪17控制真空腔保持70K的工作温度，真空腔中的温度由和放大器机械接触的冷头16测量反馈。此温度不仅能降低放大电路热噪声，同时保真前置滤波器13进入超导状态。信号经过前端处理电路的微失真放大后送后级信号处理部分18处理。
接收机前端是无线通信的硬件通道，所有传输的信号必须通过射频前端处理，它放大特定频段内的微弱微波信号，供后级电路处理。由于高频的关系射频前端至目前仍然是模拟制式，模拟电路的一个最大难点是噪声对信号的劣化。由于被放大的信号幅度微小，所以需要降低放大电路因为电器件的分子热振动引入的热噪声和器件的非线性引入的失真，怎样减小射频前端的噪声成为射频电路工程一个重要研究领域。衡量射频前端或者放大电路的重要指标有电路的噪声系数(定义为输出信噪比和输入信噪比的比值)，处理增益，输入输出电压驻波比，线性度。噪声是一种时域统计指标，噪声系数实际上是用来度量电路加性噪声在整体噪声的比例的一个指标，噪声系数一般是相对值用dB标度，良好的放大电路需要极低的噪声系数。为实现无噪放大，必须应尽量减少混杂在信号中的无用成分。由于电阻引入热噪声，所有的电感电容元件总是具有一定的损耗，电路中过多的元件势必引入各种独立噪声源，所以以噪声为设计目标的电路和常规的电路不同之处在于还要考虑将理想元件的统计性质计算入实际元件的品质因素Q值。
常规低噪声设计在移动通信频段一般采用两种形式：微带式电路和基于CMOS技术微波单片集成电路，但是这两种方法都不能达到最优性能。即使采用介电常数高达10厚度只有0.5mm的基片微带电路，在射频范围片上波长一般为140mm，这样一个1/4波长变换器的长度为35mm，导致噪声电路的面积超过应用的范围；而MMIC电路则由于其输入匹配只能采用具有很低的Q值的片上微带图形实现，使整机噪声性能成为体积缩小的代价，电指标不能满足高性能通信接收机的要求。常规设计放大电路的另外一个缺点是使用了集成电路，由于集成电路的封装引入了另外的寄生电感、电容和电阻效应，使这种方法设计的电路额外增加了噪声。
目前所公开的低噪声放大电路的都集中于常规的集成电路，不能将低温技术、混合电路、新输入匹配、新的电路稳定措施施加于降低噪声的尝试，因而都只能在室温的电路噪声温度下改善噪声系数，不能达到诸如100K的整体电路噪声。
发明内容
本发明的目的在于，提出了一种低温极低噪声系数放大电路，该电路能够同时满足低噪声、较大增益、稳定性好等要求，同时能够在低温下长期工作。
本发明含有场效应管，连接在信号输入端和所述场效应管的栅极之间的输入匹配网络，连接在所述场效应管的漏极和信号输出端之间的输出匹配网络，和连接在所述场效应管的源极的接地的负反馈网络；其特征在于，所述放大电路是微带线混合分立元件的微带混合电路，射频范围在300MHz～3GHz内，其中，
输入匹配网络含有：
串联在信号输入端和场效应管的栅极之间的输入主微带线上的微波电容C1、螺旋电感线圈L1，在所述微波电容C1和螺旋电感线圈L1之间的输入主微带线上，垂直于输入主微带线联接一条接地的长度小于1/4工作波长的分支微带线，在该分支微带线上依次串联一个阻值小于30Ω的电阻R1，和两个并联接地的滤波电容C3和C5，在所述滤波电容C3和C5的两端引入直流偏置电源Vg；所述螺旋电感线圈L1是直立放置的，其输入端和输出端所连接的输入主微带线是平行分布的；所述输入主微带线是实现50Ω阻抗的微带线；
输出匹配网络含有：
串联在所述场效应管的漏极和信号输出端之间的输出主微带线上的电阻R2和隔直电容C6，在所述电阻R2和电容C6之间的输出主微带线上，垂直于输出主微带线联接一条接地的分支微带线，其长度小于1/4工作波长；在该分支微带线上依次串联一个阻值为50～200Ω的电阻R3和两个并联接地的滤波电容C7和C8，在该滤波电容C7和C8的两端引入直流偏置电源Vd；所述输出主微带线是一段实现50Ω的微带线，所述电阻R2的阻值是电阻R3的1/10～1/5；
负反馈网络含有：
分别联接在所述场效应管源极的两个引脚上，并各自沿垂直于所述输入/输出主微带线的方向反向延伸接地的两条呈感性的微带线，所述两条微带线的长度小于1/10工作波长。
试验证明，本发明能够同时满足低噪声、较大增益、低驻波比、高线性度要求，能够在低温下长期工作，达到了预期的目的。
附图说明
图1是接收机前端***框图；
图2是接收机前端放大电路的常规设计框图；
图3是本放大电路的电路原理图；
图4是本发明实施例的电路分布示意图；
图5是螺旋电感线圈直立方式放置的示意图；
图6是本发明在CDMA频段噪声系数与频率的关系图；
图7是本发明在CDMA频段电压驻波比与频率的关系图；
图8是本发明在CDMA频段电路增益于频率的关系图。
具体实施方式：
结合附图说明本发明的具体实施方式。本发明适用的射频范围在300MHz-3GHz内。
如图2所示，本发明以场效应管HEMT作为放大器件，在场效应管的栅极和信号输入端之间是输入匹配网络，漏极和信号输出端之间是输出匹配网络，源极联接的是接地的负反馈网络。
如图3所示，输入匹配网络是T型阻抗网络。输入匹配网络可分为交流部分，包括：微带线S1、微波电容C1、螺旋电感线圈L1电阻R1和微带线S3；以及直流偏置部分，包括：滤波电容C3、C5和引入直流偏置电源的微带线S4。交流部分只涉及3个分立元件C1、L1、R1，这样能够减少热噪声源。其中S1是实现50Ω阻抗的输入主微带线。C1仅仅为了实现隔直流作用，由于处于输入主线上，C1的品质因素很重要，必须选用高Q微波电容，一般来说Q值大于100，实现的性能较好。相位匹配主要由高品质因数的螺旋线圈电感L1实现，L1是直立放置的(见图5)，以减小输入主微带线的长度，从而减小电路尺寸，其圈数可以在5圈以下，L1输入和输出端所连接的输入主微带线是平行分布的，以减小电感漏磁和电场造成晶体管寄生耦合振荡的现象。电阻R1是串联在分支微带线上的小电阻，其接入点接近分支点，其阻值小于30Ω，电阻R1对噪声的影响可以忽略，但它是抑制电路带外振荡的关键元件，由于射频工作频段分立电阻的分布效应不明显本发明大胆采用了这种传统微波电路不可能采用的稳定电路方式。分支微带线的末端通过两个滤除不同频段的滤波去耦电容C3、C5交流接地，C3和C5分别为100pf和1000pf量级，在滤波电容C3、C5两端以微带线S4引入直流偏置电源Vg。分支微带线S3的长度与传统电路的不同，采用小于1/4工作波长的微带线，这样可以缩小直流偏置占用的面积。在本输入匹配电路中，螺旋电感线圈L1的输入端和输出端所连接的输入主微带线平行分布，是由于移动通信射频接收机对该分布形式不敏感，这样可以减小电感漏磁和电场造成晶体管寄生耦合振荡现象。
见负反馈网络，由于场效应管具有两个源极引脚，因此采用两段微带线S5和S6并联，微带线呈感性。
输出匹配网络也采用T型网络实现。场效应管的漏极连接提高稳定性系数的电阻R2，紧接着连接一段分支微带线引入直流偏置。在分支微带线上依次串联抑制带外振荡的电阻R3和两个并联接地的滤波去耦电容C7和C8，C7和C8分别为100pf和1000pf量级，在C7和C8的两端以高微波阻抗的微带线S9引入直流偏置电源Vd。电阻R3用于抑制带外振荡，由于输出回路对噪声系数影响甚小，因此可采用50~200Ω电阻衰减带外信号。电阻R2的阻值为电阻R3的1/10~1/5。支路微带线S8实现虚部匹配，其长度小于1/4工作波长。S10是实现50欧姆阻抗变换的输出主微带线，电容C6用于隔直并联接下一级负载。
如图4所示，是本发明在CDMA移动通信825-835MHz频段的电路分布示意图。在输入匹配网络中，微波SMA接头连接信源到50欧姆阻抗微带线41(S1)，信号经隔直流36pf专用微波电容C1，紧接着连接分支微带线43(S3)，然后联接螺旋电感线圈L1，L1的安装可在陶瓷基片上打出-3mm通孔，将L1垂直于基片直立放入通孔，可减小与基片耦合的损耗，同时也可减小输入匹配微带线长度；L1两端的输入主微带线相距3mm平行分布。46是螺旋电感线圈L1的输出端与场效应管的栅极的一个焊脚，从场效应管的栅极往信号源看入的阻抗应该与场效应管的最佳噪声匹配点共轭。晶体管的最佳噪声输入阻抗经过螺旋电感L1和焊脚46进行相位变换，然后并联分支微带线，实现阻抗虚部匹配。输入主线上联接的分支微带线43(S3)总长为30mm，在微带线接近与主线节点的地方串联抑制带外振荡的22欧姆电阻R1，分支微带线在中部弯曲90度并延伸至末尾并联两个接地滤波电容C3(200pf)和C5(2000pf)，两个滤波电容两端通过高微波阻抗的微带线414(S4)引入直流偏置电源Vg。在输入匹配网络中，微波隔直流电容C1采用专用高Q电容，电感L1采用Ag镀层以提高品质因数Q，其线径大小、螺旋半径以及圈数可以经过模型计算仿真和谐振点测量选择而得到，如采用3圈，直径为3mm，这些措施可以减小电路的损耗。源极负反馈网络是两条感性微带线47(S5)和48(S6)，负反馈线长度一般不大于1/4工作波长，实际中往往在1/10工作波长以下，以保证寄生参量可以忽略。两段微带线应垂直于主微带线，并相互呈反方向延伸，然后接地。其宽均为1.2mm，长度均为7.8mm，微带线47通过3个直径0.8mm过孔与地相连，微带线48卷边接地，可以缩小电路尺寸。输出匹配网络中，放大信号从场效应管的漏极输出，经过电阻R2提高稳定性系数，电阻R2的阻值为R3的1/8。紧接着联接分支微带线411(S8)，在分支微带线411接近分支线与主线节点的地方串联一个抑制带外振荡的电阻R3，其阻值为100欧姆；分支微带线的宽度0.3mm，长度9mm，末端通过C7(200pf)和C8(2000pf)电容经过通孔接地，在滤波电容两端用高微波阻抗的微带线413(S9)引入直流偏置电源Vd。实现50Ω阻抗的微带线412(S10)串联一个36pf隔直电容C6后连接下一级负载。为了不影响无源微波电路和与微波环境绝缘，本发明的整个电路封装在和电路基片面积相同的金属盒中，该金属盒接地，为了使基片良好接地，由于环境温度变化达到200K，通过热膨胀系数与基片相近的金属铟与金属盒底焊接在一起，以保证低温下电路不脱落。
综上所述，本发明通过以下特点达到低噪声、较大增益、稳定性好，能够在低温下长期工作的要求：
1、低噪声：主要来源于输入网络，采用高Q值的螺旋电感线圈L1，高Q值微波电容C1使输入电路的损耗减小，因而降低噪声。
2、稳定性：L1两端的输入双平行微带线结构，减小寄生参量；R1，R2、R3为小电阻，提高输入输出匹配网络阻抗的实部值；负反馈的长度小于1/10工作波长，减少寄生振荡；
3、较大增益：R2、R3的阻值大小的配合使增益较大；
4、在低温下长期工作：微带混合结构，减小电路尺寸，使其适于低温超导环境。
在对本发明进行各项性能实验，得到如图6、7、8所示结构，可见本发明在CDMA频段内其噪声系数51低于0.38dB，其输入反射系数61小于-16.5dB，其增益比71大于17.2dB。本发明的尺寸仅为22mm*35m，功耗为20mW。由此可见，本发明采用微带混合分立元件的方式，使射频接收机前端的放大电路同时具备了低噪声、较大增益、稳定性好、尺寸小等要求，能够在低温下长期工作，应用于接收机前端时能够达到很好的效果。
Claims (1)
1、低温极低噪声系数放大电路，含有场效应管，连接在信号输入端和所述场效应管的栅极之间的输入匹配网络，连接在所述场效应管的漏极和信号输出端之间的输出匹配网络，和连接在所述场效应管的源极的接地的负反馈网络；其特征在于，所述放大电路是微带线混合分立元件的微带混合电路，射频范围在300MHz～3GHz内，其中，
输入匹配网络含有：
串联在信号输入端和场效应管的栅极之间的输入主微带线上的微波电容C1、螺旋电感线圈L1，在所述微波电容C1和螺旋电感线圈L1之间的输入主微带线上，垂直于输入主微带线联接一条接地的长度小于1/4工作波长的分支微带线，在该分支微带线上依次串联一个阻值小于30Ω的电阻R1，和两个并联接地的滤波电容C3和C5，在所述滤波电容C3和C5的两端引入直流偏置电源Vg；所述螺旋电感线圈L1是直立放置的，其输入端和输出端所连接的输入主微带线是平行分布的；所述输入主微带线是实现50Ω阻抗的微带线；
输出匹配网络含有：
串联在所述场效应管的漏极和信号输出端之间的输出主微带线上的电阻R2和隔直电容C6，在所述电阻R2和电容C6之间的输出主微带线上，垂直于输出主微带线联接一条接地的分支微带线，其长度小于1/4工作波长；在该分支微带线上依次串联一个阻值为50～200Ω的电阻R3和两个并联接地的滤波电容C7和C8，在该滤波电容C7和C8的两端引入直流偏置电源Vd；所述输出主微带线是一段实现50Ω的微带线，所述电阻R2的阻值是电阻R3的1/10～1/5；
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| 在第三代通信放大器中HBT挑战MESFET. 郑华.电子产品世界，第2001.5B期. 2001 |
| 在第三代通信放大器中HBT挑战MESFET. 郑华.电子产品世界，第2001.5B期. 2001 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1545214A (zh) | 2004-11-10 |
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