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Stand der Technik
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Bei herkömmlichen Resonanzwandlern sorgt ein Resonanzkreis oder Schwingkreis dafür, dass die Transistoren im Strom- oder Spannungsnulldurchgang geschaltet werden können. Für die Regelung der Ausgangsspannung werden herkömmliche Resonanzwandler in der Regel mit fester Pulslänge und variabler Frequenz angesteuert. Die Pulslänge ist dabei üblicherweise gleich der halben Schwingungsdauer des Resonanzkreises, so dass im Schwingungsnulldurchgang die Transistoren ausgeschaltet werden können.
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Der Resonanzkreis kann sowohl primärseitig oder sekundärseitig angeordnet sein. Üblicherweise wird bei Verwendung eines Serienresonanzkreises im Stromnulldurchgangspunkt und bei Verwendung eines Parallelresonanzkreises im Spannungsnulldurchgang geschaltet.
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Offenbarung der Erfindung
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Für manche Anwendungen ist es erforderlich die Ausgangsspannung möglichst schnell zu schalten. Die Vorrichtung und das Verfahren gemäß der unabhängigen Ansprüche bietet eine besonders vorteilhafte Ansteuerung eines elektronischen Schaltelements eines Resonanzgleichstromwandlers.
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Durch die in den abhängigen Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Vorrichtung möglich.
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Besonders vorteilhaft ist es, wenn zum Ansteuern ein Regler verwendet wird, der einen Teil eines Zweipunktstromreglers umfasst. Solche Zweipunktstromregler, die vorzugsweise asynchron arbeiten, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, sind günstig als integrierte Schaltkreise erhältlich und können zur Darstellung eines preiswerten Resonanzgleichstromwandlers verwendet werden.
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Ein Ausführungsbeispiel wird im Folgenden anhand der 1 bis 7 beschrieben.
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1 zeigt eine Vorrichtung zum Ansteuern eines elektronischen Schaltelements eines Resonanzgleichstromwandlers;
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2–5 zeigen Betriebszustände des Resonanzgleichstromwandlers;
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6–7 zeigen Spannungs- und Stromverläufe im Resonanzbetrieb.
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1 zeigt einen Teil eines Resonanzgleichstromwandlers 120. Der Resonanzgleichstromwandler 120 umfasst eine Vorrichtung 100 zum Ansteuern eines elektronischen Schaltelements 101 des Resonanzgleichstromwandlers 120. Vorzugsweise ist das elektronische Schaltelement 101 ein Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate. Besonders geeignet ist beispielsweise ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor bekannt als MOSFET.
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Der Resonanzgleichstromwandler 120 umfasst einen Kondensator 103, eine Diode 104 und eine Spule 102. Diese bilden Teil des Schwingkreises des Resonanzgleichstromwandlers 120.
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Die Ausgangsspannung des Resonanzgleichstromwandlers 120 wird wie in 1 gezeigt, an UA abgegriffen. Die Versorgungsspannung liegt, wie in 1 gezeigt, am Punkt UV an.
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Die Vorrichtung 100 umfasst einen Teil eines Zweipunktstromreglers. Der Zweipunktstromregler umfasst einen ersten Differenzverstärker 107, einen zweiten Differenzverstärke 113, einen ersten Komparator 111, einen zweiten Komparator 112, einen ersten Digital-Analog-Konverter 114 und einen zweiten Digital-Analog-Konverter 115. Der Ausgang des ersten Differenzverstärkers 107 und der Ausgang des ersten Digital-Analog-Konverters 114 sind jeweils mit einem Eingang des ersten Komparators 111 verbunden. Der Ausgang des zweiten Differenzverstärkers 113 und der Ausgang des zweiten Digital-Analog-Konverters 115 sind mit jeweils einem Eingang des zweiten Komparators 112 verbunden. Der Ausgang des ersten Komparators 111 und der Ausgang des zweiten Komparators 112 sind mit einem Schaltkreis 116 verbunden. Der Schaltkreis 116 ist im Beispiel in 1 ein Flip-Flop. In diesem Fall ist der erste Komparator 111 mit dem Reset-Eingang (R) und der zweite Komparator 112 mit dem Set-Eingang (S) des Flip-Flops verbunden. Alternativ kann auch eine andere digitale Logikeinheit verwendet werden. Der Ausgang des Schaltkreises 116, beim Flip-Flop mit D bezeichnet, ist über ein Umschaltelement 110 mit einem Treiber 117 verbunden. Der Treiber 117 ist mit dem elektronischen Schaltelement 101 verbunden. Im Beispiel in 1 ist der Treiber 117 mit dem Gate-Eingang des MOSFET verbunden.
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Die Vorrichtung 100 umfasst ein erstes Erfassungsmittel zum Erfassen einer ersten Kenngröße, die eine Spannung in dem Schwingkreis des Resonanzgleichstromwandlers 120 charakterisiert. Das erste Erfassungsmittel umfasst beispielsweise einen Schaltkreis 105 der ausgebildet ist, um ein Flag-Status aus einer am Eingang des Schaltkreises 105 anliegenden Spannung zu bestimmen. Das erste Erfassungsmittel kann auch einen Spannungsteiler 106 umfassen. Vorzugsweise wird die Drain-Spannung UD des MOSFET über den Spannungsteiler 106 auf den Eingang des Schaltkreises 105 geführt. Dabei ist der Spannungsteiler 106 so dimensioniert, dass die Drain-Spannung UD so reduziert wird, dass die Eingangsspannung am Schaltkreis 105 dessen Spezifikation entspricht.
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Die Vorrichtung 100 umfasst zudem ein Ermittlungselement 109 das eine erste Stellgröße S1 zur Verwendung bei der Ansteuerung des elektronischen Schaltelements 101 aus der ersten Kenngröße ermittelt. Beispielsweise ist die erste Kenngröße der Flag-Status der im Schaltkreis 105 festgestellt wird. Im Beispiel ist der Flag-Status "hoch" einer hohen Ausgangsspannung, d.h. hohen Pegel, des Schaltkreises 105 zugeordnet. Der Flag-Status "niedrig" ist einer niedrigen Ausgangsspannung, d.h. niedrigen Pegel, des Schaltkreises 105 zugeordnet. Als Ermittlungselement 109 wird beispielsweise ein Inverter verwendet, der den Ausgang des Schaltkreises 105 invertiert. Die Vorrichtung 100 umfasst zudem einen Digital-Einheit 118, beispielsweise einen Mikroprozessor, die an einem Eingang mit dem Ausgang des Inverters 109 verbunden ist. Zudem umfasst die Digital-Einheit 118 einen Ausgang zur Ausgabe eines Umschaltsignals t an das Umschaltelement 110. Das Umschaltelement 110 ist so ausgebildet, dass es zwischen der Verwendung der ersten Stellgröße S1 und der Verwendung einer zweiten Stellgröße S2 umschalten kann. Die erste Stellgröße S1 wird dem Umschaltelement 110 vom Ausgang des Ermittlungselements 109 zugeführt. Die zweite Stellgröße S2 wird dem Umschaltelement 110 vom Ausgang des Schaltkreises 116 zugeführt.
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Im Beispiel wird somit als erste Stellgröße S1 der invertierte Flag-Status verwendet. Als zweite Stellgröße S2 wird im Beispiel der Ausgang des Flip-Flops verwendet.
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Dies bedeutet, dass das Umschaltelement 110 zur Ansteuerung des Treibers 117 zwischen der Verwendung des Teils des Zweipunktstromreglers und eine Direktansteuerung des MOSFETs abhängig von der Drain-Spannung umschaltet.
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Um die zweite Stellgröße S2 zu ermitteln, ist ein zweites Erfassungsmittel zum Erfassen einer zweiten Kenngröße, die einen Strom im Schwingkreis des Resonanzgleichstromwandlers charakterisiert, vorgesehen. Im Beispiel umfasst das zweite Erfassungsmittel den ersten Differenzverstärker 107 und einen Widerstand 108 der im Beispiel zwischen dem Source-Eingang des MOSFET und Erde angeordnet ist. Dies bedeutet, dass am Widerstand 108 eine Spannung UR abgegriffen werden kann, die proportional ist zum Strom im MOSFET beziehungsweise der Spule 102. Der Strom i im Schwingkreis wird also als Spannung UR über dem Widerstand 108 erfasst. Diese Spannung UR wird im Differenzverstärker 107 verstärkt und im Komparator 111 mit der vom Digital-Analog-Konverter 114 vorgegebenen Spannung verglichen. Im Beispiel wird diese vom Digital-Analog-Konverter vorgegebene Spannung 114 so eingestellt, dass sie einer oberen Stromschwelle des Stroms i im Schwingkreis entspricht. Dadurch ermittelt der Komparator 111 die zweite Kenngröße als Eingang für den Schaltkreis 116. Wenn, wie im Beispiel, ein Flip-Flop verwendet wird, bedeutet dies, dass die zweite Kenngröße vom Flip-Flop verwendet wird, um mittels der Logiktabelle die durch das Flip-Flop abgebildet wird, die zweite Stellgröße S2 zu ermitteln.
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Die Vorrichtung 100 wird beispielsweise durch einen Application-Specific-Integrated-Circuit (ASIC) dargestellt. Dieser ASIC umfasst im Beispiel auch den Spannungsteiler 106. Alternativ kann der Spannungsteiler 106 auch als äußere Beschaltung des ASIC vorgesehen sein. Im Beispiel ist der Widerstand 108 kein Bestandteil des ASIC. Alternativ kann der Widerstand 108 in den ASIC integriert sein.
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Der Treiber 117 ist beispielsweise ausgebildet ein Ansteuersignal für einen Feldeffekt-Transistor mit isoliertem Gate abhängig von der verwendeten Stellgröße zu erzeugen. Im Beispiel ist der Treiber 117 eine integrierte Verstärkerschaltung die zur Ansteuerung des MOSFET ausgebildet ist.
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Die Digital-Einheit 118 ist beispielsweise ausgebildet abhängig vom Ergebnis des Vergleichs der ersten Kenngröße S1 mit einem Schwellwert das Umschaltsignal t für das Umschaltelement 110 zu ermitteln. Dazu sind die Digital-Einheit 118, das erste Erfassungsmittel und das Umschaltelement 110 so ausgebildet, dass sie zusammenwirken, um von der Verwendung der ersten Stellgröße S1 zur Verwendung der zweiten Stellgröße S2 umzuschalten, wenn die Spannung im Schwingkreis einen ersten Schwellwert unterschreitet. Der erste Schwellwert ist beispielsweise 0 Volt. Dadurch wird im Zeitpunkt, in dem der MOSFET spannungslos ist, geschaltet.
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Vorzugsweise sind das erste Erfassungsmittel, die Digital-Einheit 118 und das Umschaltelement 110 ausgebildet um zusammenzuwirken, um von der Verwendung der zweiten Stellgröße S2 zur Verwendung der ersten Stellgröße S1 umzuschalten, wenn die Spannung UD im Schwingkreis einen zweiten Schwellwert erreicht. Der zweite Schwellwert ist beispielsweise die vorgegebene Ausgangsspannung UA des Resonanzgleichstromwandlers.
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Die Vorrichtung und das Verfahren zum Ansteuern des elektronischen Schaltelements 101 werden nun anhand von Phasen der Betriebszustände des Resonanzgleichstromwandlers 120 beschrieben.
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6 zeigt den Verlauf der Spannungen und Ströme im Resonanzbetrieb.
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Das Diagramm in 6 zeigt den Stromverlauf durch die Spule 102 und die Spannung UD am MOSFET. Zudem sind in 6 ideale Schaltzeitpunkte für den Resonanzbetrieb dargestellt.
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Wie erwähnt entspricht der Stromverlauf durch die Spule 102 dem Strom i der als Spannung UR am Widerstand 108 erfassbar ist. Der Schwellwert für den idealen Ausschaltpunkt des MOSFET ist als IThr_h in 6 dargestellt. Demnach ist der ideale Ausschaltpunkt der Zeitpunkt zu dem der Strom durch die Spule 102 das obere Stromniveau IThr_h erreicht. Zu diesem Zeitpunkt steigt wie in 6 gezeigt die Spannung UD an.
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Der ideale Einschaltzeitpunkt für den MOSFET ist der Zeitpunkt zu dem die Spannung UD = 0 Volt ist. Dann ist spannungsloses Schalten des MOSFET ohne Einschaltverluste im MOSFET möglich. Dieser Punkt ist wie in 6 gezeigt erreicht, wenn die Spannung UD = 0 Volt ist.
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7 zeigt ein weiteres Diagramm in dem der Stromverlauf durch die Spule 102 und die Spannung UD am MOSFET dargestellt sind. Zudem sind in 7 mögliche reale Schaltzeitfenster für den Resonanzbetrieb eingezeichnet. Schalten ist in diesen Schaltzeitfenstern möglich ohne den Resonanzbetrieb zu beeinträchtigen.
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7 zeigt zudem vier Phasen des Resonanzbetriebs, die vier Betriebszuständen des Resonanzgleichstromwandlers entsprechen.
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In der mit 1 bezeichneten ersten Phase ist der MOSFET aktiv. In dieser Phase erfolgt asynchrone Stromregelung bis zum oberen Stromniveau IThr_h.
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In der mit 2 bezeichneten zweiten Phase wird der MOSFET deaktiviert, wenn das obere Stromniveau IThr_h erreicht ist. Je nachdem wie das obere oberen Stromniveau IThr_h definiert ist, kann der Zeitpunkt innerhalb des Zeitschaltfensters variiert werden.
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In der mit 3 bezeichneten dritten Phase ist der MOSFET zunächst ausgeschaltet. Dies bedeutet, dass der MOSFET wird in direkter Abhängigkeit von der Spannung UD angesteuert. In dieser Phase wird daher der erste Sollwert S1 zum Treiber 117 durchgeschaltet.
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In der mit 4 bezeichneten vierten Phase wird der MOSFET dann direkt eingeschaltet sobald die Spannung UD den ersten Schwellwert unterschreitet.
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Im Anschluss an die Phase 4 folgt wie in 7 dargestellt wieder die Phase 1. In dieser wird der MOSFET aktiv im asynchronen Stromregelmodus angesteuert.
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2 zeigt den Zustand der Vorrichtung 100 während des Betriebs in der ersten Phase. In diesem asynchronen Stromregelmodus ist das Umschaltelement 110 so eingestellt, dass die zweite Stellgröße S2 zur Ansteuerung eines elektronischen Schaltelements 101 verwendet wird. 2 zeigt die dann im Regler anliegenden Spannungen. Beispielsweise liegt am Ausgang des zweiten Komparators 112 und damit am Eingang S des Flip-Flops 116 ein hoher Pegel an. Gleichzeitig liegt am Ausgang des ersten Komparators 111 und damit am Eingang R des Flip-Flops ein niedriger Pegel an. Gemäß der Logiktabelle des Flip-Flops 116 bedeutet dies am Ausgang D des Flip-Flops einen hohen Pegel. Dieser liegt als zweiter Sollwert S2 am Eingang des Umschaltelements 110 an und wird vom Treiber 117 zur Ansteuerung des MOSFET mit einem hohen Pegel verwendet.
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Die Schaltung des Umschaltelements 110 erfolgt abhängig von der erfassten ersten Kenngröße die die Spannung UD im Schwingkreis charakterisiert. In der Phase 1 ist die Spannung UD wie auch in 7 dargestellt, auf dem unteren Wert, beispielsweise 0 Volt. Dies führt zu einem niedrigen Pegel am Ausgang des Spannungsteilers 106 und damit am Eingang des Schaltkreises 105. Dieses Signal wird durch das Ermittlungselement 109 invertiert und führt dort zu einem hohen Pegel.
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Damit liegt am Eingang des Mikrocontrollers 118 ebenfalls ein hoher Pegel an. Dieser führt dazu, dass die Digital-Einheit 118 das Anliegen der niedrigen Spannung UD von beispielsweise 0 Volt feststellt und entsprechend das Umschaltsignal t auf den Wert setzt, der das Umschaltelement 110 zur Verwendung der zweiten Stellgröße S2 schaltet.
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3 zeigt den Betriebszustand der Vorrichtung 100 in der zweiten Phase. In dieser Phase wird das obere Stromniveau IThr_h im asynchronen Stromregelmodus erreicht. Die dann anliegenden Signale sind in 3 dargestellt. Am Ausgang des ersten Komparators 111 ist eine steigende Flanke feststellbar, wenn der Ausgang des Komparators 111 auf hohen Pegel kippt. Damit ändert sich auch der Pegel am Ausgang des Flip Flops von hoch auf niedrig. Dies bedeutet, dass sich die zweite Stellgröße S2, die auch in der zweiten Phase zum Ansteuern des MOSFET verwendet wird, auf den niedrigen Pegel ändert. Das vom Treiber 117 ausgegebene Ansteuersignal ist somit nach dem Fallen der Flanke niedrig. Damit wird der MOSFET ausgeschaltet.
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4 stellt die Vorrichtung 100 im Betriebszustand dar der der Phase 3 entspricht. In dieser Phase wird von der Verwendung der zweiten Stellgröße S2 auf die Verwendung der ersten Stellgröße S1 umgeschaltet. Dies bedeutet, dass gemäß 4 das Umschaltelement 110 die erste Stellgröße S1 zur Ansteuerung des MOSFET über den Treiber 117 verwendet. Gemäß 4 liegt am Ausgang des Spannungsteilers 106 in dieser Phase ein hoher Pegel an, da die Spannung UD sich von 0 Volt auf die Ausgangsspannung UA ändert, sobald der MOSFET komplett im hochohmigen Zustand ist. Damit liegt am Eingang des Schaltkreises 105 ein hoher Pegel an. Dieser wird durch das Ermittlungselement 109 in einen niedrigen Pegel invertiert. Somit ist die erste Stellgröße S1 auf dem niedrigen Pegel. Dieser liegt auch am Eingang des Digital-Einheits 118 an, der daraus das Umschaltsignal t so bestimmt, dass auf die Verwendung der ersten Stellgröße S1 um geschaltet wird. Dies bedeutet, dass vom Zweipunktstromregelmodus auf den direkten Ansteuermodus umgeschaltet wird, indem die Ansteuerung des MOSFET in direkter Abhängigkeit von der Spannung UD erfolgt.
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5 zeigt den Zustand der Vorrichtung 100 in der vierten Phase. In dieser wird der MOSFET direkt in Abhängigkeit von UD eingeschaltet.
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Die Pegel am Ausgang des Spannungswandlers und somit auch der Pegel der ersten Stellgröße S1 ändern sich abhängig von der Spannung UD. Wie in 5 dargestellt, ändern sich der Ausgang des Spannungsteilers 106 und damit der Eingang des Schaltkreises 105 vom hohen Pegel zum niedrigen Pegel, wenn die Spannung UD sinkt. Sobald die am Eingang des Schaltkreises 105 anliegende Spannung den ersten Schwellwert erreicht oder unterschreitet, beispielsweise 0 Volt wird, oder die digitale Lowschwelle des Flag-Inputs am ASIC unterschreitet, wird der Ausgang des Schaltkreises 105 auf niedrig geschaltet. Dieses Signal wird durch das Ermittlungselement 109 invertiert, womit die erste Stellgröße S1 den Übergang von niedrigem Pegel zu hohem Pegel macht. Diese erste Stellgröße S1 wird über die Umschalteinheit 110 und den Treiber 117 zur Ansteuerung des MOSFET verwendet. Damit liegt am Ausgang des Treibers 117 ebenfalls ein Übergang vom niedrigen zum hohen Pegel vor.
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Da die erste Stellgröße S1 nur durch den Schaltkreis 105 und das Ermittlungselement 109 verändert wird, können extrem kurze Einschaltzeiten erreicht werden. Diese bewegen sich im Bereich von hunderten von Nanosekunden Verzögerung bis der MOSFET eingeschaltet wird. Dies wird durch die direkte Verwendung der Spannung UD am Drain des MOSFET zur Ermittlung der Ansteuerungsgrößen für den MOSFET erreicht.
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Ein Verfahren zum Ansteuern eines elektronischen Schaltelements 101 des Resonanzgleichstromwandlers 120 umfasst beispielsweise die Schritte
- – Erfassen der ersten Kenngröße, die die Spannung UD in dem Schwingkreis des Resonanzgleichstromwandlers charakterisiert,
- – Erfassen der zweiten Kenngröße, die den Strom i im Schwingkreis des Resonanzgleichstromwandlers charakterisiert,
- – Ermitteln der ersten Stellgröße S1 zur Verwendung bei der Ansteuerung des elektronischen Schaltelements 101 aus der ersten Kenngröße,
- – Ermitteln der zweiten Stellgröße S2 zur Verwendung bei der Ansteuerung des elektronischen Schaltelements 101 aus der zweiten Kenngröße, und
- – Umschalten zwischen der Verwendung der ersten Stellgröße S1 und der Verwendung der zweiten Stellgröße S2 abhängig von der ersten Kenngröße.
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Die erste Kenngröße im Beispiel ist ein Flag das im ASIC aus dem vom Spannungsteiler 106 bereitgestellten Spannungssignal erzeugt wird. Die zweite Kenngröße ist beispielsweise das Ausgangssignal des ersten Differenzverstärkers das als Eingang für den ersten Komparator 111 verwendet wird. Alternativ kann als zweite Kenngröße auch der Ausgang des Komparators 111 oder einer der Eingänge des Differenzverstärkers 107 verwendet werden. Die erste Kenngröße kann auch das vom Inverter 109 bereitgestellte invertierte Flag sein. Genauso kann die über dem Widerstand 108 abgegriffene Spannung UR als zweite Kenngröße verwendet werden.
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Anstelle eines ASIC kann genauso ein anderer integrierter Regler beispielsweise ein Field-Programmable-Gate-Array verwendet werden. Die entsprechende Beschaltung mit Widerstand 108 und Spannungsteiler 106 oder Treiber 117 ist dann gegebenenfalls integriert oder extern vorgesehen.
