DE102008044634B4

DE102008044634B4 - Vorrichtung und Verfahren zum Erfassen eines Durchschnittswerts eines geschalteten Stromes in einer Spule

Info

Publication number: DE102008044634B4
Application number: DE102008044634.3A
Authority: DE
Inventors: Vincent Lorentz; Dr. Berberich Sven; Dr. März Martin
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2008-08-27
Filing date: 2008-08-27
Publication date: 2017-12-21
Anticipated expiration: 2028-08-28
Also published as: US20100052637A1; DE102008044634A1; US8498089B2

Abstract

Vorrichtung (200) zum Erfassen eines Durchschnittswerts eines geschalteten Stromes (IL1) in einer Spule (L1), der über einen Schalttransistor (M1) geschaltet an die Spule (L1) anlegbar ist, wobei die Vorrichtung (200) folgende gegenständliche Merkmale aufweist: einen Erfassungstransistor eine Schaltung (201), die ausgelegt ist, um zu einem vorbestimmten Zeitpunkt (t0) eine Spannung), die einer Spannung (VSW1) über dem Schalttransistor (M1) entspricht, abzutasten und eine Haltespannung (Vhold) bereitzustellen; und ein Steuerelement (202), das ausgelegt ist, um ansprechend auf die von der Schaltung (201) bereitgestellte Haltespannung (Vhold) die Arbeitspunkte des Schalttransistors (M1) und des Erfassungstransistors (M1a) anzupassen und in Abhängigkeit von einem Strom (Isense) durch den Erfassungstransistor ein Ausgangssignal (Vsense) auszugeben, das ein Maß für den Durchschnittswert des geschalteten Stroms ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erfassen eines Stromes in einer Spule, der über einen Schalttransistor geschaltet an die Spule angelegt wird.
In einem System kann ein Stromwert, z. B. zur Erkennung eines Überlastbetriebs oder eines Kurzschlusses erfasst werden. Der Stromwert kann aber auch als Regelgröße benutzt werden, wie z. B. in geregelten Stromquellen. Mögliche Anwendungsgebiete der Erfindung sind alle Arten von Spannungs- und Stromwandlern, insbesondere CMOS-integrierte DC/DC-Wandler.
Damit das Bauvolumen der passiven Bauelemente im Versorgungsteil in mobilen Systemen weiter reduziert werden kann, kann es beispielsweise erforderlich sein, die in DC/DC-Wandlern verwendete Schaltfrequenz weiter zu erhöhen. In derartigen Spannungsversorgungsteilen ist es wichtig, die Werte der Ströme, die in den verschiedenen Schaltungsteilen fließen, zu überwachen, beispielsweise um eine Überlastung des Systems zu erkennen, oder um eine geregelte Stromquelle für das Aufladen eines Lithium-Ionen-Akkus zu kontrollieren. Besonders wichtig in diesen Anwendungen ist der Durchschnittswert des fließenden Stromes im Leistungspfad, betrachtet über eine Taktperiode.
Um eine Strommessung durchzuführen, wird der Stromwert oft erst in einen proportionalen Spannungswert umgewandelt, z. B. mit Hilfe eines Widerstands oder eines Hall-Sensors, da Spannungen leichter auswertbar sind, z. B. mittels eines Analog-/Digital-Wandlers (ADC). Bei hohen Taktfrequenzen wird das Messen von Strömen besonders problematisch.
Stromsensoren mit Operationsverstärkern, die über eine große Bandbreite verfügen, werden benötigt. Solche Operationsverstärker verbrauchen einen erheblichen Ruhestrom, was den Wirkungsgrad des gesamten DC/DC-Wandlers beeinträchtigt. Wenn darüber hinaus der Durchschnittswert des Stromes für die Anwendung benötigt wird, kann es erforderlich sein, diesen Wert entweder digital zu berechnen, oder analog zu integrieren. Dies hat zur Folge, dass ein aufwendiger und komplexer Schaltkreis erforderlich ist, der dann auch viel Energie verbraucht.
Die Anforderungen für einen Stromsensor, der in mobilen Systemen angewendet wird, sind in der Regel eine geringe Energieaufnahme und eine hohe Genauigkeit. Wenn der Stromsensor auch bei hohen Schaltfrequenzen funktionieren soll, kann das Signal-Rausch-Verhältnis problematisch werden, da steilere Schaltflanken elektromagnetische Störungen generieren. Wenn der Stromsensor in Leistungswandlern für batteriebetriebene Mobilgeräte eingesetzt wird, sollte er unempfindlich gegen Temperaturänderungen sein, und über den ganzen Batteriespannungsbereich eine hohe Genauigkeit gewährleisten. Diese Anforderungen in einem Sensor zu kombinieren stellt eine große Herausforderung dar.
Anhand eines Beispiels soll diese Problematik näher beleuchtet werden: In den heutigen Mobilgeräten werden meist Lithium-Ionen-Batterien eingesetzt, die eine Nennspannung von ca. 3,6 V zur Verfügung stellen. Wenn die Batteriezelle komplett aufgeladen ist, besitzt sie sogar eine Spannung von 4,2 V. Die Periodendauer eines 10 MHz DC/DC-Wandlers beträgt 100 ns, davon wird ca. 1/10 der Periode von den Schalttransienten in Anspruch genommen. Das heißt, dass die steigenden und fallenden Flanken jeweils eine maximale Dauer von ca. 10 ns haben. Soll sich am Operationsverstärker die geschaltete Spannung von 4,2 V einstellen, entspricht das einer Anstiegsgeschwindigkeit von 420 V/μs (4,2 V/10 ns). Der Stromverbrauch eines solchen Operationsverstärkers liegt im Bereich von 5–10 mA. Um eine niedrige Signalverzerrung zu gewährleisten, sollte sich die Frequenzbandbreite mindestens im Bereich von 50–100 MHz befinden. Ein Mobiltelefon hat einen Ruhestromverbrauch im Bereich von 3–6 mA beispielsweise. Wenn dann der Stromsensor einen Zusatzstromverbrauch von 5–10 mA verursacht, bedeutet das eine Verdoppelung des Gesamtstromverbrauchs. Dies hat zur Folge, dass etwa die Hälfte bis zu Dreiviertel der Batterieenergie im Stromsensor verbraucht werden würde, was für eine mobile Anwendung äußerst ungeeignet wäre. Deswegen wäre hierfür ein Stromsensor wünschenswert, der es ermöglicht, den Durchschnittswert des Stromes zu messen, ohne Bauelemente mit hoher Bandbreite, d. h. gleichzeitig hohem Stromverbrauch, zu benötigen.
In mobilen Systemen stellt das Abtasten von Strömen, die mit einer hohen Frequenz geschaltet werden, eine besondere Herausforderung dar, da der Energieverbrauch des Stromsensors so gering wie möglich gehalten werden sollte. In 1a–1d sind die derzeit dem Stand der Technik entsprechenden Strommessvarianten dargestellt, die in integrierten DC/DC-Wandlern eingesetzt werden. Als Beispiel wurde eine Abwärtswandler(Buck)-Topologie gewählt mit einem Leistungsschalter M₁, einer Leistungsdiode D₁ und einer Leistungsspule L₁. Die Eingangsspannung V_in ist auch die Versorgungsspannung, die in Mobilgeräten der Batteriespannung entspricht, und die in die Ausgangsspannung V_out umgewandelt wird. Ein Kondensator C_out glättet die Ausgangsspannung V_out.
In 1a ist ein Leistungsschalter M₁ zwischen einem Spannungseingang 10 und einem Verzweigungsknoten 12 geschaltet. Der Leistungsschalter M₁ hat einen Steuereingang 14, an den eine Steuersignal angelegt werden kann, um ihn zu schalten. Eine Spule L₁ und ein Widerstand R_s sind zwischen dem Verzweigungsknoten 12 und einem Spannungsausgang 16 in Serie geschaltet. Eine Leistungsdiode D₁ ist zwischen dem Verzweigungsknoten 12 und einem Referenzknoten 18 in Sperrrichtung geschaltet. Zwischen dem Spannungsausgang 16 und dem Referenzknoten 18 ist ein Kondensator C_out geschaltet. Am Spannungseingang 10 liegt eine Eingangsspannung V_in bzw. eine Versorgungsspannung an. Durch den Leistungsschalter M₁ fließt ein Strom I_D(M1). Am Spannungsausgang 16 steht eine Ausgangsspannung V_out zur Verfügung. Über dem Widerstand R_s kann die Spannung V_sense gemessen werden.
Der Stromsensor in 1a umfasst einen Widerstand R_s, über dem die Spannung V_sense gemessen wird. Wie im Ohmschen Gesetz beschrieben, ist die gemessene Spannung V_sense proportional zum Stromwert I_L1. Die Proportionalitätskonstante ist der gewählte Widerstandswert, der wohl definiert ist. Dieser Stromsensor ermöglicht es, den aktuellen Stromwert I_D(M1) im Leistungsschalter M₁ mit einer hohen Genauigkeit zu messen. Allerdings gibt es viele Nachteile bei dieser Methode. Da sich der Widerstand R_s im Strompfad befindet, verursacht er Leitungsverluste, die quadratisch zum fließenden Strom I_L1 ansteigen.
In 1b ist ein Leistungsschalter M₁ zwischen einem Spannungseingang 20 und einem Verzweigungsknoten 22 geschaltet. Eine Spule L₁ ist zwischen dem Verzweigungsknoten 22 und einem Spannungsausgang 26 geschaltet. Zwischen dem Verzweigungsknoten 22 und einem Referenzknoten 28 ist eine Leistungsdiode D₁ in Sperrrichtung geschaltet. Zwischen dem Spannungsausgang 26 und dem Referenzknoten 28 ist ein Kondensator C_out geschaltet. An dem Spannungseingang 20 liegt eine Eingangsspannung V_in an, an dem Spannungsausgang 26 steht eine Ausgangsspannung V_out zur Verfügung. Der Leistungsschalter M₁ weist einen Steuereingang 24 auf, an den ein Steuersignal angelegt werden kann, um den Leistungsschalter M₁ zu schalten. Durch den Leistungsschalter M₁ fließt ein Strom I_D(M1). Durch die Spule L₁ fließt ein Strom I_L1. Ein Spannungsabfall V_sense über dem Leistungsschalter M₁ kann gemessen werden.
Der Stromsensor in 1b tastet den Spannungsabfall V_sense über dem Leistungsschalter M₁ ab. Diese Methode verursacht keine zusätzlichen Leitungsverluste im Strompfad, aber die erreichbare Genauigkeit ist wesentlich niedriger, da der Spannungsabfall V_sense sehr stark von der Temperatur und von der Ansteuerung abhängig ist. Aufgrund der Tatsache, dass der Leistungsschalter M₁ geschaltet wird, ändert sich der Strom durch ihn dynamisch sehr stark. Verzögerungszeiten sind für den Stromsensor zu berücksichtigen, damit der gemessene Strom einen stabilen Wert erreicht hat.
In 1c ist ein Leistungsschalter M₁ zwischen einem Spannungseingang 30 und einem Verzweigungsknoten 32 geschaltet. Der Leistungsschalter M₁ weist einen Steuereingang 34 auf, an den ein Steuersignal angelegt werden kann, um den Leistungsschalter M₁ zu schalten. Eine Spule L₁ ist zwischen dem Verzweigungsknoten 32 und einem Spannungsausgang 36 geschaltet. Zwischen dem Verzweigungsknoten 32 und einem Referenzknoten 38 ist eine Leistungsdiode D₁ in Sperrrichtung geschaltet. Zwischen dem Spannungsausgang 36 und dem Referenzknoten 38 ist ein Kondensator C_out geschaltet. Parallel zu der Spule L₁ sind zwischen dem Verzweigungsknoten 32 und dem Spannungsausgang 36 ein zweiter Kondensator C_s und ein Widerstand R_s in Serie geschaltet. An dem Spannungseingang 30 liegt eine Eingangsspannung V_in an, an dem Spannungsausgang 36 steht eine Ausgangsspannung V_out zur Verfügung. Durch den Leistungsschalter M₁ fließt ein Strom I_D(M1). Durch die Spule L₁ fließt ein Strom I_L1. Über dem zweiten Kondensator C_s kann eine Spannung V_sense gemessen werden.
Der Stromsensor in der 1c tastet die Spannung V_sense an der Spule L₁ über einen Tiefpassfilter (R_s, C_s) ab. Die Spannung V_sense am Ausgang des Tiefpassfilters ist ein Abbild des Stromes I_L1 durch die Spule L₁. Diese Methode verursacht kaum zusätzliche Leitungsverluste im Strompfad. Allerdings ist das Tiefpassfilter (R_s, C_s) genau an die Spule L₁ anzupassen. Dafür sind sehr präzise passive Bauelemente (R_s, C_s) anzuwenden, die meist nur in einem diskreten Aufbau eingesetzt werden können. Das heißt, dass diese Methode für einen monolithisch integrierten DC/DC-Wandler ungeeignet ist.
In 1d ist ein Leistungsschalter M₁ zwischen einem Spannungseingang 40 und einem Verzweigungsknoten 42 geschaltet. Der Leistungsschalter M₁ weist einen Steuereingang 44 auf, an den ein Steuersignal angelegt werden kann, um den Leistungsschalter M₁ zu schalten. Eine Spule L₁ ist zwischen dem Verzweigungsknoten 42 und einem Spannungsausgang 46 geschaltet. Zwischen dem Verzweigungsknoten 42 und einem Referenzknoten 48 ist eine Leistungsdiode D₁ in Sperrrichtung geschaltet. Zwischen dem Spannungsausgang 46 und dem Referenzknoten 48 ist ein Kondensator C_out geschaltet. Ein Sensorschalter M_1a ist zwischen dem Spannungseingang 40 und einem Sensorausgang 50 geschaltet. Der Sensorschalter M_1a weist einen Sensorsteuereingang 52 auf, der mit dem Steuereingang 44 des Leistungsschalters M₁ zusammengeschaltet ist. Durch den Leistungsschalter M₁ fließt ein Strom I_D(M1). Durch die Spule L₁ fließt ein Strom I_L1 und durch den Sensorschalter M_1a fließt ein Strom I_sense.
Der Stromsensor in 1d tastet den Strom I_D(M1) über einen Stromspiegel (M₁, M_1a) ab. Der Stromspiegel (M₁, M_1a) generiert einen proportionalen Strom I_sense, der um einen Faktor von etwa 10 bis 10.000 kleiner ist als der Strom I_D(M1), der gemessen werden soll. Diese Methode ist einfach in CMOS-Schaltungen zu implementieren. Allerdings bietet sie nur eine geringe Genauigkeit, wenn die beiden Schalter (M₁, M_1a) im Stromspiegel nicht denselben Arbeitspunkt haben.
Um das Problem der mangelnden Genauigkeit des Stromsensors in 1d zu beheben, ist es üblich, den Arbeitspunkt der beiden Schalter (M₁, M_1a) im Stromspiegel anzugleichen. Dieses Prinzip ist in 2 dargestellt.
In einem herkömmlichen Stromsensor, dieser ist beispielsweise in 2 dargestellt, wird die Spannung V_SW1 an der Leistungsspule L₁ zwischen Masse V_SSA und Versorgungsspannung V_in geschaltet. Wenn beispielsweise ein 10 MHz Pulsweitenmodulations(PWM)-Signal benutzt wird, um den Steuereingang 64 des Leistungsschalters M₁ mit einem Steuersignal V_G(M1) anzusteuern, sollte der Operationsverstärker 74 über eine sehr hohe Bandbreite verfügen. Dies bedeutet einen hohen Energieverbrauch, der den Einsatz in Mobilgeräten einschränkt, da diese Energie auch im Standby-Mode des Mobilgerätes verbraucht wird. Die Betriebsdauer würde deswegen stark herabgesetzt sein.
2 zeigt den konventionellen Stromsensor 60, der die Arbeitspunkte eines Leistungsschalters M₁ und eines Sensorschalters M_1a angleicht. Der konventionelle Stromsensor 60 umfasst einen Sensorschalter M_1a, einen Operationsverstärker 74, einen Messtransistor M_1b und einen Sensorwiderstand R_sense. Ein Leistungsschalter M₁ ist zwischen einem Spannungseingang 61 und einem Verzweigungsknoten 62 geschaltet. Der Leistungsschalter M₁ hat einen Steuereingang 64, um den Leistungsschalter M₁ mittels einem Steuersignal V_G(M1) anzusteuern. Eine Leistungsdiode D₁ ist zwischen dem Verzweigungsknoten 62 und einem Referenzknoten 68 in Sperrrichtung geschaltet. Parallel zu der Leistungsdiode D₁ ist eine Serienschaltung aus einer (Leistungs-)Spule L₁ und einem Ausgangskondensator C_out zwischen dem Verzweigungsknoten 62 und dem Referenzknoten 68 geschaltet. Zwischen der Spule L₁ und dem Ausgangskondensator C_out steht eine Ausgangsspannung V_out zur Verfügung. Der Sensorschalter M_1a ist so geschaltet, dass ein Eingang des Sensorschalters M_1a mit einem Eingang des Leistungsschalters M₁ zusammengeschaltet ist, wobei beide Eingänge mit dem Spannungseingang 61 verbunden sind. Der Sensorschalter M_1a weist einen Sensorsteuereingang 72 auf, der mit dem Steuereingang 64 des Leistungsschalters M₁ verbunden ist. An dem Sensorsteuereingang 72 und an dem Steuereingang 64 liegt das Steuersignal V_G(M1) an.
Der Operationsverstärker 74 weist einen negativen Eingang auf, der mit einem Ausgang des Sensorschalters M_1a verbunden ist, und einen positiven Eingang, der mit dem Verzweigungsknoten 62 verbunden ist. Der Messtransistor M_1b weist einen Messtransistorsteuereingang 76 auf, der mit einem Ausgang des Operationsverstärkers 74 verbunden ist. Ein Eingang des Messtransistors M_1b ist mit dem Ausgang des Sensorschalters M_1a und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 74 verbunden. Ein Ausgang des Messtransistors M_1b ist über einen Sensorwiderstand R_sense mit dem Referenzknoten 68 verbunden.
An dem Spannungseingang 61 liegt eine Eingangsspannung V_in an. Durch den Leistungsschalter M₁ fließt ein Strom T_D(M1). Durch den Sensorschalter M_1a fließt ein Sensorstrom I_sense. Durch die Spule L₁ fließt ein Spulenstrom I_L1. An dem Verzweigungsknoten 62 fällt eine Spannung V_SW1 ab. An dem Sensorwiderstand R_sense fällt eine Sensorspannung V_sense ab.
Der Strom I_sense, der ein Abbild des Stromes I_D(M1) ist, generiert die Spannung V_sense durch den Widerstand R_sense. Ein Operationsverstärker 74 mit hoher Bandbreite wird eingesetzt, um die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Schaltern des Stromspiegels zu minimieren. Wenn hohe Taktfrequenzen für den Leistungsschalter M₁ verwendet werden, sollte der Operationsverstärker 74 eine große Bandbreite bieten. Operationsverstärker mit einer großen Bandbreite verbrauchen aber viel Energie, was sie für den Einsatz in mobilen Systemen ungeeignet macht.
In 3 ist ein typischer DC/DC-Spannungswandler, für den eine Vollbrückentopologie verwendet wird, dargestellt. 3 zeigt ein Schaltdiagramm einer konventionellen Vollbrückenschaltung in Abwärtswandler (buck mode) Topologie. Die Vollbrückenschaltung 100 umfasst eine Leistungseingangsschaltung 101, eine H-Brückenschaltung 102, die in Abwärtswandlertopologie konfiguriert ist, eine Leistungsausgangsschaltung 103 und eine Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104, die im Spannungsmodus betrieben wird.
Die Leistungseingangsschaltung 101 umfasst eine Spannungsquelle 108, die zwischen einem Referenzknoten 109 und einem Ausgang 110 der Leistungseingangsschaltung 101 geschaltet ist. An der Spannungsquelle 108 wird eine Eingangsspannung V_in erzeugt und am Ausgang 110 wird ein Eingangsstrom I_in geliefert.
Die H-Brückenschaltung 102 umfasst vier Leistungsschalter M₁, M₂, M₃, M₄, eine Spule L₁ und einen Ausgangskondensator C_out. Ein erster Eingang 111 der H-Brückenschaltung 102 ist mit dem Ausgang 110 der Leistungseingangsschaltung 101 zusammengeschaltet. Die H-Brückenschaltung 102 umfasst einen zweiten Eingang 112 und einen Ausgang 113.
Der erste Leistungsschalter M₁ ist zwischen dem ersten Eingang 111 und einem ersten Verzweigungsknoten 116 der H-Brückenschaltung 102 geschaltet. Der erste Leistungsschalter M₁ weist einen ersten Steuereingang 120 auf, der mit dem zweiten Eingang 112 der H-Brückenschaltung 102 zusammengeschaltet ist. Der zweite Leistungsschalter M₂ ist zwischen dem ersten Verzweigungsknoten 116 und einem Referenzknoten 109 der H-Brückenschaltung 102 geschaltet. Der zweite Leistungsschalter M₂ weist einen Steuereingang 122 auf, der mit dem Referenzknoten 109 verbunden ist. Die Spule L₁ ist zwischen dem ersten Verzweigungsknoten 116 und einem zweiten Verzweigungsknoten 118 geschaltet. Der dritte Leistungsschalter M₃ ist zwischen dem zweiten Verzweigungsknoten 118 und dem Referenzknoten 109 geschaltet. Der dritte Leistungsschalter M₃ weist einen Steuereingang 124 auf, der mit dem Referenzknoten 109 verbunden ist. Der vierte Leistungsschalter M₄ ist zwischen dem zweiten Verzweigungsknoten 118 und dem Ausgang 113 der H-Brückenschaltung 102 geschaltet und weist einen Steuereingang 126 auf, der mit dem Referenzknoten 109 verbunden ist. Der Ausgangskondensator C_out ist zwischen dem Ausgang 113 der H-Brückenschaltung 102 und dem Referenzknoten 109 geschaltet. Ein Strom I_L1 fließt durch die Spule L₁. Der Steuereingang 120 des ersten Leistungsschalters M₁ empfängt ein Steuersignal PWM-BUCK.
Die Leistungsausgangsschaltung 103 weist eine Ausgangsimpedanz Z_out auf, die zwischen einem Eingang 130 der Leistungsausgangsschaltung 103 und einem Referenzknoten 109 der Leistungsausgangsschaltung 103 geschaltet ist. Der Eingang 130 der Leistungsausgangsschaltung 103 ist mit dem Ausgang 113 der H-Brückenschaltung 102 verbunden. Der Eingang 130 der Leistungsausgangsschaltung 103 empfängt einen Ausgangsstrom I_out, der durch die Ausgangsimpedanz Z_out fließt, so dass an der Ausgangsimpedanz Z_out eine Ausgangsspannung V_out abfällt.
Die Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 weist eine Referenzspannungsquelle 140, einen Operationsverstärker 142, einen Komparator 144, einen ersten Rückkopplungswiderstand R_FB1 und einen zweiten Rückkopplungswiderstand R_FB2 auf. Die Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 hat einen Eingang 146, der mit dem Ausgang 113 der H-Brückenschaltung 102 und dem Eingang 130 der Leistungsausgangsschaltung 103 verbunden ist. Die Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 hat einen Ausgang 148, der mit dem zweiten Eingang 112 der H-Brückenschaltung 102 verbunden ist.
Die Referenzspannungsquelle 140 ist zwischen einem positiven Eingang des ersten Operationsverstärkers 142 und einem Referenzknoten 109 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 geschaltet. Die Referenzspannungsquelle 140 erzeugt eine Referenzspannung V_ref. Ein negativer Eingang des Operationsverstärkers 142 ist mit einem Verzweigungsknoten 150 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 verbunden. Ein Ausgang des Operationsverstärkers 142 ist mit einem negativen Eingang des Komparators 144 verbunden. An dem negativen Eingang des Komparators 144 liegt eine Fehlerspannung V_EA an, an einem positiven Eingang des Komparators 144 liegt eine Oszillatorspannung V_OSC an. Der Ausgang des Komparators 144 ist mit dem Ausgang 148 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 verbunden und liefert das Steuersignal PWM-BUCK. Der erste Rückkopplungswiderstand R_FB1 ist zwischen dem Verzweigungsknoten 150 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 und dem Referenzknoten 109 geschaltet. Der zweite Rückkopplungswiderstand R_FB2 ist zwischen dem Eingang 146 und dem Verzweigungsknoten 150 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 geschaltet. An dem ersten Rückkopplungswiderstand R_FB1 fällt eine Rückkopplungsspannung _VFB ab. Die Referenzknoten 109 der vier Schaltungen 101, 102, 103, 104 liegen auf Massepotential.
Eine Vollbrücke umfasst eine diskrete Leistungsspule L₁, die an vier Leistungsschalter (M₁, M₂, M₃, M₄) angeschlossen ist. Die Impedanz der Last Z_out ist an der Ausgangsspannung V_out angeschlossen. Die Einstellung der Ausgangsspannung V_out erfolgt durch einen Spannungsteiler, der auf Widerstände (R_FB1, R_FB2) basiert ist, und der die Rückkopplungsspannung (Feedback-Spannung) VFB generiert. Ein Fehlerverstärker 142 verstärkt den Spannungsunterschied zwischen der Rückkopplungsspannung (Feedback-Spannung) V_FB und der Referenzspannung V_ref und generiert damit eine Fehlerspannung V_EA. Ein Pulsweitenmodulator (PWM-Modulator) 104 generiert die PWM-Pulse (PWM-BUCK) auf Basis der Fehlerspannung V_EA und des Trägersignals V_osc.
Die Vollbrückentopologie ermöglicht es, die Aufwärtswandler-(Buck-Converter), Abwärtswandler-(Boost-Converter) und Aufwärts-/Abwärtswandler-(Buck-Boost-Converter)Topologien zu realisieren.
Ein Einsatz eines konventionellen Stromsensors gemäß 2 in der Vollbrückenschaltung gemäß 3 kann bei hohen Taktfrequenzen, die in der Vollbrückenschaltung erforderlich sein können, ein genaues Messen von Strömen höchst aufwendig machen. Zur genauen Messung der Ströme werden Operationsverstärker mit einer hohen Bandbreite benötigt, welche einen hohen Ruhestrom verbrauchen, und damit den Wirkungsgrad der gesamten Brückenschaltung beeinträchtigen können. Wenn der Durchschnittswert des Stromes benötigt wird, kann ein weiterer Schaltkreis zur Bestimmung dieses Wertes erforderlich sein, der dann weitere Energie verbraucht. Bei hohen Schaltfrequenzen kann sich durch die steileren Schaltflanken und der damit verbundenen elektromagnetischen Störeinflüsse das Signal-Rausch-Verhältnis verschlechtern und die Genauigkeit der Strommessung beeinträchtigen.
Die Druckschrift DE 195 20 735 A1 beschreibt eine Schaltungsanordnung zum Erfassen des Laststroms eines Leistungs-Halbleiterbauelements mit source-seitiger Last. Ausgehend von dem Prinzip des „Sense”-FET wird zwischen dem Messausgang und einem an Masse liegenden Messwiderstand ein steuerbarer Widerstand angeschlossen. Sein Widerstand wird immer so eingestellt, dass die Drain-Source-Spannungen von Leistungs-FET und „Sense”-FET gleich sind. Damit wird erreicht, dass der Messstrom dem Laststrom unabhängig von der Größe der Last proportional ist.
Die Druckschrift DE 10 2006 039 413 A1 beschreibt eine Messvorrichtung zur Messung des Ausgangsstroms einer getakteten Halbbrückenschaltung. Die genannte Schrift beschreibt ein Verfahren zur Messung des Ausgangsstroms einer getakteten Halbbrückenschaltung, bei der wechselweise in Halbbrückenabschnitten befindliche Halbleiterschalter in Gegentakt gesperrt oder durchgeschaltet werden und dabei in einem Ausgangsstromkreis einen Wechselstrom bewirken. Es wird eine Strommessung des durch einen ersten Halbleiterschalter fließenden Stroms vorgenommen. Der durch einen ersten Halbleiterschalter fließende Strom wird induktiv in einen Sekundärstrom transformiert. Für den Sekundärstrom werden mindestens zwei Messwertsignale erzeugt, von denen ein erstes Messwertsignal dem Sekundärstrom bei durchgeschaltetem ersten Halbleiterschalter und ein zweites Messwertsignal dem Sekundärstrom bei gesperrtem ersten Halbleiterschalter entspricht. Der Ausgangsstrom wird durch Bildung der Differenz aus dem ersten und zweiten Messwertsignal bestimmt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen verbrauchsarmen Stromsensor nebst zugehörigem Verfahren bereitzustellen, der über den ganzen Batteriespannungsbereich eine hohe Genauigkeit gewährleistet.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 15 gelöst.
Ausführungsbeispiele der Erfindung messen den Durchschnittswert eines geschalteten Stromes in einer Spule mittels des aktiven elektronischen Schalters mit sehr geringen Zusatzverlusten und verbrauchen gegenüber herkömmlichen Stromsensoren wesentlich weniger Energie.
Ausführungsbeispiele der Erfindung umfassen ferner zwei gleichartige elektronische Schalter, z. B. Transistoren, einen Operationsverstärker und eine Abtast-Halte-Schaltung (im folgenden vereinfacht als Schaltung bezeichnet). Dieser Stromsensor kann sowohl diskret, als auch integriert realisiert werden.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung lösen das technische Problem mittels eines Stromsensors, der den Durchschnittswert des Stromes I_L1 in der Spule L₁ abtastet, ohne einen Operationsverstärker mit einer großen Bandbreite zu erfordern, auch nicht bei hohen Schaltfrequenzen. Der erfindungsgemäße Stromsensor ist in Niederfrequenzwandlern, z. B. Netzteilen für Computer, wie auch in Hochfrequenzwandlern, z. B. DC/DC-Wandlern für mobile Telefone, einsetzbar und verbraucht nur sehr wenig Ruhestrom. Der erfindungsgemäße Stromsensor kann sowohl als diskrete elektronische Schaltung, als diskretes elektronisches Bauelement oder monolithisch als Teil einer integrierten Schaltung realisiert sein. Die integrierte Variante kann ohne zusätzlichen Prozessaufwand in der Fertigung realisiert werden.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
1a–d Schaltdiagramme von herkömmlichen Stromsensoren;
2 ein weiteres Schaltdiagramm eines herkömmlichen Stromsensors;
3 ein Schaltdiagramm eines herkömmlichen DC/DC-Spannungswandlers in Vollbrückentopologie;
4 ein Schaltungsdiagramm einer Vorrichtung zum Erfassen eines Stroms in einer Spule gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
5 ein Schaltdiagramm einer Vorrichtung zum Erfassen eines Stroms in einer Spule gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung;
6a ein Blockschaltbild eines Oszillators zum Erzeugen von Steuersignalen für eine Vorrichtung zum Erfassen eines Stroms in einer Spule gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
6b ein Schaltdiagramm eines Oszillators gemäß 6a;
7 ein Schaltdiagramm eines Pulsgenerators zum Erzeugen von Steuersignalen für eine Vorrichtung zum Erfassen eines Stroms in einer Spule gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
8 ein Schaltdiagramm einer (Abtast-Halte-)Schaltung zum Bereitstellen einer Spannung über einem Schalttransistor während einer Stromerfassungsperiode gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; und
9 Zeitdiagramme von Steuersignalen für eine Vorrichtung zum Erfassen eines Stroms in einer Spule gemäß Ausführungsbeispielen der Erfindung.
4 zeigt ein Schaltdiagramm einer Vorrichtung zum Erfassen eines Stromes in einer Spule gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Vorrichtung 200 umfasst einen Erfassungstransistor M_1a, eine Schaltung 201 und ein Steuerelement 202 und weist zwei Eingänge 210, 213 und einen Ausgang 215 auf.
Der Erfassungstransistor M_1a ist zwischen einem ersten Eingang 210 der Vorrichtung 200 und einem Eingang 211 des Steuerelements 202 geschaltet. Der Erfassungstransistor M_1a weist einen Steuereingang 212 auf, an dem eine Erfassungstransistorsteuerspannung V_G(M1a) anliegt. Die Schaltung 201 hat einen Eingang 213, der einem zweiten Eingang 213 der Vorrichtung 200 entspricht. Die Schaltung 201 hat einen Ausgang 215, der mit einem Steuereingang 214 des Steuerelements 202 zusammengeschaltet ist. Das Steuerelement 202 hat einen Eingang 211, einen Steuereingang 214 und einen Ausgang 216, der einem Ausgang 216 der Vorrichtung 200 entspricht. An dem Ausgang 215 der Schaltung 201 wird eine Haltespannung V_hold ausgegeben, die an dem Steuereingang 214 des Steuerelements 202 anliegt. An dem Ausgang 216 des Steuerelements 202 kann eine Sensorspannung V_sense gemessen werden.
Zwischen dem ersten Eingang 210 und dem zweiten Eingang 213 der Vorrichtung 200 ist ein Leistungsschalter M₁ geschaltet, der einen Steuereingang 220 aufweist, an dem eine Steuerspannung V_G(M1) anliegt. Der erste Eingang 210 der Vorrichtung 200 ist mit einem Spannungseingang 222 verbunden, an dem eine Eingangsspannung V_in anliegt. Der zweite Eingang 213 der Vorrichtung 200 ist mit einem Verzweigungsknoten 226 verbunden, an dem eine Verzweigungsspannung V_SW1 abfällt. Zwischen dem Verzweigungsknoten 226 und einem Ausgangsknoten 227 ist eine Spule L₁ geschaltet, durch die ein Spulenstrom I_L1 fließt. An dem Ausgangsknoten 227 fällt eine Ausgangsspannung V_out ab. Eine optionale Diode D₁ ist zwischen dem Verzweigungsknoten 226 und einem Referenzknoten 209 in Sperrrichtung geschaltet. Ein optionaler Ausgangskondensator C_out ist zwischen dem Ausgangsknoten 227 und dem Referenzknoten 209 geschaltet.
5 zeigt ein Schaltdiagramm einer Vorrichtung zum Erfassen eines Stromes in einer Spule gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, bei dem die Schaltung 201 der Vorrichtung 200 gemäß der 4 ein Übertragungselement 230 und ein Speicherelement 232 umfasst. Das Übertragungselement 230 umfasst ein Übertragungsgatter, das zwischen dem Eingang 213 und dem Ausgang 215 der Schaltung 201 geschaltet ist und von einem Gattersteuersignal Φ und einem inversen Gattersteuersignal Φ gesteuert wird. Das Speicherelement 232 umfasst einen Haltekondensator C_hold, der zwischen dem Ausgang 215 der Schaltung 201 und einem Referenzknoten 209 geschaltet ist.
Das Steuerelement 202 weist einen Operationsverstärker 240, einen Messtransistor M_1b und einen Sensorwiderstand R_sense auf. Ein positiver Eingang des Operationsverstärkers 240 ist mit dem Eingang 211 des Steuerelements 202 zusammengeschaltet. Ein negativer Eingang des Operationsverstärkers 240 ist mit dem Steuereingang 214 des Steuerelements 202 zusammengeschaltet. Ein Ausgang des Operationsverstärkers 240 ist mit einem Steuereingang 242 des Messtransistors M_1b zusammengeschaltet und liefert die Steuerspannung V_G(M1b) für den Messtransistor M_1b. Der Messtransistor M_1b ist zwischen dem Eingang 211 des Steuerelements 202 und dem Ausgang 216 des Steuerelements 202 geschaltet und fungiert – in dem exemplarischen Fall der Ausführung in Form einer Feldeffekttransistors vermittels seiner Kanalwiderstandes – als über die Steuerspannung V_G(M1b) steuerbarer Widerstand zwischen Transistor M1a und Ausgang 215. Ein Sensorwiderstand R_sense ist zwischen dem Ausgang 216 des Steuerelements 202 und dem Referenzknoten 209 geschaltet. Der Referenzknoten 209 ist ein gemeinsamer Referenzknoten für die Vorrichtung 200 und die über den Leistungsschalter geschaltete Spule L₁, an die die Vorrichtung 200 angeschaltet wird. In 5 ist eine Diode D₁ eingezeichnet, nicht jedoch die Spule L₁ und der Kondensator C_out gemäß 4. Die externe Verschaltung, an die die Vorrichtung 200 angeschlossen wird, entspricht jedoch der externen Verschaltung gemäß 4. Der Referenzknoten 209 liegt auf Massepotential, er kann auch auf einem anderen Referenzpotential liegen.
Der Stromsensor 200 gemäß 5 umfasst den Sensorschalter M_1a, der mit dem Leistungsschalter M₁ zusammengeschlossen ist, und ist damit eine Weiterentwicklung des sogenannten „Sensing MOSFET” Prinzips (MOSFET Erfassungsprinzip), das in 1d dargestellt wurde. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen Stromsensor 60 gemäß 2 misst der erfindungsgemäße Stromsensor 200 den Strom über eine Periode nicht kontinuierlich, sondern tastet ihn zu einem bestimmten Zeitpunkt ab, an dem der Wert des Stromes seinem Durchschnittswert entspricht. Folglich kann der schnelle Operationsverstärker 74 gemäß 2 durch einen sparsamen und langsamen Operationsverstärker 240 ersetzt werden. Eine einfache und schnelle (Abtast-Halte-)Schaltung 201 kopiert die Spannung V_SW1 über dem Leistungsschalter M₁ in einen Kondensator C_hold. Der Operationsverstärker 240 regelt die Spannung V_G(M1b) an dem Steuereingang 242 des Schalters M_1b so, dass der Schalter M_1b die Spannungsdifferenz zwischen dem eingeschalteten Leistungsschalter M₁ und dem Sensorschalter M_1a ausregelt, also die Arbeitspunkte der beiden Transistoren M1 und M1a angeglichen werden, indem hier exemplarisch die Schaltungen 201 und 202 nämlich den Arbeitspunkt des Schalttransistors M1 auf den Erfassungstransistor M1a übertragen bzw. den Arbeitspunkt des letzteren so einstellen, dass er im gleichen Arbeitspunkt arbeitet wie der erstgenannte.
Wenn für den Schalter M1b ein MOSFET eingesetzt wird, der eine Schwellspannung von nahezu 0 Volt besitzt, kann die Spannung V_sense zwischen dem Referenzknoten 209, beispielsweise Masse V_SSA und Batteriespannung V_in variieren. Der Sensorschalter M_1a wird nicht geschaltet. Wenn der Sensorschalter M_1a als MOSFET ausgeführt ist, kann sein Gate 212 an die Masse V_SSA angeschlossen werden. Die schnelle (Abtast-Halte-)Schaltung 201 wird von einem Oszillator 260 gesteuert, der ein Rechtecksignal CLK und ein Dreiecksignal V_osc in Phase generiert, wie es in 6a, 6b und 9 dargestellt ist.
In der Vollbrückentopologie 100, wie sie in 3 dargestellt ist, ist der erfindungsgemäße Stromsensor 200 besonders vorteilhaft zu realisieren, da wegen der dynamischen Potentiale an beiden Anschlüssen 116, 118 der Leistungsspule L₁ einfache Sensorschaltungen, z. B. gemäß und praktisch kaum realisierbar sind. Der erfindungsgemäße Stromsensor 200 ist für den Einsatz in einer Vollbrücke 100 ausgelegt, er ist aber nicht darauf beschränkt. Er kann in jeder Topologie eingesetzt werden, in der der Strom über einen Leistungsschalter eine Spule in einem sogenannten „Continuous Conduction Mode” (CCM) bzw. kontinuierlichem Leitungsmodus versorgt. Der sogenannte „Discontinuous Conduction Mode” (DCM) bzw. diskontinuierliche Leitungsmodus kann auch angewendet werden. In diesem Fall kann jedoch ein zusätzlicher Schaltkreis erforderlich sein, um den Durchschnittsstrom auszuwerten.
6a zeigt ein Blockschaltbild eines Signalgenerators 260 zum Erzeugen einer dreieckförmigen Oszillatorspannung V_OSC und einem davon abgeleiteten rechteckförmigen Taktsignal CLK, d. h. einen Dreieckssignaloszillator. Die Oszillatorspannung V_OSC kann beispielsweise dem zweiten Operationsverstärker 144 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 gemäß 3 zugeführt werden, um eine erfindungsgemäße Erfassung des Stromes I_L1 in der Spule L₁ zu bewirken. Mit dem Taktsignal CLK kann eine Vorrichtung 200 gemäß 5 unter Verwendung der in den folgenden 7 und 8 beschriebenen Schaltungen gesteuert werden, um den Spulenstrom I_L1 zu erfassen. Beispielsweise kann der erste Eingang 210 der Vorrichtung 200 mit dem ersten Eingang 111 der H-Brückenschaltung 102 verbunden werden und der zweite Eingang 213 der Vorrichtung 200 mit dem ersten Verzweigungsknoten 116 der H-Brückenschaltung 102 verbunden werden, um am Ausgang 216 der Vorrichtung 200 einen Strom oder eine Spannung zu messen, die dem Spulenstrom I_L1 entspricht. Schaltungen zur Bestimmung des Gattersteuersignals Φ und des inversen Gattersteuersignals Φ aus dem Taktsignal CLK des Spannungsoszillators 260 sind in den folgenden Figuren aufgezeigt.
Ein Beispiel eines Signalgenerators 260, also eines Dreiecksignal-Oszillators, ist in 6b gezeigt. In 6b bezeichnet V_DDA bzw. V_CORE die Versorgungsspannung und VSSA die Masse bzw. ein Referenzpotential. Der Oszillator gemäß 6b weist Transistoren M₁ bis M₁₄, Widerstände R1, R2, R3, Rosc, einen Kondensator C_OSC, Komparatoren COMP1 und COMP2, einen Inverter 261 und ein RS-Flip-Flop 262 auf, die wie in 6b dargestellt zwischen Eingängen 263–265 und einen Eingang 266 verschaltet sind. Die Transistoren M1, M2, M3, M4, M5 fungieren als Schalter und werden durch ein Abschaltsignal PD (Power-Down) am Eingang 262 gesteuert. Sie sind so mit VSSA und VDDA gekoppelt, dass sie es vermittels des Signals PD ermöglichen, den Dreicksignal-Oszillator auszuschalten. Die Transistoren M6 und M7 werden ebenfalls jeweils als Schalter verwendet. In dem Fall von 6b sind die Transistoren M1, M2, M3, M7, M8, M9, M10, M11 exemplarisch PMOS- und die Transistoren M4, M5, M6, M12, M13 und M14 exemplarisch NMOS-Transistoren. Der Transistor M8 bildet zusammen mit dem Widerstand Rosc eine Stromquelle, deren Stromwert I_OSC ist. Letzterer bestimmt die Schaltfrequenz der Signale Vosc und CLK. Das Transistorpaar M8 und M9 spiegelt den Strom I_OSC, so wie auch die Paare M12, M13 und M12, M14 und M10, M11. Die Komparatoren COMP1 und COMP2 sind vorzugsweise zwei schnelle Komparatoren. Die Transistoren M11 und M14 dienen wiederum als konstante Stromquelle. Von Ihnen ist jedoch immer nur einer von beiden aktiv. Welcher von beiden Transistoren M11, M14 bzw. Stromquellen aktiv ist, wird durch die Schalter M6 und M7 bestimmt, die seriell zwischen VDDA bzw. VSSA und den jeweiligen Transistor M11 bzw. M14 geschaltet sind, und deren jeweiliger Steueranschluss mit dem Ausgang 266 gekoppelt ist. Wenn der Transistor M7 eingeschaltet ist, wird der Kondensator Cosc, der zwischen die Transistoren M11 und M14 einerseits und VSSA andererseits geschaltet ist, mit einem Strom der Höhe I_OSC entladen, was zu einer fallenden Flanke von Vosc führt, wie es in 9 zu erkennen ist. Durch die Widerstände R1, R2, R3, die in Serie zwischen VDDA und VSSA geschaltet sind, werden an den Zwischenknoten 267 und 268 Referenzspannungen V1 und V2 definiert, die auch in 9 dargestellt sind und die an einem jeweiligen des invertierenden Eingangs der Komparatoren COMP1 und COMP2 anliegen, während der jeweilige nicht-invertierende Eingang der Komparatoren mit dem Schaltungsknoten 269 gekoppelt sind, über den der Kondensator C_OSC mit den beiden Transistoren M11 und M14 gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators COMP2 ist mit dem Setz- und der Ausgang des Komparators COMP1 über den Inverter 261 mit dem Rücksetz-Eingang des RS-Flip-Flops gekoppelt. Die durch die Schaltung von 6b im eingeschalteten Zustand, d. h. PD = 1 , erzeugte Signale, d-h- das Dreiecksignal Vosc und das Rechtecksignal CLK, sind synchron zueinander.
Während die üblichen DC/DC-Wandler Sägezahnoszillatoren verwenden, damit der Aufwand des Schaltungsentwurfs möglichst gering gehalten wird, ist der erfindungsgemäße Stromsensor 200 in einer besonders vorteilhaften Ausführungsform, wie in 6a und 6b bzw. 9 dargestellt, mit einem symmetrischen Trägersignal V_OSC und einem Rechtecksignal (bzw. Taktsignal) CLK kombiniert. Die Flanken des Rechtecksignals sind mit dem Trägersignal synchronisiert. Um diese Signale zu generieren und zu synchronisieren, kann ein Dreiecksignal-Oszillator in Einsatz gebracht werden.
Eine mögliche Ausführungsform der schnellen (Abtast-Halte-)Schaltung 201 ist in 8 dargestellt. Eine mögliche Ausführungsform der Schaltung des Pulsgenerators 300 ist in 7 dargestellt. Diese beiden Schaltungen sind die einzigen Teile des erfindungsgemäßen Stromsensors 200, die über eine hohe Geschwindigkeit verfügen sollten.
7 zeigt einen Pulsgenerator 300 zur Erzeugung von pulsförmigen Ausgangssignalen gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Pulsgenerator 300 hat einen Eingang 301, an dem das Taktsignal CLK (gemäß 6a und 6b) anliegt und drei Ausgänge, an denen drei pulsförmige Ausgangssignale bereitgestellt werden. An einem ersten Ausgang 302 wird ein erstes pulsförmiges Ausgangssignal PULSE-F bereitgestellt. An einem zweiten Ausgang 303 ein zweites pulsförmiges Ausgangssignal PULSE-R und an einem dritten Ausgang 304 wird ein drittes pulsförmiges Ausgangssignal PULSE-RF.
Der Pulsgenerator 300 umfasst ein Verzögerungsglied 310, einen ersten Inverter 311, einen zweiten Inverter 312, ein Nicht-ODER Gatter 313, ein Exklusiv-Nicht-ODER Gatter 314 und ein Nicht-UND Gatter 315. Die Gatter werden verwendet, um die entsprechenden logischen Operationen auszuführen. Das Verzögerungsglied 310 ist zwischen dem Eingang 301 des Pulsgenerators 300 und einem zweiten Eingang des Exklusiv-Nicht-ODER Gatters 314 geschaltet. Der erste Inverter 311 ist zwischen den Ausgang des Exklusiv-Nicht-ODER Gatters 314 und dem dritten Ausgang 304 des Pulsgenerators 300 geschaltet. Der zweite Inverter 312 ist zwischen einen Ausgang des Nicht-UND Gatters 315 und den zweiten Ausgang 303 des Pulsgenerators 300 geschaltet. Das Nicht-ODER Gatter 313 ist mit einem ersten Eingang an den Eingang 301 des Pulsgenerators 300 geschaltet, mit einem zweiten Eingang an den Ausgang des Exklusiv-Nicht-ODER Gatters 314 geschaltet und mit einem Ausgang an den ersten Ausgang 302 des Pulsgenerators 300 geschaltet. Das Exklusiv-Nicht-ODER Gatter 314 ist mit einem ersten Eingang an den Eingang 301 des Pulsgenerators 300 geschaltet, mit dem zweiten Eingang an den Ausgang des Verzögerungsglieds 310 geschaltet und mit einem Ausgang an den Eingang des ersten Inverters 311 und an den zweiten Eingang des Nicht-ODER Gatters 313 geschaltet. Das Nicht-UND Gatter 315 ist mit einem ersten Eingang an den Eingang 301 des Pulsgenerators 300 geschaltet, mit einem zweiten Eingang an den Ausgang des ersten Inverters 311 geschaltet und mit einem Ausgang an den Eingang des zweiten Inverters 312 geschaltet.
Die pulsförmigen Ausgangssignale PULSE-F, PULSE-R und PULSE-RF können als Eingangssignal einer Schaltung gemäß 8 verwendet werden.
Wenn die Schalter (M₁, M₂, M₃, M₄) in der Vollbrücke 100 gemäß 3 mit einer Schaltfrequenz von 10 MHz im Abwärtswandlermodus (Buck-Mode) geschaltet werden, beispielsweise mit einem Tastverhältnis (D) von 20%, ist der Schalter M₁ für 20 ns während jeder Periode eingeschaltet. Wenn ein symmetrisches Dreieckträgersignal V_OSC verwendet wird, wird nach 10 ns Einschaltzeit vom Schalter M₁ eine Flanke auf dem Clock Ausgang (CLK) generiert. Der Pulsgenerator 300 konvertiert diese Flanke in einen einzigen Logikpuls, der an den drei Ausgängen (Pulse-F, Pulse-R, Pulse-RF) zur Verfügung steht, abhängig davon, ob die Flanke von CLK eine steigende oder eine fallende Flanke ist. Ein Puls wird auf Pulse-F ausgegeben, wenn eine fallende Flanke auf CLK erkannt wurde. Ein Puls wird auf Pulse-R ausgegeben, wenn eine steigende Flanke auf CLK erkannt wurde. Ein Puls wird auf Pulse-RF ausgegeben, wenn eine fallende oder steigende Flanke auf CLK erkannt wurde.
8 zeigt exemplarisch eine Abtast- und Haltes- bzw- SH-Schaltung 330 zum Abtasten des Werts der Spannung V_SW1 und speichern desselben in einem Kondensator C_hold. Die Schaltung 330 umfasst eine Schaltung 201 entsprechend der Schaltung 201 gemäß 5, die einen Eingang 213 und einen Ausgang 215 aufweist. Die Schaltung 330 kann anstelle der Schaltung 201 in der Vorrichtung 200 gemäß 5 eingesetzt werden. Die Schaltung 330 weist ferner einen ersten Potentialumsetzer 331, einen zweiten Potentialumsetzer 332, ein Nicht-UND Gatter 333, einen ersten Inverter 334, einen zweiten Inverter 335 und einen Starttransistor M₀ auf. Die Schaltung 201 umfasst eine Serienschaltung aus einem ersten Transistor M₁ und einem zweiten Transistor M₂, die mit einer Serienschaltung aus einem dritten Transistor M₃ und einem vierten Transistor M₄ zwischen dem Eingang 213 und dem Ausgang 215 parallel geschaltet ist. Die Steuereingänge von erstem Transistor M₁ und zweitem Transistor M₂ sind zusammengeschaltet und formen einen invertierenden Gattersteuereingang 233 der Schaltung 201 aus, um das inverse Gattersteuersignal Φ zu empfangen. Die Steuereingänge von drittem Transistor M₃ und viertem Transistor M₄ sind zusammengeschaltet und formen einen Gattersteuereingang 234 der Schaltung 201 aus, um das Gattersteuersignal Φ zu empfangen.
Die Schaltung 330 weist einen Eingang 340 auf, der mit dem Eingang 213 der Schaltung 201 verbunden ist, und an dem die Spannung V_SW1 anliegt. Die Spannung V_SW1 entspricht dabei der Spannung V_SW1 gemäß 5, die an dem Verzweigungsknoten 226 abfällt. Die Schaltung 330 weist einen ersten Steuereingang 341 auf, an dem eine positive Versorgungsspannung V_DDA anliegt. Die Schaltung 330 weist einen zweiten Steuereingang 342 auf, an dem eine Prozessorspannung V_core anliegt. Die Schaltung 330 weist einen dritten Steuereingang 343 auf, an dem ein inverses Initialisierungssignal INIT anlegt. Die Schaltung 330 weist einen vierten Steuereingang 344 auf, an dem ein inverses Haltesignal HOLD anliegt. Die Schaltung 330 weist ferner einen fünften Steuereingang 345 auf, der mit einem Referenzknoten 209 verschaltet ist, an dem eine Referenzspannung V_SSA, beispielsweise Masse anliegt. Die Schaltung 330 weist einen Ausgang 346 auf, der mit dem Ausgang 215 der Schaltung 201 verbunden ist, und an dem eine Haltespannung V_hold bereitgestellt wird.
Das Nicht-UND Gatter 333 ist mit einem ersten Eingang an den dritten Steuereingang 343 der Schaltung 330 geschaltet, mit einem zweiten Eingang an den vierten Steuereingang 344 der Schaltung 330 geschaltet und mit einem Ausgang an einen Eingang des zweiten Potentialumsetzers 332 geschaltet. Der erste Potentialumsetzer 331 ist mit einem Eingang an den dritten Steuereingang 343 der Schaltung 330 geschaltet und mit einem Ausgang an einen Steuereingang 350 des Starttransistors M₀ geschaltet. Der erste Potentialumsetzer 331 weist einen Referenzsteuereingang 351 auf, der mit dem fünften Steuereingang 345 der Schaltung 330 verbunden ist. Der erste Potentialumsetzer 331 weist ferner einen Versorgungsspannungseingang 353 auf, der mit dem ersten Steuereingang 341 der Schaltung 330 verbunden ist. Der erste Potentialumsetzer 331 weist einen Potentialsteuereingang 352 auf, der mit dem zweiten Steuereingang 342 der Schaltung 330 verbunden ist. Der erste Potentialumsetzer 331 ist ausgelegt, um eine Spannung an seinem Eingang 354 auf das Potential einer Spannung an seinem Potentialsteuereingang 352 umzusetzen und als Spannung an seinem Ausgang 355 bereitzustellen.
Der zweite Potentialumsetzer 332 weist einen Eingang 356 auf, der mit einem Ausgang des Nicht-UND Gatters 333 verbunden ist. Der zweite Potentialumsetzer 332 weist einen Ausgang 360 auf, der mit einem Eingang des ersten Inverters 334 verbunden ist. Der zweite Potentialumsetzer 332 weist einen Referenzsteuereingang 357 auf, der mit dem fünften Steuereingang 345 der Schaltung 330 verbunden ist. Der zweite Potentialumsetzer 332 weist einen Versorgungsspannungseingang 358 auf, der mit dem ersten Steuereingang 341 der Schaltung 330 verbunden ist. Der zweite Potentialumsetzer 332 weist einen Potentialsteuereingang 359 auf, der mit dem zweiten Steuereingang 342 der Schaltung 330 verbunden ist. Der zweite Potentialumsetzer 332 ist ausgelegt, um eine Spannung an seinem Eingang 356 auf das Potential an seinem Potentialsteuereingang 359 umzusetzen und an seinem Ausgang 360 bereitzustellen.
Der erste Inverter 334 ist mit seinem Eingang mit dem Ausgang 360 des zweiten Potentialumsetzers 332 verbunden und mit seinem Ausgang mit einem Eingang des zweiten Inverters 335 und dem invertierenden Gattersteuereingang 233 der Schaltung 201 verbunden. Der zweite Inverter 335 ist mit seinem Eingang mit dem Ausgang des ersten Inverters 334 verbunden und mit seinem Ausgang mit dem Gattersteuereingang 234 der Schaltung 201 verbunden. An dem Ausgang des zweiten Inverters 335 wird das Gattersteuersignal Φ bereitgestellt, an dem Ausgang des ersten Inverters 334 wird das inverse Gattersteuersignal Φ bereitgestellt. Der Starttransistor M₀ ist zwischen dem ersten Steuereingang 341 der Schaltung 330 und dem Ausgang 346 der Schaltung 330 geschaltet. Der Starttransistor M₀ weist einen Starttransistorsteuereingang 350 auf, der mit dem Ausgang 355 des ersten Potentialumsetzers 331 verbunden ist.
Die Pulsausgänge (Pulse-F oder Pulse-R) werden am digitalen Eingang (HOLD) der schnellen (Abtast-Halte-)Schaltung 201 gemäß 5 angeschlossen. Wenn HOLD nicht aktiv ist, wird die Spannung V_SW1 abgetastet und in dem Kondensator C_hold gespeichert. Wenn HOLD aktiv ist, wird die abgetastete Spannung V_hold in dem Kondensator C_hold gehalten. Zum Initialisieren wird das digitale Signal INIT eingesetzt, damit der Schalter (Starttransistor) M₀ die Spannung V_hold an dem Kondensator C_hold möglichst schnell auf die Versorgungsspannung V_DDA laden kann. Um die digitalen Signale INIT , HOLD von der internen Versorgungsspannung V_core hoch auf die externe Versorgungsspannung V_in/V_DDA zu setzen, werden schnelle Logikpuffer 331, 332 bzw. Potentialumsetzer eingesetzt.
Das Übertragungsgatter 230 in der schnellen (Abtast-Halte-)Schaltung 201 in 8 umfasst zwei PMOS Transistoren (M₁, M₂) und zwei NMOS Transistoren (M₃, M₄). Die zwei in Serie geschalteten PMOS Transistoren sind zu den zwei in Serie geschalteten NMOS Transistoren parallel geschaltet und an den Eingang 213 und den Ausgang 215 des Übertragungsgatters 220 geschaltet, entsprechend einer komplementären Transistorschaltung. Mit dieser symmetrischen Implementierung wird der Taktdurchschalt-(clock-feed-through)Effekt teilweise kompensiert. Dies ermöglicht aber auch das Abtasten der Spannung V_SW1 über den ganzen Spannungsbereich (von V_SSA bis V_in/V_DDA). Die hier vorgeschlagene schnelle (Abtast-Halte-)Schaltung 201 kann sowohl für das Abtasten der Spannung V_SW1 auf der Hochpotentialseite (high-side) als auch auf der Niedrigpotentialseite (low-side) eingesetzt werden.
9 zeigt Zeitdiagramme von Steuersignalen für eine Vorrichtung zum Erfassen eines Stromes in einer Spule, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es sind fünf Zeitdiagramme 401, 402, 403, 404, 405 von Steuersignalen aufgezeigt. Ein erstes Zeitdiagramm 401 illustriert den zeitlichen Verlauf der Oszillatorspannung V_OSC, die beispielsweise durch einen Signalgenerator 260 entsprechend dem Signalgenerator 260 gemäß 6a und 6b erzeugt werden kann, und einen dreieckförmigen Verlauf aufweist. Die Oszillatorspannung V_OSC zeigt einen dreieckförmigen Verlauf zwischen einem unteren Spannungswert V₁ und einem oberen Spannungswert V₂ mit einer Periode t, wobei die Oszillatorspannung V_OSC symmetrisch zur halben Periode t_SW/2 verläuft. Die Oszillatorspannung V_OSC liegt unterhalb der internen Versorgungsspannung V_core und oberhalb des Massepotentials. Das erste Zeitdiagramm 401 zeigt ferner den zeitlichen Verlauf einer Fehlerspannung V, die beispielsweise der Fehlerspannung V_EA gemäß 3 entspricht. Die Fehlerspannung V_EA und die Oszillatorspannung V_OSC sind beispielsweise Eingangssignale für den Komparator 144 der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 entsprechend 3. Die Oszillatorspannung V_OSC kann beispielsweise an dem positiven Eingang des Komparators 144 anliegen und die Fehlerspannung V_EA kann an dem negativen Eingang des zweiten Operationsverstärkers 144 anliegen. Während konventionelle Oszillatorspannungen zur Steuerung der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 gemäß 3 einen sägezahnförmigen Verlauf aufweisen, weist die Oszillatorspannung V_OSC gemäß 9 einen dreieckförmigen, zur Spannungsachse symmetrischen Signalverlauf auf.
Das zweite Zeitdiagramm 402 zeigt den zeitlichen Verlauf des rechteckförmigen Taktsignals CLK. Das Taktsignal CLK weist eine steigende Flanke ansprechend auf einen Maximalwert der Oszillatorspannung V_OSC auf und eine fallende Flanke ansprechend auf einen Minimalwert der Oszillatorspannung V_OSC. Aufgrund des symmetrischen Verlaufs der Oszillatorspannung V_OSC ist das Taktsignal CLK periodisch und rechteckförmig. Das Taktsignal CLK ist beispielsweise Eingangssignal des Pulsgenerators 300 gemäß 7.
Das dritte Zeitdiagramm 403 zeigt das Zeitverhalten des Steuersignals PWM-BUCK am Ausgang des Komparators 144, das, wie es später erläutert wird, je nach dem, welchen Zustand selbiges einnimmt, eine Energiezufuhr an die Spule bewirkt oder einen Prozess der Energieabgabe der Spule.
Ein viertes Zeitdiagramm 404 zeigt das Zeitverhalten des Steuersignals HOLD auf, wobei das Steuersignal HOLD ansprechend auf eine steigende Flanke 410 des Taktsignals CLK einen kurzzeitigen Signalpuls 411 aufweist. Das Steuersignal HOLD entspricht beispielsweise dem ersten pulsförmigen Ausgangssignal PULSE-F des Pulsgenerators 300 gemäß 7. Es kann jedoch auch aus dem zweiten pulsförmigen Ausgangssignal PULSE-R oder aus dem dritten pulsförmigen Ausgangssignal PULSE-RF des Pulsgenerators 300 erzeugt werden. Das Steuersignal HOLD kann beispielsweise am vierten Steuereingang 344 der Schaltung 330 gemäß 8 empfangen werden. Mit dem Steuersignal HOLD kann das Gattersteuersignal Φ und das inverse Gattersteuersignal Φ erzeugt werden, beispielsweise mit einer Schaltung 330 gemäß 8.
Das fünfte Zeitdiagramm 405 zeigt den zeitlichen Verlauf des Spulenstroms I_L1. Der Spulenstrom I_L1 zeigt einen linear ansteigenden Verlauf über eine Energieaufnahmephase 412 und einen linear fallenden Verlauf über eine Energieabgabephase 413. Ein Durchschnittsspulenstrom 414 stellt sich über die Energieaufnahmephase 412 und über die Energieabgabephase 413 ein. In Abhängigkeit von dem Steuersignal PWM-BUCK ergibt sich eine langsame Energieaufnahmephase 412 und eine schnelle Energieabgabephase 413. Das Steuersignal PWM-BUCK ist in einem ersten Zustand 415, um eine Energieabgabephase 413 der Spule L₁ anzusteuern, und ist in einem zweiten Zustand 416, um eine Energieaufnahmephase 412 der Spule L₁ anzusteuern. Der erste Zustand 415 und der zweite Zustand 416 des Steuersignals PWM-BUCK wird angesteuert durch das Differenzsignal aus Fehlerspannung V_EA und Oszillatorspannung V_OSC entsprechend dem ersten Zeitdiagramm. Bei einer positiven Differenz wird das Steuersignal PWM-BUCK in den ersten Zustand 415 versetzt, bei einer negativen Differenz wird das Steuersignal PWM-BUCK in den zweiten Zustand 416 versetzt. Das Steuersignal PWM-BUCK entspricht dem Steuersignal PWM-BUCK der Pulsweitenmodulationssteuerschaltung 104 gemäß 3 und wird durch den Komparator 144 als Differenz aus Oszillatorspannung V_OSC und Fehlerspannung V_EA erzeugt. Aufgrund des symmetrischen Verlaufs der Oszillatorspannung V_OSC wird das Steuersignal HOLD zu einem vorbestimmten Zeitpunkt t₀ während der Stromerfassungsperiode t_SW erzeugt, zu dem der Spulenstrom I_L1 seinen Durchschnittswert 414 annimmt. Eine Schaltung 200 gemäß 4 stellt beispielsweise zu dem vorbestimmten Zeitpunkt t₀ die Spannung V_SW1 über dem Schalttransistor M₁ bereit, zu dem der Spulenstrom I_L1 dem Durchschnittsspulenstrom 414 entspricht. Somit gibt ein Steuerelement 202 ansprechend auf die von der Schaltung 201 bereitgestellte Spannung V_hold ein dem zu erfassenden Strom I_L1 entsprechendes Ausgangssignals V_sense aus.
Der Einsatz eines symmetrischen Dreiecksträgersignals V_OSC, um das PWM-Signal (PWM-BUCK) zu generieren, ermöglicht das automatische Zentrieren der Clock-Flanken in der Mitte der PWM-Signalpulse (PWM-BUCK), wie in 9 dargestellt. Der Oszillator hat eine Schaltperiode t_SW, und das Trägersignal V_OSC schwingt zwischen V₁ und V₂. In der sogenannten „steady-state mode Operation” bzw. dem stetigen Betriebsmodus ist das Zentrieren nahezu ideal, da eine steigende Taktsignalflanke 410 zum vorbestimmten Zeitpunkt t₀ geschieht, wenn der Strom I_L1 in der Leistungsspule L₁ seinen Durchschnittswert 414 besitzt. Zum dynamischen Zentrieren des Pulses HOLD wird die Symmetrie des Trägersignals V_OSC ausgenutzt. Mit einem symmetrischen Dreiecksträgersignal V_OSC werden die größten Totzeiten möglich und automatisch generiert, vor und nach dem Puls HOLD zum Abtasten des Stromes I_L1.
Der erfindungsgemäße Stromsensor 200 wurde in der Abwärtswandler(Buck)-Konfiguration der Vollbrücke 100 gemäß 3 beschrieben, wenn der DC/DC-Wandler im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) arbeitet. Allerdings kann der erfindungsgemäße Stromsensor 200 auch in anderen Konfigurationen eingesetzt werden, wie z. B. Aufwärtswandler(Boost)- oder Abwärts-/Aufwärtswandler(Buck-Boost)-Konfigurationen. Unter Umständen können dann noch zusätzliche Logikschaltungen erforderlich sein. Er kann auch im diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) betrieben werden, wobei dann eine zusätzliche Schaltung benötigt werden kann, um den Durchschnittswert 414 des Stromes I_L1 zu berechnen.
Ein erfindungsgemäßer Stromsensor 200 weist erhebliche Vorteile gegenüber einem herkömmlichen Stromsensor 60 auf. Er verbindet in einzigartiger Weise die Vorteile eines Stromsensors 200, der nahezu verlustlos den Strom I_D(M1) über die Leistungsschalter M₁ misst (ohne Einführung eines Serienwiderstandes in den Leistungspfad des Wandlers) mit dem niedrigen Energieverbrauch eines Operationsverstärkers 240, der über eine geringe Bandbreite verfügt.
Im Gegensatz zu den herkömmlichen Stromsensoren, die die Spannung über dem Leistungsschalter kontinuierlich messen, entsprechend 1b und 1d, wird vom erfindungsgemäßen Stromsensor 200 die Spannung V_SW1 nur zu einem besonderen Zeitpunkt t₀ in jeder Periode t_SW über eine (Abtast-Halte-)Schaltung 201 abgetastet. Dieses Verfahren bietet hauptsächlich die im folgenden aufgeführten vier Vorteile:
Der Operationsverstärker 240 hat eine ganze Periode t_SW zur Verfügung, um den Ausgangswert V_hold zu erreichen, was die Verwendung eines leistungsarmen Operationsverstärkers 240 ermöglicht. Eine direkte Konsequenz hieraus ist ein deutlich geringerer Energieverbrauch, verglichen mit einem Operationsverstärker 74 eines herkömmlichen Stromsensors 60 gemäß 2, der über eine hohe Bandbreite verfügen sollte.
Der Durchschnittswert 414 des Stromes I_L1 wird direkt gemessen, ohne mehr oder weniger aufwendige Mittelwertberechnung. Damit wird weitere Energie gespart, ohne die Funktionalität einzuschränken, da der aktuelle Stromwert nur für eine Kurzschlussüberwachung interessant wäre, was aber mit dem erfindungsgemäßen Stromsensor 200 auch realisiert werden kann. Der gemessene Durchschnittsstrom 414 ist der Durchschnittsstrom, der durch die Spule L₁ fließt, und nicht der Durchschnittsstrom, der durch den Leistungsschalter M₁ fließt.
Es sind keine Totzeiten aufgrund von Transienten oder Schaltvorgängen zu berücksichtigen, da das Abtasten des Durchschnittsstromes genau bei der Hälfte der Einschaltdauer des Schalters erfolgt, wie in 9 dargestellt. Die Dauer eines Abtastpulses ist kurz genug, um verglichen mit der Schaltfrequenz des Wandlers vernachlässigt werden zu können.
Der zu messende Strom I_sense ist nicht verrauscht, da der Sensorschalter M_1a, an dem gemessen wird, nicht geschaltet wird.
Ein erfindungsgemäßer Stromsensor 200 lässt sich vorteilhaft in Leistungswandlern einsetzen, die den aktuellen Durchschnittsstromwert benötigen, wie z. B. in DC/DC-Wandlern, die verschiedene Modulationen verwenden, beispielsweise Pulsweitenmodulation (PWM), Pulsfrequenzmodulation (PFM) etc., abhängig davon in welchem Strombereich sie gerade betrieben werden, d. h. Nennlastbereich oder Schwachlastbereich.
Ausführungsbeispiele der Erfindung schaffen ein Verfahren zur verbrauchsarmen Messung des Stromes I_L1 über einem geschalteten Leistungsschalter M₁ in einem Leistungswandler. Der Stromsensor 200 kann integriert oder diskret realisiert sein. Der aktive Schalter M₁ kann als Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET), als Bipolartransistor (BJT) oder als Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) ausgeführt sein. Der Sensorschalter M_1a wird nicht geschaltet, sondern liegt auf einem festdefinierten Potential, beispielsweise auf Masse. Der Durchschnittsstrom 414 braucht nicht ausgerechnet zu werden. Der Wert des Durchschnittsstromes 414 kann direkt abgetastet werden. Der Wandler kann im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) arbeiten, er kann auch im diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) arbeiten.
Das erfindungsgemäße Verfahren zum Erfassen eines Stromes (I_L1) in einer Spule (L₁), der über einen Schalttransistor (M₁) geschaltet an die Spule (L₁) angelegt wird, umfasst die Schritte: „Erfassen des Stromes (I_L1) unter Verwendung eines Erfassungstransistors (M_1a)”, „Bereitstellen einer Spannung (V_hold), die die Spannung (V_SW1) über dem Schalttransistor (M₁) zu einem vorbestimmten Zeitpunkt (t₀) während einer Stromerfassungsperiode (t_SW) entspricht”, „Anpassen von Arbeitspunkten des Schalttransistors (M₁) und des Erfassungstransistors (M_1a) ansprechend auf die bereitgestellte Spannung (V_hold)” und als Maß für den Durchschnittswert des geschalteten Stroms und in Abhängigkeit von einem Strom durch den Erfassungstransistor: „Ausgeben eines dem zu erfassenden Strom (I_L1) entsprechenden Ausgangssignals (V_sense)”.

Claims

Vorrichtung (200) zum Erfassen eines Durchschnittswerts eines geschalteten Stromes (I_L1) in einer Spule (L1), der über einen Schalttransistor (M₁) geschaltet an die Spule (L1) anlegbar ist, wobei die Vorrichtung (200) folgende gegenständliche Merkmale aufweist: einen Erfassungstransistor eine Schaltung (201), die ausgelegt ist, um zu einem vorbestimmten Zeitpunkt (t₀) eine Spannung), die einer Spannung (V_SW1) über dem Schalttransistor (M₁) entspricht, abzutasten und eine Haltespannung (V_hold) bereitzustellen; und ein Steuerelement (202), das ausgelegt ist, um ansprechend auf die von der Schaltung (201) bereitgestellte Haltespannung (V_hold) die Arbeitspunkte des Schalttransistors (M₁) und des Erfassungstransistors (M_1a) anzupassen und in Abhängigkeit von einem Strom (I_sense) durch den Erfassungstransistor ein Ausgangssignal (V_sense) auszugeben, das ein Maß für den Durchschnittswert des geschalteten Stroms ist.
Vorrichtung (200) gemäß Anspruch 1, bei der die Schaltung (201) folgende gegenständliche Merkmale aufweist: ein Gatterelement (230); und ein Speicherelement (232), wobei das Gatterelement (230) ausgelegt ist, um ansprechend auf ein Gattersteuersignal (Φ) die an einem Eingang (213) der Schaltung (201) anliegende Spannung (V_SW1) in das Speicherelement (232) zu übertragen. wobei das Speicherelement (232) angelegt ist, um die gespeicherte Spannung (V_hold) an einem Ausgang (215) dem Steuerelement (202) bereitzustellen, und wobei das Gattersteuersignal (Φ) die Übertragung zu dem vorbestimmten Zeitpunkt (t₀) bewirkt.
Vorrichtung (200) gemäß Anspruch 2, bei der das Gatterelement (230) folgendes gegenständliche Merkmal aufweist: ein Übertragungsgatter, das eine Mehrzahl von komplementären Transistoren (M₁, M₂, M₃, M₄) umfasst, die über das Gattersteuersignal (Φ) angesteuert werden, die an dem Eingang (213) der Schaltung (201) anliegende Spannung (V_SW1) zu übertragen.
Vorrichtung (200) gemaß Anspruch 2 oder Anspruch 3, bei der das Speicherelement (232) folgendes gegenständliche Merkmal aufweist: einen Kondensator (C_hold), der ausgelegt ist, um die von dem Gatterelement (230) übertragene Spannung (V_hold) zumindest für die Dauer einer Stromerfassungsperiode (t_SW) zu speichern.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der vorbestimmte Zeitpunkt (t₀) ein Zeitpunkt ist, zu dem die Spannung (V_SW1) über dem Schalttransistor (M₁) einen Mittelwert über die Stromerfassungsperiode (t_SW) aufweist.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Schaltung (201) ausgelegt ist, um die Spannung (V) über dem Schalttransistor (M₁) jeweils nach der Hälfte der Einschaltdauer des Schalttransistors (M₁) bereitzustellen.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Erfassungstransistor (M_1a) nicht geschaltet wird.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Erfassungstransistor (M_1a) und der Schalttransistor (M₁) vom gleichen Transistortyp sind, wobei der Schalttransistor (M₁) und der Erfassungstransistor (M_1a) derart ausgelegt sind, dass durch den Erfassungstransistor (M_1a) ein Strom (I_sense) fließt, der um einen Faktor von 10 bis 10.000 kleiner ist als ein durch den Schalttransistor (M₁) fließender Strom.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Schalttransistor (M₁) und der Erfassungstransistor (M_1a) ein MOSFET, ein BJT oder ein IGBT sind.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das Steuerelement (202) einen Operationsverstärker (240) umfasst, der eine Bandbreite aufweist, die der Stromerfassungsperiode (t_SW) entspricht.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das Steuerelement (202) folgende gegenständlichen Merkmale umfasst: eine Widerstandssteuerschaltung (240), die ausgelegt ist, um abhängig von dem von dem Erfassungstransistor (M_1a) erfassten Strom (I_L1) und ansprechend auf die von der Schaltung (201) bereitgestellte Spannung (V_hold) ein Steuersignal (V_G(M1b)) bereitzustellen; und einen in Abhängigkeit von dem Steuersignal (V_G(M1b)) steuerbaren Widerstand (M_1b), der zwischen den Erfassungstransistor (M_1a) und einen Ausgang (216) des Steuerelements (202) geschaltet ist.
Vorrichtung (200) gemäß Anspruch 11, bei der das Steuerelement (202) folgendes gegenständliche Merkmal umfasst: einen Erfassungswiderstand (R_sense), der zwischen den Ausgang (215) des Steuerelements (202) und einen Referenzknoten (209) geschaltet ist, wobei die Widerstandssteuerschaltung (240, M_1b) ausgelegt ist, um das Steuersignal (V_G(M1b)) so bereitzustellen, dass durch den Erfassungswiderstand (R_sense) ein Strom (I_sense) fließt, der einem laufenden Mittel des Stroms (I_L1) in der Spule (L₁) entspricht.
Vorrichtung (200) gemäß Anspruch 11 oder Anspruch 12, bei der der steuerbare Widerstand einen Steuertransistor (M_1b) umfasst.
Vorrichtung (200) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer Korrekturschaltung, die den erfassten Strom (I_sense) mit einem Korrekturfaktor versieht, um eine Anpassung des erfassten Stromes (I_sense) an einen Mittelwert (414) des Stromes (I_L1) in der Spule (L1) zu bewirken.
Verfahren zum Erfassen eines Durchschnittswerts eines geschalteten Stromes (I_L1) in einer Spule (L₁), der über einen Schalttransistor (M₁) geschaltet an die Spule (L₁) angelegt wird, mit folgenden Schritten: Bereitstellen einer Haltespannung (V_hold), wobei das Bereitstellen der Haltespannung ein Abtasten und Halten einer Spannung, die einer Spannung (V_SW1) über dem Schalttransistor (M₁) entspricht, umfasst; Anpassen von Arbeitspunkten des Schalttransistors (M₁) und eines Erfassungstransistors (M_1a) ansprechend auf die bereitgestellte Haltespannung (V_hold); und Ausgeben eines Ausgangssignals (V_sense), das ein Maß für den Durchschnittswert des geschalteten Stroms ist, in Abhängigkeit von einem Strom durch den Erfassungstransistor.