DE112017000391T5 - Abtastloser Abwärtsstromregler mit Strommittelwert-Schaltsteuerung - Google Patents

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Mark Mercer
Kevin Dowdy
Karthik Jayaraman
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Dialog Semiconductor Inc
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Dialog Semiconductor UK Ltd
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Abstract

Eine Replikschaltung wird für einen Abwärtswandler bereitgestellt, um eine Replik des Stroms durch den Low-Side-Schalttransistor ohne die Verwendung eines Messwiderstands abzutasten.

Description

  • QUERVERWEIS ZU VERWANDTEN ANMELDUNGEN
  • Diese Anmeldung beansprucht den Nutzen der vorläufigen US-Patentanmeldung Nr. 62/278,943 , eingereicht am 14. Januar 2016, deren Inhalte hiermit in ihrer Gesamtheit durch Verweis aufgenommen sind.
  • TECHNISCHES GEBIET
  • Diese Anmeldung betrifft Schaltleistungswandler und insbesondere einen Abwärtswandler mit verbessertem indirektem Abtasten des Ausgangsstroms und Strommittelwert-Schaltsteuerung.
  • HINTERGRUND
  • Schaltleistungswandler bieten im Vergleich zu Linearreglern eine höhere Effizienz. Obwohl Linearregler relativ preiswert sind; regeln sie eine niedrigere Ausgangsspannung aus einer höheren Eingangsspannung durch einfaches Verbrennen der Differenz als Wärme. Im Ergebnis verbraucht ein Linearregler typischerweise mehr Leistung als tatsächlich an die Last geliefert wird. Im Gegensatz dazu regelt ein Schaltleistungswandler seine Ausgangsspannung durch Zuführen relativ kleiner Energieinkremente durch den Zyklenbetrieb eines Leistungsschalters. Der Leistungsschalter in einer Schaltvorrichtung ist entweder aus- oder eingeschaltet, so dass eine Effizienz im Vergleich zu Linearreglern deutlich verbessert ist. Schaltleistungswandler werden folglich typischerweise verwendet, um die Stromversorgungsspannung für eine Mobilfunkvorrichtung zu regeln, da die resultierende erhöhte Effizienz eine Batteriedauer erhöht.
  • Ein üblicher Typ eines Schaltleistungswandlers, welcher verwendet werden kann, um eine Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung abzuspannen, ist ein Abwärtswandler. Bei einem Abwärtswandler wird ein Leistungsschalter, welcher an eine Induktionsspule angeschlossen ist, zyklisch eingeschaltet, so dass ein Eingangsstrom in eine Induktionsspule geschickt wird, welche dadurch Energie speichert. Wenn der Leistungsschalter zyklisch ausgeschaltet wird, wird die gespeicherte Energie als ein Ausgangsstrom aus der Induktionsspule einer Last zugeführt. Induktionsspulen können kein abruptes Abfallen ihres Stroms tolerieren, so dass ein Abwärtswandler ein Mittel erfordert, das der Induktionsspule ermöglicht, ihren Ausgangsstrom zu liefern, nachdem der Leistungsschalter zyklisch ausgeschaltet wird. Bei einem asynchronen Abwärtswandler wird eine Diode als Reaktion auf das zyklische Ausschalten des Leistungsschalters in Durchlassrichtung vorgespannt, um der Induktionsspule zu ermöglichen, ihren Ausgangsstrom an die Last zu liefern. Im Gegensatz dazu ersetzt ein synchroner Abwärtswandler die Diode durch einen Low-Side-Schalttransistor. Der Leistungsschalter wird bei einer synchronen Architektur als der High-Side-Schalter bezeichnet. Der im Vergleich zu einer Diode niedrigere Widerstand des Low-Side-Schalters versieht synchrone Abwärtswandler mit einer größeren Effizienz.
  • Eine Steuervorrichtung in einem synchronen Abwärtswandler steuert den Zyklenbetrieb der High-Side- und Low-Side-Schalter, um die Leistungslieferung an die Last zu regeln. Die Steuervorrichtung erfordert eine Art von Rückkoppelung von der Last, um die erwünschte Regelung zu unterhalten. Es ist folglich üblich, einen Messwiderstand in Reihe mit dem Low-Side-Schalter zu verwenden, um den Ausgangsstrom messen und dementsprechend zu regeln. Ein derartiges direktes Abtasten erhöht jedoch die Verlustleistung, Größe, Komplexität und Kosten. Folglich wurden indirekte Abtastarchitekturen entwickelt, bei welchen die Drain-Source-Spannung des Low-Side-Schalters während eines eingeschalteten Zyklus gemessen wird. Die Steuervorrichtung kann dann die abgetastete Spannung mit einem vermuteten Wert des Drain-Source-Betriebswiderstands des Low-Side-Schalters multiplizieren, was als ein indirektes Abtastregelungsschema bezeichnet wird. Es gibt jedoch von Vorrichtung zu Vorrichtung eine beträchtliche Variationsbreite bei dem Drain-Source-Betriebswiderstand. Ferner variiert dieser Widerstand auch mit der Temperatur, so dass indirekt abtastende Schaltleistungswandler unter einer ungenauen Regelung leiden.
  • Dementsprechend gibt es einen Bedarf in der Technik für verbesserte Arten des Abtastens des Laststroms in einem Schaltleistungswandler.
  • KURZFASSUNG
  • Um die Fallstricke herkömmlicher direkter und indirekter Abtasttopologien zu vermeiden, wird ein synchroner Abwärtswandler bereitgestellt, bei welchem der Drain-Anschluss eines Repliktransistors mit einem Drain-Anschluss des Low-Side-Schalttransistors verbunden ist. Ein Strommessverstärker schickt einen skalierten Strom in den Repliktransistor, so dass die Drain-Source-Spannung des Repliktransistors im Wesentlichen gleich der Drain-Source-Spannung des Low-Side-Schalters ist. Der Repliktransistor ist viel kleiner als der Low-Side-Schalttransistor, so dass der Betriebswiderstand des Repliktransistors im Vergleich zu dem Betriebswiderstand für den Low-Side-Schalttransistor um einem Skalierungsfaktor Kf höher ist. Der skalierte Strom, welcher durch den Strommessverstärker in den Repliktransistor geschickt wird, ist folglich gleich I/Kf, wobei I der Laststrom ist, welcher durch den Low-Side-Schalter geleitet wird. Das resultierende Abtasten des Laststroms wird hier deshalb als „abtastlos“ bezeichnet, weil es die oben stehend diskutierten Nachteile hinsichtlich des herkömmlichen direkten und indirekten Abtastens des Laststroms vermeidet.
  • Vorteilhafterweise wird der Abwärtswandler mit einer Strommittelwert-Schaltsteuerungsschleife bereitgestellt, welche auf den skalierten Strom reagiert. Insbesondere wird der skalierte Strom (oder eine weitere skalierte Version des skalierten Stroms) an dem Mittelpunkt der Einschaltzeit für den Low-Side-Schalter abgetastet. Der resultierende abgetastete skalierte Strom steuert einen Fehlerverstärker an, welcher wiederum einen Impulsbreitenmodulator des High-Side-Schalters ansteuert. Die resultierende Strommittelwert-Schaltsteuerung kombiniert die Vorteile sowohl einer Spannungsschaltsteuerung als auch einer Spitzenstromschaltsteuerung ohne ihre Nachteile.
  • Diese vorteilhaften Merkmale können durch eine Betrachtung der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung besser verstanden werden.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Blockdiagramm eines verbesserten Abwärtswandlers gemäß einem Gesichtspunkt der Offenbarung.
    • 2 ist ein Funktionsblockdiagramm für den Abwärtswandler der 1.
    • 3A und 3B sind Schaltpläne einer Ausführungsform eines Abwärtswandlers.
    • 4A und 4B sind ausführlichere Schaltpläne des Abwärtswandlers der 3A und 3B.
    • 5 illustriert Wellenformen für den Abwärtswandler der 3A, 3B, 4A und 4B.
    • 6 ist eine Nahansicht für einen Zyklus der Fehlerspannung VERR, des SAMPLE-Signals und des Induktionsstroms, welche in 5 gezeigt sind.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung und ihre Vorteile werden am besten unter Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung verstanden. Es muss anerkannt werden, dass gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um gleiche Elemente zu identifizieren, welche in einer oder in mehreren der Figuren illustriert sind.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen wird jetzt in 1 ein beispielhafter Abwärtswandler 100 gezeigt. Eine Eingangsspannung (V_IN) steuert den Drain-Anschluss eines NMOS-High-Side-Schalttransistors (MHS) an. Der Source-Anschluss des Transistors MHS ist mit einer Induktionsspule L1 verbunden. Wenn er durch eine Treiberschaltung 110, wie durch eine Steuervorrichtung 105 gesteuert, eingeschaltet wird, fließt folglich ein Induktionsspulenstrom I_L durch den Transistor MHS, um einen Ausgangskondensator COUT zu laden, welcher eine Ausgangsspannung (V_OUT) zum Betreiben einer Last (nicht illustriert) speichert. Der Drain-Anschluss eines Low-Side-Schalttransistors (MLS) ist mit dem Source-Anschluss des Transistors MHS verbunden, und sein Source-Anschluss ist mit Masse verbunden. Wenn der Transistor MHS zyklisch ausgeschaltet wird, steuert der Treiber 110 den Gate-Anschluss des Transistors MLS an, um ihn einzuschalten, so dass der Induktionsspulenstrom I_L durch den Transistor MLS und die Induktionsspule L1 fließen kann, um weiterhin Strom an die Last zu liefern.
  • Die Steuervorrichtung 105 regelt das Umschalten der Transistoren MHS und MLS als Reaktion auf eine Replik des Induktionsspulenstroms I_L, welcher durch den Transistor MLS fließt, wie er durch eine Replikschaltung 115 gemessen wird. Der Treiber 110 steuert einen Gate-Anschluss eines Repliktransistors (nicht illustriert) innerhalb einer Replikschaltung 115 mit dem gleichen Treibersignal an, welches an den Gate-Anschluss des Transistors MLS angelegt wird. Ein Strommessverstärker (CSA) 120 fungiert zum Ansteuern des Repliktransistors mit einem skalierten Strom des Induktionsspulenstroms I_L, so dass die Drain-Source-Spannung des Repliktransistors im Wesentlichen gleich der Drain-Source-Spannung des Transistors MLS ist. Mit den zwischen dem Transistor MLS und dem Repliktransistor übereinstimmenden Drain-Source-Spannungen und Gate-Spannungen ist der Strom durch den Repliktransistor folglich proportional zu dem Strom durch den Transistor MLS.
  • Der Repliktransistor ist viel kleiner als der Transistor MLS, so dass der Betriebswiderstand des Repliktransistors im Vergleich zu dem Betriebswiderstand für den Transistor MLS um einen Skalierungsfaktor Kf höher ist. Der skalierte Strom, welcher durch den Strommessverstärker 120 in den Repliktransistor geschickt wird, ist folglich gleich I_L/Kf. Der CSA 120 fungiert auch zum Ausgeben eines Stroms, wie er durch eine Ausgangsspannung CSAOUT repräsentiert wird, welche gleich einer anderen skalierten Version des Induktionsspulenstroms I_L ist. Der skalierte Strom aus dem CSA 120 kann in einem Strom-Spannungswandler (nicht illustriert) aus einem Stromsignal in die Ausgangsspannung CSAOUT umgewandelt werden, um die Schaltungsimplementierung zu vereinfachen. Das resultierende Spannungssignal CSAOUT wird in einem Abtastfenster 125 während der Einschaltzeit des Transistors MLS abgetastet, um eine abgetastete Spannung zu erzeugen, welche durch einen Fehlerverstärker 130 mit einer Referenzspannung verglichen wird, um einen Steuerungsspannungsausgang zu erzeugen, welcher durch die Steuervorrichtung 105 erhalten wird und welcher den durchschnittlichen Induktionsspulenstrom während der Einschaltzeit des Transistors MLS repräsentiert.
  • Andere funktionale Gesichtspunkte des Abwärtswandlers 100 sind in 2 gezeigt. Die Replikschaltung 115 ist zur Klarheit der Darstellung nicht in 2 gezeigt. Der skalierte Strom aus dem CSA 120 wird in eine Spannung CSAOUT umgewandelt und dann in einem Tiefpassfilter (LPF) 205 tiefpassgefiltert, um einem Fehlerverstärker (EA) 210 eine tiefpassgefilterte Eingangsspannung VLPF bereitzustellen. Der EA 210 schickt eine Fehlerspannung VERR als Reaktion auf die Differenz zwischen der Eingangsspannung VLPF und einer Referenzspannung VREF, so dass die Fehlerspannung VERR gleich A*(VREF - VLPF) ist, wobei A die Verstärkung des Fehlerverstärkers ist. Ein Impulsbreitenkomparator (PWM COMP) vergleicht die Fehlerspannung VERR mit einem Flankenspannungssignal VRAMP, um ein Komparatorausgangssignal zu erzeugen. Die Steuervorrichtung 105 und der Treiber 110 werden durch eine Abwärtsschalt-Steuerungsschaltung 200 repräsentiert, welche auf das Komparatorausgangssignal reagiert, um die Transistoren MLS und MHS dementsprechend anzusteuern. Eine Last für den Abwärtswandler 100 wird durch eine Batterie (BATT) repräsentiert, welche einen Ausgangsstrom (I_OUT) erhält.
  • Ein ausführlicherer Schaltplan für den Abwärtswandler 100 ist in 3A und 3B gezeigt. Die Signalverbindungen zwischen 3A und 3B sind durch die Buchstaben A, B, C, D und E bezeichnet. Die Replikschaltung 115 und der Strommessverstärker 120 bilden eine Replikschaltung 300, welche einen skalierten Ausgangsstrom I(LS)KF2 erzeugt, wobei I(LS) der Low-Side-Schaltstrom durch den Transistor MLS ist. Während eines Normalbetriebs des Abwärtswandlers 100 fließt der Strom I(LS) durch den Transistor ML2 in einen Knoten LX und dann in die Induktionsspule L1. Wenn folglich der Transistor MLS eingeschaltet ist, ist die Spannung des Knotens LX negativ, da der Source-Anschluss des Transistors MLS auf Masse gelegt ist. Der Drain-Anschluss eines ersten NMOS-Repliktransistors MREP1 ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors MLS verbunden, und sein Source-Anschluss ist mit einem negativen Eingangsknoten für den CSA 120 verbunden. Ähnlich ist ein zweiter NMOS-Repliktransistor MREP2 zwischen dem Source-Anschluss des Transistors MLS und einem positiven Eingang für den CSA 120 verbunden.
  • Die Gate-Anschlüsse beider Repliktransistoren MREP1 und MREP2 werden durch das gleiche Treibersignal (GDRVE) angesteuert, welches den Gate-Anschluss des Transistors MLS ansteuert. Wenn folglich der Transistor MLS eingeschaltet wird, wird der positive Eingang des CSA 120 folglich durch den eingeschalteten Repliktransistor MREP2 auf Masse gelegt. Ein erster Ausgang des CSA 120 ist zurück mit dem Source-Anschluss des Repliktransistors MREP1 verbunden, um eine Rückkoppelungsschleife auszubilden. Wie andere Operationsverstärker fungiert der CSA 120 mit der resultierenden Rückkoppelung zum Unterhalten der gleichen Spannung an seinem negativen Eingangsspannungsknoten wie an seinem positiven Eingangsknoten. Der Source-Anschluss des Repliktransistors MREP1 wird folglich auf Masse gelegt, so dass er die gleichen Drain-Source- und Gate-Source-Spannungen wie der Transistor MLS aufweist. Ein Strom durch den Repliktransistor MREP1 ist folglich gleich I(LS)/KF1, wobei KF1 der oben stehend diskutierte Skalierungsfaktor ist, welcher sich aus den Größenunterschieden zwischen dem Repliktransistor MREP1 und dem Transistor MLS ergibt. Ein Replikausgangsstrom aus einem verbleibenden Ausgangsknoten des CSA 120 ist folglich gleich I(LS)/KF2, wobei KF2 ein anderer Skalierungsfaktor ist.
  • Ein Widerstand 305 wandelt den Replikausgangsstrom in die Ausgangsspannung CSAOUT um. Beispielsweise kann der Widerstand 305 durch eine serielle Kombination aus einem internen Widerstand der IS mit geringer Temperaturempfindlichkeit ausgebildet sein, wie beispielsweise ein Polysilizium-Widerstand mit einem eindiffundierten Widerstand. Der negative Temperaturkoeffizient des Polysilizium-Widerstands wirkt dem positiven Temperaturkoeffizienten des eindiffundierten Widerstands entgegen. Dieser Verbundwiderstand zeigt eine geringe Temperaturempfindlichkeit.
  • Eine Abtastschalt-Fehlerverstärker-Integratorschaltung 310 tastet eine Ausgangsspannung ab und integriert die Fehlerspannung VERR aus dem Fehlerverstärker 130. Um die Fehlerspannung VERR auszubilden, erhält der Fehlerverstärker 130 an seinem positiven Eingang eine Referenzspannung VDAC aus einem Digital-Analogwandler (bei anderen Ausführungsformen kann eine Bandlücken-Referenzspannung verwendet werden, um die Referenzspannung auszubilden). Der Fehlerverstärker 130 bildet einen Integrator dadurch aus, dass er an seinem negativen Eingang eine Ausgangsspannung durch einen Widerstand RC2 erhält. Der negative Eingang ist durch eine serielle Kombination aus einem Integrierkondensator CC1 und einem Widerstand RC1 sowie durch einen Miller-Effekt-Kondensator CC2 mit dem Fehlerverstärkerausgang verbunden. Die Integration über den Integrierkondensator CC1 bildet das hinsichtlich des Tiefpassfilters 205 der 2 diskutierte Tiefpassfiltern aus. Die Ausgangsspannung CSAOUT wird integriert, wenn der Abtastschalter S1 geschlossen ist. Da die Ausgangsspannung an dem negativen Eingang für den EA 130 erhalten wird, wohingegen die Referenzspannung VDAC an dem positiven Eingang für den EA 130 erhalten wird, wird die Fehlerspannung VERR kleiner, wenn die Ausgangsspannung CSAOUT größer ist als die Referenzspannung VDAC. Umgekehrt wird die Fehlerspannung VERR größer, wenn die Ausgangsspannung CSAOUT kleiner ist als die Referenzspannung VDAC. Deshalb fungiert die Abtastschalt-Fehlerverstärker-Integratorschaltung 310 zum Regeln, dass der Durchschnittswert der Ausgangsspannung CSAOUT gleich der Referenzspannung VDAC ist. Nachdem der Abtastschalter S1 geöffnet ist und die Wechselstrom-Einschwingvorgänge abgeklungen sind, hält oder unterhält die Abtastschalt-Fehlerverstärker-Integratorschaltung 310 den Wert für die Fehlerspannung VERR.
  • Eine Flankengenerator- und Abtastimpulsgeneratorschaltung 315 erhält die Fehlerspannung an einem Spannungs-Strom-(V-nach-I)-Verstärker 320, um einen Ausgangsstrom in einen Flankenkondensator CRAMP zu schicken, um so eine Flankenspannung VRAMP über den Flankenkondensator CRAMP zu erzeugen. Diese Flankenspannung kann durch einen Kurzschlussschalter S2 zurückgesetzt werden. Ein Impulsbreitenmodulator-(PWM)-Komparator 325 vergleicht die Flankenspannung VRAMP mit einer Referenzspannung VREF. Wenn die Flankenspannung VRAMP die Referenzspannung VREF überschreitet, setzt der PWM-Komparator 325 einen PWM-Signalspeicher 330. Der wahre Datenausgang (Q) des PWM-Signalspeichers 330 geht an den Gate-Treiber 200 und steuert den Zustand der High-Side- und Low-Side-Schalttransistoren MHS und MLS. Wenn das Ausgangssignal Q hoch gesteuert ist, werden der Transistor MHS eingeschaltet und der Transistor MLS ausgeschaltet. Ein Taktimpulssignal (CLK) fungiert zum Zurücksetzen des PWM-Signalspeichers 330 bei jedem Schaltzyklus. Wenn das Taktimpulssignal CLK hoch gesteuert wird, werden der Transistor MHS ausgeschaltet und der Transistor MLS eingeschaltet.
  • Eine serielle Kombination aus einem Widerstand Rl, R2 und R3 fungiert zum Ausbilden eines Spannungsteilers, welcher eine skalierte und abgetastete Version der Eingangsspannung V_IN (1 und 2) teilt, um die Referenzspannung VREF sowie eine erste geteilte Version (VREF1) der Referenzspannung VREF und eine zweite geteilte Version (VREF2) der Referenzspannung auszubilden.
  • Der Zeitpunkt für das Abtastfenster (die Periode, während welcher der Abtastschalter S1 geschlossen ist) wird durch die Flankenspannung VRAMP, die erste geteilte Referenzspannung VREF 1 und die zweite geteilte Referenzspannung VREF2 bestimmt. Bei einer Ausführungsform ist R3 = R1. Der Wert von R2 hinsichtlich R1 und R3 bestimmt dann die Dauer des Abtastfensters hinsichtlich der Ausschaltzeit des Transistors MHS. Wenn beispielsweise R2 = R1/2 ist, dann beträgt die Dauer des Abtastfensters 20 % der Ausschaltzeit. Mit R1 gleich R3 wird das Abtastfenster in der Mitte der Ausschaltzeit für den Transistor MHS zentriert. Ein Anstiegsflankenkomparator 340 fungiert zum Setzen eines Abtastsignalspeichers 335, wenn die Flankenspannung VRAMP gleich der zweiten geteilten Referenzspannung VREF2 ist. Wenn der Abtastsignalspeicher 335 gesetzt ist, ist der Abtastschalter S1 geschlossen, wie durch den Q-Ausgang des Abtastsignalspeichers 335 gesteuert wird. Ein Abfallflankenkomparator 345 setzt den Abtastsignalspeicher 335 zurück, wenn VRAMP fortgesetzt ansteigt, bis sie gleich der ersten geteilten Referenzspannung VREF1 ist, was bewirkt, dass der Abtastschalter S1 öffnet. Die Flankenspannung VRAMP steigt weiter, bis sie gleich die Referenzspannung VREF ist, worauf der PWM-Komparator 325 den PWM-Signalspeicher 330 setzt, um den Transistor MLS auszuschalten und den Transistor MHS einzuschalten. Der Flankenkondensator CRAMP wird durch das Setzen des Signalspeichers 330 (wann immer der Transistor MLS ausgeschaltet wird) durch den Kurzschlussschalter S2 entladen. Es ist anerkannt, dass die Schaltungen 300, 305, 310 und 315 getrennt von der Abwärtsschalt-Steuervorrichtung 200 dadurch für Konzeptzwecke gezeigt sind, dass diese Schaltungen in einen integrierten Schaltkreis der Steuervorrichtung integriert werden können. Der resultierende integrierte Schaltkreis der Steuervorrichtung kann dann vorteilhafterweise die Transistoren MLS und MHS steuern, wie hier diskutiert.
  • Da der durchschnittliche Induktionsspulenstrom der geregelte Parameter ist, erzeugen die Induktionsspule L1 und der Ausgangskondensator COUT keinen Parallelschwingkreis in dem Regelkreis. Dies vereinfacht den Entwurf der Kompensation für eine Regelkreisstabilität stark. Ferner bildet der Widerstand RC in Reihe mit dem Integrierkondensator CC1 eine Null in der Schleifentransferfunktion aus, was dem Phasenabbau entgegenwirkt, welcher durch die nichtdominanten Pole in dem System bewirkt wird. Der dominante Pol in dem Regelkreis wird durch den Miller-Effekt-Kondensator CC1 und den durchschnittlichen Widerstand des Abtastschalters in Reihe mit dem Widerstand RC2 ausgebildet. Dieser durchschnittliche Widerstand ist umgekehrt proportional zu dem Tastverhältnis der Einschaltzeit des Abtastschalters hinsichtlich der Taktperiode. Die nichtdominanten Pole des Systems bestehen aufgrund der Bandbreitenbegrenzung des CSA 120 und der V-nach-I-Stufen 305 und 320. Der andere nichtdominante Pol besteht aufgrund der Zeitkonstante, welche durch die Induktionsspule L1 und den Widerstand der Last ausgebildet wird. Wenn die Last eine Batterie ist, dann ist der äquivalente Reihenwiderstand ESR2 für die Induktionsspule die Lastimpedanz (unter der Annahme, dass die äquivalente Reiheninduktivität ESL der Batterie viel geringer ist als L1).
  • Für einen Betrieb mit sehr hohem Tastverhältnis kann die Steuervorrichtung 105 in eine Dropout-Regelungsbetriebsart übergehen. In dieser Hinsicht beruhen die meisten Abwärtsregler, welche einen NMOS-High-Side-Schalter aufweisen, auf einer Ladungspumpenstufe, um die Gate-Ansteuerung für den Gate-Treiber des High-Side-Schalters zu erzeugen. Dies liegt daran, dass die Gate-Spannung deutlich über die Eingangsspannung V_IN ausgesteuert werden muss, um den High-Side-Schalttransistor vollständig anzureichern. Die einfachste und wirksamste Ladungspumpenarchitektur verwendet einen externen Kondensator CBOOT (nicht illustriert), welcher aufgefrischt wird, wann immer der Transistor MLS eingeschaltet ist. Wenn die Eingangs und Ausgangsspannungen V_IN und V_OUT des Abwärtsreglers gleich oder beinahe gleich sind, versucht der Regelkreis den Transistor MHS stets eingeschaltet zu halten. Wenn ihm dies ermöglicht wird, dann wird sich der externe Kondensator CBOOT schließlich entladen, und die High-Side-Gate-Ansteuerung wird kollabieren. Um dieses Kollabieren zu verhindern, zwingt die Steuerungslogik typischerweise den Transistor MLS, für eine minimale Dauer während jedes Schaltzyklus einzuschalten. Diese minimale MLS-Einschaltzeit reduziert das maximal erzielbare Tastverhältnis. Um das maximale Tastverhältnis zu erhöhen, kann die Steuervorrichtung 105 folglich in eine Dropout-Betriebsart übergehen. Wenn der Arbeitspunkt den Zustand der minimalen MLS-Einschaltzeit erreicht und der Regelkreis nicht im Regelungsbetrieb ist, beginnt die Fehlerspannung VERR zu steigen. Wenn die Fehlerspannung VERR einmal auf eine vorbestimmte Schwelle gestiegen ist, wird die Taktfrequenz um einen vorbestimmten Faktor reduziert. Dies bewirkt, dass das maximale Tastverhältnis steigt, da die minimale MLS-Einschaltzeit festliegt. Die Fehlerspannung VERR wird dann auf einen Punkt reduziert, bei welchem der Regelkreis im passenden Regelbetrieb ist. Wenn jedoch die erste Reduktion der Taktfrequenz nicht ausreichend ist, um das erforderliche Tastverhältnis zu erzielen, steigt die Fehlerspannung VERR wieder. Wenn die Fehlerspannung VERR wieder die Dropout-Schwelle erreicht, wird die Taktfrequenz um einen anderen vorbestimmten Faktor reduziert. Wenn die Eingangsspannung V_IN steigt, dann fällt die Fehlerspannung VERR. Wenn die Fehlerspannung VERR auf eine zweite vorbestimmte Schwelle gefallen ist, wird die Taktfrequenz um einen Faktor erhöht. Es können ausreichende Haltezeiten unterhalten werden, wann immer der Takt die Frequenz ändert, um zu ermöglichen, dass sich die Fehlerspannung VERR auf ihren neuen Wert ausregelt. Andernfalls könnte die Taktfrequenz zwischen zwei Werten schwingen.
  • Es können einzigartige Ausgleichstechniken verwendet werden, um die Fehlerquellen zu korrigieren, welche die Stromregelungsgenauigkeit der bevorzugten Ausführungsform beeinträchtigen können. Die vorherrschenden Fehlerbeiträge sind folgende: (1) die Unausgeglichenheit des Verhältnisses zwischen dem Repliktransistor MREP1 und dem Transistor MLS; und (2) inhärente Systemverzögerungen aus der Steuerungslogik mit Beeinträchtigung des Abtastimpulszeitpunkts. Der Fehler durch die Unausgeglichenheit des Verhältnisses führt zu einem Verstärkungsfehlerterm und die Systemverzögerungen führen zu einem Versatzterm. Der Verstärkungsfehler kann durch Konfigurieren der Steuervorrichtung 105 in eine Prüfbetriebsart derartig ausgeglichen werden, dass der Transistor MLS stets eingeschaltet und die Fehlerspannung VERR über einen analogen Prüfbus (nicht illustriert) an eine Kontaktfläche oder einen Kontaktstift geleitet wird. Die Referenzspannung VDAC wird auf eine vorgegebene Spannung eingestellt. Zusätzlich ist eine externe dynamische Stromableitung (nicht illustriert) mit der LX-Kontaktfläche (oder Kontaktstift) verbunden und steigt linear an oder wird heraufgestuft, bis die Fehlerspannung VERR ihren Zustand von hoch nach niedrig verändert. Der Wert des LX-Stroms an dem Punkt, an welchem die Fehlerspannung VERR ihren Zustand verändert, ist der Stromregelungsschwellenwert. Die Referenzspannung VDAC wird dann auf eine verschiedene Spannung eingestellt, und der Prozess wird wiederholt. Die Differenz zwischen den beiden LX-Strommessungen und den VDAC-Einstellungen kann verwendet werden, um den Verstärkungsfehler zu bestimmen. Die Referenzspannung VDAC wird dann ausgeglichen, um den Verstärkungsfehler zu korrigieren.
  • Der Abtastimpulsfehler der zeitlichen Steuerung wird durch Versetzen der Steuervorrichtung 105 in eine Prüfbetriebsart derartig ausgeglichen, dass die Fehlerspannung VERR intern an eine Kontaktfläche (oder Kontaktstift) geleitet wird. Das SAMPLE-Signal (der Q-Ausgang aus dem Abtastsignalspeicher 335) wird über einen digitalen Prüfbus DTB (nicht illustriert) an eine Kontaktfläche/Kontaktstift geleitet. In dieser Prüfbetriebsart arbeitet die Steuervorrichtung 105, wie sie es in einer Anwendung tun würde, mit der Ausnahme, dass die Fehlerspannung VERR von einer externen Quelle geschickt wird. Die externe Quelle ist eingestellt, um das erwünschte Tastverhältnis auf dem LX-Knoten zu erzielen. Das SAMPLE-Signal wird mit der LX-Impulswellenform verglichen. Der Abtastimpulsfehler der zeitlichen Steuerung wird mittels digital programmierbarer Verzögerungszellen (nicht illustriert) ausgeglichen, welche mit den Ausgängen des Anstiegsflankenkomparators 430 und des Abfallflankenkomparators 345 in Reihe geschaltet sind. Das Ziel ist es, den Verzögerungszeitpunkt derartig auszugleichen, dass die Zeit von der abfallenden Flanke von LX zu der ansteigenden Flanke des SAMPLE-Signals genau gleich dem Ausgleich von der abfallenden Flanke des SAMPLE-Signals zu der ansteigenden Flanke von LX ist.
  • Ein beispielhafter Abwärtswandler 400 ist ausführlicher in 4A und 4B gezeigt. Die Signalverbindungen zwischen 4A und 4B sind durch die Buchstaben A', B', C', D', E' und F' bezeichnet. Der Abwärtswandler 400 ist im Wesentlichen der gleiche, wie hinsichtlich des Abwärtswandlers 100 diskutiert. Folglich werden hier nur die zusätzlichen Details für den Abwärtswandler 400 weiter diskutiert. Beispielsweise kann die Stromabtastschaltung 300 eine Stromquelle 400 umfassen, welche den positiven Eingang des CSA 120 ansteuert, wenn ein Schalter S3 geschlossen wird, wie durch ein Komplement eines STARTUP_END-Signals gesteuert. Die Stromquelle 400 kann verwendet werden, wenn ein negativer Induktionsspulenstrom gemessen wird (ein Strom, welcher von der Induktionsspule L1 in den Knoten LX fließt). Das Komplement des STARTUP_END-Signals kann auch einen Schalter S4 steuern, um den Knoten, welcher die Ausgangsspannung CSAOUT trägt, mit einem Strom aus einer Stromquelle 405 vorzuspannen.
  • Die Abtastschalt-EA-Integratorschaltung 310 in dem Abwärtswandler 400 umfasst einen Kurzschlussschalter S5, welcher den negativen Eingang an den EA 120 kurzschließen kann. Zusätzlich kann der negative Eingang an den EA 120 durch einen Kondensator CACFLTR geglättet werden, welcher zwischen dem negativen Eingang und Masse verbunden ist. Ein Folgeverstärker 410 puffert den Ausgang des EA 120, um eine Fehlerspannung VERR auszubilden, welche bei einer minimalen Spannung begrenzt werden kann, welche durch einen Schalter S6 ausgewählt wird. Ein Widerstand R01 lädt den Eingang an den Folgeverstärker 410.
  • In der Flankengenerator- und Schaltgeneratorschaltung 315 steuert der V-nach-I-Verstärker 320 den Flankenkondensator durch einen Stromspiegel an, welcher durch die NMOS-Transistoren M1 und M2 ausgebildet wird. Wenn der Ausgang des V-nach-I-Verstärkers 320 hoch geht, schaltet er einen NMOS-Schalttransistor M3 ein. Dann fließt Strom durch den Transistor M2, welche durch einen Transistor gespiegelt ist, um zu bewirken, dass die Flankenspannung VRAMP auf dem Flankenkondensator CRAMP aufgebaut wird. Der V-nach-I-Verstärker vergleicht eine Spannung über einen Widerstand RV21, welcher mit dem Transistor M3 in Reihe geschaltet ist, mit der Fehlerspannung VERR, um sein Ausgabesignal über einen Widerstand R02 auszubilden.
  • Die Referenzspannung VREF, welche über die serielle Kombination aus den Widerständen Rl, R2 und R3 ausgebildet wird, wird durch die Eingangsspannung V_IN über einen NMOS-Transistor M6 geliefert, welcher die Referenzspannung VREF mit einer geteilten Version der Eingangsspannung vergleicht, welche über einen Widerstand 425 ausgebildet wird, welcher parallel mit einem Kondensator 430 und in Reihe mit einem Widerstand 420 geschaltet ist. Ein Verstärker 435 vergleicht VREF und die geteilte Version der Eingangsspannung, um den Transistor M6 dementsprechend zu steuern.
  • Das in 5 gezeigte Zeitdiagramm illustriert das Verhalten einer Anzahl Signale für den Abwärtswandler 400 (oder den Abwärtswandler 100). Insbesondere ist zu beachten, dass mit sequenziellem Ansteigen der Flankenspannung VRAMP über VREF2 hinaus, die ansteigende Flanke des SAMPLE-Signals ausgelöst wird. Genauso wird die abfallende Flanke des SAMPLE-Signals durch ein Ansteigen der Flankenspannung über VREF1 hinaus ausgelöst. Das Ergebnis ist, dass das Abtastfenster um den durchschnittlichen Induktionsspulenstrom IOUT herum zentriert wird. Dies ist in 6 ausführlicher gezeigt. Insbesondere ist der Induktionsspulenstrom IL während des Abtastfensters in 6 schattiert dargestellt. Der durchschnittliche Induktionsspulenstrom IOUT ist gleich einer Hälfte des schattierten Bereichs, da er durch die Abtastfensterperiode geteilt ist.
  • Durchschnittsfachleute erkennen nun, und in Abhängigkeit von der bestimmten vorliegenden Anwendung, dass viele Modifikationen, Substitutionen und Variationen in und an den Materialien, der Vorrichtung, den Konfigurationen und den Verfahren zum Verwenden der Vorrichtungen der vorliegenden Offenbarung angefertigt werden können, ohne von ihrem Gedanken und Schutzumfang abzuweichen. In diesem Licht darf der Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung nicht auf den der bestimmten Ausführungsformen begrenzt werden, welche hier illustriert und beschrieben sind, da sie bloß einige Beispiele davon sind, sondern er muss stattdessen vollständig mit dem der Ansprüche, welche hier nachfolgend beigefügt sind, und ihren funktionalen Äquivalenten vergleichbar sein.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 62278943 [0001]

Claims (15)

  1. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung, Folgendes umfassend: eine Replikschaltung umfassend einen Repliktransistor und einen Strommessverstärker, wobei der Strommessverstärker konfiguriert ist, den Repliktransistor mit einem ersten Replikstrom anzusteuern, welcher gleich einer skalierten Version eines Stroms durch einen Low-Side-Schalttransistor ist, und wobei der Strommessverstärker weiterhin konfiguriert ist, einen zweiten Replikstrom auszugeben, welcher gleich einer anderen skalierten Version des Stroms durch den Low-Side-Schalttransistor ist; einen Abtastschalter, welcher konfiguriert ist, den zweiten Replikstrom während eines Abtastfensters abzutasten, um ein abgetastetes Signal zu erzeugen; einen Fehlerverstärker, welcher konfiguriert ist, das abgetastete Signal mit einem ersten Referenzsignal zu vergleichen, um während des Abtastfensters ein Fehlersignal zu erzeugen; und eine Steuervorrichtung, welche konfiguriert ist, einen Zyklenbetrieb eines High-Side-Schalttransistors und des Low-Side-Schalttransistors als Reaktion auf das Fehlersignal zu steuern.
  2. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Repliktransistor ein erster Repliktransistor ist, welcher einen Drain-Anschluss aufweist, welcher an einen Drain-Anschluss des Low-Side-Schalttransistors angeschlossen ist, und einen Source-Anschluss aufweist, welcher an einen ersten Eingang des Strommessverstärkers angeschlossen ist, und wobei die Replikschaltung weiterhin einen zweiten Repliktransistor umfasst, welcher zwischen einem Source-Anschluss des Low-Side-Schalttransistors und einem zweiten Eingang des Strommessverstärkers angeschlossen ist.
  3. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 2, wobei ein erster Ausgang des Strommessverstärkers an den Source-Anschluss des ersten Repliktransistors angeschlossen ist und wobei der Strommessverstärker weiterhin konfiguriert ist, den zweiten Replikstrom an einem zweiten Ausgang des Strommessverstärkers auszugeben.
  4. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Referenzsignal eine Referenzspannung ist und das Fehlersignal eine Fehlerspannung ist, der integrierte Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung weiterhin Folgendes umfassend: einen Temperatur-kompensierten Widerstand, welcher konfiguriert ist, den zweiten Replikstrom zu erhalten, um eine Spannung zu erzeugen, wobei der Fehlerverstärker konfiguriert ist, die Spannung mit der Referenzspannung zu vergleichen, um die Fehlerspannung zu erzeugen.
  5. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 4, wobei der Fehlerverstärker ein Integratorfehlerverstärker ist, welcher konfiguriert ist, die Fehlerspannung während des Abtastfensters zu integrieren.
  6. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 4, weiterhin Folgendes umfassend: einen Spannungs-Stromverstärker, welcher konfiguriert ist, die Fehlerspannung in einen Flankenstrom zu übersetzen; und einen Flankenkondensator, welcher konfiguriert ist, eine Flankenspannung als Reaktion auf den Flankenstrom zu erzeugen.
  7. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 6, weiterhin Folgendes umfassend: einen Impulsbreitenmodulator-(PWM)-Signalspeicher; einen PWM-Komparator, welcher konfiguriert ist, die Flankenspannung mit einer ersten Referenzspannung VREF zu vergleichen, um ein Setzsignal für den PWM-Signalspeicher zu erzeugen; einen Abfallflankenkomparator, welcher konfiguriert ist, die Flankenspannung mit einer ersten geteilten Version einer Referenzspannung VREF zu vergleichen, um das Abtastfenster zu beenden; einen Anstiegsflankenkomparator, welcher konfiguriert ist, die Flankenspannung mit einer zweiten geteilten Version der Referenzspannung VREF zu vergleichen, um das Abtastfenster zu beginnen, wobei die erste geteilte Version der Referenzspannung VREF größer ist als die zweite geteilte Version der Referenzspannung VREF.
  8. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 7, weiterhin Folgendes umfassend: einen Kurzschlussschalter, welcher konfiguriert ist, die Flankenspannung als Reaktion auf ein wahres Datenausgabesignal aus dem PWM-Signalspeicher auf Masse zu legen.
  9. Integrierter Schaltkreis einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung nach Anspruch 7, wobei der PWM-Signalspeicher konfiguriert ist, als Reaktion auf ein Taktsignal zurückgesetzt zu werden, wobei der PWM-Signalspeicher konfiguriert ist, zu befehlen, dass der High-Side-Schalttransistor zyklisch eingeschaltet wird, während der PWM-Signalspeicher gesetzt ist, und anzuweisen, dass der High-Side-Schalttransistor zyklisch ausgeschaltet wird, während der PWM-Signalspeicher zurückgesetzt ist.
  10. Verfahren zum Steuern eines Abwärtswandlers, Folgendes umfassend: Replizieren eines Stroms durch einen Low-Side-Schalttransistor durch einen Repliktransistor, um einen skalierten Replikstrom des Stroms durch den Low-Side-Schalttransistor zu erzeugen; Abtasten des skalierten Replikstroms während eines Abtastfensters, wobei das Abtastfenster während einer eingeschalteten Periode des Low-Side-Schalttransistors auftritt, um ein abgetastetes Signal zu erzeugen; Vergleichen des abgetasteten Signals mit einem Referenzsignal, um ein Fehlersignal zu erzeugen; und Steuern einer eingeschalteten Periode eines High-Side-Schalttransistors und der eingeschalteten Periode des Low-Side-Schalttransistors als Reaktion auf das Fehlersignal.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei Replizieren des Stroms durch den Low-Side-Schalttransistor durch den Repliktransistor, um den skalierten Replikstrom des Stroms durch den Low-Side-Schalttransistor zu erzeugen, Ansteuern des Low-Side-Schalttransistors als Reaktion auf eine Rückkoppelung aus einem Strommessverstärker umfasst, um dem Repliktransistor eine Drain-Source-Spannung aufzuzwingen, welche einer Drain-Source-Spannung für den Low-Side-Schalttransistor gleicht, und eine Gate-Source-Spannung aufzuzwingen, welche einer Gate-Source-Spannung für den Low-Side-Schalttransistor gleicht.
  12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei Abtasten des skalierten Replikstroms während des Abtastfensters Abtasten einer Spannung umfasst, welche aus dem skalierten Replikstrom während des Abtastfensters abgeleitet ist, um eine abgetastete Signalspannung zu erzeugen; und wobei Vergleichen des abgetasteten Signals mit dem Referenzsignal, um das Fehlersignal zu erzeugen, Vergleichen der abgetasteten Signalspannung mit einer Referenzspannung umfasst, um eine Fehlerspannung zu erzeugen.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, weiterhin Folgendes umfassend: Integrieren der Fehlerspannung während des Abtastfensters.
  14. Verfahren nach Anspruch 12, weiterhin Folgendes umfassend: Umwandeln der Fehlerspannung in einen Fehlerstrom; Laden eines Flankenkondensators mit dem Fehlerstrom, um eine Flankenspannung zu erzeugen; Vergleichen der Flankenspannung mit einer Referenzspannung VREF, um ein Setzsignal zu erzeugen, wenn die Flankenspannung gleich der Referenzspannung VREF ist; Einstellen eines Impulsbreitenmodulator-(PWM)-Signalspeichers als Reaktion auf das Setzsignal; und Zurücksetzen des PWM-Signalspeichers als Reaktion auf ein Taktsignal.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, weiterhin Folgendes umfassend: Ansteuern eines High-Side-Schalttransistors, während der PWM-Signalspeicher gesetzt ist; und Ansteuern eines Low-Side-Schalttransistors, während der PWM-Signalspeicher zurückgesetzt ist.
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