DE10316223B3

DE10316223B3 - Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors

Info

Publication number: DE10316223B3
Application number: DE10316223A
Authority: DE
Inventors: Andreas Kiep
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-04-09
Filing date: 2003-04-09
Publication date: 2004-09-09
Anticipated expiration: 2023-04-10
Also published as: TWI277296B; US20040263201A1; TW200428775A; US7005882B2

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Ansteuerelektrode, wobei die Ansteuerelektrode während eines Einschaltzyklus, abhängig von einem Ansteuersignal, geladen wird und während eines Ausschaltzyklus, abhängig von dem Ansteuersignal, entladen wird und der Transistor, abhängig von der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten Ladung, leitet oder sperrt, wobei zur Ermittlung des Schaltzustandes der zeitliche Verlauf eines Lade- und Entladestromes der Ansteuerelektrode oder der zeitliche Verlauf der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten Ladung ausgewertet wird und wobei ein von dem Schaltzustand abhängiges Zustandssignal bereitgestellt wird, und eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Steuerelektrode, wie beispielsweise eines MOSRET oder IGBT, wie z.B. aus der DE 4032014 A1 bekannt.

Derartige Transistoren, die auch als spannungsgesteuerte Transistoren bezeichnet werden, leiten und sperren abhängig von einer zwischen dem Ansteueranschluss, dem Gate-Anschluss bei MOSFET und IGBT, und einem der Laststreckenanschlüsse, dem Source-Anschluss bei einem MOSFET und dem Emitter-Anschluss bei einem IGBT, anliegenden Steuerspannung. Bei Anlegen einer solchen Ansteuerspannung an die von außen an einem Transistorgehäuse zugänglichen Anschlüsse eines zunächst sperrenden Transistors fließt ein Ladestrom auf die Gate-Elektrode, um diese aufzuladen. Maßgeblich für den Schaltzustand des Transistors ist dabei die auf die Gate-Elektrode geflossene Ladung bzw. die aus dieser auf die Ansteuerelektrode geflossenen Ladung resultierende interne Ansteuerspannung, die sich von der von außen angelegten Ansteuerspannung wegen parasitärer Widerstände in der Zuleitung der Ansteuerelektrode und während des Einschaltvorganges wegen der Wirkung der Ansteuerelektrode als Kondensator unterscheidet. Diese interne Ansteuerspannung ist nur unmittelbar an den in einem Gehäuse verpackten Transistorchip abgreifbar und steht deshalb für Messungen nicht zur Verfügung.

Derartige Transistoren mit isolierter Elektrode werden insbesondere als Leistungsschalter eingesetzt, die zellenartig aufgebaut sind und bei denen eine Vielzahl gleichartig aufgebauter Transistoren parallel geschaltet sind, um eine hohe Strom- und Spannungsfestigkeit zu erreichen. Bei welchen von außen anliegenden Gate-Spannungen derartige Leistungsschalter eingeschaltet sind, bei welchen Gate-Spannungen sie ausgeschaltet sind oder bei welchen Gate-Spannungen sie sich im Übergangsbereich zwischen dem Ein-Zustand und Aus-Zustand befinden, ist den Datenblättern derartiger Bauelemente zu entnehmen. Eine genaue Erfassung des Ein- und Ausschaltzeitpunktes solcher Leistungsschalter ist beispielsweise bei Halbbrücken erforderlich, bei denen die Laststrecken zweier Halbleiterleistungsschalter in Reihe zwischen zwei Versorgungspotentiale geschaltet sind und an deren gemeinsamen Lastanschluss eine Last angeschlossen ist. Zur Vermeidung von Schaltverlusten und insbesondere zur Vermeidung eines Kurzschlusses muss bei derartigen Anwendungen sichergestellt sein, dass nur jeweils einer der beiden Leistungsschalter leitet. Um den Zeitablauf der Ansteuerung der beiden Halbleiterleistungsschalter zu optimieren, sind insbesondere die Ausschaltzeitpunkte der Leistungsschalter exakt zu ermitteln, um einen der Leistungsschalter erst dann einzuschalten, wenn der jeweils andere Leistungsschalter sicher sperrt.

Zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Leistungsschalters bzw. zur Ermittlung der Schaltzeitpunkte ist es bekannt, das jeweilige Ansteuersignal heranzuziehen, nach dessen Maßgabe die Ansteuerelektrode des Leistungsschalters beispielsweise über eine Treiberschaltung geladen und entladen wird, und nach einem Pegelwechsel dieses Ansteuersignals eine feste Zeitdauer zu warten bis mittels eines geeigneten Zustandssignals ein Wechsel des Schaltzustandes angezeigt wird. Diese Wartezeit ist so großzügig dimensioniert, dass nach Ablauf der Wartezeit der Leistungsschalter sicher leitet oder sicher sperrt. Nachteilig ist hierbei, dass der eigentliche Zeitpunkt, zu dem der Schaltvorgang abgeschlossen ist, nicht ermittelt wird. Außerdem trägt die großzügige Dimensionierung der Wartezeit zu Schaltverlusten bei.

Weiterhin besteht die Möglichkeit, den Schaltzustand aus der von außen angelegten Ansteuerspannung abzuleiten. Nachteilig ist hierbei, dass die den Schaltzustand bestimmende interne Ansteuerspannung dieser von außen angelegten Ansteuerspannung zeitlich nacheilt, so dass dieses Verfahren nicht exakt genug ist, um den genauen Zeitpunkt des Ein- und/oder Ausschaltens zu ermitteln. Außerdem kann die interne Ansteuerspannung wegen parasitärer Effekte der Anschlussleitungen und des Gehäuses anhand der von außen an das Bauelement angelegten Ansteuerspannung nicht eindeutig ermittelt werden. Bei der Auswertung der Gate-Source-Spannung bei MOSFET besteht darüber hinaus die Schwierigkeit, dass wegen des bekannten Miller-Effektes bei Anlegen einer Ansteuerspannung die Gate-Source-Spannung zunächst ansteigt, dann für eine bestimmte Zeitdauer annähernd auf einem konstanten Pegel verbleibt bevor sie weiter ansteigt. Während dieses Zeitraumes, während dem die Gate-Source-Spannung auf dem konstanten Pegel, dem sogenannten Miller-Plateau, verbleibt, findet der Einschaltvorgang statt, so dass die Schwierigkeit besteht, diese Gate-Source-Spannung zur Ermittlung des Einschaltzeitpunktes mit einem Referenzwert zu vergleichen, der möglichst wenig oberhalb des Plateaus liegt, und zur Ermittlung des Ausschaltzustandes mit einem Referenzwert zu vergleichen, der möglichst wenig unterhalb des Plateaus liegt.

Der Schaltzustand eines Leistungsschalters kann auch anhand der über dem Leistungsschalter anliegenden Laststreckenspannung ermittelt werden. Allerdings liegen die durch Leistungsschalter geschalteten Spannungen häufig im Bereich von einigen 10 bis einigen 100 Volt. Derartige Spannungen sind mittels herkömmlicher Logikschaltungen nicht auszuwerten, so dass entsprechende Spannungsteiler erforderlich sind, die wiederum die Kosten der Auswertung erhöhen.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Ansteuerelektrode zur Verfügung zu stellen, wobei eine exakte und kostengünstige Erfassung des Schaltzustandes gewährleistet sein soll.

Dieses Ziel wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 8 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Ansteuerelektrode sieht vor, den zeitlichen Verlauf eines Lade- und Entladestromes der Ansteuerelektrode oder den zeitlichen Verlauf der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten Ladung auszuwerten, wobei ein den Schaltzustand angebendes Zustandssignal bereitgestellt wird.

Im Gegensatz zu bekannten Verfahren wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren unmittelbar die den Schaltzustand bestimmende Größe, nämlich die auf der Ansteuerelektrode gespeicherte Ladung ausgewertet, wobei diese Ladung anhand des über der Zeit auf der Ansteuerelektrode fließenden Lade- und Entladestromes ermittelt werden kann. Das erfindungsgemäße Verfahren ist deshalb besonderes effektiv, weil der Ladestrom sowohl zur leitenden Ansteuerung des Transistors als auch zur sperrenden Ansteuerung des Transistors durch eine den Lade- und Entladestrom üblicherweise bereitstellende Treiberschaltung fließt, so dass in der Treiberschaltung über diesen Ladestrom die auf der Ansteuerelektrode gespeicherte Ladung einfach erfasst werden kann. Der Vorteil der Verwendung eines von der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten Ladung abhängigen Signals zur Ermittlung des Schaltzustandes besteht außerdem darin, dass die auf der Ansteuerelektrode gespeicherte Ladung weniger stark oszilliert als beispielsweise die Laststreckenspannung oder die von außen abgreifbare Ansteuerspannung des Transistors.

Bei einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, ein von dem Lade- und Entladestrom abhängiges Strommesssignal zur Verfügung zu stellen, das Strommesssignal über der Zeit aufzuintegrieren, um ein Ladungssignal zur Verfügung zu stellen und das Ladungssignal mit einem Referenzsignal zu vergleichen, wobei abhängig von diesem Vergleichsergebnis das den Schaltzustand wiedergebende Zustandssignal bereitgestellt wird.

Vorzugsweise werden unterschiedliche Referenzsignale für den Einschaltvorgang und den Ausschaltvorgang des Transistors ausgewählt, wobei das Referenzsignal für den Einschaltvorgang so gewählt ist, dass der Transistor sicher leitet, wenn das Ladungssignal das Referenzsignal erreicht, und wobei das Referenzsignal für den Ausschaltvorgang so gewählt ist, dass der Transistor sicher sperrt, wenn das Ladungssignal das Referenzsignal erreicht. Vorzugsweise sind das oder die Referenzsignale von außen an einer das Zustandssignal bereitstellenden Auswerteeinheit einstellbar.

Vorzugsweise wird während eines Einschaltzyklusses, bei dem ein Ladestrom auf die Steuerelektrode fließt, ein Maximalwert des Ladungssignals ermittelt, und das Referenzsignal oder die Referenzsignale, wenn für den Einschalt- und Ausschaltvorgang unterschiedliche Referenzsignale verwendet werden, werden abhängig von diesem Maximalwert eingestellt. Hierdurch kann ein Zustandssignal bereitgestellt werden, das einen Pegelwechsel beim Einschalten dann aufweist, wenn die auf der Ansteuerelektrode gespeicherte Ladung einen vorherbestimmten Anteil der Gesamtladung entspricht, und bei dem das Zustandssignal beim Ausschalten einen Pegelwechsel dann aufweist, wenn die auf der Ansteuerelektrode gespeicherte Ladung nur noch einem vorherbestimmten Anteil der Gesamtladung entspricht.

Bei einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens ist vorgesehen, während eines Ansteuerzyklusses des Transistors eine erste Zeitdauer zwischen einem ersten Zeitpunkt, zu dem eine erste Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode gespeichert ist, und einem zweiten Zeitpunkt zu dem eine zweite Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode gespeichert ist, zu ermitteln. Diese Zeitdauer kann während eines nachfolgenden Ansteuerzyklus dazu verwendet werden, das Zustandssignal zu ermitteln, indem der Zeitpunkt ermittelt wird, zu dem die erste Ladung auf der Ansteuerelektrode gespeichert wird und in dem ausgehend von diesem Zeitpunkt eine von der ermittelten Zeitdauer abhängige Zeitdauer gewartet wird, bis ein Pegelwechsel des Zustandssignals erzeugt und damit ein Wechsel des Schaltzustandes angezeigt wird.

Weiterhin besteht die Möglichkeit, die Zeitdauer zwischen einem ersten Zeitpunkt, zu dem eine erste Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode gespeichert ist, und einem zweiten Zeitpunkt zu dem eine zweite Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode gespeichert ist, zu ermitteln und mit einer Referenzzeitdauer zu vergleichen. Diese Zeitpunkte werden beispielsweise ermittelt, indem der Wert der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten Ladung mit einem ersten und zweiten Referenzwert verglichen wird, wobei der erste und zweite Zeitpunkt den Zeitpunkten entsprechen, zu denen die gespeicherte Ladung den Referenzwerten entspricht. Abhängig von dem Vergleichsergebnis wird während eines nächsten Ansteuerzyklus der erste Referenzwert vergrößert oder verringert und der Wert der ersten Zeitdauer erneut ermittelt. Dieser Vorgang wird während nachfolgender Ansteuerzyklen wiederholt, bis ein erster Referenzwert eingestellt ist, der einer ersten Zeitdauer zugeordnet ist, die der Referenzzeitdauer entspricht oder weniger als ein vorgegebener Wert von der Referenzzeitdauer abweicht. Die zweite Ladungsmenge bzw. der zweite Referenzwert ist beispielsweise so gewählt, dass der Transistor sicher sperrt, wenn die Gate-Elektrode während eines Ausschaltzyklusses bis auf den Wert der zweiten Ladungsmenge entladen wurde. Ist der Transistor in einer Schaltung eingesetzt, bei der abhängig vom Erreichen des Ausschaltzustandes des Transistors weitere Schaltungskomponenten angesteuert werden und sind bei der Ansteuerung der weiteren Schaltungskomponenten Verzögerungszeiten, beispielsweise durch Gatterlaufzeiten, zu beachten, so wird vorteilhafterweise die Referenzzeitdauer gleich dieser Verzögerungszeit gewählt. Stellt sich bei diesem Verfahren der erste Referenzwert so ein, dass die erste Zeitdauer zwischen dem Erreichen der ersten Referenzladung auf der Ansteuerelektrode und der zweiten Referenzladung auf der Ansteuerelektrode der Verzögerungszeit entspricht, so kann während nachfolgender Ansteuerzyklen, eine einen Wechsel des Schaltzustandes anzeigende Flanke des Zustandsignals bei Erreichen der ersten Referenzladung erzeugt werden, um eine Ansteuerung der anderen Schaltungskomponenten anzusteuern. Wegen der Verzögerungszeit werden diese tatsächlich erst dann angesteuert, wenn die Ladung auf der Ansteuerelektrode auf den zweiten Referenzwert abgesunken ist, bei dem der Transistor sicher" sperrt.

Bei einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, unmittelbar das von dem Lade- und Entladestrom abhängige Strommesssignal auszuwerten, insbesondere dahingehend, wann eine zweite Spitze des Strommesssignals erreicht wird, um abhängig davon das Zustandssignal zu erzeugen. Diese Art der Auswertung eignet sich insbesondere zur Schaltzustandserkennung eines als High-Side-Schalter eingesetzten Leistungsschalters, der also zwischen ein positives Versorgungspotential und die Last geschaltet ist, der zur Ansteuerung einer induktiven Last dient. Beim Sperren eines solchen High-Side-Schalters wird die Ladung der Ansteuerelektrode in zwei Phasen abgeführt, woraus ein zweistufiger Entladevorgang resultiert. Für die Ermittlung des Schaltzustandes macht man sich hierbei die Erkenntnis zu Nutze, dass zu dem Zeitpunkt, zu dem die zweite Spitze des Entladestromes erreicht wird, der Transistor sicher gesperrt ist. Zur Auswertung dieses zeitlichen Verlaufes wird das Strommesssignal beispielsweise mit einem Referenzsignal verglichen, wobei ein Pegelwechsel eines aus diesem Vergleich resultierenden Vergleichssignals mittels einer Zählanordnung gezählt wird und das Zustandssignal derart erzeugt wird, dass es zu dem Zeitpunkt zu dem das Vergleichssignal zum zweiten Mal den Pegel wechselt, einen Pegelwechsel aufweist.

Die Vorrichtung zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Ansteuerelektrode umfasst eine Strommessanordnung, die ein von einem Lade- und Entladestrom des Transistors abhängiges Strommesssignal bereitstellt, sowie eine Auswerteeinheit, der das Strommesssignal zugeführt ist und die ein von dem zeitlichen Verlauf des Strommesssignals abhängiges Zustandssignal bereitstellt.

Bei einer Ausführungsform umfasst die Auswerteeinheit eine Integriereinheit, der das Strommesssignal zugeführt ist und die ein von der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten Ladung abhängiges Ladungssignal bereitstellt. Einer Vergleichereinheit ist das Ladungssignal und ein erstes Referenzsignal zugeführt, wobei die Vergleichereinheit ein von einem Vergleich des Ladungssignals und des ersten Referenzsignals abhängiges Zustandssignal zur Verfügung stellt.

Vorzugsweise umfasst die Auswerteeinheit eine Maximalwerterfassungseinheit, der das Ladungssignal zugeführt ist und die ein Maximalwertsignal zur Verfügung stellt, wobei das erste Referenzsignal von dem Maximalwertsignal abhängig ist.

Bei einer anderen Ausführungsform umfasst die Auswerteeinheit eine Integriereinheit, der das Strommesssignal zugeführt ist, und die ein von der auf der Ansteuerelektrode gespeicherten elektrischen Ladung abhängiges Ladungssignal bereitstellt. Die Auswerteeinheit umfasst weiterhin eine erste Vergleichseinheit der das Ladungssignal oder ein erstes Referenzsignal zugeführt sind und die ein erstes Vergleichssignal zur Verfügung stellt, sowie eine zweite Vergleichereinheit, der das Ladungssignal und ein zweites Referenzsignal zugeführt sind, und die ein zweites Vergleichssignal zur Verfügung stellt. Das erste und zweite Vergleichssignal sind einer Zeiterfassungseinheit zugeführt, die ein von einem zeitlichen Abstand eines Pegelwechsels des ersten Vergleichssignals und eines Pegelwechsels des zweiten Vergleichssignals abhängiges Zeitsignal zur Verfügung stellt. Dieses Zeitsignal und das erste Vergleichssignal sind einer Verknüpfungseinheit zugeführt, die das Zustandssignal abhängig von dem ersten Vergleichssignal und dem Zeitsignal bereitstellt.

Der Verknüpfungseinheit ist vorzugsweise auch das zweite Vergleichssignal zugeführt, wobei die Verknüpfungseinheit dazu ausgebildet ist, das zweite Vergleichssignal als Zustandssignal auszugeben, wenn das Zeitsignal kleiner als ein vorgegebener Wert ist. Dies ermöglicht ein Funktionieren der Auswerteschaltung auch im ersten Ansteuerzyklus, wenn noch keine Zeitdauer zwischen Pegelwechseln des ersten und zweiten Vergleichssignals ermittelt wurden.

Bei einer weiteren Ausführungsform umfasst die Auswerteeinheit eine Vergleichereinheit, der das Strommesssignal und ein drittes Referenzsignal zugeführt sind und die ein Vergleichssignal bereitstellt. Der Vergleichereinheit ist eine Zähleranordnung nachgeschaltet, die dazu ausgebildet ist, Pegelwechsel des Vergleichssignals zu zählen und die ein von dem Zählerstand abhängiges Zählsignal bereitstellt. Der Zähleranordnung ist eine Zählersignalauswertungseinheit nachgeschaltet, der das Zählersignal zugeführt ist und die eine von dem Zählersignal abhängiges Statussignal bereitstellt. Die Zähleranordnung ist vorzugsweise dazu ausgebildet, einen ersten und einen zweiten Zählerstand anzunehmen, von denen das Zählersignal abhängig ist, wobei die Zählerauswertungseinheit ein Zustandssignal bereitstellt, das einen Pegelwechsel aufweist, wenn der Zählerzustand von einem bestimmten der beiden Zählerzustände auf den anderen Zählerzustand wechselt. Mit anderen Worten, ein Pegelwechsel des Zustandssignals wird immer dann erzeugt, wenn zwei Pegelwechsel des Vergleichssignals ermittelt wurden.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. In den Figuren zeigt
1 eine Schaltungsanordnung mit einem als Low-Side-Schalter eingesetzten MOSFET und einer Ansteuerschaltung, wobei die Ansteuerschaltung eine Schaltungsanordnung zur Erfassung des Schaltzustandes des MOSFET aufweist,
2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Auswerteeinheit zur Ermittlung eines von einem Schaltzustand abhängigen Zustandssignals unter Verwendung eines Referenzsignals (2A) und unter Verwendung zweier Referenzsignale (2B),
3 beispielhafte Zeitverläufe ausgewählter in den 1 und 2 dargestellter Signale,
4 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Auswerteeinheit zur Bereitstellung eines von einem Schaltzustand abhängigen Zustandsignals,
5 ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel einer Integriereinheit zur Verwendung in einer der Auswerteeinheiten,
6 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Auswerteeinheit zur Ermittlung eines von einem Schaltzustand des Transistors abhängigen Zustandssignals,
7 beispielhafte Verläufe ausgewählter in den 1 und 6 dargestellter Signale,
8 eine Schaltungsanordnung mit einem als High-Side-Schalter eingesetzten MOSFET und einer Ansteuerschaltung, wobei die Ansteuerschaltung eine Schaltungsanordnung zur Erfassung des Schaltzustandes des MOSFET aufweist,
9 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Auswerteeinheit zur Bereitstellung eines von einem Schaltzustand abhängigen Zustandssignals,
10 beispielhafte Verläufe ausgewählter in den 1 und 9 dargestellter Signale,
11 eine Halbbrückenschaltung mit zwei in Reihe geschalteten MOSFET und einer Auswerteeinheit zur Ermittlung von Schaltzuständen der MOSFET,
12 eine Abwandlung der in 6 dargestellten Auswerteeinheit.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile und Signale mit gleicher Bedeutung.
1 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem als Low-Side-Schalter eingesetzten MOSFET, dessen Drain-Source-Strecke D-S in Reihe zu einer Last zwischen ein Versorgungspotential Vcc und Bezugspotential GND geschaltet ist. Der MOSFET T wird nach Maßgabe eines Ansteuersignals IN über eine Treiberschaltung 10 angesteuert, wobei die Treiberschaltung 10 dazu dient, das Steuersignal IN, dass beispielsweise ein Signal mit einem Logikpegel ist, in ein Signal mit geeigneten Pegeln zur Ansteuerung des MOFET T umzusetzen. Zur leitenden Ansteuerung fließt ein Gate-Ladestrom Ig auf die als Ansteuerelektrode des MOFET T dienende Gate-Elektrode G. Zum Sperren des MOFET T fließt ein Entladestrom von der Gate-Elektrode bzw. ein negativer Ladestrom Ig.
Die 3A und 3B zeigen beispielhaft einen zeitlichen Verlauf des Ansteuersignals IN und den zeitlichen Verlauf des Gate-Ladestromes Ig abhängig von dem Ansteuersignal IN. In der Darstellung wird davon ausgegangen, dass das Ansteuersignal IN einen High-Pegel annimmt, wenn der MOSFET T leitend angesteuert werden soll. Zur leitenden Ansteuerung fließt ein positiver Ladestrom Ig auf die Gate-Elektrode, der dadurch hervorgerufen wird, dass durch die Treiberschaltung 10 eine positive Ansteuerspannung zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des MOSFET angelegt wird. Entsprechend nimmt das Ansteuersignal IN einen Low-Pegel an, wenn der MOSFET gesperrt werden soll, wobei dann ein negativer Gate-Ladestrom Ig bzw. ein Entladestrom fließt. Dieser Entladestrom wird beispielsweise dadurch hervorgerufen, dass durch die Treiberschaltung 10 der Gate-Anschluss G und der Source-Anschluss S des MOSFET T kurzgeschlossen werden.
Eine Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Schaltzustandes des MOSFET T und zur Bereitstellung eines von dem Schaltzustand abhängigen Zustandssignals ST umfasst eine Stromerfassungseinheit 20, die an den Gate-Anschluss G des MOSFET angeschlossen und die zwischen die Treiberschaltung 10 und den Gate-Anschluss G geschaltet ist. Die Stromerfassungseinheit 20 stellt ein von dem Gate-Ladestrom Ig abhängiges Strommesssignal S1 zur Verfügung, das einer Auswerteeinheit 30 zugeführt ist, die den zeitlichen Verlauf des Strommesssignals S1 auswertet und abhängig von diesem zeitlichen Verlauf das Zustandssignal ST zur Verfügung stellt.
2A zeigt ein Ausführungsbeispiel einer solchen Auswerteeinheit 30, die aus dem Strommesssignal S1 das Zustandssignal ST bereitstellt. Diese Auswerteeinheit 30 umfasst eine Integriereinheit 31, der das Strommesssignal S1 zugeführt sind und die ein Ladungssignal S2 bereitstellt, das dem Integral des Strommesssignals S1 über der Zeit entspricht und das somit proportional zu der auf der Gate-Elektrode G gespeicherten elektrischen Ladung des MOSFET T ist.
3C zeigt beispielhaft den zeitlichen Verlauf dieses Ladungssignals 52 bzw. der auf der Gate-Elektrode G gespeicherten Ladung Qg über der Zeit. Diese Ladung Qg bzw. das Ladungssignal S2 erreicht einen Maximalwert S2max nach Ab schluss des Ladevorganges, wenn der Ladestrom Ig auf Null abgesunken ist und die interne Gate-Source-Spannung des MOSFET annäherungsweise der von außen durch die Treiberschaltung 10 angelegten Spannung zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Source-Anschluss S entspricht.
Die Auswerteeinheit 30 gemäß 2 umfasst weiterhin eine Vergleichereinheit 32, der das Ladungssignal 52 und ein erstes Referenzsignal Vref1, das durch eine Referenzspannungsquelle bereitgestellt ist, zugeführt sind. Am Ausgang der Vergleicheranordnung 32 steht das Zustandssignal ST zur Verfügung, dessen zeitlicher Verlauf abhängig von dem in 3B dargestellten Ladungssignal S2 und dem ebenfalls in 3B eingezeichneten Referenzsignal Vref1 in 3C dargestellt ist. Das Zustandssignal ST ist in dem Ausführungsbeispiel so gewählt, dass es einen High-Pegel annimmt, wenn das Ladungssignal S2 den Referenzwert Vref1 übersteigt und dass es einen Low-Pegel annimmt, wenn das Ladungssignal S2 unter den Wert des Referenzsignals Vref1 absinkt.
Für viele Anwendungen ist es besonders wichtig, den Zeitpunkt zu erfassen, zu dem der MOSFET ausgeschaltet ist, wobei dieser Zeitpunkt in 3C durch die fallende Flanke des Zustandssignals ST gekennzeichnet ist. Das Referenzsignal Vref1 ist bezogen auf das Ladungssignal S2 bzw. die Gate-Ladung Qg vorzugsweise so gewählt, dass der MOSFET sicher gesperrt ist, wenn das Ladungssignal S2 bis auf den Wert des Referenzsignals Vref1 abgesunken ist.
Um Zeitpunkte zu erfassen, zu denen der MOSFET sicher leitet und sicher sperrt, sind vorzugsweise unterschiedliche Referenzwerte für die Detektion des Einschaltzustandes und die Detektion des Ausschaltzustandes vorgesehen. 2B zeigt eine zu diesem Zweck modifizierte Schaltung, die zwei Referenzspannungsquellen aufweist, die jeweils eine erste und eine zweite Referenzspannung Vref11, Vref12 bereitstellen. Weiterhin ist ein Schalter SW vorgesehen, der abhängig von dem Ansteuersignal IN eine der beiden Referenzspannungsquellen an den Minus-Eingang, der als Komparator ausgebildeten Vergleicheranordnung 32 anliegt, so dass während eines Einschaltvorganges, bei dem das Ansteuersignal IN einen High-Pegel aufweist, das erste Referenzsignal Vref11 mit dem Ladungssignal S2 zur Erzeugung des Zustandssignals ST verglichen wird, und dass während eines Ausschaltvorganges, wenn das Ansteuersignal IN einen Low-Pegel aufweist, das zweite Referenzsignal Vref12 mit dem Ladungssignal S2 zur Erzeugung des Zustandssignals ST verglichen wird. Die Pegel dieses ersten und zweiten Referenzsignals Vref11 und Vref12 sind in 3B strichpunktiert eingezeichnet. Entsprechend ist das daraus resultierende Zustandssignal ST in 3C ebenfalls strichpunktiert eingezeichnet. Wie aus 3B hervorgeht, unterscheiden sich die Pegel des ersten und zweiten Referenzsignals Vref11, Vref12, wobei das erste Referenzsignal Vref11, das zusammen mit dem Ladungssignal S2 den Einschaltzeitpunkt angibt, größer als das zweite Referenzsignal Vref12 ist, das zusammen mit dem Ladungssignal S2 den Ausschaltzeitpunkt angibt.
Der Referenzwert Vref1 bzw. die Referenzwerte Vref11, Vref12 stehen vorzugsweise in einem festen Verhältnis zu einem Maximalwert S2max des Ladungssignals S2, wobei dieser Maximalwert S2max proportional zu der maximalen Gate-Ladung des MOSFET T ist. Dieses Vorgehen ermöglicht es, herstellungsbedingte Schwankungen der Gate-Source-Kapazität und der daraus resultierenden maximalen Gate-Ladung zu berücksichtigen, da ein Einschaltzustand bzw. Ausschaltzustand dann als erreicht angenommen wird, wenn das Ladungssignal S2 einen Referenzwert erreicht, der in einem festen Verhältnis zum maximalen Ladungssignal S2max steht. Das Referenzsignal Vref, mit dem das Ladungssignal S2 zur Detektion des Ausschaltzeitpunktes verglichen wird, ist vorzugsweise so gewählt, dass es zwischen 15 % und 25 % des maximalen Ladungssignals S2max beträgt. Außerdem besteht hierbei die Möglichkeit, die Auswerteeinheit für unterschiedliche Transistoren mit unterschiedlichen Gate- Source-Kapazitäten einzusetzen, denen gemeinsam ist, dass sie bei Erreichen eines vorgegebenen Anteils der Maximalladung leiten bzw, sperren.
4 zeigt eine Auswerteeinheit 30, bei der ein Referenzsignal Vref1 zur Verfügung gestellt wird, das in einem festen Verhältnis zum maximalen Ladungssignal S2max steht. Die Auswerteeinheit 30 umfasst hierzu eine Maximalwerterfassungseinheit 33, die das Ladungssignal S2 für eine vorgegebene Zeitdauer auswertet und den während dieser Zeitdauer ermittelten Maximalwert an einem Ausgang zur Verfügung stellt". Das Auswerteintervall, innerhalb dessen die Maximalwerterfassungseinheit 33 das Ladungssignals S2 auswertet, ist vorzugsweise durch das Ansteuersignal IN vorgegeben, wobei die Zeitdauer des Auswerteintervalls vorzugsweise der Zeitdauer entspricht, während der das Ansteuersignal IN einen High-Pegel aufweist. Der durch die Maximalwerterfassungseinheit 33 ermittelte Maximalwert S2max wird einer Gewichtungseinheit 34 zugeführt, die dieses Maximalsignal mit einem Gewichtungsfaktor g1 gewichtet, wobei das Ausgangssignal dieser Gewichtungseinheit 34 zur Einstellung des Wertes des Referenzsignals Vref1 dient. Der Wert des Referenzsignals Vref1 entspricht vorzugsweise dem Produkt aus dem Gewichtungsfaktor g1 und dem Maximalwert S2max, das heißt: Vref1 = S2max·g1.
Die Erfassung des Maximalwertes S2max erfordert den Durchlauf eines vollständigen Einschaltzyklusses, wobei während dieses Einschaltzyklusses der Maximalwert S2max noch nicht zur Einstellung des Referenzsignals Vref1 zur Verfügung steht. Die Referenzspannungsquelle ist deshalb vorzugsweise so ausgebildet, dass sie einen voreingestellten Referenzwert Vref1 zur Verfügung stellt, wenn, wie beispielsweise während des ersten Ansteuerzyklusses, noch kein Einstellsignal am Ausgang der Gewichtungseinheit 34 zur Verfügung steht. Zur Detektion des Ausschaltzustandes ist dieser Referenzwert beispielsweise Null, so dass während eines Ansteuerzyklusses, bei dem kein Einstellsignal zur Verfügung steht, durch die fallende Flanke des Zustandssignals ST erst dann ein Ausschaltzustand angezeigt wird, wenn das Ladungssignal S2 auf Null abgesunken, und damit die Ansteuerelektrode vollständig entladen ist. Ein darauf resultierende Zeitverzögerung zwischen dem tatsächlichen Erreichen des Ausschaltzustandes und der fallenden Flanke des Zustandssignals ist aus Sicherheitsgründen, während solcher erster Ansteuerzyklen, während derer noch kein Einstellsignal zur Verfügung steht, tolerierbar.
Die Schaltungsanordnung gemäß 4 kann selbstverständlich entsprechend der Schaltungsanordnung gemäß 2B abgewandelt werden, um unterschiedliche Referenzsignale für den Einschaltvorgang und den Ausschaltvorgang zur Verfügung zu stellen, wobei ein erstes Referenzsignal durch Gewichtung des Maximalsignals S2max mit einem ersten Gewichtungsfaktor, beispielsweise dem Gewichtungsfaktor g1, und ein zweites Referenzsignal durch Gewichtung des Maximalsignals S2max mit einem zweiten Gewichtungsfaktor gebildet wird, wobei zwischen den beiden die Referenzsignale bereitstellenden Referenzspannungsquellen entsprechend der Darstellung in 2B mittels eines Schalters nach Maßgabe des Ansteuersignals IN umgeschaltet wird.
5 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Stromerfassungseinheit 20 und der der Stromerfassungseinheit 20 nachgeschalteten Integriereinheit 31, die das Ladungssignal S2 bereitstellt. Die Stromerfassungseinheit 20 ist in dem Ausführungsbeispiel als Stromerfassungswiderstand Rs ausgebildet, der dem Gate-Anschluss G des MOSFET vorgeschaltet ist und der von dem Gate-Ladestrom Ig durchflossen wird. Der Strommesswiderstand Rs kann bezugnehmend auf 11 insbesondere der Laststreckenwiderstand eines Halbleiterschalters sein, der dazu dient die Gate-Elektrode zur Ansteuerung an ein Versorgungspotential anzuschließen oder Gate und Source kurzzuschließen. Das Strommesssignal S1 entspricht in dem Ausführungsbeispiel dem durch diesen Ladestrom Ig hervorgerufenen Spannungsabfall über dem Stromerfassungswiderstand Rs. Die Integriereinheit 31 umfasst einen Operationsverstärker OPV, dessen Eingängen Widerstände R1, R2 vorgeschaltet sind, wobei den Operationsverstärker OPV über diese Eingänge die über dem Stromerfassungswiderstand Rs anliegende Spannung S1 zugeführt ist. Der Minus-Eingang des Operationsverstärkers OPV ist in hinlänglich bekannter Weise mittels eines Kondensators C1 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OPV verbunden. Am Ausgang des Operationsverstärkers OPV steht das Ladungssignal S2, das dem Integral des Strommesssignals S1 über der Zeit entspricht, zur Verfügung.
6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Auswerteeinheit 30 zur Bereitstellung eines von dem Schaltzustand des MOSFET abhängigen Zustandssignals ST. Die Auswerteeinheit 30 umfasst neben der Integriereinheit 31, der Maximalwerterfassungseinheit 33, der Gewichtungseinheit 34 und der Vergleichereinheit 32 eine zweite Vergleichereinheit 34. Die erste Vergleichereinheit 32 vergleicht das Ladungssignal S2 mit einem ersten Referenzwert Vref1, der in der bereits erläuterten Weise über den Gewichtungsfaktor g1 in einem festen Verhältnis zu dem Maximalwert S2max steht. Die zweite Vergleichereinheit 34 vergleicht das Ladungssignal S2 mit einem zweiten Referenzsignal Vref2, das über einen Gewichtungsfaktor g2 in einem festen Verhältnis zu dem Maximalwertsignal S2max des Ladungssignals S2 steht. Am Ausgang der ersten Vergleichereinheit 32 steht ein erstes Vergleichssignal ST32 und am Ausgang der zweiten Vergleichereinheit 34 steht ein zweites Vergleichssignal ST34 bereit, die einem ersten und einem zweiten Eingang 351, 352 einer Zeiterfassungseinheit 35 zugeführt sind. Die Zeiterfassungseinheit 35 ist dazu ausgebildet, eine Zeitdauer zwischen einer vorgegebenen Flanke des ersten Vergleichssignals ST32 und einer vorgegebenen Flanke des zweiten Vergleichssignals ST34 zu erfassen und ein von dieser Zeitdauer abhängiges Zeitsignal TS an einem Ausgang zur Verfügung zu stellen.
7B zeigt den zeitlichen Verlauf des Ladungssignals S2 für das in 7A eingezeichnete Ansteuersignal IN und den in 7B dargestellten Ladestrom Ig. In 7C sind weiterhin die Pegel des ersten und zweiten Referenzsignals Vref1, Vref2 eingezeichnet. 7C zeigt die zeitlichen Verläufe des ersten und zweiten Vergleichssignals ST32, ST34, die aus den Vergleichen des ersten und zweiten Referenzsignals Vref1, Vref2 mit dem Ladungssignal S2 resultieren.
Die in 6 dargestellte Schaltungsanordnung ist dazu ausgebildet, den Ausschaltzeitpunkt des MOSFET zu detektieren und ein entsprechendes Zustandssignal ST zur Verfügung zu stellen. Die Zeiterfassungseinheit 35 ist in dem Ausführungsbeispiel dazu ausgebildet, den zeitlichen Abstand zwischen der fallenden Flanke des ersten Vergleichssignals ST32 und der fallenden Flanke des zweiten Vergleichssignals ST34 zu ermitteln und ein von diesem zeitlichen Abstand abhängiges Zeitsignal TS zur Verfügung zu stellen. Das Zeitsignal TS entspricht in dem Beispiel dem zeitlichen Abstand zwischen Zeitpunkten t1 und t2 bei denen die fallenden Flanken der Vergleichssignale ST32 bzw. ST34 liegen.
Der Zeitpunkt t1 entspricht dem Zeitpunkt, zu dem während des Ausschaltvorganges eine erste Ladungsmenge, die proportional zu dem ersten Referenzwert Vref1 ist, noch auf der Gate-Elektrode gespeichert ist. Der Zeitpunkt t2 entspricht einem späteren Zeitpunkt, zu dem eine zweite Ladungsmenge auf der Gate-Elektrode gespeichert ist, wobei diese zweite Ladungsmenge proportional zu dem zweiten Referenzsignal Vref2 ist und kleiner als die erste Ladungsmenge ist. Dieser zweite Referenzwert Vref2, der beispielsweise Null ist, ist so gewählt, dass der MOSFET sicher sperrt, wenn nur noch die zweite Ladungsmenge auf der Gate-Elektrode G gespeichert ist. Die Kenntnis der Zeitdauer TS zwischen einem Zeitpunkt zu dem die erste Ladungsmenge auf der Gate-Elektrode G gespeichert ist und einem Zeitpunkt, zu dem nur noch die zweite Ladungsmenge auf der Gate-Elektrode G gespeichert ist, kann während nach folgender Ansteuerzyklen zur Prädiktion des Ausschaltzeitpunktes herangezogen werden. So besteht die Möglichkeit, während nachfolgender Ansteuerzyklen anhand des ersten Vergleichssignals ST32 die Zeitpunkte zu ermitteln, zu denen jeweils noch die erste Ladungsmenge auf der Gate-Elektrode gespeichert ist, wobei unter Verwendung des Zeitsignals dann vorhergesagt werden kann, wann der Ausschaltzeitpunkt sicher erreicht wird. Wird der MOSFET T beispielsweise in einer Schaltung eingesetzt, bei dem nach Erreichen des Ausschaltzeitpunktes des MOSFET andere Bauelemente, beispielsweise weitere MOSFET angesteuert werden und sind bei der Weiterverarbeitung eines den Ausschaltzeitpunkt des MOSFET anzeigenden Zustandssignals in Ansteuersignale für die weiteren Bauelemente Gatterlaufzeiten vorhanden, die eine Verzögerung zwischen einem den Ausschaltzeitpunkt kennzeichnenden Pegelwechsel des Zustandssignals und einer tatsächlichen Ansteuerung der anderen Bauelemente bewirken, so können bei Anwendung des erläuterten Verfahrens diese Gatterlaufzeiten eliminiert werden, indem das Zustandssignal, das den Ausschaltzeitpunkt des MOSFET anzeigt, bereits seinen Pegel wechselt, noch bevor der MOSFET sperrt. Der Zeitpunkt, zu dem das Zustandsignal seinen Pegel wechselt, um den Ausschaltzustand des MOSFET anzuzeigen, wird beispielsweise dadurch ermittelt, dass von dem Zeitsignal TS die Gatterlaufzeiten subtrahiert werden und dass die hierdurch erhaltene Zeitdauer zu dem Zeitpunkt hinzu addiert wird, zu dem noch die erste Ladungsmenge auf der Gate-Elektrode des MOSFET gespeichert ist.
Zur Bereitstellung des Zustandssignals ST abhängig von dem Zeitsignal TS und dem ersten Vergleichssignal ST32 umfasst die Auswerteeinheit 30 eine Verknüpfungsschaltung 36, der das erste Vergleichssignal ST32 und das Zeitsignal TS zugeführt sind. Diese Verknüpfungsschaltung 36 weist vorzugsweise einen Parametereingang auf, dem ein Einstellparameter P zuführbar ist, der angibt, wie lange nach Erreichen einer fallenden Flanke des ersten Vergleichssignals 32 gewartet werden soll, bis eine den Ausschaltzeitpunkt kennzeichnende Flanke des Zu standssignals ST erzeugt werden soll. Der Parameter kann dabei einen bestimmen Prozentsatz des Zeitsignals TS bestimmen, um beispielsweise die halbe Zeit zwischen der fallenden Flanke des ersten und zweiten Vergleichssignals ST32, ST34 zu warten, bis eine den Ausschaltzeitpunkt kennzeichnende Flanke des Zustandssignals ST erzeugt wird. Der Parameter kann auch einen Zeitwert definieren, der von dem Zeitsignal TS subtrahiert werden soll, wobei die den Ausschaltzeitpunkt kennzeichnende Flanke des Zustandsignals ST dann eine vorgegebene Zeitdauer nach der fallenden Flanke des ersten Vergleichssignals ST32 erzeugt wird, wobei diese vorgegebene Zeitdauer der Differenz zwischen dem Zeitsignal TS und dem durch den Parameter P vorgegebenen Zeitwert entspricht.
Bei dem anhand von 6 erläuterten Verfahren muss ebenfalls wenigstens ein Ausschaltzyklus abgewartet werden, bis ein entsprechendes Zeitsignal TS zur Verfügung steht. Um bereits während eines ersten Ausschaltzyklusses ein Zustandssignals ST korrekt zu erzeugen, ist der Verknüpfungsschaltung 36 in 6 weiterhin das zweite Vergleichssignal ST34 zugeführt, wobei die Verknüpfungsschaltung 36 dazu ausgebildet ist, das Zustandssignal ST anhand des ersten Vergleichssignals ST32 und des Zeitsignals TS in der oben erläuterten Weise zu erzeugen, wenn das Zeitsignal TS einen Wert ungleich Null annimmt. Die Zeiterfassungseinheit 35 ist vorzugsweise durch das Ansteuersignal IN getaktet und stellt das Zeitsignal TS vorzugsweise jeweils am Ende eines Ausschaltzyklusses für den nächsten Ausschaltzyklus zur Verfügung. Während eines ersten Ansteuerzyklusses steht noch kein Zeitsignal zur Verfügung. Die Verknüpfungsschaltung 36 ist deshalb dazu ausgebildet, das zweite Vergleichssignal ST34 als Zustandssignal ST auszugeben, wenn das Zeitsignal TS während des ersten Ansteuerzyklusses Null ist.
Ein Verfahren, bei dem ein zeitlicher Abstand zwischen dem Vorhandensein einer ersten und zweiten Gate-Ladung ermittelt wird, wobei dieser zeitliche Abstand während nachfolgender Ansteuerzyklen zur Bereitstellung des Zustandssignals verwen det werden kann, wurde in den 6 und 7 anhand einer Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Ausschaltzeitpunktes des MOSFET erläutert. Selbstverständlich kann eine entsprechende Schaltungsanordnung auch für die Detektion des Einschaltzustandes verwendet werden, wenn die Referenzsignal Vref1, Vref2 geeignet gewählt werden und eine Zeiterfassungseinheit gewählt wird, die den zeitlichen Abstand zwischen steigenden Flanken des ersten und zweiten Vergleichssignals ST32, ST34 ermittelt.
12A zeigt eine Abwandlung der in 6 gezeigten Schaltung, die ein abgewandeltes Verfahren zur Bereitstellung eines einen Schaltzustand anzeigenden Zustandssignals ST durchführt. Der Schaltungsanordnung gemäß 12 ist ein Referenzzeitsignal Tref zugeführt, welches in einer Zeitvergleichseinheit 37 mit dem Zeitsignal TS der Zeiterfassungseinheit 35 verglichen wird. Dieses Zeitsignal TS gibt in der oben erläuterten Weise den zeitlichen Abstand zwischen einem ersten Zeitpunkt t1, zu dem das Ladungssignal S2 den ersten Referenzwert Vref1 erreicht und einem zweiten Zeitpunkt t2, zu dem das Ladungssignal S2 den zweiten Referenzwert Vref2 erreicht, wieder. Die Vergleichseinheit 37 dient zur Einstellung des ersten Referenzwertes Vref1, wozu die Vergleichseinheit 37 in 12 den ersten Gewichtungsfaktor g1 bereitstellt.
Diese Vergleichseinheit 37 umfasst bezugnehmend auf 12B beispielsweise einen Komparator 371 mit Schalthysterese, dem das Zeitsignal TS und das Referenzsignal Tref zugeführt sind und der drei unterschiedliche Ausgangswerte, –1, 0, +1, annehmen kann und dem ein Zähler 372 nachgeschaltet ist, dessen Zählerstand nach Maßgabe des Komparatorausgangssignals vergrößert wird, verkleinert wird oder gleich bleibt. Das Zählerausgangssignal wird mit einem Gewichtungsfaktor g1 gewichtet, um den Gewichtungsfaktor g1 bereitzustellen. Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung wird nachfolgend unter der Annahme erläutert, dass ein Zustandssignal ST erzeugt wird, welches zur Anzeige des Ausschaltzustandes dient. Ist das Zeitsignal TS größer als das Referenzsignal Tref, liegt der erste Zeitpunkt t1 somit um eine Zeitdauer, die größer als die Referenzzeitdauer Tref ist, vor dem zweiten Zeitpunkt t2, so wird der Zähler 372 über das Komparatorausgangssignal heruntergezählt, um den ersten Referenzwert Vref1 zu verkleinern, wodurch die erste Zeitdauer TS und damit das erste Zeitsignal TS während eines nächsten Ausschaltzyklusses kleiner werden, wie anhand der 7C und 7D ersichtlich ist, wobei in 7C Vref1' einen verkleinerten ersten Referenzwert und t1' die daraus resultierende zeitliche Lage des ersten Zeitpunktes t1' während eines nächsten Ausschaltzyklusses verdeutlicht. Ist die Referenzzeitdauer Tref größer als die erste Zeitdauer TS, so liefert der Komparator 371 ein positives Ausgangssignal (+1), um den Zähler 372 hochzuzählen und dadurch den ersten Referenzwert Vref1 zu vergrößern. Der Zählerstand bleibt unverändert, wenn die Differenz zwischen dem ersten Zeitsignal TS und dem Referenzsignal Tref innerhalb eines durch die Schalthysterese des Komparators 371 vorgegebenen Intervalls liegt, das einen Schwellenwert für Vergrößern oder Verkleinern des ersten Referenzwertes Vref1 vorgibt.
Die erste Referenzzeit Tref ist von außen einstellbar und entspricht beispielsweise einer Verzögerungszeit, die zwischen einer fallenden Flanke des Zustandssignals ST und der Ansteuerung weiterer nicht näher dargestellter Schaltungskomponenten vergeht, die abhängig vom Vorliegen einer fallenden Flanke des Zustandssignals ST angesteuert werden sollen. Diese Verzögerungszeiten sind beispielsweise bedingt durch Gatterlaufzeiten von Auswerteschaltungen. Wählt man die Referenzzeit Tref entsprechend dieser Verzögerungszeiten, so besteht dann, wenn sich eine erste Zeitdauer TS einstellt, die annähernd der Referenzzeit Tref entspricht, die Möglichkeit, eine fallende Flanke des Zustandssignals ST mit einer fallenden Flanke des ersten Vergleichssignals ST32 zu erzeugen. Wegen der zuvor erläuterten Verzögerungszeit erfolgt eine An steuerung der weiteren Schaltungskomponenten dabei erst nach Ablauf der Verzögerungszeit, wobei die Gateladung dann bis auf einen dem zweiten Referenzwert Vref2 entsprechenden Wert abgesunken ist, der so gewählt ist, dass der Transistor T sicher sperrt, wenn diese Referenzladung erreicht ist.
Einer Verknüpfungsschaltung 38 zur Erzeugung des Zustandssignals ST sind das erste Vergleichssignal ST32, das zweite Vergleichssignal ST34 und ein Zeitvergleichssignal S38 zugeführt. Die Verknüpfungsschaltung 38 ist beispielsweise als Multiplexer ausgebildet, die nach Maßgabe des Zeitvergleichssignals S38 das erste Vergleichssignal ST32 oder das zweite Vergleichssignal ST34 als Zustandssignal ST ausgibt. Das Zeitvergleichssignal S38 entspricht beispielsweise dem Betrag des Komparatorausgangssignals, wobei dieser Betragswert durch eine Einheit 37 gebildet wird und gleich 1 ist, wenn die Differenz zwischen dem ersten Zeitsignal TS und dem Referenzsignal Tref größer als die Schalthysterese des Komparators ist, wenn das erste Zeitsignal TS und das Referenzsignal Tref also deutlich voneinander abweichen. In diesem Fall wird als Zustandssignal ST das zweite Vergleichssignal ST34 ausgegeben, das eine fallende Flanke erst dann aufweist, wenn das Ladungssignal S2 bis auf den zweiten Referenzwert Vref2 abgesunken ist. Weichen das erste Zeitsignal TS und das Referenzsignal Tref nur wenig voneinander ab, so wird als Zeitvergleichssignal S38 eine 0 ausgegeben und als Zustandssignal ST das erste Vergleichssignal ST32 an den Ausgang der Verknüpfungsschaltung abgegeben. In diesem Fall wird davon ausgegangen, dass zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Ladung auf der Ansteuerelektrode dem ersten Referenzwert Vref1 entspricht, und dem Zeitpunkt, zu dem die Ladung dem zweiten Referenzwert Vref2 entspricht und zu dem der MOSFET T sicher sperrt, eine Zeitdauer vergeht, die der Referenzzeit Tref entspricht, wobei diese Referenzzeit Tref vorzugsweise so gewählt ist, dass weitere Schaltungskomponenten, die nach Maßgabe einer vorgegebenen Flanke des Zustandssignals ST ange steuert werden, wegen Schaltungsverzögerungszeiten frühestens nach Ablauf dieser Referenzzeit Tref1 angesteuert werden.
Der Vollständigkeit halber sei darauf hingewiesen, dass anstelle der zwei Vergleicher 32 und 34 in den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen in nicht dargestellter Weise auch ein Vergleicher verwendet werden kann, dem die ersten und zweiten Referenzwerte Vref 1, Vref2 über einen Umschalter zugeführt sind, wobei der Umschalter abhängig vom Ausgangssignal des Vergleichers umgeschaltet wird, um beispielsweise dann, wenn das Ladungssignal den erste Referenzwert Vref1 erreicht, dem Komparator für einen weiteren Vergleich das zweite Referenzsignal Vref2 zuzuführen.
8 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung mit einem MOS-FET T, der nach Maßgabe eines Ansteuersignals IN über eine Treiberschaltung 10 angesteuert ist. Der MOSFET ist als High-Side-Schalter zwischen ein positives Versorgungspotential Vcc und eine induktive Last L, die eine Freilaufdiode D aufweist, geschaltet. Zur Ermittlung des Schaltzustandes dieses MOSFET T ist die bereits erläuterte Stromerfassungseinheit 20 vorgesehen, die ein von dem Gate-Ladestrom Ig abhängiges Strommesssignal S1 zur Verfügung stellt, das einer Auswerteeinheit 40 zugeführt ist, die das Zustandssignal ST zur Verfügung stellt, das von dem Schaltzustand des MOSFET T abhängig ist.
Die 10A–10C zeigen in der genannten Reihenfolge einen beispielhaften Verlauf des Ansteuersignals IN über der Zeit, sowie den Gate-Ladestrom Ig bzw. das Strommesssignal S1 und die Gate-Ladung Qg über der Zeit. Der Gate-Ladestrom Ig wird durch die Treiberschaltung 10 beispielsweise dadurch zur Verfügung gestellt, dass zur leitenden Ansteuerung zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des MOSFET T eine Ansteuerspannung angelegt wird, während zur sperrenden Ansteuerung des MOSFET der Gate-Anschluss G und der Source-Anschluss S über die Treiberschaltung 10 kurzgeschlossen werden. Eine Besonderheit bei der Anwendung des MOSFET als High- Side-Schalter für induktive Lasten zeigt sich im Gate-Ladestrom Ig während des Ausschaltvorganges darin, dass dieser Gate-Ladestrom Ig zwei Spitzen aufweist, dass der MOSFET also in zwei Phasen entladen wird. Das Zustandekommen dieser zwei Spitzen wird nachfolgend kurz erläutert:
Wenn der MOSFET abgeschaltet wird, fließt zunächst ein großer Teil der Gate-Ladung ab, was zu der ersten Spitze im Gate-Stromverlauf führt. Die interne Gate-Source-Spannung verringert sich dabei auf die sogenannte Plateauspannung, die je nach MOSFET-Typ zwischen 3,5 und 5,5 Volt liegt und die dem Datenblatt des jeweils verwendeten MOSFET entnommen werden kann. Wenn die interne Gate-Source-Spannung diese Plateauspannung erreicht, beginnt der eigentliche Abschaltvorgang des MOSFET, wobei dessen über die Gate-Elektrode G gesteuerter Kanal abgeschnürt wird und die Laststrecke des MOSFET hochohmig wird. Ab dann beginnt der den MOSFET durchfließende Laststrom IL kleiner zu werden. Die Polung der Spannung über der induktiven Last L ändert sich augenblicklich, um diesem Absinken des die induktive Last durchfließenden Stromes entgegenzuwirken, wodurch es zu einem Stromfluss über die Freilaufdiode D kommt. Während dieser "Kommutierungszeit", die etwa 10 bis 50 ns dauern kann, bleibt die Gate-Source-Spannung Vgs des MOSFET annähernd konstant, es fließt also kaum Ladung vom Gate G des MOSFET T ab und der Gate-Strom Ig ist fast Null. Erst wenn der Strom durch die induktive Last L ausschließlich von der Freilaufdiode D übernommen wird, also nach Ablauf der Kommutierungszeit, wird das Gate G des MOSFET T komplett entladen, wodurch es zu der zweiten Spitze im Verlauf des Gate-Ladestromes Tg kommt. Als "induktive Lasten", die diesen Effekt des zweistufigen Entladens hervorrufen, genügen bereits parasitäre Induktivitäten der Zuleitungen einer an den MOSFET angeschlossenen Last.
Bei dem in 9 dargestellten Ausführungsbeispiel der Auswerteeinheit 40 macht man sich diese Erkenntnis zu Nutze, dass der Abschaltvorgang eines als High-Side-Schalter einer induktiven Last angesetzten MOSFET in zwei Wellen verläuft. Die Auswerteeinheit 40 umfasst eine Vergleichereinheit 41, der das Strommesssignal S1 und ein von einer Referenzspannungsquelle 42 zur Verfügung gestelltes Referenzsignal Vref3 zugeführt sind. Am Ausgang der Vergleichereinheit 41 steht ein Vergleichssignal S3 zur Verfügung, das einer Zähleinheit 43 zugeführt ist, die ein Zählsignal S4 bereitstellt, das von einem Zählerstand der Zähleranordnung 43 abhängig ist. Der Zähleranordnung 43 ist eine Auswerteeinheit 44 nachgeschaltet, die abhängig vom Zählerstand und damit abhängig von Zählerausgangssignal S4 das Zustandssignal ST bereitstellt.
10D zeigt den zeitlichen Verlauf dieses Vergleichssignals S3, das jeweils dann eine steigende Flanke aufweist, wenn das Stromsignal S3 unter den Wert des (negativen) Referenzsignals Vref3 absinkt.
Der Zähler 43 ist in dem Ausführungsbeispiel als Binärzähler ausgebildet der eine ersten und zweiten Zählerstand annehmen kann und der seinen Zählerstand jeweils mit einer steigenden Flanke des Vergleichssignals S3 ändert. Das in 10E dargestellte Zählerausgangssignal S4 nimmt mit der ersten steigenden Flanke des Vergleichssignals S3 einen High-Pegel an, der einem Zählerstand Eins entspricht und nimmt mit der zweiten steigenden Flanke des Vergleichssignals S3 einen Low-Pegel an, der einem Zählerstand Null entspricht. Die dem Zähler 43 nachgeschaltete Auswerteeinheit 44 ist als negativflankengetriggertes RS-Flip-Flop ausgebildet, an dessen invertierendem Ausgang das Zustandssignal ST anliegt, das mit der fallenden Flanke des Zählersignals S4 am Setz-Eingang ebenfalls eine fallende Flanke aufweist. Das Flip-Flop 44 wird also mit jeder zweiten fallenden Flanke des Vergleichssignals S3 gesetzt. Das Flip-Flop 44 wird abhängig von dem Ansteuersignal IN mit dessen fallender Flanke, die den Ausschaltvorgang einleitet, zurückgesetzt.
Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung, das/die anhand der vorangehenden Ausführungen erläutert wurden, finden vorzugsweise Anwendung in einer Halbbrückenschaltung, die zwei Leistungsschalter aufweist, deren Laststrecken in Reihe geschaltet sind. 11 zeigt eine solche Halbbrückenschaltung eines ersten und zweiten MOSFET T1, T2, deren Drain-Source-Strecken in Reihe zwischen ein Versorgungspotential Vcc und ein Bezugspotential GND geschaltet sind. Die beiden MOSFET T1, T2 sind in dem Ausführungsbeispiel Teil eines Tiefsetzstellers (Buck-Converter), der einen aus einem LC-Glied bestehendes Tiefpassfilter aufweist, das an einen den Laststreckenanschlüssen der MOSFET T1, T2 gemeinsamen Ausgangsanschluss OUT angeschlossen ist, und an das eine Last zur Versorgung mit einer Ausgangsspannung Vout angeschlossen ist. Der Tiefpass LC und die zu versorgende Last R bilden eine induktive Last der Halbbrücke.
Die MOSFET T1, T2 werden über eine Treiberschaltung getaktet angesteuert, wobei sicherzustellen ist, dass die MOSFET nicht gemeinsam leiten und wobei zur Einstellung der Ausgangsspannung Vout in hinlänglich bekannter Weise das Taktverhältnis der Ansteuerzyklen der MOSFET T1, T2 variiert werden kann. Hierzu ist ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Signal (in 11 gestrichelt dargestellt) einer Ansteuerschaltung 11 zugeführt, die die Ansteuerzyklen der MOS-FET T1, T2 vorgibt.
Zur Ansteuerung des als High-Side-Schalter dienenden MOSFET T1 ist ein Inverter mit einem p-leitenden MOSFET P1 und einem n-leitenden MOSFET N1 vorgesehen, die nach Maßgabe eines von der Ansteuerschaltung 11 bereitgestellten ersten Ansteuersignals AS1 zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des ersten MOSFET T1 eine Ansteuerspannung V1 anlegen, um den MOSFET T1 leitend anzusteuern, oder den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S kurzschließen, um. den MOSFET T1 zu sperren. Die Ansteuerspannung V1 wird durch eine hinlänglich bekannte Bootstrap-Schaltung D1, C2 zur Ver fügung gestellt, wobei die Ansteuerspannung V1 in etwa dem Wert des Versorgungspotentials Vcc entspricht.
Der zweite MOSFET T2, der als Low-Side-Schalter dient, wird in entsprechender Weise nach Maßgabe eines zweiten Ansteuersignals AS2, das durch die Ansteuerschaltung 11 zur Verfügung gestellt wird, über einen Inverter angesteuert, wobei der Inverter einen p-leitenden MOSFET P2 zwischen Versorgungspotential Vcc und dem Gate-Anschluss G des zweiten MOSFET T2 und einen n-leitenden MOSFET N2 zwischen dem Gate-Anschluss G des zweiten MOSFET T2 und Bezugspotential GND aufweist.
Das erste und zweite Ansteuersignal AS1, AS2 werden durch die Ansteuerschaltung 11 abhängig von dem Ansteuersignal IN und abhängig von Zustandssignalen ST1, ST2 zur Verfügung gestellt, wobei das erste Zustandssignal ST1 den Schaltzustand des ersten MOSFET T1 und das zweite Zustandssignal ST2 den Schaltzustand des zweiten MOSFET T2 angibt. Zur Ermittlung des ersten Zustandssignals ST1 ist eine erste Auswerteeinheit 301 vorgesehen und zur Ermittlung des zweiten Zustandssignals ST2 ist eine zweite Auswerteeinheit 302 vorgesehen. Diesen Auswerteeinheiten 301, 302 sind jeweils Strommesssignale S11, S12 zugeführt, die proportional zu Gate-Ladeströmen Ig1, Ig2 des ersten und zweiten MOSFET T1, T2 sind. Diese Strommesssignale S11, S12 entsprechen jeweils dem Spannungsabfall über der Laststrecke des gerade leitenden Transistors P1, N1, P2, N2 der Inverter. Zur Umschaltung zwischen den beiden Transistoren eines Inverters ist dabei jeder Auswerteeinheit 301, 302 jeweils ein Schalter SW1, SW2 vorgeschaltet, der abhängig von dem jeweiligen Ansteuersignal AS1, AS2 angesteuert ist, um so die Spannung über der Laststrecke des jeweils gerade leitend angesteuerten Transistors an die Auswerteeinheit 301, 302 anzulegen.
Die Auswerteeinheiten 301, 302 sind entsprechend der anhand der vorausgegangen Figuren erläuterten Auswerteeinheiten ausgebildet, wobei die Auswerteeinheit 301 zur Ermittlung des Schaltzustandes des High-Side-Schalters vorzugsweise als Auswerteeinheit gemäß 9 ausgebildet ist.

AS1, AS2: Ansteuersignale der MOSFET T1, T2
C: Kondensator
C1: Kondensator
C2: Kondensator
D: Drain-Anschluss
D: Diode
D1: Diode
G: Gate-Anschluss
g1: Gewichtungsfaktor
g2: Gewichtungsfaktor
GND: Bezugspotential
Ig: Gate-Ladestrom
Ig1, Ig2: Gate-Ladeströme
Ig1, Ig2: Gate-Ladestrom
IN: Ansteuersignal
IN: Ansteuersignal
L: induktive Last
N1, N2: n-Kanal-MOSFET
OPV: Operationsverstärker
P1, P2: p-Kanal-MOSFET
Qg: Gate-Ladung
R: Last
R1, R2: Widerstände
Rs: Strommesswiderstand
S: Source-Anschluss
S1: Strommesssignal
S11, S12: Strommesssignal
S2: Ladungssignal
S2max: Maximalwert des Ladungssignals
ST: Zustandssignal
ST32: erstes Vergleichssignal
ST34: zweites Vergleichssignal
SW1, SW2: Schalter
T: MOSFET
T1, T2: MOSFET
Vcc: Versorgungspotential
Vref1: erstes Referenzsignal
Vref11, Vref12: Referenzsignale
Vref2: Referenzsignal
Vref3: Referenzsignal
10: Treiberschaltung
11: Ansteuerschaltung
20: Stromerfassungseinheit
30: Auswerteeinheit
31: Integriereinheit
32: Vergleichereinheit
33: Maximalwerterfassungseinheit
34: Gewichtungseinheit
35: Zeiterfassungseinheit
36: Verknüpfungsschaltung
38: Gewichtungseinheit
40: Auswerteeinheit
41: Vergleichereinheit
42: Referenzspannungsquelle
43: Zählereinheit
44: RS-Flip-Flop
301, 302: Auswerteeinheiten

Claims

Verfahren zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Ansteuerelektrode (G), wobei die Ansteuerelektrode (G) während eines Einschaltzyklusses abhängig von einem Ansteuersignal (IN) geladen wird und während eines Ausschaltzyklusses abhängig von dem Ansteuersignal (IN) entladen wird und der Transistor abhängig von der auf der Ansteuerelektrode (G) gespeicherten Ladung leitet oder sperrt, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Schaltzustandes der zeitliche Verlauf eines Lade- und Entladestromes (Ig) der Ansteuerelektrode (G) oder der zeitliche Verlauf der auf der Ansteuerelektrode (G) gespeicherten Ladung ausgewertet wird und dass ein von dem Schaltzustand abhängiges Zustandssignal (ST) bereitgestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, das folgende Verfahrensschritte umfasst – Bereitstellen eines von dem Lade- und Entladestrom (Ig) abhängigen Strommesssignals (S1), – Integriereren des Strommesssignals (S1) über der Zeit zur Bereitstellung eines Ladungssignals (S2), – Vergleichen des Ladungssignals (S2) mit einem ersten Referenzsignal (Vref1) und Bereitstellen des von dem Schaltzustand abhängigen Zustandssignals (ST) abhängig von dem Vergleichsergebnis.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem während eines Einschaltzyklusses, bei dem ein Ladestrom (Ig) auf die Steuerelektrode (G) fließt, ein Maximalwert (S2max) des Ladungssignals (S2) ermittelt wird und bei dem das erste Referenzsignal (Vref1) abhängig von dem ermittelten Maximalwert (S2max) eingestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, das folgende Verfahrensschritte aufweist: – während eines Ansteuerzyklusses des Transistors: Ermitteln einer ersten Zeitdauer (TS) zwischen einem ersten Zeitpunkt (t1), zu dem eine erste Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode (G) gespeichert ist und einem zweiten Zeitpunkt (t2), zu dem eine zweite Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode (G) gespeichert ist, – während eines nachfolgenden Ansteuerzyklusses des Transistors: Ermitteln eines dritten Zeitpunktes, zu dem die erste Ladungsmenge (Qg) auf der Ansteuerelektrode (G) gespeichert ist, – Bereitstellen eines Zustandssignals (ST), das zu einem vierten Zeitpunkt einen Pegelwechsel aufweist, wobei dieser vierte Zeitpunkt von dem dritten Zeitpunkt und der ersten Zeitdauer (TS) abhängig ist.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die erste Zeitdauer (TS) während eines Ausschaltzyklusses des Transistors ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, das folgende Verfahrensschritte aufweist: – während eines Ansteuerzyklusses des Transistors: Ermitteln einer ersten Zeitdauer (TS) zwischen einem ersten Zeitpunkt (t1), zu dem eine erste Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode (G) gespeichert ist und einem zweiten Zeitpunkt (t2), zu dem eine zweite Ladungsmenge auf der Ansteuerelektrode (G) gespeichert ist, – Vergleichen der ersten Zeitdauer (TS) mit einer Referenzzeitdauer (Tref) und Verändern des Wertes der zu ermittelnden ersten Ladungsmenge abhängig von dem Vergleichsergebnis und Erzeugen des Zustandssignals (ST) abhängig von dem Vergleichsergebnis.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem eine fallende Flanke des Zustandssignals abhängig von dem ersten Zeitpunkt (t1) erzeugt wird, wenn eine Abweichung zwischen der ersten Zeitdauer (TS) und der Referenzzeitdauer (Tref) kleiner als ein vorgegebener Schwellenwert ist.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, bei dem eine fallende Flanke des Zustandssignals abhängig von dem zweiten Zeitpunkt (t2) erzeugt wird, wenn eine Abweichung zwischen der ersten Zeitdauer (TS) und der Referenzzeitdauer (Tref) größer als ein vorgegebener Schwellenwert ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das folgende Verfahrensschritte aufweist: – Bereitstellen eines von einem Lade- und Entladestrom (Ig) abhängigen Strommesssignals (S1), – während eines Ausschaltzyklusses: Vergleichen des Strommesssignals (S1) mit einem Referenzsignal (Vref3), – Bereitstellen eines Zustandssignals (ST), das zu einem Zeitpunkt einen Pegelwechsel aufweist, zu dem der Betrag des Strommesssignals zum n-ten Mal während des Ausschaltzykluses den Referenzwert (Vref3) übersteigt, wobei n eine ganze Zahl größer als 1 ist.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem n = 2 ist.
Vorrichtung zur Ermittlung des Schaltzustandes eines Transistors mit isolierter Ansteuerelektrode (G), die an die Ansteuerelektrode (G) anschließbar ist und die folgende Merkmale aufweist: – eine Strommessanordnung (20), die ein von einem Lade- und Entladestrom (Ig) des Transistors (T) abhängiges Strommesssignal (S1) bereitstellt, – eine Auswerteeinheit (30; 40), der das Strommesssignal (S1) zugeführt ist und die ein von dem zeitlichen Verlauf des Stromesssignals (S1) abhängiges Schaltzustandssignal (ST), das den Schaltzustand repräsentiert, bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Auswerteeinheit (30) folgende Merkmale aufweist: – eine Integriereinheit (31), der das Strommesssignal (S1) zugeführt ist und die ein Ladungssignal (S2) bereitstellt, – eine Vergleichereinheit (32), der das Ladungssignal (S2) und ein erstes Referenzsignal (Vref1) zugeführt sind, und die ein von einem Vergleich des Ladungssignals (S2) und des ersten Referenzsignals (Vref1) abhängiges Zustandssignal (ST) zur Verfügung stellt.
Vorrichtung nach Anspruch 12, die eine Maximalwerterfassungseinheit (33) aufweist, der das Ladungssignal (S2) zugeführt ist und die ein Maximalwertsignal (S2max) zur Verfügung stellt, das einen Maximalwert des Ladungssignals (S2) innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls repräsentiert, wobei das erste Referenzsignal (Vref1) von dem Maximalwertsignal (S2max) abhängig ist.
Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Auswerteeinheit (30) folgende Merkmale aufweist: – eine Integriereinheit (31), der das Strommesssignal (S1) zugeführt ist und die ein Ladungssignal (S2) bereitstellt, – eine erste Vergleichereinheit (32), der das Ladungssignal (S2) und ein erstes Referenzsignal (Vref1) zugeführt sind, und die ein von einem Vergleich des Ladungssignals (S2) und des ersten Referenzsignals (Vref1) abhängiges erstes Vergleichssignal (ST32) zur Verfügung stellt, – eine zweite Vergleichereinheit (34), der das Ladungssignal (S2) und ein zweites Referenzsignal (Vref2) zugeführt sind, und die ein von einem Vergleich des Ladungssignals (52) und des zweiten Referenzsignals (Vref2) abhängiges zweites Vergleichssignal (ST34) zur Verfügung stellt, – eine Zeiterfassungseinheit (35), der das erste und zweite Vergleichssignal (ST32, ST34) zugeführt sind und die ein von einem zeitlichen Abstand eines Pegelwechsels des ersten Vergleichssignals (ST32) und eines Pegelwechsels des zweiten Vergleichssignals (ST34) abhängiges Zeitsignal (TS) zur Verfügung stellt, – eine Verknüpfungseinheit (36), der das erste Vergleichssignal (ST32) und das Zeitsignal (TS) zugeführt sind und die das Zustandssignal (ST) abhängig von dem ersten Vergleichssignal (ST32) und dem Zeitsignal (TS) zur Verfügung stellt.
Vorrichtung nach Anspruch 14, bei dem der Verknüpfungseinheit (36) auch das zweite Vergleichssignal (ST34) zugeführt ist, wobei die Verknüpfungseinheit (36) dazu ausgebildet ist, das zweite Vergleichssignal (ST34) als Zustandssignal (ST) auszugeben, wenn das Zeitsignal kleiner als ein vorgegebener Wert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, die eine Maximalwerterfassungseinheit (33) aufweist, der das Ladungssignal (S2) zugeführt ist und die ein Maximalwertsignal (S2max) zur Verfügung stellt, das einen Maximalwert des Ladungssignals (S2) während innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls repräsentiert, wobei das erste Referenzsignal (Vref1) und das zweite Referenzsignal (Vref2) von dem Maximalwertsignal (S2max) abhängig sind.
Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Auswerteeinheit (30) folgende Merkmale aufweist: – eine Integriereinheit (31), der das Strommesssignal (S1) zugeführt ist und die ein Ladungssignal (S2) bereitstellt, – eine erste Vergleichereinheit (32), der das Ladungssignal (S2) und ein erstes Referenzsignal (Vref1) zugeführt sind, und die ein von einem Vergleich des Ladungssignals (S2) und des ersten Referenzsignals (Vref1) abhängiges erstes Vergleichssignal (ST32) zur Verfügung stellt, – eine zweite Vergleichereinheit (34), der das Ladungssignal (S2) und ein zweites Referenzsignal (Vref2) zugeführt sind, und die ein von einem Vergleich des Ladungssignals (S2) und des zweiten Referenzsignals (Vref2) abhängiges zweites Vergleichssignal (ST34) zur Verfügung stellt, – eine Zeiterfassungseinheit (35), der das erste und zweite Vergleichssignal (ST32, ST34) zugeführt sind und die ein von einem zeitlichen Abstand eines Pegelwechsels des ersten Vergleichssignals (ST32) und eines Pegelwechsels des zweiten Vergleichssignals (ST34) abhängiges Zeitsignal (TS) zur Verfügung stellt, – eine Vergleichseinheit (37), der das Zeitsignal (TS) und ein Referenzsignal (Tref) zugeführt sind und die das erste Referenzsignal (Vref1) abhängig von einem Vergleich des Zeitsignals (TS) mit dem Referenzsignal (Tref) einstellt und die ein Vergleichssignal (S38) bereitstellt, – eine Verknüpfungseinheit (38), der das erste Vergleichssignal (ST32) und das Vergleichssignal (S38) zugeführt sind und die das Zustandssignal (ST) abhängig von dem ersten Vergleichssignal (ST32) und dem Vergleichssignal zur Verfügung stellt.
Vorrichtung nach Anspruch 17, bei der der Verknüpfungseinheit (38) auch das zweite Vergleichssignal (ST34) zugeführt ist, wobei nach Maßgabe des Vergleichssignals (S38), das erste oder zweite Vergleichssignal (ST32, ST34) als Zustandssignal (ST) ausgegeben wird.
Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Auswerteeinheit (40) folgende Merkmale aufweist: – eine Vergleichereinheit (41), der das Strommesssignal (S1) und ein drittes Referenzsignal (Vref3) zugeführt sind und die ein Vergleichssignal (S3) bereitstellt, – eine der Vergleicheranordnung nachgeschaltete Zähleranordnung (43), die dazu ausgebildet ist, Pegelwechsel des Vergleichssignal (S3) zu zählen und die ein von dem Zählerstand abhängiges Zählsignal (S4) bereitstellt, – eine Zählersignalauswertungseinheit (44), der das Zählersignal zugeführt ist und die das Zustandssignal (ST) abhängig von dem Zählersignal (S4) bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 19, bei der die Zähleranordnung (43) n Zählerzustände annehmen kann, von denen das Zählersignal (S4) abhängig ist, und bei der die Zählerauswertungseinheit (44) ein Statussignal (ST) bereitstellt, das einen Pegelwechsel aufweist, wenn der Zählerzustand von einem bestimmten der Zählerzustände auf einen anderen bestimmten der Zählerzustände wechselt.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem die Zähleranordnung zwei Zählerzustände annehmen kann.
Verfahren zur Ansteuerung eines ersten Transistors (T1, T2) einer Halbbrückenschaltung, die einen ersten und einen zweiten in Transistor (T1, T2), deren Laststrecken in Reihe geschaltet sind, aufweist, wobei das Verfahren folgende Verfahrensschritte aufweist: – Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 7 zur Ermittlung des Schaltzustandes des zweiten Transistors (T2, T1), – Ansteuern des ersten Transistors (T1, T2) abhängig von dem Schaltzustand des zweiten Transistors (T2, T1).
Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der Schaltzustand des ersten Transistors (T1, T2) anhand eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6 ermittelt wird und bei dem der zweite Transistor (T2, T1) abhängig von dem Schaltzustand des ersten Transistors (T1, T2) angesteuert wird.