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Zahlreiche
Vorrichtungen verwenden einen oder mehrere Sensoren, um physikalische
Phänomene,
die mit den Vorrichtungen zusammenhängen, Aspekte der Umgebung,
in der Vorrichtungen betrieben werden, oder die Art und Weise, auf
die die Vorrichtungen betrieben werden, zu erfassen, zu überwachen
und/oder zu messen. Während
diese Vorrichtungen komplexer, reicher an Merkmalen und in manchen
Fällen
tragbarer werden, werden Einschränkungen
bezüglich
der Sensorgröße und Ressourcenanforderungen
strenger. Viele dieser Sensoren sind in Vorrichtungen eingebaut,
die einen niedrigen Stromverbrauch, variierende Arbeitszyklen, einen
robusten Betrieb und eine langfristige Stabilität erfordern. Da derartige Sensoren
zunehmend an zahlreichen unterschiedlichen Positionen oder Arten von
Positionen innerhalb einer Vorrichtung eingesetzt werden, sollten
die Sensoren auch robuste Mechanismen zum Kommunizieren von Sensorwerten an
eine relevante Anzeige oder Steuerschaltungsanordnung verwenden.
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Es
gibt viele verschiedene Beispiele von mikrobearbeiteten mechanischen
Wandlern, die als MEMS-Sensoren verwendet werden können. Unter diesen
Erfassungsmechanismen befinden sich Vorrichtungen, die sich auf
die folgenden Effekte stützen: spezifischer
Piezowiderstand, Piezoelektrizität,
variable Kapazität,
optische und Resonanztechniken. Desgleichen verwenden viele Sensoren
(entweder direkt oder indirekt) mechanische Betätigungsverfahren, einschließlich elektrostatischer,
piezoelektrischer, thermischer und magnetischer Verfahren.
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Kapazitive
Techniken werden häufig
bei MEMS-Sensoren verwendet, da die benötigten physischen Strukturen
relativ einfach sind, während
Kapazitiverfassungstechniken trotzdem präzise Möglichkeiten eines Erfassens
der Bewegung eines Objekts oder Material liefern.
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Mit
der Fähigkeit,
zu bewirken, dass sich die Kapazität eines Sensors als Reaktion
auf ein physikalisches Phänomen ändert, geht
das Erfordernis einher, die Kapazität zu messen und gemessene Kapazitätswerte
an eine relevante Anzeige oder Steuerschaltungsanordnung zu liefern.
Wie oben erwähnt wurde,
muss dies oft auf eine Art und Weise durchgeführt werden, bei der die Gesamtleistungsfähigkeitskriterien
des Sensorsystems, z. B. geringe Größe, niedriger Leistungsverbrauch
usw., erfüllt
sind. Beispielsweise leiten manche MEMS-basierten kapazitiven Sensoren
ihre Daten durch HF-Signale weiter. Es wurden bereits verschiedene
leistungsarme Funkgeräte
entwickelt, um Kapazitätsinformationen
an einen entsprechenden Empfänger
zu übertragen,
jedoch arbeiten derartige Vorrichtungen üblicherweise in Mikrowellenbändern, die
Quarzoszillatoren und Phasenregelschleifen verwenden, die einen
beträchtlichen
Leistungsverbrauch aufweisen und für den Betrieb eine beträchtliche
Anlaufzeit benötigen
können.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, Vorrichtungen
und ein Verfahren mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird durch Vorrichtungen gemäß Anspruch 1 oder Anspruch
20 oder durch ein Verfahren gemäß Anspruch
12 gelöst.
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Gemäß der Erfindung
können
Oszillatorschaltungen, die unter Verwendung diverser unterschiedlicher
Topologien gebildet werden, dazu verwendet werden, Signale als Funktion
der Kapazität eines
kapazitiven Sensors zu erzeugen. Die Sensorkapazität wird dazu
verwendet, die Resonanzfrequenz eines in einer Oszillatorschaltung
enthaltenen Resonators zu ziehen. Wenn sich die Kapazität verändert, verändert sich
die Oszillatorfrequenz in direkter Beziehung. Dann wird das Oszillatorsignal über eine
geeignete Übertragungsstrecke
an einen Empfänger übertragen,
wo es wiederhergestellt und nach Wunsch verarbeitet wird.
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Das
Vorstehende ist eine Zusammenfassung und enthält somit notwendigerweise Vereinfachungen,
Verallgemeinerungen und Auslassungen von Einzelheiten; folglich
werden sich Fachleute darüber im
Klaren sein, dass die Zusammenfassung lediglich veranschaulichend
ist und in keiner Weise einschränkend
sein soll. Wie Fachleuten ebenfalls einleuchten wird, können die
hierin offenbarten Vorgänge
auf vielerlei Arten implementiert werden, und derartige Änderungen
und Modifikationen können
vorgenommen werden, ohne von der vorliegenden Erfindung und ihren
breiter gefassten Aspekten abzuweichen. Andere Aspekte, erfindungsgemäße Merkmale
und Vorteile der vorliegenden Erfindung, wie sie allein durch die Patentansprüche definiert
sind, ergeben sich aus der nachstehend dargelegten nicht-einschränkenden ausführlichen
Beschreibung.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1A bis 1C mehrere
unterschiedliche Ausführungsbeispiele
von Kapazitivsensorsignalübertragungssystemen
gemäß der Erfindung;
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2A bis 2B ein
Beispiel eines akustischen Filmvolumenresona tors (FBAR – film bulk acoustic
resonator) und einer Ersatzschaltung;
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3 ein
schematisches Diagramm einer Oszillatorschaltung zur Verwendung
bei Kapazitivsensorsignalübertragungssystemen
gemäß der Erfindung;
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4 ein
ausführlicheres
schematisches Diagramm einer Oszillatorschaltung zur Verwendung bei
Kapazitivsensorsignalübertragungssystemen
gemäß der Erfindung;
und
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5 ein
weiteres schematisches Diagramm einer Oszillatorschaltung zur Verwendung
bei Kapazitivsensorsignalübertragungssystemen
gemäß der Erfindung.
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Im
Folgenden wird eine ausführliche
Beschreibung des besten in Betracht gezogenen Modus zum Durchführen der
Erfindung dargelegt. Die Beschreibung soll die Erfindung veranschaulichen
und soll nicht als Einschränkung
angesehen werden.
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In
der gesamten vorliegenden Anmeldung wird auf diverse MEMS-Sensorvorrichtungen,
Entwürfe
und Herstellungsprozesse Bezug genommen, die Fachleuten hinreichend
bekannt sind. Viele dieser Prozesse und Techniken sind der Halbleiterbauelement-Herstellungstechnologie
entliehen, z. B. Photolithographietechniken, Dünnfilmaufbringungs- und -wachstumstechniken, Ätzprozesse
usw., wohingegen andere Techniken speziell für MEMS-Anwendungen entwickelt
bzw. weiterentwickelt wurden. Außerdem können die in der vorliegenden
Anmeldung beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren auch in Verbindung
mit kapazitiv überwachten
Sensoren verwendet werden, die streng genommen keine MEMS-Vorrichtungen sind.
Kurz gesagt können
die vorliegend offenbarten Vorrichtungen und Techniken allgemein
in Verbindung mit jeglicher Sensorvorrichtung verwendet werden,
die eine variierende Kapazität
gemäß der Quantität oder dem
Effekt, die bzw. den sie erfasst, erzeugt.
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Wie
oben angemerkt wurde, können
die Strukturen von kapazitiven Sensoren relativ einfach sein, und
sie stützen
sich allgemein darauf, eine Änderung
der Kapazität
zu bestimmen, während
sich ein Teil des kapazitiven Sensors (z. B. Teile, die einer oder
mehreren Kondensatorelektroden oder dem Kondensatordielektrikum
entsprechen) bewegt. Kapazitive Sensoren sind allgemein durch ein
bestimmtes nicht-lineares Verhalten und eine Temperaturabhängigkeit
gekennzeichnet, diese Effekte können
jedoch oft durch einen umsichtigen Entwurf und/oder durch Integrieren
einer geeigneten Signalkonditionierungsschaltungsanordnung in der
Nähe des
Sensors berücksichtigt
werden. Beispielsweise ist die Kapazität einer einfachen Parallelplattenkondensatorstruktur
(wobei Randfelder und andere Effekte ignoriert werden) durch
gegeben, wobei ε
0 die
Permittivität
des freien Raums ist, ε
r die relative Permittivität des dielektrischen
Materials zwischen den Elektroden ist, A der Überlappungsbereich zwischen
den Elektroden ist und d die Entfernung zwischen den Elektroden
ist.
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Der
Ausdruck, der die Kapazität
beschreibt, demonstriert, dass die Kapazität durch Verändern einer oder mehrerer der
anderen Variablen variiert werden kann. Bei einem Beispiel ist eine
Elektrode des Kondensators in einer feststehenden Position hergestellt,
wohingegen sich die andere Elektrode ansprechend auf einen Stimulus
bewegen darf. Die Bewegung der Elektrode kann derart konfiguriert
sein, dass sie sich zu der feststehenden Elektrode hin oder von
derselben weg bewegt, wodurch der Abstand d variiert und die Kapazität invers
verändert
wird. Wenn die Elektrodenbewegung stattdessen lateral ist, bleibt
der Wert von d konstant, jedoch ändert
sich der Überlappungsbereich
A, wodurch eine lineare Veränderung
der Kapazität
bewirkt wird. Bei einem wieder anderen Beispiel verbleiben die Elektroden
in einer feststehenden Position, und das dielektrische Material
zwischen den Elektroden darf sich bewegen, wodurch die Kapazität verändert wird,
indem die effektive Permittivität
des Materials zwischen den Elektroden verändert wird.
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Obwohl
ein Parallelplattenkondensator ein sinnvolles Beispiel abgibt, müssen kapazitive
Sensoren nicht so aufgebaut sein, dass sie sich streng nach dieser
Architektur richten. Somit können
zahlreiche kapazitive Vorrichtungen und Geometrien implementiert
werden, einschließlich,
z. B., Differentialkapazitätssensoren
(nützlich
zum Aufheben anderer Effekte wie der Temperaturabhängigkeit),
Sensoren mit mehr als zwei Elektroden, Sensoren, bei denen eine
oder beide der Elektroden durch Flüssigmetalltröpfchen oder
Festkörperteile
(Slugs) gebildet sind, deren Fluss (und somit relative Position)
eine Kapazität
bewirkt, Sensoren, bei denen die Kondensatorplatten koplanar und
nebeneinander angeordnet sind, und dergleichen. Im Fall von kapazitiven
Sensoren, die Flüssigmetall
verwenden, umfassen Beispiele geeigneter Flüssigmetalle Quecksilber, Galliumlegierungen
und Indiumlegierungen. Andere Beispiele geeigneter Flüssigmetalle,
z. B. mit akzeptabler Leitfähigkeit,
Stabilität
und akzeptablen Oberflächenspannungseigenschaften,
sind Fachleuten bekannt. Allgemein werden Fachleute eine Vielzahl
unterschiedlicher Kondensatorsensorkonfigurationen erkennen, die
implementiert werden können.
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MEMS-Techniken
sind beim Konstruieren von kapazitiven Sensoren besonders nützlich,
da sie die Konstruktion von kompakten und dennoch sensiblen beweglichen
Teilen ermöglichen.
Beispielsweise eignen sich MEMS-Techniken gut für Vorrichtungen vom Membrantyp,
die oft als Basis für
Drucksensoren und Mikrophone verwendet werden. Komplexere Strukturen
wie z. B. Interdigitalkondensatoren können ebenfalls hergestellt
werden, obwohl das Parallelplattenkondensatormodell eventuell nicht
dafür geeignet
ist, ihr Verhalten zu charakteristisieren. Kapazitive Techniken
sind allgemein weniger rauschbehaftet als viele andere Sensortechniken,
z. B. die auf Piezowiderstand basierenden, da sie nicht empfänglich für thermisches
Rauschen sind. Jedoch weisen mikrobearbeitete kapazitive Vorrichtungen üblicherweise
sehr geringe Kapazitätswerte
auf, z. B. in der Größenord nung
von 10–15 bis
10–18 Farad,
wodurch die Möglichkeit
erhöht
wird, dass Rauschen von elektronischen Schnittstellenschaltungen
ihr Signal untergehen lässt.
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1A veranschaulicht
ein Ausführungsbeispiel
eines Kapazitivsensorsignalübertragungssystems
gemäß der Erfindung.
Das Sensorsystem 100 umfasst einen kapazitiv überwachten
Sensor 101, z. B. einen unter Verwendung von MEMS-Techniken hergestellten
kapazitiven Sensor. Der Sensor 101 befindet sich in einer
bestimmten Vorrichtung, um eine gewisse Umweltqualität wie z.
B. Temperatur, Druck, Beschleunigung, Neigung oder dergleichen genau
zu erfassen oder zu messen. Statt herkömmliche Kapazitätsmesstechniken
wie z. B. Ladungsverstärker,
Ladungsausgleichstechniken und Wechselstrombrückenimpedanz zu verwenden,
wird durch ein Koppeln des Sensors 101 mit einer entsprechenden
Resonatorschaltung 103 eine direkte Umwandlung der Kapazität des Sensors 101 in
ein HF-Signal geliefert. Der Resonator 103 wiederum ist
ein Bestandteil einer Oszillatorschaltung 105. Die Kapazität des Sensors 101 wird
an den Resonator 103 angelegt, wobei die Schaltung verstimmt
und ein Frequenzziehen des Oszillators bewirkt wird. Während sich
die Kapazität
des Sensors 101 ansprechend auf den Stimulus, den er überwacht,
verändert,
verändert sich
die Oszillatorfrequenz in direkter Beziehung. Das Ergebnis der Kombination
ist im Wesentlichen eine Kapazität-zu-Frequenz-Umwandlung.
Je nach der Beschaffenheit des kapazitiven Sensors können Veränderungen
der Kapazität
kontinuierlich oder diskret (entweder monoton oder mit variierenden
Skalen) sein.
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Wie
bei System 100 gezeigt ist, kann dieses Signal anschließend unter
Verwendung eines Leistungsverstärkers 107 auf
geeignete Weise verstärkt und über eine
Antenne 109 auf drahtlose Weise gesendet werden. Bei manchen
Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden
Erfindung kann die inhärente
Signalstärke
des durch den Oszillator 105 erzeugten Signals derart sein,
dass der Verstärker 107 nicht benötigt wird. Überdies
können,
wenn der Verstärker 107 in
dem System 100 implementiert ist, diverse unterschiedliche
Verstärkerschaltungen
und -techniken verwendet werden, die für die beteiligten Signale und die
verwendete Übertragungstechnik
geeignet sind. Wie gezeigt ist, verwendet das System 100 ein
drahtloses HF-Übertragungsschema.
Somit empfängt eine
Antenne 111 das durch die Antenne 109 gesendete
HF-Signal. Dieses Signal wird anschließend durch eine Empfängerschaltung 113 wiedergewonnen
und zur zusätzlichen
Verarbeitung an eine andere Schaltungsanordnung, z. B. ein Computersystem 115,
weitergeleitet. Die Empfängerschaltung 113 demoduliert
im Wesentlichen das empfangene Signal, um das variierende Frequenzsignal
in einen Gleichstromwert umzuwandeln. Bei vielen Beispielen ist das
Computersystem 115 ein einfaches Datenverarbeitungssystem,
das dahin gehend entworfen ist, Sensorwerte zu überwachen, aufzuzeichnen und/oder
anzuzeigen. Allgemein kann das Computersystem 115 so einfach
oder so komplex sein, wie dies für
die Erfassungsanwendung erforderlich ist. Überdies können diverse Komponenten des
Systems 100 miteinander integriert sein, wie Fachleuten
bekannt ist.
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Obwohl
der Entwurf des Systems 100 allgemein durch das Erfordernis
bestimmt wird, Sensorwerte zu extrahieren und zu senden, veranschaulicht das
System 100 ferner ein drahtloses Übertragungsschema im Vergleich
zu vielen anderen drahtlosen Übertragungsschemata.
Bei vielen drahtlosen Systemen wird das lokale Oszillatorsignal
durch eine Frequenzsynthese erzeugt. Frequenzsyntheseschaltungen
verwenden üblicherweise
eine Frequenzvervielfachung von niedrigerfrequenten Quarzoszillatoren mittels
Rückkopplungstechniken
wie z. B. Phasenregelschleifen (PLLs – phase lock loops). Jedoch
können
derartige Frequenzsynthetisatoren aufgrund des niedrigen Qualitätsfaktors
des spannungsgesteuerten Oszillators und aufgrund der endlichen
Schleifenbandbreite der PLL ein verschlechtertes Phasenrauschen
aufweisen. Überdies
erfordern derartige Frequenzsynthetisatoren oft eine beträchtliche
Leistung bei dem Oszillator und den Frequenzteilern, was ein besonderes
Problem dar stellt, da die Trägerfrequenz aufgrund
von Anwendungsanforderungen, Antennengeometrie usw. zunimmt. Frequenzsynthetisatoren
können
auch relativ ineffizient sein und relativ lange Anlaufzeiten aufweisen.
Somit ist das System 100 insofern einfacher, als der resonatorbasierte
Oszillator die gewünschte
HF-Frequenz direkt erzeugt und diese Frequenz ohne weiteres gemäß Sensorwerten
verstimmt wird.
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Obwohl
Systemkomponenten wie z. B. der Resonator 103, der Oszillator 105,
der Verstärker 107 und
die Antenne 109 unter Verwendung herkömmlicher Integrierte-Halbleiterschaltung-Entwürfe und -Techniken
(z. B. CMOS, bipolar, BiCMOS usw.) hergestellt werden können, können manche
oder alle Komponenten auch unter Verwendung von MEMS-Entwürfen und
-Techniken hergestellt werden. Beispielsweise kann der Resonator 103 unter Verwendung
einer Vielzahl unterschiedlicher Resonatorschaltungen und -bauelemente
implementiert werden, einschließlich
LC-Tankschaltungen,
Quarzresonatoren, Oberflächenwellenresonatoren (SAW-Resonatoren,
SAW = surface acoustic wave), akustischer Filmvolumenresonatoren
(FBARs – film bulk
acoustic resonators) und anderer mikromechanischer Resonatoren.
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Bei
vielen Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
wird der Resonator 143 unter Verwendung eines FBAR-Vorrichtung
bzw. eines FBAR-Bauelements implementiert. 2A veranschaulicht
ein Beispiel einer derartigen Vorrichtung. Ein FBAR 200 ist
aus einer piezoelektrischen Dünnfilmschicht 220 gebildet,
die zwischen einem Paar von Elektroden 210 und 230 angeordnet
ist. Die piezoelektrische Schicht 220 kann aus einer Vielzahl
von piezoelektrischen Materialien gebildet sein wie z. B. aus Aluminiumnitrid
(AlN), Bleizirconattitanat (PZT), Zinkoxid (ZnO), Polyvinylidenfluorid(PVDF)-Polymerfilmen, Quarz,
Lithiumniobat (LiNbO3) oder aus anderen
geeigneten Materialien. Die Elektroden 210 und 230 werden
aus einem Metall hergestellt, das mit dem ausgewählten piezoelektrischen Material
kompatibel und für
den FBAR-Herstellungsprozess geeignet ist. Beispiele umfassen Metalle
wie z. B. Molybdän,
Aluminium, Wolfram, Gold, Silber, Titan sowie diverse Legierungen.
Die Sandwich-Struktur
ist über
einem Hohlraum 240 schwebend aufgehängt, der in einem Substrat 250 gebildet
ist. Der FBAR 200 wird üblicherweise
unter Verwendung herkömmlicher
Silizium-Mikrobearbeitungstechniken
hergestellt, es können
jedoch auch verschiedene MEMS- und Halbleiterherstellungsprozesse
verwendet werden. Eine Spannungsversorgung 260 legt zwischen
den Elektroden 210 und 220 ein elektrisches Feld
an. Die piezoelektrische Dünnfilmschicht 220 wandelt
einen Teil der angelegten elektrischen Energie in mechanische Energie
in Form von Schallwellen um. Diese Schallwellen breiten sich in
der Richtung des angelegten elektrischen Feldes aus und werden von
der Grenzfläche
zwischen dem Hohlraum 240 und der Elektrode 230 abreflektiert.
Dann kehren sie durch die piezoelektrische Dünnfilmschicht 220 zurück und werden
von der Grenzfläche
zwischen der Elektrode 210 und der Atmosphäre über der
Vorrichtung erneut reflektiert. Der FBAR 200 besitzt eine
mechanische Resonanzfrequenz, die der Frequenz entspricht, bei der die
halbe Wellenlänge
einer sich in der Vorrichtung ausbreitenden Schallwelle etwa gleich
der Gesamtdicke der Vorrichtung bei einer gegebenen Schallgeschwindigkeit
in der FBAR-Vorrichtung ist.
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FBARs
können
eine in engen Toleranzgrenzen gehaltene Hochfrequenzresonanz mit
einem Ungeladene-Reihenresonanz-Q-Wert von 1.000 oder mehr erreichen.
Wie in 2B gezeigt ist, kann der Resonator
als LCR-Reihenschaltung ausgeführt sein,
wobei eine Reihenresonanz bei ωs = (LxCx)–1/2 erfolgt,
wobei Lx und Cx effektive
Induktivität
bzw. Kapazität
sind. Rx stellt den Bewegungswiderstand
der Vorrichtung dar, der allgemein von Eigenschaften des piezoelektrischen
Materials und der Vorrichtungsfläche
abhängt.
Die Kapazität
C0 stellt die durch die Parallelplatten
des Resonators erzeugte Durchführungskapazität dar. FBAR-Vorrichtungen
wie z. B. die Vorrichtung 200 können so hergestellt werden, dass
sie relativ klein sind, z. B. 10.000 μm2 aufweisen,
und dass sie entweder mit anderen Teilen des Sensorsystems (z. B.
dem Sensor selbst oder anderen Schaltungselementen) integriert oder
direkt an eine integrierte Schaltung, die andere Systemschaltungsanordnungen
enthält,
drahtgebondet sind.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 1A zeigt
das System 100 den Sensor 101 (z. B. die durch den
Sensor 101 erzeugte Kapazität) parallel mit dem Resonator 103 gekoppelt.
Da die effektive Kapazität des
Resonators 103 üblicherweise
größer ist
(z. B. eine Größenordnung
größer) als
die Kapazität
des Sensors 101, ist bevorzugt, dass die beiden parallel gekoppelt
sind, so dass ihre Kapazitäten
miteinander addiert werden, statt zu erlauben, dass die relativ
geringe Kapazität
des Sensors 101 im Fall einer Reihenkopplung dominiert.
Jedoch kann bei manchen Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
die Größe der relativen
Kapazitäten
und/oder anderer Systementwurfsmerkmale eine Reihenkopplung nahe
legen. Überdies
kann es ferner wünschenswert sein,
den Resonator 103 mit Blick auf Schaltungsmerkmale oder
Sensormerkmale umsichtig zu entwerfen. Eine umsichtige gemeinsame
Optimierung kann wünschenswert
sein, um einen verringerten Leistungsverbrauch, ein geringes Rauschen
usw. zu erreichen.
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1B veranschaulicht
ein weiteres Ausführungsbeispiel
eines Kapazitivsensorsignalübertragungssystems
gemäß der Erfindung.
Das Sensorsystem 120 umfasst einen kapazitiv überwachten Sensor 121,
der parallel mit einem Resonator 123 gekoppelt ist. Der
Resonator 123 ist Teil einer Oszillatorschaltung 125,
die ein HF-Signal erzeugt, dessen Frequenz durch die Kapazität des Sensors 121 gezogen
wird. Während
sich die Kapazität
des Sensors 121 ansprechend auf den Stimulus, den er überwacht,
verändert,
verändert
sich die Oszillatorfrequenz in direkter Beziehung. Wie im System 120 gezeigt
ist, kann dieses Signal anschließend unter Verwendung eines
Leistungsverstärkers 127 auf
geeignete Weise verstärkt
und über
eine Übertragungsleitung 129 übertragen
werden. Bei manchen Ausführungsbeispielen
gemäß der vorliegenden
Erfindung kann die inhärente
Signalstärke
des durch den Oszillator 125 erzeugten Signals derart sein,
dass der Verstärker 127 nicht
benötigt
wird. Überdies
können, wenn
der Verstärker 127 in
dem System 120 implementiert ist, diverse unterschiedliche
Verstärkerschaltungen
und -techniken verwendet werden, die für die beteiligten Signale und
die verwendete Übertragungstechnik
geeignet sind. Die Übertragungsleitung 129 ist
dahin gehend konfiguriert und hergestellt, die Anforderungen des
Systems 120 zu erfüllen,
und kann somit mehrere Segmente, dazwischen liegende Verbinder,
Drähte,
Integrierte-Schaltung-Leiter, PCB-Bahnen (PCB = printed circuit board,
gedruckte Schaltungsplatine), Mikrostreifenübertragungsleitungen, Mikroabschirmungsübertragungsleitungen,
koplanare Wellenleiter usw. umfassen. Das entlang der Übertragungsleitung 129 übertragene
Signal wird anschließend
durch die Empfängerschaltung 133 wiederhergestellt
und zur zusätzlichen
Verarbeitung an eine andere Schaltungsanordnung, z. B. ein Computersystem 135,
weitergeleitet. Bei vielen Beispielen ist das Computersystem 115 ein einfaches
Datenverarbeitungssystem, das dahin gehend entworfen ist, Sensorwerte
zu überwachen, aufzuzeichnen
und/oder anzuzeigen. Allgemein kann das Computersystem 115 so
einfach oder so komplex sein, wie dies für die Erfassungsanwendung erforderlich
ist. Abgesehen von der Beschaffenheit des Übertragungsschemas arbeitet
das System 120 auf ähnliche
Weise wie das System 100 der 1A. Wie Fachleuten
jedoch bekannt ist, kann die spezifische Implementierung der Übertragungsleitung 129 bestimmte
Implementierungsveränderungen
bei anderen Systemkomponenten nahe legen oder vorgeben.
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1C veranschaulicht
ein wieder anderes Ausführungsbeispiel
eines Kapazitivsensorsignalübertragungssystems
gemäß der Erfindung.
Das Sensorsystem 140 umfasst einen kapazitiv überwachten Sensor 141,
der parallel mit einem Resonator 143 gekoppelt ist. Der
Resonator 143 ist Teil einer Oszillatorschaltung 145,
die ein HF-Signal erzeugt, dessen Frequenz durch die Kapazität des Sensors 141 gezogen
wird.
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Während sich
die Kapazität
des Sensors 141 ansprechend auf den Stimulus, den er überwacht, verändert, verändert sich
die Oszillatorfrequenz in direkter Beziehung. Dieses Signal kann
anschließend unter
Verwendung eines Leistungsverstärkers 147 auf
geeignete Weise verstärkt über eine
optische Übertragungsstrecke,
die durch eine Licht emittierende Diode (LED) 149 und eine
Photodiode 151 gebildet wird, übertragen werden. Bei manchen
Ausführungsbeispielen
gemäß der vorliegenden
Erfindung kann die inhärente
Signalstärke
des durch den Oszillator 145 erzeugten Signals derart sein,
dass der Verstärker 147 nicht
benötigt
wird. Überdies
können, wenn
der Verstärker 147 in
dem System 140 implementiert ist, diverse unterschiedliche
Verstärkerschaltungen
und -techniken verwendet werden, die für die beteiligten Signale und
die verwendete Übertragungstechnik
geeignet sind. Die durch die LED 149 und den Photodetektor 151 gebildete
optische Übertragungsstrecke
wird üblicherweise
dort verwendet, wo es wünschenswert
ist, den Sender- und den Empfängerteil
des Systems elektrisch zu isolieren. Die Photodiode 149 erzeugt
ein optisches Ausgangssignal, das einem Treibersignal auf der Basis der
Kapazität
des Sensors 141 entspricht, und somit kann in dem System 140 auch
eine zusätzliche
(nicht gezeigte) Treiberschaltungsanordnung enthalten sein. Licht,
das durch die LED 149 erzeugt wird, wird durch den Photodetektor 151 erfasst
und in ein geeignetes Signal umgewandelt, das durch die Empfängerschaltung 153 wiederhergestellt
wird, und wird zur zusätzlichen
Verarbeitung an eine andere Schaltungsanordnung, z. B. ein Computersystem 155,
weitergeleitet. Es können
diverse verschiedene optische und elektrooptische Komponenten verwendet
werden, z. B. Linsen, Fasern, LEDs, Laserdioden, PIN-Photodioden,
PN-Photodioden und Lawinenphotodioden.
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1A – 1C veranschaulichen
mehrere unterschiedliche Arten von Übertragungswegen (d. h. drahtloser
Funk, verdrahtet und optisch), Fachleuten sind jedoch zahlreiche
unterschiedliche Übertragungswege
und Übertragungsschemata
sowie Variationen der offenbarten bekannt.
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Zum
Implementieren der in den 1A – 1C veranschaulichten
Systeme können
diverse unterschiedliche Oszillatorschaltungen und -topologien verwendet
werden, die meisten können
jedoch allgemein als Resonanztank-abstimmbare Oszillatoren (resonant
tank tuned oscillators) beschrieben werden. Resonanztank-abstimmbare
Oszillatoren sind besonders für
drahtlose Systeme nützlich,
da sie aufgrund der höheren
Energiespeicherfähigkeit
(d. h. des hohen Q-Faktors)
von LC-Tanks oder deren Äquivalent
ein geringeres Phasenrauschen liefern können. Für Sensoranwendungen ist allgemein
ein Niedrigspannungsbetrieb wünschenswert,
und es können
einseitige oder differentielle Topologien gewählt werden. Einseitige Topologien
sind allgemein einfacher zu implementieren und können weniger Leistung erfordern
als differentielle Topologien, jedoch weisen differentielle Topologien
die zusätzlichen
Vorteile auf, dass sie (1) inhärent
weniger empfindlich in Bezug auf ein Gleichtaktrauschen sind und (2)
einen größeren Ausgangsspannungshub
liefern, wenn die Versorgungsspannung den Hub beschränkt.
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3 veranschaulicht
ein schematisches Diagramm einer Oszillatorschaltung zur Verwendung bei
Kapazitivsensorsignalübertragungssystemen
gemäß der Erfindung.
Im Einzelnen umfasst eine Schaltung 300 Oszillatorkomponenten
(die schematisch als 310 veranschaulicht sind) wie z. B.
passive und aktive Komponenten. Bei der Schaltung 300 ist
die traditionelle LC-Tankschaltung, die vielen Oszillatorentwürfen gemein
ist, stattdessen als Resonatortankschaltung 320 veranschaulicht,
die mit der Sensorkapazität 330 parallel
gekoppelt ist. Obwohl die Resonatortankschaltung 320 als
einfacher LC-Tank implementiert sein kann, wird sie allgemeiner
als Resonatortankschaltung dargestellt, da sie unter Verwendung
diverser unterschiedlicher Resonatoren wie z. B. LC-Tankschaltungen,
Quarzresonatoren, SAW-Resonatoren,
FBARs und anderer mikromechanischer Resonatoren hergestellt werden
kann. Obwohl der Sensor 330 in der Darstellung parallel
mit einer entsprechenden Resonator tankschaltung gekoppelt ist, muss
dies nicht der Fall sein. Da die effektive Kapazität eines
Resonators üblicherweise
größer ist
als die Kapazität
eines Sensors, kann bei manchen Implementierungen eine parallele
Kopplung bevorzugt sein, wie oben angemerkt wurde. Bei anderen Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
kann die Größe der relativen
Kapazitäten und/oder
anderer Systementwurfsmerkmale eine Reihenkopplung der Sensoren
und entsprechenden Resonatoren nahe legen.
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Die
Schaltung 300 kann als so genannte „Ein-Transistor"-Vorrichtung implementiert sein. Obwohl
die meisten diskreten HF-Oszillatoren unter Verwendung lediglich
einer einzigen aktiven Vorrichtung implementiert sind (z. B. um
Rauschen zu minimieren und die Kosten zu senken), sind viele der
Oszillatorschaltungen gemäß der Erfindung
als integrierte Schaltungen oder zumindest teilweise integrierte
Schaltungen implementiert, d. h. bei ihnen werden der Resonator
(im Fall mancher MEMS-Resonatoren) und/oder der Sensor separat hergestellt.
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Die
Schaltung 300 kann unter Verwendung von bipolaren Transistoren
oder Feldeffekttransistoren implementiert sein. Wie in der Technik
bekannt ist, können
diverse verschiedene Rückkopplungssysteme
implementiert sein. Wenn die Resonatortankschaltung vom Konzept
her parallel als Induktor und Kondensator dargestellt ist, ist die
Impedanz der Tankschaltung bei Resonanz real. Folglich ist die Phasendifferenz
zwischen ihrem Strom und ihrer Spannung null, und um eine Gesamtphase
zu erzielen, die gleich null ist, wird ein Rückkopplungssignal an den entsprechenden
Transistoranschluss (z. B. an den Emitter eines bipolaren Transistors)
zurückgegeben.
Ein direkter Rückkopplungspfad
von der Tankschaltung zu dem Transistor muss üblicherweise mit einer widerstandsbehafteten
Last kämpfen,
die an dem Emitter/Quelle-Anschluss auftritt, d. h. dem Inversen
der Transkonduktanz des Transistors. Durch ein einfaches Anlegen
der Kollektor/Drain-Spannung an den Emitter/die Quelle wird der
Q-Wert des Tanks aufgrund des Widerstands üblicherweise verringert. Stattdessen
wandeln diverse Oszillatortopologien die Emitter/Quelle-Impedanz
in einen höheren
Wert um, bevor sie parallel mit dem Tank erscheint. Die gewünschte Impedanzumwandlung
kann mit passiven Komponenten unter Verwendung von entweder kapazitiven
oder induktiven Teilern erreicht werden. Technisch ausgefeiltere
Implementierungen umfassen eine integrierte Schaltung mit mehreren
aktiven und passiven Bauelementen.
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Oszillatorschaltungen,
die einen kapazitiven Teiler verwenden, werden allgemein als Colpitts-Oszillatoren
bezeichnet, während
diejenigen, die induktive Teiler verwenden, als Hartley-Oszillatoren
bezeichnet werden. Die Tankschaltung für einen Colpitts-Oszillator
umfasst üblicherweise
einen Induktor, der zu zwei Kondensatoren parallel ist, und die
Rückkopplung
zu dem Emitter/der Quelle des Transistors wird an dem Knoten zwischen
den zwei Kondensatoren abgegriffen. Der kapazitive Transformator
wird durch ein Kondensatorpaar gebildet, und die Rückkopplung
zu dem Transistor stellt die zur Schwingung benötige positive Rückkopplung
dar. Wie Fachleuten einleuchten wird, variieren die spezifischen
Einzelheiten der Schaltungsimplementierung je nach der Art der verwendeten
Resonatorschaltung und der verwendeten spezifischen Oszillatortopologie.
Beispiele anderer Oszillatortopologien gemäß der Erfindung umfassen Pierce-
und Butler-Oszillatoren. Wieder andere Oszillatortopologien und
ihre Variationen je nach der Transistorimplementierung (z. B. bipolar gegenüber CMOS)
sind Fachleuten ebenfalls bekannt.
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4 veranschaulicht
ein ausführlicheres schematisches
Diagramm einer Oszillatorschaltung zur Verwendung bei Kapazitivsensorsignalübertragungssystemen
gemäß der Erfindung.
Bei diesem Beispiel wird ein bipolarer Oszillator mit einem Resonator,
z. B. einem MEMS-Resonator wie z. B. einem FBAR, stabilisiert. Ähnliche
Entwürfe
können
ebenfalls in CMOS-Prozessen implementiert sein.
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Ein
Oszillator 400 ist ein Colpitts-Oszillator, bei dem der
Resonator (420) im Wesentlichen als Induktor verwendet
wird. Ein Sensor 410 verwendet seine Kapazität, um die
Resonanzfrequenz des Oszillators zu ziehen, wie oben beschrieben
wurde.
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Somit
ist eine Seite des Resonators 420 an Masse gebunden, und
der Resonator ist in Resonanz mit der Kombination eines Kondensators
C1, der mit einem Kondensator C2 in
Reihe geschaltet ist. Bei einer Schaltungsresonanz, wobei angenommen
wird, dass die reaktiven Elemente die Schaltungsimpedanzen dominieren,
beträgt
die Basis-zu-Emitter-Spannungsverstärkung, die
durch die Tankschaltung geliefert wird, die durch den Resonator 420 und
die Kondensatoren C1 und C2 gebildet
wird, 1 + C1/C2. Die
Reaktanz von C2 wird üblicherweise so gewählt, dass
sie größer ist
als die der Last, durch Widerstand RL dargestellt.
Ein Transistor Q1, der in einer Emitterfolgerkonfiguration
verwendet wird, liefert weniger als einen Verstärkungsfaktor Eins, um die Schwingung aufrechtzuerhalten,
und das Ausgangssignal kann direkt von C2 genommen
werden. Bei manchen Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
kann die Last in Reihe mit dem Resonator 420 platziert
werden, solange die Resonatorimpedanz bedeutend größer ist
als die Last. Obwohl typische Implementierungen dahin gehend entworfen
sind, den Resonator 420 in einem Grundschwingungsmodus
zu betreiben, können
manche Implementierungen an einer Oberschwingung wirken, indem sie
beispielsweise entweder C1 oder C2 durch eine LC-Tankschaltung ersetzen.
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5 veranschaulicht
eine weitere Oszillatorimplementierung, die auf der hinreichend
bekannten Pierce-Topologie beruht. Ein Oszillator 500 ist
ein Pierce-Oszillator mit einem Grundschwingungsmodenoszillator 520 (z.
B. und FBAR), der durch die Kapazität eines Sensors 510 gezogen
wird. Wie der Oszillator 400 der 4 verwendet
diese Schaltung den Resonator 520 als induktives Element.
Der Wert des Wider stands RC wird üblicherweise
für den
gewünschten
Gleichstromvorspannungsstrom gewählt. Wenn
beispielsweise der Wert von RF so gewählt wird,
dass er etwa das 50fache des Werts von RC beträgt, so ist
der Transistor bei ungefähr
der Hälfte
der Versorgungsspannung mit der Kollektorspannung (Gleichstrom)
vorgespannt. Das Verhältnis
der Schwingungsamplitude (Kollektor zu Basis) beträgt ungefähr C1/C2, und somit wird
der Wert von C1 üblicherweise so gewählt, dass
er die Transistoreingangsimpedanz dominiert. Wenn C2 zwei
bis fünf
Mal kleiner gemacht wird als C1, kann dies
eine große Schwingungsamplitude
an dem Kollektor liefern, wobei eine gute Impedanzübereinstimmung
mit der Last RL geliefert wird. Allgemein
ist der Resonator dahin gehend entworfen, dass er mit der Reihenkapazität von C1 und C2 bei der
gewünschten
Betriebsfrequenz in Resonanz ist. Wie bei dem Oszillator 400 können andere
Implementierungen des Oszillators 500 Resonatoroberschwingungen
verwenden.
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Der
Colpitts- und der Pierce-Oszillatorentwurf sind zwei übliche Oszillatorentwürfe, da
sie wenige Komponenten verwenden, relativ leicht zu entwerfen sind
und allgemein zu einer hohen Leistungsfähigkeit fähig sind. Trotzdem können unter
Verwendung anderer Oszillatortopologien und bekannter Variationen
derartiger Oszillatortopologien ähnliche
Implementierungen konstruiert werden.
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Fachleuten
werden zahlreiche Variationen und Modifikationen der in den 1A – 1C und 3 – 5 beschriebenen
Schaltungen einleuchten. Beispielsweise können viele der veranschaulichten
Widerstände
unter Verwendung einer Vielzahl von programmierbaren und/oder zeitlich
steuerbaren Vorrichtungen bzw. Bauelementen implementiert werden.
Desgleichen sind die offenbarten Vorrichtungen und Techniken nicht
unbedingt durch die Größe eines
Transistors, Widerstands, Kondensators oder einer anderen Komponente
oder durch hierin offenbarte Spannungspegel beschränkt. Überdies
ist die Implementierung der offenbarten Vorrichtungen und Techniken
nicht durch eine Prozesstechnologie beschränkt, und somit können Implementierungen CMOS-,
NMOS-, PMOS- und diverse bipolare oder andere Halbleiterherstellungstechnologien
verwenden. Obwohl die offenbarten Vorrichtungen und Techniken angesichts
der oben erläuterten
Ausführungsbeispiele
beschrieben wurden, werden Fachleute auch erkennen, dass bestimmte
Ersetzungen in den Schaltungen ohne weiteres durchgeführt werden können, ohne
von den Lehren der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Beispielsweise
können
viele Schaltungen, die bipolare Transistoren verwenden, stattdessen
so implementiert werden, dass sie NMOS- oder PMOS-Transistoren verwenden,
wie in der Technik bekannt ist. Auf diese Weise kann der Leitfähigkeitstyp
des Transistors (d. h. N-Kanal oder P-Kanal) innerhalb einer CMOS-Schaltung
häufig umgekehrt
werden, während
gleichzeitig ein ähnlicher
oder ein analoger Betrieb beibehalten wird.
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Bezüglich der
hierin verwendeten Terminologie wird Fachleuten einleuchten, dass
bei der Beschreibung des Betriebs einer Schaltung, einschließlich der
verschiedenen Signale und Knoten in der Schaltung, beliebige von
mehreren Ausdrücken
gleichermaßen
verwendet werden können.
Jede Art von Signal, ob ein logisches Signal oder ein allgemeineres
analoges Signal, weist die physikalische Form eines Spannungspegels
(oder, für
manche Schaltungstechnologien, eines Strompegels) eines Knotens
in der Schaltung auf. Derartige hierin verwendete Kurzausdrücke zum
Beschreiben eines Schaltungsbetriebs sind effizienter darin, Einzelheiten
eines Schaltungsbetriebs zu vermitteln, besonders da die schematischen
Diagramme in den Figuren diverse Signalnamen eindeutig den entsprechenden
Namen von Schaltungsblöcken
und -knoten zuordnen.
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Fachleuten
wird ohne weiteres einleuchten, dass statt der oben erörterten
Komponenten und Materialien eine Vielzahl unterschiedlicher Arten
von Komponenten und Materialien verwendet werden können. Überdies
ist die hierin dargelegte Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung veranschaulichend
und soll den Schutzumfang der Erfindung, der in den folgenden Patentansprüchen dargelegt
ist, nicht einschränken.
Variationen und Modifikationen der hierin offenbarten Ausführungsbeispiele
können
auf der Basis der hierin dargelegten Beschreibung vorgenommen werden,
ohne von dem Schutzumfang und der Wesensart der Erfindung gemäß der Darlegung
in den folgenden Patentansprüchen
abzuweichen.