DE102005043376B4

DE102005043376B4 - Oszillatoranordnung und Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals

Info

Publication number: DE102005043376B4
Application number: DE102005043376A
Authority: DE
Inventors: Urs Denier
Original assignee: Austriamicrosystems AG
Current assignee: Ams AG
Priority date: 2005-09-12
Filing date: 2005-09-12
Publication date: 2013-08-01
Anticipated expiration: 2025-09-13
Also published as: DE102005043376A1; US20100231312A1; EP1925078A1; WO2007031200A1; US8242852B2

Abstract

Oszillatoranordnung, aufweisend
– einen Ladungsspeicher (1),
– einen Komparator (2) mit einem ersten Eingang (3), der mit dem Ladungsspeicher (1) zum Zuführen eines von dessen Ladezustand abhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang (4) zum Zuführen einer Schaltschwelle (V_TH) und mit einem Ausgang (9), der mit dem Ladungsspeicher (1) gekoppelt ist,
dadurch gekennzeichnet, dass
– der Komparator (2) als Strom-Komparator mit zwei Stromzweigen ausgebildet ist, die mit den Eingängen (3, 4) des Komparators gekoppelt sind und von denen zumindest ein Stromzweig an den Ladungsspeicher (1) angeschlossen und dazu eingerichtet ist, einen Auf- und/oder Entladestrom des Ladungsspeichers (1) zu führen, wobei die beiden Stromzweige des Komparators (2) über einen Stromspiegel (5, 6) miteinander gekoppelt sind.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatoranordnung, aufweisend einen Ladungsspeicher und einen Komparator mit einem ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher zum Zuführen eines von dessen Ladezustand abhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen einer Schaltschwelle und mit einem Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher verbunden ist. Bezüglich des Verfahrens betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals mit den Schritten: Aufladen eines Ladungsspeichers mit einem Aufladestrom, Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungsspeichers abhängigen Signals mit einer Schaltschwelle mittels eines Komparators und Entladen des Ladungsspeichers.
Es sind verschiedene Möglichkeiten bekannt, einen Oszillator in integrierter Halbleiter-Schaltungstechnik zu realisieren. Während bei so genannten LC-Oszillatoren die Schwingkreisfrequenz durch eine Induktivität und eine Kapazität festgelegt wird, erfolgt dies bei Ringoszillatoren durch Laufzeiteffekte. Bei dem so genannten Relaxationsoszillator, der auch als Kippgenerator bezeichnet wird, bestimmt ein Kondensator das Zeitverhalten. Der Kondensator wird abwechselnd aufgeladen und entladen. Dabei wird der Kondensator normalerweise aufgeladen, bis seine Spannung eine obere Schwelle überschreitet. Wenn dies auftritt, wird ein Entladevorgang gestartet und der Kondensator entladen. Beispielsweise dann, wenn der Kondensator mit seiner Spannung unter eine untere Schwelle fällt, wird der gesamte Zyklus wiederholt. Dies resultiert in einem dreieckförmigen oder sägezahnförmigen Spannungsverlauf.
Eine solche, gattungsgemäße Oszillatoranordnung ist beispielsweise in dem Dokument Michael P. Flynn, Sverre U. Lidholm: A 1.2-μm CMOS Current-Controlled Oscillator, IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 27, No. 7, July 1992 in 1 gezeigt.
In tragbaren oder batteriebetriebenen Anwendungen ist es von großer Bedeutung, Schaltkreise zu realisieren, die bei sehr geringen Strompegeln arbeiten, um Energie zu sparen. Dies gilt besonders für Geräte, die von schwachen Stromquellen versorgt werden wie beispielsweise Solarzellen oder Piezokristallen, die mechanische Energie in elektrische Energie transformieren.
Oszillatoren werden in tragbaren medizinischen Geräten wie Blutdruck-, oder Pulsmessgeräten, Geräten zur Verabreichung von Insulin, aber auch in Automobilanwendungen wie Überwachungssystemen für den Reifenluftdruck benötigt. Bei letzterem dient der Oszillator dazu, das Messsystem in regelmäßigen Intervallen aufzuwecken. In allen beschriebenen Fallen ist es wünschenswert, dass der Oszillator eine geringmögliche Energie verbraucht und außerdem unempfindlich gegenüber Temperaturschwankungen und Versorgungsspannungsschwankungen ist.
In dem Dokument US 4,205,279 ist ein RC-Oszillator angegeben. Zur Erzeugung von Umschaltschwellen sind dort Widerstände und Bipolartransistoren vorgesehen. Diese Schaltung kann jedoch nicht vollständig in Metal Oxide Semiconductor, MOS-Schaltungstechnik aufgebaut werden. Darüber hinaus ist die dort vorgeschlagene Stromquelle, die einen als Diode verschalteten P-Kanal MOS-Transistor mit angeschlossenen Widerstand umfasst, nicht für besonders geringen Energiebedarf geeignet und die BIAS-Quelle leidet unter Temperaturschwankungen.
Das Dokument US 4,714,901 betrifft einen temperaturkompensierten komplementären Metall-Isolator-Halbleiter-Oszillator. Dort ist ein Spannungsteiler gezeigt, der zur Erzeugung einer temperaturstabilen Referenzspannung weitergebildet ist. Dieses Prinzip ist jedoch nicht geeignet, um extrem kleine BIAS-Ströme zu erzeugen.
Ein Oszillator mit reduzierter Temperaturabhängigkeit ist in dem Dokument US 4,868,525 gezeigt. Dort wird die Eigenschaft ausgenutzt, mit verschiedenen Temperaturkoeffizienten von Widerständen eine teilweise Temperaturkompensation zu erzielen. Eine vollständige Temperaturkompensation ist damit jedoch nicht möglich.
Einen verzögerungsgesteuerten Relaxationsoszillator zeigt das Dokument US 4,963,840 . Zwei Komparatoren dienen dazu, den Auflade- und Entladestrom zu schalten. Obwohl diese Schaltung eine reduzierte Stromaufnahme durch das vorgeschlagene Schaltprinzip hat, ist aufgrund des Spannungsteilers zur Erzeugung eines Referenzpegels diese Schaltung nicht für extrem geringen Stromverbrauch geeignet.
Das Dokument US 5,461,590 zeigt einen Oszillator mit einer Konstantstromquelle, die unabhängig von Spannungsschwankungen und Temperaturschwankungen arbeitet. Der Betrieb dieser Konstantstromquelle ist in dem Dokument US 5,315,230 näher erläutert. Dabei ist vorgesehen, eine Referenzkapazität aufzuladen, um eine Verzögerung zu erzeugen, die die Taktperiode eines Ausgangssignals des Oszillators festlegt. Da dort jedoch sehr große Widerstände benötigt werden, um einen Ladestrom im Bereich von einem Mikroampere zu erzeugen, ist auch dieser Schaltkreis nicht für eine weitere Reduzierung des Stromverbrauchs geeignet.
Die Schaltung in dem Dokument US 5,604,467 umfasst eine Kippstufe mit temperaturkompensierter Stromquelle und einen Spannungsgenerator zur Erzeugung einer nahezu konstanten Spannung in Abhängigkeit der Temperatur. Da auch hier große Widerstände zur Erzeugung kleiner BIAS-Ströme verwendet werden, ist dieses Prinzip nicht geeignet für besonders geringe Stromaufnahme eines Oszillators.
Ein Oszillator mit stabiler Taktfrequenz, die unempfindlich bezüglich Temperaturschwankungen ist, ist in dem Dokument US 6,020,792 gezeigt. Dort kommt eine Bandgap-Quelle zum Einsatz. Es werden sowohl Ströme erzeugt, die zur absoluten Temperatur proportional sind, als auch temperaturkonstante Ströme. Dies dient zum Aufladen eines Referenzkondensators. Aufgrund der verwendeten Bandgap-Schaltung ist dieses Prinzip jedoch nicht geeignet, um Versorgungsströme von kleiner 100 Nanoampere zu erzielen.
Das Dokument US 2004/0000941 A1 beschreibt einen Taktgenerator, bei dem zwei Kondensatoren wechselweise geladen bzw. entladen werden. Der Ladezustand der Kondensatoren wird jeweils mit einer Schwellenspannung verglichen, wobei die Vergleichsergebnisse in einer Logikschaltung verknüpft werden, um das Taktsignal zu erhalten.
Die Druckschrift US 4,734,656 zeigt eine Oszillatorschaltung, bei der die Ladespannung eines Kondensators über einen Vergleicher mit einer oberen und einer unteren Schwelle verglichen wird. Das Ausgangssignal des Vergleichers steuert einen Stromspiegel an, der den Kondensator jeweils lädt bzw. entlädt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Oszillatoranordnung und ein Verfahren zur Erzeugung eines periodischen Signals anzugeben, bei denen die Stromaufnahme weiter reduziert ist.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Vorrichtung durch eine Oszillatoranordnung gelöst, die mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 weitergebildet ist. Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren mit den Schritten gemäß Patentanspruch 13.
Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen des vorgeschlagenen Prinzips sind jeweils Gegenstand der Unteransprüche.
Bei einem Strom-Komparator, englisch: current mode comparator, sind zwei stromgesteuerte Zweige vorgesehen. Während einer der Stromzweige von dem Ladezustand des Ladungsspeichers, bevorzugt der Spannung über dem Kondensator abhängig ist, ist der andere Stromzweig abhängig von einer Schaltschwelle. Die Schaltschwelle dient zum Umschalten zwischen Aufladen und Entladen beziehungsweise Entladen und Aufladen des Ladungsspeichers. Vorliegend dient einer dieser beiden Stromzweige des Komparators zugleich als Ladestromzweig zum Führen des Ladestroms, mit dem der Ladungsspeicher aufgeladen oder entladen wird. Somit ist die Anzahl der stromführenden Zweige reduziert. Dies ermöglicht eine deutliche Einsparung bezüglich Stromverbrauch der Schaltung.
Die beiden Stromzweige des Komparators sind bevorzugt über einen Stromspiegel miteinander gekoppelt.
Dabei umfasst der Stromspiegel bevorzugt zwei Transistoren vom unipolaren Typ, mit je einer gesteuerten Strecke. Ein Anschluss einer gesteuerten Strecke eines der Transistoren ist bevorzugt mit einem Eingang zum Zuführen der Schaltschwelle verbunden, während ein Anschluss eines anderen Transistors des Stromspiegels bevorzugt mit einem Anschluss zum Verbinden mit dem Ladungsspeicher angeschlossen ist. Der Ausgangsanschluss des Komparators ist bevorzugt an einem freien Ende einer gesteuerten Strecke des ausgangsseitigen Transistors des Stromspiegels gebildet.
Parallel zu dem Ladungsspeicher kann ein Entladestromzweig geschaltet sein. Der Entladestromzweig ist bevorzugt schaltbar ausgebildet und umfasst entweder einen Schalter parallel zum Ladungsspeicher Oder eine schaltbare Stromquelle oder Stromsenke parallel zum Ladungsspeicher. Der Schalter wird bevorzugt in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Komparators angesteuert.
Hierfür ist mit Vorteil eine Steuereinheit vorgesehen mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit einem Steuereingang zum Zu- und Abschalten des Entladestromzweigs verbunden ist.
Die Steuereinheit umfasst bevorzugt eine Kippstufe wie beispielsweise ein RS-Flip-Flop.
Alternativ kann eine Digitalschaltung mit Speicher vorgesehen sein.
Um eine noch weitere Reduzierung des Stromverbrauchs zu erzielen, kann die Steuereinheit bevorzugt mit einem Spannungsregler zu ihrer Spannungsversorgung angesteuert sein.
Der Ausgang der Oszillatoranordnung, an dem eine Dreieck- beziehungsweise Sägezahnspannung bereitstellbar ist, ist mit Vorteil am Ausgang des Komparators gebildet.
In einer Weiterbildung ist zwischen dem Ausgang des Komparators und dem Oszillatorausgang ein Frequenzteiler geschaltet.
Der Frequenzteiler ist bevorzugt ebenfalls mit dem Spannungsregler zu seiner Spannungsversorgung gekoppelt.
Die Schaltschwelle für den Komparator wird bevorzugt mit einer Referenzspannungsquelle bereitgestellt.
Die Referenzspannungsquelle ist mit Vorteil ausgebildet zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung, englisch: PTAT, proportional to absolut temperature.
Um zwei einstellbare und vorgebbare Umschaltzeitpunkte zu realisieren, ist bevorzugt ein weiterer Komparator vorgesehen. Dieser hat einen ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher zum Zuführen eines ladezustandsabhängigen Signals verbunden ist, einen zweiten Eingang zum Zuführen einer weiteren Schaltschwelle und einen Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher verbunden ist, wobei eine der beiden Schaltschwellen eine obere und die andere der beiden Schaltschwellen eine untere Schaltschwelle ist.
Für den weiteren Komparator kann eine zusätzliche Referenzspannungsquelle vorgesehen sein zum Bereitstellen der weiteren Schaltschwelle.
Auch die weitere Referenzspannungsquelle ist bevorzugt ausgebildet zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung.
Bevorzugt ist eine gemeinsame BIAS-Stromquelle vorgesehen, die ausgangsseitig mit den Stromzweigen des oder der Komparatoren verbunden ist. Auch die Referenzspannungsquelle und die gegebenenfalls vorhandene weitere Referenzspannungsquelle sind mit Vorteil durch die gemeinsame BIAS-Stromquelle mit einem BIAS-Signal versorgt. Hierdurch werden die Gleichlaufeigenschaften der Schaltung weiter verbessert.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel des vorgeschlagenen Prinzips anhand eines Schaltbilds,
2 eine beispielhafte Weiterbildung der Schaltung von 1 anhand eines Schaltplans,
3 den Aufbau eines Strom-Komparators an einem Beispiel,
4 ein Beispiel eines Strom-Komparators mit Referenzspannungsquelle und gemeinsamer BIAS-Stromversorgung,
5 ein Ausführungsbeispiel eines Spannungsreglers und
6 einen beispielhaften Signalverlauf der Kondensatorspannung eines Relaxationsoszillators.
Nachfolgend bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder gleich wirkende Teile.
1 zeigt eine Oszillatoranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Das Zeitverhalten wird durch eine Referenzkapazität als Ladungsspeicher 1 bestimmt. Ein erster Komparator 2 hat einen ersten Eingang 3, der mit dem Ladungsspeicher 1 verbunden ist. Ein zweiter Eingang 4 des Komparators dient zum Zuführen einer oberen Schaltschwelle V_TH. Der Komparator 2 umfasst zwei Stromzweige, die über einen Stromspiegel miteinander verbunden sind. Der Stromspiegel umfasst einen ersten Transistor 5 und einen zweiten Transistor 6. Der erste Transistor 5 ist als Diode verschaltet. Der Drain-Anschluss des eingangsseitigen Stromspiegeltransistors 5 ist mit dessen Gate-Anschluss und über eine Stromquelle 7 mit einem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Source-Anschluss des ersten Transistors 5 bildet den Eingang 4. Der ausgangsseitige Transistor 6 des Stromspiegels ist mit seinem Drain-Anschluss, der zugleich den Ausgang 9 des Komparators 2 bildet, über eine Stromquelle 10 mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Source-Anschluss des ausgangsseitigen Stromspiegeltransistors 6 bildet den Eingang 3. Parallel zum Ladungsspeicher 1 ist ein Entladestromzweig geschaltet, der einen Schalter 11 umfasst.
Eine erste Referenzspannungsquelle 12 umfasst zwei bezüglich ihrer gesteuerten Strecken in Serie verschaltete Transistoren 13, 14. Diese Serienschaltung ist zwischen eine Stromquelle 15, die gegen Versorgungspotenzial 8 geschaltet ist, und einen Bezugspotenzialanschluss 16 geschaltet. Die Gate-Anschlüsse der beiden Transistoren 13, 14 der ersten Referenzspannungsquelle 12 sind miteinander und mit der Stromquelle 15 verbunden. Am Verbindungsknoten der gesteuerten Strecken der Transistoren 13, 14 ist der Ausgang der Referenzspannungsquelle gebildet, der mit dem Eingang 4 des Komparators 2 verbunden ist.
Spiegelsymmetrisch zu dem ersten Komparator 2 und der ersten Referenzspannungsquelle 12 ist ein zweiter Komparator 17 mit einer zweiten Referenzspannungsquelle 18 aufgebaut. Einer der beiden Eingänge des zweiten Komparators 17 ist ebenfalls mit dem Ladungsspeicher 1 verbunden. Am ausgangsseitigen Transistor des Stromspiegels des zweiten Komparators 17 ist ein Ausgang 19 des zweiten Komparators 17 gebildet.
Die Stromquellen 7, 10 des ersten Komparators 2, die Stromquelle der ersten Referenzspannungsquelle 15 sowie die Stromquellen des zweiten Komparators 17 und der zweite Referenzspannungsquelle 18 sind durch eine gemeinsame BIAS-Quelle 20 angesteuert. Eine Steuereinheit 21 hat zwei Eingänge, die mit den Ausgängen 9, 19 der Komparatoren 2, 17 verbunden ist. Ein Ausgang der Steuereinheit 21 ist mit einem Steuereingang des Schalters 11 zu dessen Ansteuerung verbunden. Bezüglich ihrer Spannungsversorgung ist die Steuereinheit 21 über einen Spannungsregler 22 mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Spannungsregler 22 stellt eine bezüglich der Spannung VDD am Versorgungspotenzialanschluss 8 geringere Versorgungsspannung V_LOGIC bereit. Der Ausgang der Steuereinheit 21 ist weiterhin mit einem Frequenzteiler 23 verbunden, an dessen Ausgang das Ausgangs-Taktsignal CLK des Oszillators von 1 bereitgestellt ist. Auch der Frequenzteiler 23 ist zu seiner Spannungsversorgung an den Ausgang des Spannungsreglers 22 angeschlossen.
Der Komparator 2 vergleicht die aktuell über dem Ladungsspeicher 1 abfallende Spannung mit der oberen Schaltschwelle V_TH, die die erste Referenzspannungsquelle 12 liefert. Sobald bei einem Aufladevorgang des Ladungsspeichers 1 die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 diese obere Schaltschwelle überschreitet, wird am Ausgang 9 ein Signal SET an die Steuereinheit 21 abgegeben, die daraufhin den Entladevorgang durch Schließen des Schalters 11 einleitet. Sobald durch die nachfolgende Entladung des Ladungsspeichers 1 die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 unter eine untere Schaltschwelle V_TL absinkt, was der zweite Komparator 17 ermittelt, gibt dieser am Ausgang 19 ein invertiertes Rücksetz-Signal RESET an die Steuereinheit 21 ab. Daraufhin öffnet diese den Schalter 11 wieder, sodass ein erneutes Aufladen des Ladungsspeichers 1 erfolgt.
Vorliegend erfolgt das Aufladen des Ladungsspeichers 1 nicht durch einen separaten Stromzweig, sondern vielmehr wird ein ohnehin vorhandener Stromzweig der Komparatoren 2, 17 mitbenutzt. Dadurch wird mindestens ein stromführender Zweig der Schaltung eingespart. Dadurch ist eine deutliche Verringerung des Strombedarfs der Schaltung möglich. Die vorliegende Schaltung kommt mit einem typischen Versorgungsstrom von nur Zehn Nanoampere einschließlich BIAS-Versorgung und Steuerlogik aus. Bei der vorgeschlagenen Schaltung ist die Empfindlichkeit gegenüber Temperaturschwankungen und Schwankungen der Versorgungsspannung VDD sehr gering. Der typische, mit dem vorgeschlagenen Prinzip erzielbare Temperaturkoeffizient beträgt 300 ppm pro Grad Celsius. Die vorgeschlagene Schaltungsarchitektur ist besonders für Anwendungen geeignet, bei denen der Leistungsverbrauch kritisch ist, beispielsweise für sogenannte Ultra Low Power-Anwendungen mit schwachen Energiequellen wie eingangs erläutert.
Die vorgeschlagene Ausführung umfasst eine Stromreferenz mit Selbstvorspannungserzeugung, englisch: self-biased current reference, zur Erzeugung eines zur absoluten Temperatur proportionalen Ladestroms. Mit dieser Stromquelle wird der Ladungsspeicher 1 aufgeladen. Die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 wird mit je einer Referenzspannung V_TH, V_TL verglichen, die ebenfalls proportional zur absoluten Temperatur ist. Dadurch werden Temperaturschwankungen mit Genauigkeit erster Ordnung kompensiert.
Anstelle der vorgeschlagenen Stromquelle 10, 7, 15 könnten auch andere Stromquellen zum Einsatz kommen.
Die vorgeschlagene Stromquelle reduziert den Stromverbrauch zusätzlich durch die durchgängige Verwendung von Stromspiegeln mit Einheitswerten der Verstärkung. Die vorgeschlagene Stromquelle 10 verwendet bevorzugt MOSFET-Transistoren, die entweder in schwacher Inversion oder in mäßiger Inversion betrieben werden. Im Ergebnis ist dieser Schaltkreis mit besonders geringen Versorgungsspannungen betreibbar und verbraucht weniger Leistung als bisher vorgeschlagene Stromquellen dieser Art.
Es könnten auch Stromspiegel zum Einsatz kommen, die nicht auf Widerstands-Einheitswerten basieren. Dies würde in höherem Leistungsverbrauch als bei Verwendung von Stromspiegeln mit Einheitswerten in der Verstärkung resultieren.
Die Versorgung des RS-Flip-Flops in der Steuereinheit 21 zum Umschalten zwischen Auflade- und Entladebetrieb des Ladungsspeichers mit reduzierter Versorgungsspannung senkt den Gesamtstromverbrauch der Anordnung weiter.
2 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung von 1 an einem Beispiel. Insoweit sich diese Ausführungsbeispiele in den verwendeten Bauteilen und deren vorteilhafter Verschaltung und Funktionsweise entsprechen, wird eine Wiederholung der Beschreibung an dieser Stelle vermieden.
Bezüglich der Komparatoren 2, 17 und der Referenzspannungsquellen 12, 18 ist 2 dahingehend weitergebildet, dass die Stromquellen 7, 10, 15 dieser Funktionsblöcke als unipolare Transistoren ausgebildet sind, deren Gate-Anschlüsse miteinander und mit einem Ausgang einer BIAS-Quelle 20 verbunden sind. Die BIAS-Quelle 20 umfasst im Einzelnen einen ersten Stromzweig zur Bildung einer Referenzquelle 24 mit zwei in Serie verschalteten Transistoren, deren Aufbau und Verschaltung der Referenzspannungsquelle 12 entspricht. Auch diese Serienschaltung ist zwischen einen Stromquellentransistor 25 und den Bezugspotenzialanschluss 16 geschaltet. Der Stromquellentransistor 25 ist an seinem Source-Anschluss mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Ausgangsabgriff der Referenzspannungsquelle 24 ist mit einem Source-Anschluss eines ausgangsseitigen Transistors 26 eines Stromspiegels 26, 27 verbunden. Die Transistoren 26, 27 des Stromspiegels sind gateseitig miteinander verbunden. Der eingangsseitige Transistor 27 dieses Stromspiegels hat ein mit seinem Drain-Anschluss verbundenes Gate. Der Source-Anschluss des eingangsseitigen Stromspiegeltransistors 27 ist mit dem Bezugspotenzialanschluss 16 verbunden. Ein weiterer Stromspiegel umfasst zwei sourceseitig gegen den Versorgungspotenzialanschluss 8 geschaltete Transistoren 28, 29. während der Drain-Anschluss des eingangsseitigen, als Diode verschalteten Transistors 28 mit dem Drain-Anschluss des Transistors 26 verbunden ist, ist der Drain-Anschluss des ausgangsseitigen Transistors 29 des weiteren Stromspiegels mit dem Drain-Anschluss des Transistors 27 verbunden. Die Gate-Anschlüsse aller Transistoren 25, 28, 29 der BIAS-Quelle 21, die mit Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden sind, sind miteinander in dem Ausgangsanschlussknoten der BIAS-Quelle verschaltet.
Die Steuereinheit 21 ist in 2 als RS-Flip-Flop 30 ausgebildet. Das RS-Flip-Flop 30 hat einen Setz-Eingang S einen Rücksetz-Eingang R, einen Ausgang Q und einen invertierenden Ausgang. Ein Versorgungsspannungsanschluss der Steuereinheit 21, vorliegend des Flip-Flops 30, ist mit einem Ausgang eines Spannungsreglers 22 verbunden. Der Setz-Eingang S ist mit dem Ausgang 9 des ersten Komparators 2 verbunden. Der Rücksetz-Eingang R ist mit dem Ausgang 19 des zweiten Komparators 17 verbunden. Der Ausgang Q des RS-Flip-Flops 30 ist mit einem Gate-Anschluss eines Transistors verbunden, dessen gesteuerte Strecke parallel zum Ladungsspeicher 1 geschaltet ist und den Schalter 11 repräsentiert.
Der Spannungsregler 22 in 2 hat den nachfolgend anhand von 5 beschriebenen Aufbau, wobei seine BIAS-Stromquelle 31 als Transistor ausgebildet ist, dessen Gate-Anschluss zur Bias-Versorgung des Spannungsreglers 22 ebenfalls mit dem Ausgang der BIAS-Quelle 20 verbunden ist.
Der Ausgang des zweiten Komparators 17 ist über einen Inverter mit dem Rücksetzeingang R des Flip-Flops 30 verbunden.
3 zeigt das Prinzip des gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip verwendeten Stromkomparators 2 von 1. Außerdem ist rechts daneben das äquivalente Ersatzschaltbild eines Komparators für zwei Eingangsspannungen V_N, V_P an seinen Eingängen gezeigt. Der Aufbau und die Funktionsweise des Komparators 2 wurde bereits anhand des ersten Komparators 2 von 1 ausführlich erläutert und soll daher an dieser Stelle nicht nach einmal beschrieben werden.
4 zeigt die BIAS-Quelle 20 von 2. Da die Schaltungen einander in Aufbau und Funktionsweise weitgehend entsprechen, soll die Beschreibung an dieser Stelle nicht wiederholt werden. Wie bereits erläutert ist es vorteilhaft, Stromspiegel mit Einheitswerten der beteiligten Bauteile zu verwenden, da dadurch eine weitere Reduzierung des Stromverbrauchs möglich ist. Die beteiligten Transistoren werden entweder in schwacher Inversion oder in mäßiger Inversion betrieben, was noch weiter den Stromverbrauch der so genannten selbstvorspannenden Stromquelle reduziert. Die Dimensionierung kann durch das Übersetzungsverhältnis K des Stromspiegels 26, 27 eingestellt werden.
5 zeigt den Spannungsregler 22 von 2. Er umfasst einen Verstärker 32 mit adaptiver BIAS-Regelung. Der Verstärker 32 ist als Differenzverstärker ausgebildet. Die BIAS-Stromquelle 31 dieses Spannungsreglers wird bevorzugt durch die gemeinsame BIAS-Quelle 20 versorgt und steuert einen der Eingänge des Differenzverstärkers 32 an. Der Ausgangsknoten 33 des Spannungsreglers 22 ist mittels einer Stützkapazität 34 stabilisiert und zugleich auf einen anderen der Eingänge des Differenzverstärkers 32 rückgeführt.
6 zeigt beispielhaft einen Spannungsverlauf eines Relaxationsoszillators, wie er in 1 oder 2 an Ausführungsbeispielen gezeigt ist. Man erkennt den dreieckförmigen Spannungsverlauf über der Kapazität des Ladungsspeichers 1, die zwischen der unteren Schaltschwelle V_TL und der oberen Schaltschwelle V_TH verläuft.
Selbstverständlich kann die Schaltung in alternativen Ausführungsformen auch in anderer als der gezeigten MOS-Schaltungstechnik aufgebaut sein.
Bezugszeichenliste

1: Ladungsspeicher
2: Komparator
3: Eingang
4: Eingang
5: Transistor
6: Transistor
7: Stromquelle
8: Versorgungspotenzialanschluss
9: Ausgang
10: Stromquelle
11: Schalter
12: Referenzspannungsquelle
13: Transistor
14: Transistor
15: Stromquelle
16: Bezugspotenzialanschluss
17: Komparator
18: Referenzspannungsquelle
19: Ausgang
20: BIAS-Quelle
21: Steuereinheit
22: Spannungsregler
23: Frequenzteiler
24: Referenzspannungsquelle
25: Stromquellentransistor
26: Transistor
27: Transistor
28: Transistor
29: Transistor
30: Flip-Flop
31: Stromquellentransistor
32: Differenzverstärker
33: Ausgang
34: Stützkapazität
VDD: Versorgungsspannung
VSS: Bezugspotenzial
V_TH: obere Schaltschwelle
V_TL: untere Schaltschwelle
CLK: Ausgangssignal

Claims

Oszillatoranordnung, aufweisend – einen Ladungsspeicher (1), – einen Komparator (2) mit einem ersten Eingang (3), der mit dem Ladungsspeicher (1) zum Zuführen eines von dessen Ladezustand abhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang (4) zum Zuführen einer Schaltschwelle (V_TH) und mit einem Ausgang (9), der mit dem Ladungsspeicher (1) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass – der Komparator (2) als Strom-Komparator mit zwei Stromzweigen ausgebildet ist, die mit den Eingängen (3, 4) des Komparators gekoppelt sind und von denen zumindest ein Stromzweig an den Ladungsspeicher (1) angeschlossen und dazu eingerichtet ist, einen Auf- und/oder Entladestrom des Ladungsspeichers (1) zu führen, wobei die beiden Stromzweige des Komparators (2) über einen Stromspiegel (5, 6) miteinander gekoppelt sind.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (2) einen ersten Stromzweig (6, 10) umfasst, der von dem ladezustandsabhängigen Signal stromgesteuert ist, und dass der Komparator einen zweiten Stromzweig (5, 7) umfasst, der von der Schaltschwelle (V_TH) stromgesteuert ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein zu- und abschaltbarer Entladestromzweig (11) parallel zu dem Ladungsspeicher (1) geschaltet ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuereinheit (21) vorgesehen ist mit einem Eingang, der mit dem Ausgang (9) des Komparators verbunden ist, und mit einem Ausgang, der mit einem Steuereingang zum Zu- und Abschalten des Entladestromzweigs (11) verbunden ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Spannungsregler (22) zum Bereitstellen einer reduzierten Spannung (V_LOGIC) vorgesehen ist, dessen Ausgang mit einem Versorgungsspannungsanschluss der Steuereinheit (21) verbunden ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Frequenzteiler (23) an den Ausgang der Steuereinheit (21) angeschlossen ist.
Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Referenzspannungsquelle (12) vorgesehen ist, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang (4) des Komparators (2) zum Zuführen der Schaltschwelle verbunden ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzspannungsquelle (12) ausgebildet ist zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung.
Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Komparator (17) vorgesehen ist mit einem ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher (1) zum Zuführen eines ladezustandsabhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen einer weiteren Schaltschwelle (V_TL) und mit einem Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher (1) gekoppelt ist, wobei eine der beiden Schaltschwellen eine obere und die andere der beiden Schaltschwellen eine untere Schaltschwelle ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine weitere Referenzspannungsquelle (18) vorgesehen ist, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang des weiteren Komparators (17) zum Zuführen der weiteren Schaltschwelle (V_TL) verbunden ist.
Oszillatoranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Referenzspannungsquelle (18) ausgebildet ist zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung.
Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass eine gemeinsame Bias-Stromquelle (20) vorgesehen ist, die ausgangsseitig mit den Stromzweigen (7, 10) des Komparators (2) verbunden ist.
Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals mit den Schritten: – Aufladen eines Ladungsspeichers (1) mit einem Aufladestrom, – Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungsspeichers (1) abhängigen Signals mit einer Schaltschwelle (V_TH) mittels eines Komparators (2), der als Strom-Komparator mit zwei Stromzweigen ausgebildet ist, die über einen Stromspiegel (5, 6) miteinander gekoppelt sind, – Entladen des Ladungsspeichers (1), gekennzeichnet durch Führen des Aufladestroms über zumindest einen der zwei Stromzweige des Komparators (2).
Verfahren nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch Beginnen der Entladung des Ladungsspeichers (1), wenn das vom Ladezustand des Ladungsspeichers abhängige Signal die Schaltschwelle (V_TH) überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, gekennzeichnet durch Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungsspeichers (1) abhängigen Signals mit einer weiteren Schaltschwelle (V_TL).
Verfahren nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch Beenden der Entladung des Ladungsspeichers (1), wenn das vom Ladezustand des Ladungsspeichers abhängige Signal die weitere Schaltschwelle (V_TL) unterschreitet.