DE102005033434A1

DE102005033434A1 - Referenzspannungserzeugungsschaltung zur Erzeugung kleiner Referenzspannungen

Info

Publication number: DE102005033434A1
Application number: DE102005033434A
Authority: DE
Inventors: Andrea Logiudice; Bernhard Wotruba
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-07-18
Filing date: 2005-07-18
Publication date: 2007-01-25
Also published as: US20070200546A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Referenzspannungserzeugungsschaltung, die aufweist: DOLLAR A - eine Spannungsquellenschaltung (10), die dazu ausgebildet ist, eine erste Referenzspannung (Vbe/a) an einem Ausgang (15) bereitzustellen, die proportional ist zu der Spannung (Vbe) über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang eines Bipolarbauelements (11) und die kleiner ist als diese Spannung, DOLLAR A - eine Verstärkeranordnung (2) mit einem ersten und zweiten Eingang (25, 26), einem Ausgang (27), an dem eine Ausgangsspannung (Vout) zur Verfügung steht, einer Differenzverstärkerstufe (20), die wenigstens zwei Halbleiterbauelemente (21, 22; 121, 122) aufweist, und einer Ausgangsstufe (30), wobei die erste Referenzspannung (Vbe/a) dem ersten Eingang (25) zugeführt ist, der Ausgang (27) an den zweiten Eingang (26) zurückgekoppelt ist und die Verstärkeranordnung einen Offset besitzt, der proportional ist zu der Temperaturspannung eines Halbleitermaterials der wenigstens zwei Halbleiterbauelemente (21, 22; 121, 122) der Differenzverstärkerstufe (20), und wobei am Ausgang (OUT) eine zweite Referenzspannung (Vout) zur Verfügung steht.

Description

Die Erfindung betrifft eine Referenzspannungserzeugungsschaltung, insbesondere eine Referenzspannungserzeugungsschaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung, die kleiner ist als eine Bandabstandsspannung.

Zur Erzeugung temperaturstabiler Referenzspannungen ist es bekannt, sogenannte Bandabstandsreferenzen zu verwenden, die als Referenzspannung eine Bandabstandsspannung liefern. Solche Bandabstandsreferenzen sind beispielsweise in Tietze, Schenk: "Halbleiter-Schaltungstechnik", 11. Auflage, Springer-Verlag, Berlin, ISBN 3-540-64192-0, Seiten 975, 976 beschrieben.

Eine Bandabstandsspannung setzt sich zusammen aus der Spannung über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang eines Bipolarbauelements, beispielsweise dem pn-Übergang zwischen Basis und Emitter eines Bipolartransistors, und der Differenz der Spannungen über in Flussrichtung gepolten pn-Übergängen von zwei Bipolarbauelementen. Es gilt also: Vbg = Vbe + K·ΔVbe = Vbe + A·UT (1),wobei Vbg die Bandabstandsspannung, Vbe die Spannung über dem pn-Übergang und ΔVbe die Differenz zweier solcher über pn-Übergängen anliegender Spannungen ist. Man macht sich bei diesem Prinzip zu Nutze, dass die Spannung Vbe über dem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang und die Spannungsdifferenz ΔVbe Temperaturkoeffizienten mit entgegengesetzten Vorzeichen besitzen, so dass bei geeigneter Wahl des Gewichtungsfaktors K eine annähernd temperaturunabhängige Spannung Vbg erhalten wird. Der Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Spannung eines Silizium-Bipolartransistors beträgt bei Raumtemperatur (27°C = 300K) bei einem eingestellten Arbeitspunkt von 0,6V –2mV/K. Die Differenz ΔVbe ist proportional zu der Temperaturspannung U_T die einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt und für die gilt: UT = k·T/q (2),wobei k die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und q die Elementarladung bezeichnet. Bei T = 300K gilt für diese Spannung in Silizium U_T ~ 26mV. Die Bandabstands-Spannung beträgt für Silizium etwa 1,26V und ergibt sich, wenn der Proportionalitätsfaktor A so eingestellt wird, dass der Temperaturkoeffizient der zweiten Spannungskomponente (A·U_T) etwa +2mV/K beträgt, so dass sich insgesamt für die Spannung Vbg ein Temperaturkoeffizient von Null ergibt.

Mit zunehmender Verkleinerung der Strukturbreiten integrierter Schaltungen ist es möglich, Schaltungen zu bauen, die eine kleinere Versorgungsspannung benötigen. Es besteht damit Bedarf nach Referenzspannungserzeugungsschaltungen, die in der Lage sind temperaturstabile Referenzspannungen zu erzeugen, die kleiner sind als die Bandabstandsspannung von Silizium bzw. eines anderen verwendeten Halbleitermaterials.

Eine solche Spannung könnte bezugnehmend auf 1 auf einfache Weise dadurch erzeugt werden, dass die von einer herkömmlichen Bandabstandsreferenz 200 erzeugte Bandabstandsspannung Vbg an einen Spannungsteiler 213, 214 angelegt wird, der eine heruntergeteilte Spannung als Referenzspannung Vsb liefert. Zur Reduzierung des Ausgangswiderstandes ist bei dieser Schaltung ein als "Buffer" verschalteter Operationsverstärker 300 erforderlich, der die heruntergeteilte Spannung Vsb mit einem Verstärkungsfaktor von Eins verstärkt und der die Referenzspannung am Ausgang liefert. Nachteilig ist hierbei, dass der Operationsverstärker 300 zusätzliche Schaltungsfläche benötigt und dass der Operationsverstärker dar über hinaus mit einem Offset behaftet sein kann, der die Referenzspannung verfälscht.

Ziel der Erfindung ist es, eine Referenzspannungserzeugungsschaltung zur Verfügung zu stellen, die in der Lage ist eine Referenzspannung kleiner als eine Bandabstandsspannung zur Verfügung zu stellen, und ein Verfahren zur Erzeugung einer solchen Referenzspannung zur Verfügung zu stellen.

Dieses Ziel wird durch eine Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 1 und durch ein Verfahren nach Anspruch 13 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die erfindungsgemäße Referenzspannungserzeugungsschaltung weist eine Spannungsquellenschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, eine erste Referenzspannung an einem Ausgang bereitzustellen, die proportional ist zu der Spannung über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang eines Bipolarbauelements und die kleiner ist als diese Spannung. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung weist außerdem eine Verstärkeranordnung mit einem ersten und zweiten Eingang, einem Ausgang, einer Differenzverstärkerstufe, die wenigstens zwei Halbleiterbauelemente aufweist, und einer Ausgangsstufe auf. Die von der Spannungsquellenschaltung erzeugte erste Referenzspannung ist dabei dem ersten Eingang der Verstärkeranordnung zugeführt, der Ausgang der Verstärkeranordnung ist an den zweiten Eingang zurückgekoppelt ist und die Verstärkeranordnung besitzt einen Offset, der proportional ist zu der Temperaturspannung eines Halbleitermaterials der wenigstens zwei Halbleiterbauelemente der Differenzverstärkerstufe. Am Ausgang der Verstärkeranordnung steht eine zweite Referenzspannung zur Verfügung, die wenigstens annähernd temperaturunabhängig ist.

Die erste Referenzspannung besitzt bei Verwendung von Silizium als Halbleitermaterial einen negativen Temperaturkoeffi zienten. Eine daraus resultierende Temperaturdrift wird bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung durch den Offset der Verstärkeranordnung kompensiert, der proportional zu der Temperaturspannung ist, die einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt. Der Proportionalitätsfaktor zwischen dem Offset und der Temperaturspannung und der Proportionalitätsfaktor zwischen der Spannung an dem pn-Übergang sind so aufeinander abgestimmt, dass der Temperaturkoeffizient einer am Ausgang der Verstärkeranordnung anliegenden Spannung wenigstens annähernd Null ist.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, erfüllt die Verstärkeranordnung zwei Funktionen: Erstens addiert sie zu der von der Spannungsquellenschaltung gelieferten ersten Referenzspannung einen Offset, dessen Temperaturkoeffizient ein entgegengesetztes Vorzeichen zu dem Temperaturkoeffizienten der ersten Referenzspannung besitzt. Zweitens sorgt sie für einen ausreichend niedrigen Ausgangswiderstand der Referenzspannungserzeugungsschaltung, so dass kein weiterer Buffer erforderlich ist.

Der Offset der Verstärkeranordnung ist abhängig von der Dimensionierung der zwei in der Differenzverstärkerstufe als Eingangsbauelemente dienenden Halbleiterbauelemente. Diese Halbleiterbauelemente können Bipolarbauelemente, insbesondere Bipolartransistoren, sein. Dies Eingangsbauelemente können jedoch auch MOS-Transistoren sein, die im sogenannten Subthreshold-Bereich betrieben werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Bereitstellung einer temperaturunabhängigen Referenzspannung umfasst das Bereitstellen einer ersten Spannung, die proportional ist zu der Spannung über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang und die kleiner ist als diese Spannung, sowie das Addieren einer zweiten Spannung zu der ersten Referenzspannung, die proportional ist zu der Temperaturspannung des Halbleitermaterials des pn-Übergangs, wobei die Proportionalitätsfaktoren zwi schen der ersten Spannung und der Spannung an dem pn-Übergang und zwischen der zweiten Spannung und der Temperaturspannung so aufeinander abgestimmt sind, dass die Summe der Temperaturkoeffizienten der ersten und zweiten Spannung Null ist.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
1 zeigt eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik zur Erzeugung einer Referenzspannung, die kleiner ist als eine Bandabstandsspannung.
2 zeigt das Grundprinzip der erfindungsgemäßen Referenzspannungserzeugungsschaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung, die kleiner ist als eine Bandabstandsspannung.
3 zeigt ein erstes schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle, die eine Spannungsquellenanordnung zur Erzeugung einer ersten Referenzspannung und eine mit einem Offset behaftete Verstärkeranordnung aufweist.
4 zeigt ein weiteres schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der erfindungsgemäßen Referenzspannungserzeugungsschaltung.
5 zeigt einen Querschnitt durch einen Halbleiterkörper zur Erläuterung der Realisierung eines Bipolartransistors in einer CMOS-Schaltung.
6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der die erste Referenzspannung bereitstellenden Stromquellenanordnung.
7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Stromquellenanordnung.
8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der mit einem Offset behafteten Verstärkeranordnung.
9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Verstärkeranordnung.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
2 veranschaulicht das Grundprinzip der erfindungsgemäßen Referenzspannungserzeugungsschaltung. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung weist eine Spannungsquellenanordnung 10 auf, die an einem Ausgang 15 eine erste Referenzspannung Vref1 bereitstellt. Diese erste Referenzspannung ist proportional zu der Spannung über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang eines Bipolarbauelements und wird nachfolgend als Diodenspannung Vbe bezeichnet. Die Referenzspannung Vref1 ist kleiner als diese Diodenspannung Vbe, wobei gilt: Vref1 = Vbe/a (3).
1/a bezeichnet dabei den Proportionalitätsfaktor zwischen der Diodenspannung Vbe und der ersten Referenzspannung Vref1, wobei a > 0 gilt.
Der Spannungsquellenanordnung 10 ist eine Verstärkeranordnung 2 mit einem ersten und zweiten Eingang 25, 26 sowie einem Ausgang 27 nachgeschaltet. Dem ersten Eingang 25 der Verstärkeranordnung 2 ist die erste Referenzspannung Vref1 = Vbe/a zugeführt. Der Ausgang 27 der Verstärkeranordnung ist auf den zweiten Eingang 26 zurückgekoppelt und bildet gleichzeitig einen Ausgang OUT der Referenzspannungserzeugungsschaltung, an dem eine wenigstens annäherungsweise temperaturunabhängige zweite Referenzspannung Vref2 als Ausgangsspannung Vout zur Verfügung steht.
Die Verstärkeranordnung 2 ist derart ausgebildet, dass sie zu der als Eingangsspannung zugeführten ersten Referenzspannung Vref1 eine Offset-Spannung hinzufügt, die proportional ist zu der Temperaturspannung des Halbleitermaterials des pn-Übergangs. Für die Ausgangsspannung Vout gilt also: Vout = c·(Vref1 + Voffset) = c·(Vbe/a + b·UT) (4).
c bezeichnet dabei die Verstärkung der Verstärkeranordnung 2. Die Spannungskomponente b·U_T bezeichnet die Offset-Spannung der Verstärkeranordnung 2, wobei b den Proportionalitätsfaktor zwischen der materialabhängigen Temperaturspannung U_T und der Offset-Spannung bezeichnet. Dieser Proportionalitätsfaktor b der Verstärkeranordnung 2 ist durch schaltungstechnische Maßnahmen einstellbar, wie nachfolgend noch erläutert werden wird. Der Proportionalitätsfaktor 1/a der ersten Referenzspannung Vref1 und der Proportionalitätsfaktor der Offset-Spannung Voffset sind dabei so aufeinander abgestimmt, dass die Summe der Temperaturkoeffizienten der ersten Referenzspannung Vref1 und der Offset-Spannung Voffset gleich Null sind, es gilt also: d(Vref)/dT + d(Voffset)/dT = 0 (5).
Der Gesamtverstärkungsfaktor c der Verstärkeranordnung 2 kann auf nahezu beliebige Werte größer oder gleich Eins eingestellt werden. Die Ausgangsspannung Vout der erfindungsgemäßen Referenzspannungserzeugungsschaltung ist proportional zu der Bandabstandsspannung des zur Realisierung der Spannungsquellenanordnung 10 und der Verstärkeranordnung 2 verwendeten Halbleitermaterials, wobei für c = 1 gilt: Vout = 1/a·Vbg (6).
Mit Vbg ist dabei die Bandabstandsspannung des zur Realisierung der Spannungsquellenanordnung 10 und der Verstärkeranordnung 2 verwendeten Halbleitermaterials bezeichnet. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung ermöglicht somit die Erzeugung einer Referenzspannung an deren Ausgang, die um den Faktor a kleiner ist als die Bandabstandsspannung.
3 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Referenzspannungserzeugungsschaltung. Die Spannungsquellenanordnung 10, die die erste Referenzspannung Vref1 an dem Ausgang 15 zur Verfügung stellt, weist einen Bipolartransistor 11 auf, der in dem Beispiel als npn-Bipolartransistor ausgebildet ist. Dieser Bipolartransistor 11 wird mit einem konstanten Kollektorstrom betrieben, wozu dem Kollektor dieses Bipolartransistors 11 von einer Stromquellenanordnung 40 ein Kollektorstrom I43 eingeprägt wird.
Die Stromquellenanordnung 40 weist eine Konstantstromquelle 41, die einen Konstantstrom Ibias zur Verfügung stellt, und eine Stromspiegelanordnung 42–46 auf. Ein als Diode verschalteter Eingangstransistor 42 der Stromspiegelanordnung ist in Reihe zu der Konstantstromquelle 41 geschaltet. Die Reihenschaltung mit dem Eingangstransistor 42 und der Stromquelle 41 liegt zwischen einer Klemme für ein erstes Versorgungspotential V1 und einer Klemme für ein zweites Versorgungspotential bzw. Bezugspotential GND. Der Kollektorstrom I43 des Bipolartransistors 11 steht an einem ersten Ausgangstransistor 43 der Stromspiegelanordnung 40 zur Verfügung. Dieser Kollektorstrom I43 kann dem Konstantstrom Ibias entsprechen oder kann über das Verhältnis der Transistorflächen des Eingangstransistors 42 und des ersten Ausgangstransistors 43 proportional zu dem Konstantstrom Ibias sein.
Zwischen den Basisanschluss und dem Emitteranschluss des Bipolartransistors 11 ist ein Spannungsteiler geschaltet, der einen ersten und einen zweiten ohmschen Widerstand 12, 13 aufweist, die in Reihe zueinander geschaltet sind. Ein Mit tenabgriff dieses Spannungsteilers ist durch einen dem ersten und zweiten ohmschen Widerstand 12, 13 gemeinsamen Knoten gebildet. Dieser Mittenabgriff bildet in dem Beispiel die Ausgangsklemme 15 der Stromquellenanordnung 10.
Zur Einstellung einer Basis-Emitter-Spannung Vbe dieses Bipolartransistors 11 ist ein als n-Kanal-MOSFET ausgebildeter Regeltransistor 14 vorhanden, dessen Laststrecke (Drain-Source-Strecke) in Reihe zu dem Spannungsteiler 12, 13 geschaltet und an das erste Versorgungspotential V1 angeschlossen ist. Ein Steueranschluss (Gate-Anschluss) dieses MOSFET 14 ist an den Kollektoranschluss des Bipolartransistors 11 angeschlossen.
Dem eingeprägten Kollektorstrom I43 des Bipolartransistors 11 ist über die Strom-Spannungs-Kennlinie des Bipolartransistors eindeutig einen Basis-Emitter-Spannung zugeordnet, die sich gesteuert durch den Regeltransistor 14 über dem Spannungsteiler 12, 13 einstellt. Würde der Kollektorstrom I43 in dem Beispiel absinken, so würde die Kollektor-Emitter-Spannung des Bipolartransistors 11 ebenfalls absinken, wodurch der Regeltransistor 14 abgeregelt würde, um die Basis-Emitter-Spannung nachzuregeln.
Der Kollektorstrom I43 ist vorzugsweise so gewählt, dass der Bipolartransistor 11 weit oberhalb seiner Einsatzspannung betrieben wird. Aufgrund der exponentiellen Abhängigkeit des Kollektorstroms von der Basis-Emitter-Spannung führen geringfügige Änderungen des Kollektorstroms in diesem Betriebsbereich zu annähernd vernachlässigbaren Änderungen der Basis-Emitter-Spannung Vbe.
Am Ausgang der Spannungsquellenanordnung 10 steht die erste Referenzspannung Vref1 = Vbe/a zur Verfügung, die über das Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers 12, 13 aus der Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors 11 gebildet ist. Für diese Ausgangsspannung gilt: Vref1= 1/a·Vbe = R13/(R12 + R13)·Vbe (7).
Mit R12, R13 sind dabei die Widerstandswerte der beiden Spannungsteilerwiderstände 12, 13 bezeichnet.
Die Basis-Emitter-Spannung Vbe des Bipolartransistors 11 ist temperaturabhängig und besitzt einen negativen Temperaturkoeffizienten. Bei einem aus Silizium bestehenden Bipolartransistor beträgt dieser Temperaturkoeffizient –2mV/K bei einem eingestellten Arbeitspunkt für die Basis-Emitter-Spannung von 0,6 V und bei einer Temperatur von 27°C = 300 K. Diese Basis-Emitter-Spannung Vbe entspricht der Spannung über dem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang zwischen Basis und Emitter dieses Bipolartransistors 11.
Die durch den Spannungsteiler 12, 13 aus der Basis-Emitter-Spannung Vbe erzeugte erste Referenzspannung ist dem ersten Eingang 25 der Verstärkeranordnung 2 zugeführt, die der Spannungsquellenanordnung 10 nachgeschaltet ist. Diese Verstärkeranordnung 2 weist eine Differenz-Eingangsstufe 20 sowie eine Ausgangsstufe 30, an der die zweite Referenzspannung Vref2 bzw. die Ausgangsspannung Vout zur Verfügung steht, auf. An einen zweiten Eingang 26 der Differenz-Eingangsstufe 20 ist die Ausgangsspannung Vout zurückgekoppelt. Die Rückkopplung der Ausgangsspannung Vout an den zweiten Eingang 26 erfolgt in dem Beispiel mittels eines Spannungsteilers mit zwei Spannungsteilerwiderständen 34, 35, so dass an dem zweiten Eingang 26 in dem Beispiel lediglich ein Teil der Ausgangsspannung Vout anliegt, für den gilt: Vsb = R35/(R34 + R35)·Vout (8).
Mit R34, R35 sind dabei die Widerstandswerte der Spannungsteilerwiderstände 34, 35 bezeichnet, die in Reihe zwischen die Ausgangsklemme OUT und Bezugspotential GND geschaltet sind.
Die Differenz-Eingangsstufe 20 weist einen ersten und einen zweiten Eingangstransistor 21, 22 auf, die in dem Beispiel als pnp-Bipolartransistoren realisiert sind. Die Emitter-Anschlüsse dieser beiden Eingangstransistoren 21, 22 sind kurzgeschlossen und gemeinsam an einen weiteren Ausgangstransistor 45 der Stromspiegelanordnung der Stromquellenanordnung 40 angeschlossen. Von diesem weiteren Ausgangstransistor 45 wird ein konstanter Strom I45 bereitgestellt, der proportional ist zu dem von der Stromquelle 41 gelieferten Konstantstrom Ibias. Dieser Strom I45 ist in dem Beispiel proportional zu dem Strom, der dem Kollektor des Bipolartransistors 11 der Spannungsquellenanordnung 10 eingeprägt ist, was allerdings keine Voraussetzung für ein ordnungsgemäßes Funktionieren der Schaltung ist. Darüber hinaus sind die beiden Ströme I45, I43 nicht notwendigerweise gleich.
Zwischen die Kollektoranschlüsse der Eingangstransistoren 21, 22 der Differenz-Eingangsstufe und Bezugspotential GND ist jeweils ein ohmscher Widerstand 23, 24 geschaltet. Diese beiden Widerstände 23, 24 besitzen vorzugsweise gleiche Widerstandswerte, so dass R23 = R24 gilt, wobei R23, R24 die Widerstandswerte dieser beiden Widerstände bezeichnet.
Die Ausgangsstufe 30 der Verstärkeranordnung 2 bildet eine Regelanordnung, die das Basispotential des zweiten Eingangstransistors 22, d. h, das Potential am zweiten Eingang 26 der Eingangsstufe, so einstellt, dass die beiden Eingangstransistoren 21, 22 jeweils von einem gleichen Strom durchflossen werden. Ein gleicher Strom durch diese beiden Transistoren 21, 22 liegt dann vor, wenn die Spannungen V23, V24 über den den Eingangstransistoren 21, 22 nachgeschalteten ohmschen Widerständen 23, 24 jeweils gleich sind. Eine Vergleicheranordnung vergleicht die Spannungen V23, V24 über diesen beiden Widerständen 23, 24 und steuert abhängig von dem Vergleichsergebnis einen Regeltransistor 33 an, der über einen weiteren Stromspiegel 36, 37 einen Strom durch den Spannungsteiler 34, 35 regelt. Die über dem an Bezugspotential GND angeschlossenen Widerstand 35 anliegende Spannung Vsb ist dabei dem zweiten Eingang 26 bzw. der Basis des zweite Eingangstransistors 23 zugeführt.
Als Vergleicheranordnung für den Vergleich der Spannungen V23, V24 dient ein Stromspiegel mit einem als Diode verschalteten, in dem Beispiel als n-Kanal-MOSFET ausgebildeten Eingangstransistor 31 und mit einem Ausgangstransistor 32. Das Stromspiegelverhältnis dieses Stromspiegels beträgt vorzugsweise 1:1. Dem Eingangs- und Ausgangstransistor 31, 32 dieses Stromspiegels sind über weitere Stromspiegeltransistoren 44, 46 der Stromquellenanordnung 40 gleiche Ströme I44, I46 zugeführt. Der Eingangstransistor 31 des Stromspiegels ist dabei an einen dem Eingangstransistor 21 der Eingangsstufe und dem ohmschen Widerstand 23 gemeinsamen Knoten angeschlossen, und der Ausgangstransistor 32 des Stromspiegels ist an einen dem zweiten Eingangstransistor 22 der Eingangsstufe und dem nachgeschalteten ohmschen Widerstand 24 gemeinsamen Knoten angeschlossen. Die die Stromspiegeltransistoren 31, 32 durchfließenden Ströme I44, I46 führen zu einem zusätzlichen Spannungsabfall an den ohmschen Widerständen 23, 24. Da die die Stromspiegeltransistoren 31, 32 durchfließenden Ströme I44, I46 jeweils gleich sind und weil die Widerstände 23, 24 gleich sind, sind diese zusätzlichen Spannungsabfälle gleich groß.
Der Ausgang der durch den Stromspiegel 31, 32 gebildeten Vergleicheranordnung ist in dem Beispiel durch den Anschluss (Drain-Anschluss) des Ausgangstransistors 32 der Stromspiegelanordnung 31, 32 gebildet, der dem ohmschen Widerstand 24 abgewandt ist. Im eingeregelten Zustand entsprechen die Spannungen V23, V24 über den ohmschen Widerständen 23, 24 einander. Das Drain-Potential des Ausgangstransistors 32 des Stromspiegels entspricht dann dem Drain-Potential des Eingangstransistors 31 und die Spannungsabfälle über den Laststrecken dieser beiden Stromspiegeltransistoren 31, 32 sind gleich. Steigt nun das Emitterpotential des zweiten Eingangstransistors 22 der Eingangsstufe an, so erhöht sich dadurch das Drain-Potential des Ausgangstransistors des Stromspiegels, wodurch der Regeltransistor 33 aufgesteuert wird. Hierdurch erhöht sich der Strom I33 durch den Regeltransistor 33 und damit auch der Strom durch den Spannungsteiler 34, 35 mit der Folge, dass über den Rückkopplungszweig das Basispotential des zweiten Eingangstransistors 22 gegenüber Bezugspotential GND angehoben wird, wodurch sich der Betrag der Basis-Emitter-Spannung Vbe22 des zweiten Eingangstransistors 22 reduziert und der Transistor 22 soweit abgeregelt wird, bis die Spannung V24 der Spannung V23 entspricht, was dann erreicht ist, wenn die Ströme durch die beiden Eingangstransistoren 21, 22 jeweils gleich sind. Im umgekehrten Fall, wenn die Spannung V24 unter die Spannung V23 absinkt, wird der Regeltransistor 33 abgeregelt, wodurch sich der Strom durch den Spannungsteiler 34, 35 reduziert. Das Basispotential des zweiten Eingangstransistors 22 wird dadurch in Richtung Bezugspotential GND abgesenkt, wodurch sich der Betrag der Basis-Emitter-Spannung Vbe22 des zweiten Eingangstransistors 22 erhöht und dieser zweite Eingangstransistor 22 aufgesteuert wird, um den Strom durch diesen zweiten Eingangstransistor 22 zu erhöhen.
Die Eingangstransistoren 21, 22 der Differenzstufe sind so dimensioniert, dass das Verhältnis ihrer Transistorflächen 1:m, mit m > 1, beträgt. Die Basis-Emitter-Spannung Vbe22 des zweiten Eingangstransistors stellt sich auf einen geringeren Wert als die Basis-Emitter-Spannung Vbe21 des ersten Eingangstransistors 21 ein, wenn beide Eingangstransistoren von einem gleichen Strom I21 = I22 durchflossen werden. Für die Differenz dieser beiden Basis-Emitter-Spannungen Vbe21, Vbe22 gilt dabei: Vbe21 – Vbe22 = ln(m)·UT (9).
U_T bezeichnet dabei die Temperaturspannung des zur Realisierung der Eingangstransistoren 21, 22 verwendeten Halbleitermaterials ist. Dieses Material ist dasselbe Material, das auch zur Realisierung des Bipolartransistors 11 in der Spannungsquellenanordnung verwendet ist. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass die gesamte Anordnung vorzugsweise in einem gemeinsamen Halbleiterkörper integriert ist.
Die Emitter der beiden Eingangstransistoren 21, 22 sind kurzgeschlossen und befinden sich damit auf demselben Potential. Für die zwischen der Basis des ersten Eingangstransistors 21 und Bezugspotential GND anliegende erste Referenzspannung Vbe/a, die Basis-Emitter-Spannung Vbe21 des ersten Transistors, die zwischen die Basis des zweiten Eingangstransistors 22 und Bezugspotential GND angelegte rückgekoppelte Spannung Vsb und die Basis-Emitter-Spannung Vbe22 des zweiten Eingangstransistors 22 gilt: Vbe21 + Vbe/a = Vbe22 + Vsb (10).
Unter Verwendung von Gleichung (9) ergibt sich für die rückgekoppelte Spannung Vsb: Vsb = Vbe/a + ln(m)·UT = Vbe/a + ln(m)·k·T/q = Vbe/a + Voffset (11).
Diese rückgekoppelte Spannung Vsb entspricht somit der Summe der am ersten Eingang 25 anliegenden Eingangsspannung Vbe/a plus einem durch die Differenzeingangsstufe hinzugefügten Offset. Dieser Offset Voffset, der proportional zu der Temperatur ist, besitzt einen positiven Temperaturkoeffizienten, während die erste Spannungskomponente Vbe/a in erläuterte Weise einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Diese rückgekoppelte Spannung Vsb ist kleiner als die Bandabstandsspannung des verwendeten Halbleitermaterials, wobei der Proportionalitätsfaktor 1/a und das Flächenverhältnis 1:m der Transistoren 21, 22 der Eingangsstufe so aufeinander abzu stimmen sind, dass die Summe der Temperaturkoeffizienten der beiden Spannungsanteile dieser rückgekoppelten Spannung Vsb Null ist. Es gilt also: d(Vbe/a)/dT + d/dT(ln(m)·k·T/q) = 0 (12).
Bei Verwendung von Silizium als Halbleitermaterial, bei dem dVbe/dT = –2mV/K gilt, wird dies erreicht, wenn a·ln(m) ~ 23 gilt.
Die Ausgangsspannung Vout der Referenzspannungserzeugungsschaltung ist über das Teilerverhältnis des Spannungsteilers 34, 35 von der rückgekoppelten Spannung Vsb abhängig. Die Ausgangsspannung Vout entspricht der rückgekoppelten Spannung Vsb, die kleiner ist als die Bandabstandsspannung, wenn der Widerstandswert des ohmschen Widerstandes 34 zu Null gesetzt wird. Ansonsten sind über das Teilerverhältnis des Spannungsteilers beliebige Proportionalitätsfaktoren zwischen der Ausgangsspannung Vout und der rückgekoppelten Spannung Vsb einstellbar.
Die erfindungsgemäße Referenzspannungserzeugungsschaltung eignet sich zur Spannungsversorgung beliebiger Lasten. In 3 ist beispielhaft eine solche Last 50, die ein kapazitives Bauelement 52 sowie ohmschen Widerstandselemente 51, 53 aufweist, dargestellt.
Zu Kompensationszwecken ist zwischen den Steueranschluss des Regeltransistors 33 und Bezugspotential GND vorzugsweise eine Reihenschaltung eines Kompensationswiderstandes 62 und einer Kompensationskapazität 61 geschaltet. Diese Kompensationsbauelemente erhöhen die Stabilität der Regelstrecke mit dem Regeltransistor 33 und verhindern ein Schwingungsverhalten bei raschen Änderungen des Potentials am Eingang des Regeltransistors 33.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Referenzspannungserzeugungsschaltung ist in 4 dargestellt.
Diese Schaltung unterscheidet sich von der in 3 dargestellten in der Art der Realisierung der Spannungsquellenanordnung 10 und dadurch, dass in der Differenz-Eingangsstufe 20 anstelle von Bipolartransistoren (21, 22 in 3) MOS-Transistoren 121, 122 verwendet sind. Diese Schaltung ist einschließlich des Bipolarbauelements der Spannungsquellenanordnung 10 vollständig in CMOS-Technologie realisierbar, wodurch die Referenzspannungserzeugungsschaltung kostengünstig realisierbar ist, wie nachfolgend noch erläutert werden wird.
Das Bipolarbauelement der Spannungsquellenanordnung 10 ist in dem Beispiel als pnp-Bipolartransistor 11 ausgebildet, der als Diode verschaltet ist, dessen Kollektor und Basis also kurzgeschlossen sind. Kollektor und Basis dieses Bipolartransistors 11 liegen gemeinsam auf Bezugspotential GND. Diesem Transistor ist durch die Stromquellenanordnung 40 ein konstanter Strom I41 eingeprägt, der proportional zu dem von der Stromquelle 41 gelieferten konstanten Strom Ibias ist. Die Stromquellenanordnung 10 weist außerdem einen Spannungsteiler mit zwei Spannungsteilerwiderständen 12, 13 und eine Regelschaltung 116–119 auf, die eine Spannung über dem Spannungsteiler 12, 13 auf einen Wert einstellt, der dem Wert der Spannung über dem als Diode verschalteten Bipolartransistor 11 entspricht. Die Regelschaltung 116–119 umfasst einen Stromspiegel mit einem als Diode verschalteten Eingangstransistor 116, der in den Strompfad des Bipolartransistors 11 geschaltet ist, und mit einem Ausgangstransistor 117, der in Reihe zu dem Spannungsteiler 12, 13 geschaltet ist. In den Spannungsteiler 12, 13 wird von der Stromquellenanordnung 40 ein Strom I47 eingespeist, der von einem weiteren Ausgangstransistor 47 der Stromquellenanordnung 40 geliefert wird und der über das Verhältnis der beiden Transistoren 41, 47 vor zugsweise so eingestellt ist, dass er dem den Bipolartransistor 11 durchfließenden Strom I41 entspricht.
Die Regelschaltung 116–119 weist außerdem einen Regeltransistor 118 auf, der in dem Beispiel als p-Kanal-MOSFET ausgebildet ist und dessen Steueranschluss (Gate-Anschluss) an den dem Spannungsteiler 12, 13 abgewandten Lastanschluss des Ausgangstransistors 117 des Stromspiegels 116, 117 angeschlossen ist. Die Laststrecke dieses Regeltransistors 118 ist zwischen das erste Versorgungspotential V1 und den Spannungsteiler 12, 13 geschaltet. Parallel zu dem Spannungsteiler 12, 13 ist ein als Last für den Regeltransistor 118 dienender weiterer Transistor 119 vorhanden, der als n-Kanal-MOSFET ausgebildet ist und an dessen Steueranschluss eine Vorspannung Vbias anliegt. Die Funktionsweise dieser Regelschaltung 116–119 wird nachfolgend kurz erläutert:
Im eingeregelten Zustand, wenn die Spannung über dem Spannungsteiler 12, 13 der über dem Bipolartransistor 11 anliegenden Spannung Vbe entspricht, sind die Potentiale an den dem Bipolartransistor 11 bzw. dem Spannungsteiler 12, 13 abgewandten Anschlüssen der Stromspiegeltransistoren 116, 117, die jeweils von gleichen Strömen I41 bzw. I47 durchflossen werden, gleich. Sinkt die Spannung über dem Spannungsteiler 12, 13 unter die Spannung Vbe über dem Bipolartransistor 11 ab, so wird der Regeltransistor 118 weiter aufgesteuert wodurch ein zusätzlicher Strom in den Spannungsteiler 12, 13 eingespeist wird, um die Spannung über dem Spannungsteiler 12, 13 anzuheben. Im umgekehrten Fall, wenn die Spannung über dem Spannungsteiler 12, 13 über die Spannung Vbe des Bipolartransistors 11 ansteigt, wird der Regeltransistor 118 abgeregelt und der die Funktion einer Stromsenke erfüllende Lasttransistor 119 übernimmt dann einen Teil des in Richtung des Spannungsteilers fließenden Stromes I47, wodurch die Spannung über den Spannungsteiler 12, 13 absinkt, um die Spannung über diesem Spannungsteiler 12, 13 auf den Wert der Spannung über den Bipolartransistor 11 einzuregeln.
Entsprechend zu der in 3 dargestellten Spannungsquellenanordnung ist der zweite Spannungsteilerwiderstand 13 zwischen den Ausgang 15 der Spannungsquellenanordnung 10 und Bezugspotential GND geschaltet, so dass auch bei dieser Spannungsquellenanordnung 10 über dem zweiten Spannungsteilerwiderstand 13 die erste Referenzspannung Vbe/a anliegt.
Der Aufbau der Verstärkeranordnung 2 bei der Referenzspannungserzeugungsschaltung gemäß 4 entspricht dem Aufbau der Verstärkeranordnung 2 gemäß 3 mit dem Unterschied, dass anstelle von Bipolartransistoren in der Differenz-Eingangsstufe p-Kanal-MOSFET 121, 122 verwendet sind. Diese beiden MOSFET 121, 122 der Differenz-Eingangsstufe werden im sogenannten "Subthreshold-Bereich" betrieben, das heißt die beiden MOSFET werden mit Gate-Source-Spannungen Vgs121, Vgs122 betrieben, die kleiner als die Einsatzspannungen bzw. Threshold-Spannungen dieser beiden Transistoren sind. In diesem Subthreshold-Bereich sind die die MOSFET durchfließenden Ströme I121, I122 exponentiell, entsprechend der Kennlinie eines Bipolartransistors, von der jeweils anliegenden Gate-Source-Spannung Vgs121, Vgs122 abhängig.
Die beiden Transistoren 121, 122 sind so dimensioniert, dass das Verhältnis der Transistorflächen 1:m, mit m > 1, beträgt. Für die an den zweiten Eingang 26, und damit den Steueranschluss des zweiten Eingangstransistors 122 zurückgekoppelte Spannung Vsb gilt dann die in Gleichung (11) angegebene Beziehung. Die Ausgangsspannung Vout ist entsprechend dem Teilerverhältnis des Spannungsteilers 34, 35 von dieser zurückgekoppelten Spannung Vsb abhängig. Die Regelung der zurückgekoppelten Spannung Vsb erfolgt in der bereits anhand von 3 erläuterten Weise, so dass auf weitere Ausführungen hierzu verzichtet werden kann.
Wie bereits erwähnt, ist die Referenzspannungserzeugungsschaltung gemäß 4 vollständig in CMOS-Technologie rea lisierbar. Als Bipolartransistor 11 der Spannungsquellenanordnung 10 kann ein in jeder CMOS-Schaltung vorhandener parasitärer Bipolartransistor verwendet werden, wie nachfolgend anhand von 5 erläutert wird.
5 zeigt schematisch einen Querschnitt durch einen Halbleiterkörper 100 der eine p-Grunddotierung besitzt und in dem durch geeignete Maskentechniken sowohl n-Kanal-MOSFET als auch p-Kanal-MOSFET realisierbar sind. 5 zeigt beispielhaft jeweils einen solchen n-Kanal-MOSFET 110 und einen p-Kanal-MOSFET 120. Der n-MOSFET 110 umfasst n-dotierte Source- und Drain-Zonen 111, 112, die in den Halbleiterkörper 100 eingebracht sind. Ein leitender Kanal in einem die Grunddotierung aufweisenden Bereich zwischen Source und Drain 111, 112 ist durch eine Gate-Elektrode 113 steuerbar, die durch eine Isolationsschicht 114 gegenüber dem Halbleiterkörper 100 isoliert ist.
Zur Realisierung eines p-Kanal-MOSFET ist in dem Halbleiterkörper 100 eine n-dotierte Wanne 125 vorhanden, in die beabstandet zueinander p-dotierte Wannen 121, 122 eingebracht sind, die die Source- und Drain-Zonen dieses MOSFET bilden. In einem eine n-Dotierung aufweisenden Bereich zwischen Source- und Drain-Zone 121, 122 ist mittels einer Gate-Elektrode 123 ein leitender Kanal steuerbar. Die Gate-Elektrode 123 ist dabei mittels einer Isolationsschicht 124 gegenüber dem Halbleiterkörper 100 isoliert.
Der eine p-Grunddotierung aufweisende Halbleiterkörper 100 liegt bei CMOS-Schaltungen üblicherweise auf dem negativsten in der Schaltung vorkommenden Potential, üblicherweise Bezugspotential GND. Ein Bipolartransistor mit einem an Bezugspotential GND liegenden Kollektor, wie er in 4 (Bezugszeichen 11) dargestellt ist, kann auf einfache Weise dadurch erzeugt werden, dass in den Halbleiterkörper 100 eine n-dotierte Wanne 115 und in diese n-dotierte Wanne eine p-dotierte Wanne 116 eingebracht wird. Hierdurch entsteht ein pnp-Bipolartransistor, dessen Kollektor durch einen die Grunddotierung des Halbleiterkörpers aufweisenden Bereich gebildet ist, und dessen Emitter durch die p-dotierte Wanne 116 gebildet ist. Die n-dotierte Wanne 115 und der die Grunddotierung aufweisende Bereich des Halbleiterkörpers sind durch eine Elektrode 117 kurzgeschlossen, um den als Diode verschalteten Bipolartransistor zu erhalten.
Ein wesentlicher Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine erste Referenzspannung zur Verfügung zu stellen, die proportional ist zu der Spannung über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang eines Bipolarbauelements, und darin, dass diese erste Referenzspannung einem mit einem Offset behafteten rückgekoppelten Verstärker zugeführt wird, wobei der Offset dieses rückgekoppelten Verstärkers proportional ist zur Temperaturspannung des zur Realisierung des Verstärkers verwendeten Halbleitermaterials.
Außer den anhand der 3 und 4 erläuterten Ausführungsbeispiele für die Spannungsquellenanordnung 10 und die mit einem Offset behaftete Verstärkeranordnung 2 gibt es beliebige weitere Möglichkeiten, eine Spannungsquellenanordnung zu realisieren, die eine zu der Spannung über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang proportionale Spannung liefert, und eine mit einem zu einer Temperaturspannung proportionalen Offset behaftete Verstärkeranordnung zu realisieren.
6 zeigt eine Abwandlung der in 3 dargestellten Spannungsquellenanordnung, bei welcher der Spannungsteiler 12, 13 zwischen Basis und Emitter eines npn-Bipolartransistors 11 geschaltet ist. Die in 6 dargestellte Spannungsquellenanordnung eignet sich insbesondere zur Erzeugung der ersten Referenzspannung Vbe/a aus einer kleinen Versorgungsspannung bzw. einem kleinen Versorgungspotential V1. Ein den Strom durch den Spannungsteiler 12, 13 regelnder Transistor 217 ist bei dieser Anordnung als p-Kanal-MOSFET realisiert, dessen Laststrecke zwischen den Spannungsteiler 12, 13 und das Versorgungspotential V1 geschaltet ist. Dieser Regeltransistor 217 bildet den Ausgangstransistor eines ersten Stromspiegels, der neben diesem Ausgangstransistor 217 einen als Diode verschalteten Eingangstransistor 216 aufweist, der ebenfalls als p-Kanal-MOSFET realisiert ist. Die Laststrecke dieses Eingangstransistors 216 liegt in Reihe zu einem Ausgangstransistor 219 eines zweiten Stromspiegels zwischen dem Versorgungspotential V1 und Bezugspotential GND. Ein Eingangstransistor 218 dieses zweiten Stromspiegels, der als Diode verschaltet ist, ist an den Kollektoranschluss des Bipolartransistors 11 angeschlossen. Die beiden Transistoren des zweiten Stromspiegels 218, 219 sind als n-Kanal-MOSFET realisiert.
Die Regelanordnung mit den beiden Stromspiegeln regelt den Strom durch den Spannungsteiler 12, 13 auf einen Wert ein, bei dem der Spannungsabfall Vbe über dem Spannungsteiler dem Wert entspricht, der über die Kennlinie des Bipolartransistors 11 dem eingeprägten Kollektorstrom I41 zugeordnet ist. Der Regelmechanismus wird nachfolgend kurz erläutert:
Fließt ein Strom I41 bei zunächst gesperrtem Bipolartransistor 11 so fließt dieser Strom über den Eingangstransistor 218 des zweiten Stromspiegels. Dieser Strom wird über den ersten Stromspiegel auf den Spannungsteiler 12, 13 abgebildet, wodurch der Bipolartransistor 11 soweit aufgesteuert wird, bis die Basis-Emitter-Spannung Vbe und der Kollektorstrom I41 in einem durch die Kennlinie des Bipolartransistors 11 gegebenen Gleichgewichtsverhältnis stehen. In entsprechender Weise wird die Basis-Emitter-Spannung bei Schwankungen des Kollektorstromes I41 nachgeregelt.
7 zeigt ein weiteres Realisierungsbeispiel für die Spannungsquellenanordnung 10. Diese Spannungsquellenanordnung 10 weist einen als Diode verschalteten npn-Bipolartransistor 11 auf, der von einem eingeprägten Strom I41 durchflossen wird. Ein rückgekoppelter, als Buffer verschalteter Verstär ker 316 erfasst die Spannung Vbe über dem als Diode verschalteten Bipolartransistor 11 und bildet diese Spannung über einen dem Ausgang des Verstärkers 316 nachgeschalteten Spannungsteiler 12, 13 ab.
Wie in 7 gestrichelt dargestellt ist, könnte der npn-Bipolartransistor selbstverständlich auch durch einen als Diode verschalteten pnp-Bipolartransistor ersetzt werden.
8 zeigt eine Abwandlung der in den 3 und 4 dargestellten Verstärkeranordnungen. In den Ausgangsstufen 30 gemäß der 3 und 4 ist ein Ausgangstransistor 37, der an den Ausgang OUT angeschlossen ist und der den Strom durch den Spannungsteiler 34, 35 liefert, als p-Kanal-MOSFET realisiert und Teil eines Stromspiegels, dessen Eingangstransistor 36 in Reihe zu dem Regeltransistor 33 geschaltet ist.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 7 ist ein Ausgangstransistor 137 als n-Kanal-MOSFET realisiert und unmittelbar durch den Regeltransistor 33 angesteuert. Der Regeltransistor 33 ist dabei zwischen den Steueranschluss dieses Ausgangstransistors 137 und Bezugspotential geschaltet. Zur Bereitstellung eines ausreichenden Ansteuerpotentials für diesen Ausgangstransistor 137 ist eine Ladungspumpenanordnung 136, die in 7 lediglich schematisch dargestellt ist, vorhanden. Diese Ladungspumpenanordnung 136 erzeugt aus dem Versorgungspotential V1 ein Ansteuerpotential für den Ausgangstransistor 137, das oberhalb des Versorgungspotentials V1 liegt.
Ein weiterer Unterschied zu der Verstärkeranordnung in den 3 und 4 besteht darin, dass bei der Verstärkeranordnung in 7 die Spannung V23 über dem Widerstand 23, der dem ersten Eingangstransistor 21 der Differenzstufe nachgeschaltet ist, erfasst wird, um den Regeltransistor 33 anzusteuern. Entsprechend bildet hierbei der MOSFET 32, der an den dem Widerstand 24 und dem zweiten Eingangstransistor 22 gemeinsamen Knoten angeschlossen ist, den Eingangstransistor des als Vergleicher eingesetzten Stromspiegels. Das Regelverhalten dieser Anordnung ist trotz dieses Unterschiedes jedoch identisch zu dem Regelverhalten der in den 3 und 4 erläuterten Anordnungen.
9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Verstärkeranordnung 2. Die Eingangstransistoren 21, 22 der Differenz-Eingangsstufe 20 sind hierbei als pnp-Bipolartransistoren mit einem Flächenverhältnis von 1:m ausgebildet. Diese Bipolartransistoren könnten in entsprechender Weise jedoch auch durch p-Kanal-MOSFET realisiert werden. Den Eingangstransistoren 21, 22 werden über einen Stromspiegel 223, 224 jeweils gleiche Ströme I44, I46 von der Stromquellenanordnung, von der in 9 lediglich zwei Ausgangstransistoren 44, 46 dargestellt sind, zugeführt. Der in Reihe zu dem ersten Eingangstransistor 21 geschaltete Stromspiegeltransistor 223 ist in diesem Beispiel als Diode verschaltet. Die beiden Stromspiegeltransistoren sind als npn-Bipolartransistoren realisiert, können jedoch auch als n-Kanal-MOSFET realisiert werden.
Ein Ausgangstransistor 237 der Ausgangsstufe 30, der in Reihe zu dem Spannungsteiler 34, 35 zwischen Versorgungspotential V1 und Bezugspotential GND geschaltet ist, erfüllt bei dieser Anordnung gleichzeitig die Funktion des Regeltransistors. Der Steueranschluss dieses Transistors 237 ist an den dem zweiten Eingangstransistor 22 der Differenzstufe abgewandten Anschluss des Stromspiegeltransistors 224 angeschlossen. Dieser Regeltransistor 237 stellt über den Spannungsteiler 34, 35 das Basispotential des zweiten Eingangstransistors 22 der Differenzstufe so ein, dass die Ströme durch die beiden Eingangstransistoren 21, 22 jeweils gleich sind. Sofern das Verhältnis der beiden Stromspiegeltransistoren 223, 224 1:1 beträgt, ist die rückgekoppelte Spannung Vsb gemäß Gleichung (11) von der ersten Referenzspannung Vbe/a und der Offset-Spannung Voffset abhängig. Die Ausgangsspannung Vout ist ent sprechend über das Teilerverhältnis des Spannungsteilers 34, 35 proportional zu dieser rückgekoppelten Spannung Vsb.
Wie bereits erläutert, müssen der Proportionalitätsfaktor 1/a der ersten Referenzspannung Vbe/a und das Flächenverhältnis 1:m der Eingangstransistoren 21, 22 in einem bestimmten Verhältnis zueinander stehen, um eine rückgekoppelte Spannung Vsb zu erhalten, die wenigstens annäherungsweise unabhängig von der Temperatur ist.
Eine weitere Möglichkeit zur Einstellung der rückgekoppelten Spannung Vsb erhält man, wenn die Transistorflächen der Stromspiegeltransistoren 223, 224 ungleich gewählt werden, in einem Verhältnis 1:p, mit p > 1. Bei gleichen Strömen I44, I46 stellt sich über dem Ausgangstransistor 224 des Stromspiegels eine kleinere Basis-Emitter-Spannung ein, als über dem Eingangstransistor 223. Das Emitterpotential des zweiten Eingangstransistors 22 der Differenzstufe ist bezogen auf Bezugspotential GND dadurch höher als das Emitterpotential des ersten Eingangstransistors 21. Unter Berücksichtigung der geringeren Basis-Emitter-Spannung Vbe22 des zweiten Eingangstransistors, die sich wegen der im Vergleich zu dem ersten Eingangstransistor 21 größeren Transistorfläche einstellt, ist die rückgekoppelte Spannung Vsb in diesem Fall größer als bei einem Stromspiegelverhältnis 1:1 der Stromspiegeltransistoren 223, 224. Für die rückgekoppelte Spannung Vsb gilt in diesem Fall: Vsb = Vbe/a + UT·ln(m·p) (13).
Bei einem Stromspiegelverhältnis der beiden Stromspiegeltransistoren 223, 224 ungleich 1:1 könnten auch die Eingangstransistoren 21, 22 gleich groß gewählt werden. Für die rückgekoppelte Spannung Vsb wurde dann: Vsb = Vbe/a + UT·ln(p) (14) gelten.
Für die bisherige Erläuterung wurde davon ausgegangen, dass der Offset der Verstärkeranordnung 30 dadurch erreicht wird, dass die beiden Eingangstransistoren 21, 22 (in 3, 8 und 9) bzw. 121, 122 (in 4) unterschiedlich dimensioniert sind und dass Ströme I21, I22 bzw. I121, I122 so geregelt werden, dass sie gleich groß sind. In diesem Fall stellen sich unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen bzw. unterschiedliche Gate-Source-Spannungen der Eingangstransistoren ein, was zu dem gewünschten Offset führt.
Eine weitere Möglichkeit, den Offset der Verstärkerstufe 30 zu erzeugen, besteht darin, die Eingangstransistoren 21, 22 bzw. 121, 122 gleich zu dimensionieren, d.h. mit einem Transistorverhältnis von 1:1, den Transistoren 21, 22 bzw. 121, 122 allerdings unterschiedliche Ströme I21, I22 bzw. I121, I122 einzuprägen. Gleiche Verhältnisse wie bei den anhand der 3, 4 und 8 erläuterten unterschiedlichen Dimensionierungen mit Flächenverhältnissen 1:m können bei gleichen Transistoren 21, 22 bzw. 121, 122 erreicht werden, wenn der zweite Eingangstransistor 22 bzw. 122 von einem Strom I22, I122 durchflossen wird, der das 1/m-fache des Stromes I21, I121 durch den ersten Transistor 21, 121 beträgt. Derart unterschiedliche Ströme können bei den Schaltungen nach den 3, 4 und 8 dadurch erreicht werden, dass der dem zweiten Transistor 22 bzw. 122 nachgeschaltete Widerstand den m-fachen Widerstandswert des dem ersten Transistor 21 bzw. 121 nachgeschalteten Widerstandes 23 besitzt.
Selbstverständlich ist zur Erzielung des Offset auch eine Kombination aus unterschiedlichen Transistorflächen und unterschiedlichen, den Transistoren eingeprägten Strömen anwendbar.
Die erfindungsgemäße Referenzspannungserzeugungsschaltung ermöglicht auf einfache Weise die Erzeugung einer Referenzspan nung Vout, die kleiner sein kann als die Bandabstandsspannung des zur Realisierung der Referenzspannungserzeugungsschaltung verwendeten Halbleitermaterials.

I121, I122: Drain-Source-Ströme
I21, I22: Emitterströme
I43–I47: Ausgangsströme der Stromspiegelanordnung
Ibias: Konstantstrom
OUT: Ausgang der Referenzspannungserzeugungsschaltung
V1: Versorgungspotential
V23, V24: Spannungen über ohmschen Widerständen
Vbe21, Vbe22: Basis-Emitter-Spannungen
Vbg: Bandabstands-Spannung
Vgs121, Vgs122: Gate-Source-Spannungen
Vout: Ausgangsspannung
Vref1: erste Referenzspannung
Vref2: zweite Referenzspannung
Vsb: Sub-Bandgap-Spannung
2: Verstärkeranordnung
10: Spannungsquellenanordnung
11: Bipolartransistor
12, 13: Spannungsteiler
14: Regeltransistor
15: Ausgang der Spannungsquellenanordnung
20: Differenz-Eingangsstufe der Verstärkeranordnung
21, 22: Eingangstransistoren
23, 24: ohmsche Widerstände
25: erster Eingang der Verstärkeranordnung
26: zweiter Eingang der Verstärkeranordnung
27: Ausgang der Verstärkeranordnung
30: Ausgangsstufe der Verstärkeranordnung
33: Regeltransistor
36, 37: Stromspiegeltransistoren
40: Stromquellenanordnung
41: Konstantstromquelle
42–47: Stromspiegeltransistoren
50–53: Last
61: Kompensationskapazität
62: Kompensationswiderstand
100: Halbleiterkörper
110: n-Kanal-MOSFET
111, 112: n-dotierte Halbleiterzonen
113, 123: Gate-Elektroden
114, 124: Gate-Isolationen
115: n-dotierte Halbleiterzone
116: p-dotierte Halbleiterzone
117: Kurzschlusselektrode
120: p-Kanal-MOSFET
121, 122: MOSFET
121, 122: p-dotierte Halbleiterzonen
125: n-dotierte Halbleiterzone
127: Ausgangstransistor der Ausgangsstufe
136: Ladungspumpe
213, 214: Spannungsteiler
216, 217: Stromspiegeltransistoren
218, 219: Stromspiegeltransistoren
223, 224: Stromspiegeltransistoren
200: Bandabstands-Referenz
237: Ausgangstransistor der Ausgangsstufe
300: Operationsverstärker
316: Operationsverstärker

Claims

Referenzspannungserzeugungsschaltung, die aufweist: – eine Spannungsquellenschaltung (10), die dazu ausgebildet ist, eine erste Referenzspannung (Vbe/a) an einem Ausgang (15) bereitzustellen, die proportional ist zu der Spannung (Vbe) über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang eines Bipolarbauelements (11) und die kleiner ist als diese Spannung, – eine Verstärkeranordnung (2) mit einem ersten und zweiten Eingang (25, 26), einem Ausgang (27), an dem eine Ausgangsspannung (Vout) zur Verfügung steht, einer Differenzverstärkerstufe (20), die wenigstens zwei Halbleiterbauelemente (21, 22; 121, 122) aufweist, und einer Ausgangsstufe (30), wobei die erste Referenzspannung (Vbe/a) dem ersten Eingang (25) zugeführt ist, der Ausgang (27) an den zweiten Eingang (26) zurückgekoppelt ist und die Verstärkeranordnung einen Offset besitzt, der proportional ist zu der Temperaturspannung eines Halbleitermaterials der wenigstens zwei Halbleiterbauelemente (21, 22; 121, 122) der Differenzverstärkerstufe (20), und wobei am Ausgang (OUT) eine zweite Referenzspannung (Vout) zur Verfügung steht.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 1, bei der die Differenzverstärkerstufe (20) einen ersten Eingangstransistor (21; 121), der abhängig von der ersten Referenzspannung (Vbe/a) angesteuert ist, und einen zweiten Eingangstransistor (22; 122), der abhängig von der Ausgangsspannung (Vout) angesteuert ist, aufweist und bei der die Ausgangsstufe (30) eine Regelanordnung zur Regelung des Stromes durch den zweiten Eingangstransistor (22; 122) aufweist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 2, bei der die Regelanordnung einen Spannungsteiler (34, 35) aufweist, über welchen die Ausgangsspannung (Vout) an einen Steuereingang des zweiten Eingangstransistors (22) der Differenzstufe (20) zurückgekoppelt ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Eingangstransistoren (21, 22; 121, 122) unterschiedliche Transistorflächen besitzen und bei der die Regelanordnung dazu ausgebildet ist den Strom (I22; I122) durch den zweiten Eingangstransistor (22; 122) auf den Wert des Stromes (I21; I121) durch den ersten Eingangstransistor (21; 121) einzustellen.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Eingangstransistoren (21, 22; 121, 122) gleiche Transistorflächen besitzen und bei der die Regelanordnung dazu ausgebildet ist den Strom (I22; I122) durch den ersten und zweiten Eingangstransistor (21, 22; 121, 122) auf unterschiedliche Werte.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei der die Regelanordnung einen Stromspiegel mit einem ersten Stromspiegeltransistor (223), der in Reihe zu dem ersten Eingangstransistor (21) geschaltet ist, und mit einem zweiten Stromspiegeltransistor (224), der in Reihe zu dem zweiten Eingangstransistor (22) geschaltet ist, aufweist und bei der die Regelanordnung dazu ausgebildet ist, die Potentiale an den den Eingangstransistoren abgewandten Anschlüssen der Stromspiegeltransistoren (223, 224) zu vergleichen, um die Ausgangsspannung (Vout) einzustellen.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 6, bei der die Stromspiegeltransistoren (223, 224) unterschiedliche Transistorflächen besitzen.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einer der Ansprüche 2 bis 6, bei der die Eingangstransistoren (21, 22) Bipolartransistoren sind.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einer der Ansprüche 2 bis 6, bei der die Eingangstransistoren (121, 122) MOS-Transistoren sind.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Spannungsquellenschaltung (10) aufweist: – einen Bipolartransistor (11), zu dessen Kollektor-Emitter-Strecke eine Stromquelle (43) in Reihe geschaltet ist, – einen Spannungsteiler (12, 13), der zwischen Basis und Emitter des Bipolartransistors (11) geschaltet ist, – eine Regelschaltung (), die zwischen den Kollektoranschluss (K) des Bipolartransistors (11) und den Spannungsteiler geschaltet ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 10, bei der die Regelschaltung einen Regeltransistor (14) mit einem Steuereingang und einer Laststrecke aufweist, dessen Steuereingang an die Kollektoranschluss des Bipolartransistors (11) angeschlossen und dessen Laststrecke in Reihe zu dem Spannungsteiler (12, 13) geschaltet und an ein Versorgungspotential (V1) angeschlossen ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 11, bei der die Regelschaltung aufweist: – einen ersten Stromspiegel mit einem Ausgangstransistor (217) der eine Laststrecke aufweist, die in Reihe zu dem Spannungsteiler (12, 13) geschaltet und an ein Versorgungspotential (V1) angeschlossen ist, und mit einem Eingangstransistor (216), – einen zweiten Stromspiegel mit einem Eingangstransistor (218), der parallel zu dem Bipolartransistor (11) geschaltet ist, und mit einem Ausgangstransistor (218) der eine Laststrecke aufweist, die in Reihe zu der Laststrecke des Eingangstransistors (216) des ersten Stromspiegels (216, 217) geschaltet ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der die erste Spannungsquellenschaltung (10) aufweist: – einen als Diode verschalteten Bipolartransistor (11), – einen Spannungsteiler (12, 13), – eine Regelanordnung (116–119; 316), die zwischen den Bipolartransistor (11) und den Spannungsteiler geschaltet ist und die dazu ausgebildet ist, eine Spannung über dem Spannungsteiler auf den wert einer Spannung (Vbe) über dem als Diode verschalteten Bipolartransistor (11) einzustellen.
Verfahren zur Bereitstellung einer temperaturunabhängigen Referenzspannung (Vout), das folgende Verfahrensschritte umfasst: – Bereitstellen einer ersten Spannung (Vbe/a), die proportional ist zu der Spannung (Vbe) über einem in Flussrichtung gepolten pn-Übergang und die kleiner ist als diese Spannung, – Addieren einer zweiten Spannung (Voffset) zu der ersten Referenzspannung, die proportional ist zu der Temperaturspannung (U_T) des Halbleitermaterials des pn-Übergangs, wobei die Proportionalitätsfaktoren zwischen der ersten Spannung (Vbe/a) und der Spannung an dem pn-Übergang und zwischen der zweiten Spannung (Voffset) und der Temperaturspannung (U_T) so aufeinander abgestimmt sind, dass die Summe der Temperaturkoeffizienten der ersten und zweiten Spannung (Vbe/a, Voffset) Null ist.
Verfahren nach Anspruch 14, bei der die zweite Spannung (Voffset) aus der Differenz der Ansteuerspannungen zweier Transistoren (21, 22; 121, 122) abgeleitet ist, die von gleichen Strömen durchflossen werden, und die unterschiedliche Transistorflächen besitzen.
Verfahren nach Anspruch 15 bei der die Transistoren (21, 22) Bipolartransistoren sind.
Verfahren nach Anspruch 15, bei der die Transistoren (121, 122) MOS-Transistoren sind.