DE19620181C1

DE19620181C1 - Bandgap-Referenzspannungsschaltung zur Erzeugung einer temperaturkompensierten Referenzspannung

Info

Publication number: DE19620181C1
Application number: DE1996120181
Authority: DE
Inventors: Martin Dipl Ing Bloch
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1996-05-20
Filing date: 1996-05-20
Publication date: 1997-09-25
Anticipated expiration: 2016-05-21
Also published as: WO1997044722A1; IN191523B

Description

Die Erfindung betrifft eine Bandgap-Referenzspannungs schaltung zur Erzeugung einer temperaturkompensierten Refe renzspannung mit einem zwischen eine erste und eine zweite Spannungsklemme geschalteten ersten und zweiten Spannungstei ler, die jeweils einen an die erste Spannungsklemme als Diode geschalteten Transistor aufweisen, wobei der Transistor im ersten Spannungsteiler über einen ohmschen Widerstand und der Transistor im zweiten Spannungsteiler direkt an einen Span nungsteilerpunkt des jeweiligen Spannungsteilers geschaltet ist und die beiden Spannungsteilerpunkte jeweils über eine Widerstandseinrichtung an die zweite Spannungsklemme geschal tet sind, welche ausgangsseitig an die erste Spannungsklemme, mit ihrem invertierenden Eingang an den Spannungsteilerpunkt des ersten Spannungsteilers und mit ihrem nicht invertierenden Eingang an den Spannungsteilerpunkt des zweiten Spannungstei lers geschaltet ist (DE 44 39 707 A1).

Bei den meisten integrierten Schaltungen wird eine sehr ge naue, temperatur- und eingangsspannungsunabhängige Referenz spannung benötigt. Um eine solche zu erzeugen, bedient man sich im allgemeinen einer Bandgap-Referenzspannungsschaltung. Diese Schaltungen weisen alle eine gemeinsame Charakteristik auf: Stets werden genau aufeinander angepaßte Polysiliziumwi derstände eingesetzt, deren Größe sich umgekehrt proportional zum jeweiligen Stromverbrauch der Schaltungsanordnung ver hält. Als Größenanordnung kommt zum Beispiel ein Gesamtwider stand von 870 kΩ bei einem Stromverbrauch von 14 µA in Be tracht.

In Fig. 1 ist die Schaltungsanordnung einer bekannten Band gap-Referenzspannungsschaltung aus der DE 44 39 707 A1 dargestellt. Die Schaltungsan ordnung von Fig. 1 weist eine Differenzverstärkereinrichtung, hier einen Komparator K auf, dessen invertierender und nicht invertierender Eingang jeweils mit einem Spannungsteilerpunkt eines Spannungsteilers in Verbindung steht. Ein erster dieser Spannungsteiler ist zwischen eine erste Spannungsklemme 1, die an Bezugspotential geschaltet ist, und eine zweite Span nungsklemme 2 geschaltet. An der zweiten Spannungsklemme 2 ist die zu erzeugende temperaturkompensierte Referenzspannung Vref abgreifbar. Der erste Spannungsteiler weist die Reihen schaltung eines Widerstandes R2 und einen als Diode geschal teten Bipolartransistor Q2 auf. Der Kollektor- und Basisan schluß dieses Bipolartransistors Q2 steht mit der ersten Spannungsklemme 1 in Verbindung, während dessen Emitteran schluß über den erwähnten Widerstand R2 mit der zweiten Span nungsklemme 2 in Verbindung steht. Der Verbindungspunkt des Widerstandes R2 und des Bipolartransistors Q2 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K in Verbindung. Ein zweiter Spannungsteiler ist ebenfalls zwischen die erste Spannungsklemme 1 und zweite Spannungsklemme 2 geschaltet. Dieser zweite Spannungsteiler besteht aus der Reihenschaltung eines Widerstandes R1, eines weiteren Widerstandes R3 und ei nes Bipolartransistors Q1, dessen Kollektor- und Basisan schluß wiederum an die erste Spannungsklemme 1 geschaltet sind. Der Verbindungspunkt der Widerstände R1 und R3 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K in Verbin dung. Die beiden erwähnten Bipolartransistoren Q1 und Q2 sind beispielsweise, wie Fig. 2 zeigt, meist parasitäre, vertikale Bipolartransistoren und im vorliegenden Beispiel p-Kanal- Bipolartransistoren. Eine Ausgangsklemme des Komparators K ist mit dem Gate-Anschluß eines n-Kanal-MOSFET in Verbindung, dessen Laststrecke zwischen die erste Spannungsklemme 1, und zweite Spannungsklemme 2 geschaltet ist. Schließlich weist die bekannte Schaltungsanordnung von Fig. 1 noch eine dritte Spannungsklemme 3 auf, die an einer Versorgungsspannung Vdd angeschlossen ist. Zwischen die zweite Spannungsklemme 2 und die dritte Spannungsklemme 3 ist im vorliegenden Ausführungs beispiel ein p-Kanal-MOSFET geschaltet, dessen Gate-Anschluß von einer Steuerspannung Vbias beaufschlagt wird, um eine Stromquelle zu realisieren.

Die beiden Bipolartransistoren Q1 und Q2 werden in dieser be kannten Schaltungsanordnung mit verschiedenen Stromdichten I1 und I2 betrieben. Dies soll für unterschiedliche Emitter- Basis-Spannungen Vbe1 und Vbe2 an den Bipolartransistoren Q1 und Q2 gemäß folgender Beziehung geschehen:

wobei K = 1,380·10^-23 JK^-1 (Boltzmann-Konstante)
und e = 1,602·10^-19 C (Elementarladung).

Die entstehende Spannungsdifferenz ΔVbe zwischen den beiden Emitteranschlüssen der Bipolartransistoren Q2 und Q1 ist di rekt proportional zur Betriebstemperatur der Schaltungsanord nung und weist einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, wie die nachfolgende Beziehung zeigt:

wobei M das Verhältnis der Emitterfläche des Bipolartransi stors Q1 zur Emitterfläche und des Bipolartransistors Q2 ist.

Diese Spannungsdifferenz ΔVbe wird verstärkt zur Emitter- Basis-Spannung des Bipolartransistors Q2 addiert, so daß des sen negativer Temperaturkoeffizient kompensiert wird. Die entstehende Summenspannung ist die Referenzspannung Vref und liegt in etwa in der Größenordnung 1,2 V.

Die unterschiedlichen Stromdichten und die Verstärkung der Spannung ΔVbe werden bei der bekannten Schaltungsanordnung von Fig. 1 durch die Größe der verwendeten Widerstände R1, R2 und R3 sowie die Emitterflächen der Bipolartransistoren Q1 und Q2 gemäß

eingestellt. Der Komparator K mit nachfolgender Endstufe in Form des MOSFET M30 sorgt dabei dafür, daß die Spannungstei lerpunkte A und B auf gleichem Potential liegen.

Die Hauptproblematik dieser bekannten Schaltungsanordnung liegt in der Realisierung der benötigten Widerstände R1, R2 und R3. In der integrierten Schaltungstechnik werden aufgrund der hohen Anforderungen an die Genauigkeit dieser Widerstände nur solche aus Polysilizium verwendet. Solche Polysiliziumwi derstände besitzen in Logikprozessen meistens nur einen sehr kleinen Flächenwiderstand, der etwa in der Größenordnung 20 bis 100 Ω/Square liegt. Dem Schaltungsentwickler dieser be kannten Bandgap-Referenzspannungsschaltung stehen also, so fern die Schaltungsanordnung in einem Logikprozeß gefertigt werden soll, nur verhältnismäßig niederohmige Polysilizium bahnen zur Verfügung. Dies führt unter der aktuellen Design- Forderung nach minimalem Stromverbrauch zu einem untragbar großen Flächenverbrauch auf dem Halbleiterkörper.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Band gap-Referenzspannungsschaltung anzugeben, bei der kleine Po lysiliziumflächenwiderstände ausreichend sind und die deshalb für die Verwendung in einem Logikprozeß geeignet sind. Die Schaltungsanordnung soll hierbei eine genaue, temperatur- und eingangsspannungsunabhängige Referenzspannung unter Verwen dung verhältnismäßig kleiner Widerstände erzeugen, wobei der Stromverbrauch im Vergleich zu den bekannten Bandgap- Referenzspannungsschaltungen nicht erhöht sein soll. Des wei teren soll die Schaltungsanordnung gutes Matching der Bauele mente untereinander ermöglichen und damit zu einer hohen Aus beute bei der Fertigung beitragen.

Diese Aufgabe wird bei der eingangs genannten Bandgap- Referenzspannungsschaltung dadurch gelöst, daß die Wider standseinrichtungen durch Widerstandselemente mit abnehmendem Leitwert bei steigender Temperatur gebildet und über eine Stromspiegelanordnung an die zweite Spannungsklemme ange schlossen sind, daß an den Spannungsteilerpunkt des zweiten Spannungsteilers ein ohmscher Widerstand geschaltet ist, wel cher mit seiner freien Klemme, an der die temperaturkompen sierte Referenzspannung abgreifbar ist, über die Laststrecke eines Transistors an die zweite Spannungsklemme geschaltet ist, wobei der Steueranschluß dieses Transistors mit dem Ver bindungspunkt der Stromspiegelanordnung und den Widerstands einrichtungen verbunden ist, daß Versorgungsklemmen der Dif ferenzverstärkeranordnung mit der ersten und zweiten Span nungsklemme verbunden sind, und daß eine regelbare Stromquel le zwischen die zweite Spannungsklemme und eine dritte Span nungsklemme geschaltet ist.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird im Gegen satz zu den bekannten Bandgap-Referenzspannungsschaltungen nicht die Referenzspannung selbst direkt geregelt, sondern vielmehr die an der zweiten Spannungsklemme anstehende Re gelspannung, welche auf einem höheren Potential liegt. Dies sorgt dafür, daß Störungen in der Versorgungsspannung, die an die dritte Spannungsklemme angeschlossen ist, besser gedämpft werden und kleinere Störamplituden in der Referenzspannung erzeugen. Des weiteren ist durch diese Entkopplung die Stabi lität des Bandgap-Regelkreises gewährleistet.

Vorzugsweise wird die Regelspannung an der zweiten Spannungs klemme durch einen geregelten Spannungsteiler eingestellt. Dabei wird ein durch die Bandgap-Referenzspannungsschaltung bestimmter Konstantstrom eingeprägt. Eine Regelabweichung an den Spannungsteilerpunkten der beiden Spannungsteiler und da mit an den Differenzspannungseingang der Differenzverstär keranordnung wird durch die Differenzverstärkungsanordnung verstärkt und durch eine Änderung der Gate-Source-Spannung in einem Endstufentransistor ausgeregelt. Vorzugsweise besitzt der Komparator zur Verkleinerung des Komparatoroffsets eine symmetrische Eingangsstufe. Um ein stabiles Arbeiten des Re gelkreises zu gewährleisten kann ein Dämpfungsglied zwischen den Drainanschluß und den Gateanschluß des Endstufentransi stors eingebaut werden.

In einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung sind die er wähnten Widerstandselemente mit abnehmendem Leitwert bei steigender Temperatur durch MOSFETs realisiert. Hierdurch wird eine höhere Temperaturunabhängigkeit der Schaltungsan ordnung erreicht.

Die erfindungsgemäße Bandgap-Referenzspannungsschaltung wird nachfolgend in Zusammenhang mit weiteren Figuren anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1: die bereits erläuterte Bandgap- Referenzspannungsschaltung nach dem Stand der Tech nik,

Fig. 2: ein schematisches Schnittbild durch einen Halblei terkörper mit Vertikal-Bipolartransistor in p- Kanal-Technologie,

Fig. 3: ein Ausführungsbeispiel für eine Bandgap- Referenzspannungschaltung nach der Erfindung in n- Wannen-Technologie und

Fig. 4: ein detaillierteres Schaltbild zu Fig. 3.

In den nachfolgenden Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung. Obwohl die in den nachfolgenden Fig. 3 und 4 vorgestellten Bandgap-Referenzspannungsschaltungen jeweils Schaltungen in n-Wannen-Technologie dargestellt sind, ist es ohne weiteres möglich, diese dort vorgestellten Schaltungen auch in p-Wannen-Technologie zu realisieren.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltungsanordnung weist eine er ste Spannungsklemme 1, die vorliegend auf Bezugspotential liegt, eine zweite Spannungsklemme 2 und eine dritte Span nungsklemme 3 auf. An der dritten Spannungsklemme 3 ist eine Versorgungsspannung Vdd angeschlossen. Zwischen der dritten Spannungsklemme 3 und der zweiten Spannungsklemme 2 liegt ei ne geregelte Stromquelle. An der zweiten Spannungsklemme 2 ist eine Regelspannung Vreg abgreifbar. Zwischen der ersten Spannungsklemme 1 und der zweiten Spannungsklemme 2 ist ein Endstufentransistor M18 mit seiner Laststrecke geschaltet. Dieser Endstufenstransistor M18 ist im vorliegenden Beispiel ein n-Kanal-MOSFET, dessen Gate-Anschluß an die Ausgangsklem me eines Komparators K geschaltet ist. Eine Versorgungsspan nungsklemme des Komparators K ist mit der zweiten Spannungs klemme 2 und eine andere Versorgungsklemme dieses Komparators K mit der ersten Spannungsklemme 1 in Verbindung. Der inver tierende Eingang ist mit einem Spannungsteilerpunkt A und der nichtinvertierende Eingang des Komparators K mit einem Span nungsteilerpunkt B einer Spannungsteileranordnung in Verbin dung, die den "Bandgap-Kern" bildet und nachfolgend detail liert beschrieben wird.

Der Spannungsteilerpunkt A ist, ähnlich wie im Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert, über einen ohmschen Widerstand R1 mit dem Emitteranschluß eines Bipolartransistor Q1 in Verbindung. Der Basisanschluß und Kollektoranschluß dieses Bipolartransi stors Q1 ist an die erste Spannungsklemme 1 angeschlossen. Ein weiterer Bipolartransistor Q2 ist ebenfalls mit seinem Basisanschluß und seinem Kollektoranschluß an die erste Span nungsklemme 1 geschaltet, wobei dessen Emitteranschluß direkt mit dem Spannungsteilerpunkt B in Verbindung steht. Die bei den Bipolartransistoren Q1 und Q2 sind pnp-Bipolar transistoren und beispielsweise als parasitäre, Vertikal- Bipolartransistoren (vgl. Fig. 2) realisiert.

Der Spannungsteilerpunkt A ist über die Laststrecke eines p- Kanal-MOSFET an einen Schaltungspunkt C geschaltet. Dieser Schaltungspunkt C ist über eine Stromspiegelanordnung, beste hend aus weiteren p-Kanal-MOSFETs M1, M2 und M3 an die zweite Spannungsklemme 2 geschaltet. Der zwischen dem Spannungstei lerpunkt A und dem Schaltungspunkt C befindliche MOSFET ist mit dem Bezugszeichen M19 bezeichnet. Dessen Gate-Anschluß ist einerseits an die erste Spannungsklemme 1 und anderer seits an den Gate-Anschluß eines weiteren p-Kanal-MOSFET M20 geschaltet. Die Laststrecke des MOSFET M20 ist zwischen den erwähnten Stromspiegel und den Spannungsteilerpunkt D ge schaltet.

Die Stromspiegelanordnung weist drei p-Kanal-MOSFETs M1, M2 und M3 aus, die folgendermaßen verschaltet sind. Die Last strecke des MOSFET M1 liegt zwischen dem Schaltungspunkt C und der zweiten Spannungsklemme 2. Der Gate-Anschluß des MOSFET M1 ist an den Schaltungspunkt C geschaltet, ebenso wie der Gate-Anschluß des MOSFET M2. Die Laststrecke des MOSFET M2 liegt in Reihe zur Laststrecke des erwähnten MOSFET M20. Die beiden Gate-Anschlüsse der MOSFETs M1 und M2 sind mit dem Gate-Anschluß des MOSFET M3 in Verbindung. Die Laststrecke des MOSFET M3 liegt in Reihe zu einem Widerstand R2, der mit einem Anschluß an den Spannungsteilerpunkt B geschaltet ist. Der Verbindungspunkt des Widerstandes R2 und der Laststrecke des MOSFET M3 dient zugleich als Ausgangsanschluß für die temperaturkompensierte Referenzspannung Vref. Die Laststrecke MOSFET M3 liegt zwischen diesem Ausgangsanschluß und der zweiten Spannungsklemme 2.

Die Funktionsweise der in Fig. 3 dargestellten Bandgap- Referenzspannungschaltung ist folgende.

Durchströmt den Bipolartransistor Q1 ein Strom I1, so wird dieser Strom I1 durch den Stromspiegel M1, M2 und M3 in fol gender Weise eingeprägt. Durch den MOSFET M3 fließt das N-fache des Stromes I1 und durch den MOSFET M2 genau der Strom I1. Hierdurch wird ein Strom I2 im Bipolartransistor Q2 gemäß

I₂ = (N+1) · I₁ (4)

erzeugt.

Wegen der verschieden großen Ströme I1 und I2 durch die Bipo lartransistoren Q1 und Q2 entsteht zwischen den Emitteran schlüssen dieser Bipolartransistoren Q1 und Q2 eine Span nungsdifferenz ΔVbe in der Größenordnung von etwa 50 bis 100 mV gemäß der oben erwähnten Formel (2). Diese Spannungs differenz hat einen positiven Temperaturgradienten und ist direkt proportional zur Betriebstemperatur. Wird nun die Spannung V_reg in der Weise geregelt, daß die Spannungsteiler punkte A und B auf gleichem Potential liegen, so wird die Spannung ΔV_be an den Ohmschen Widerstand R1 abgebildet und bestimmt somit den Strom I1 gemäß folgender Formel

Der Stromspiegel mit den MOSFETs M1, M2 und M3 prägt den Strom N·I1 in den Widerstand R2 ein. Hierdurch fällt an diesem Widerstand R2 die Spannung ΔV gemäß

ab. Werden die Formeln (2) und (4) bin die Formel (6) einge setzt, so ergibt sich ein nur von den Bauelementeparametern R1, R2, N und M abhängiger Wert gemäß nachfolgender Beziehung

Die Summe aus der Spannung ΔV und der Spannung V_be2 über dem Bipolartransistor Q2 ergibt die Referenzspannung V_ref gemäß nachfolgender Formel

V_ref = V_be2 + V_Δ (8)

Die Bauelementeparameter R1, R2, N und M müssen jetzt so ge wählt werden, daß der negative Temperaturkoeffizient der Spannung V_be2 gerade durch den positiven Temperaturgradienten der Spannung ΔV kompensiert wird, wie nachfolgende Beziehung zeigt

Der Wert des Temperaturgradienten der Spannung V_be2 beträgt etwa minus 2 mV/1°Celsius. Die Formel zur Bestimmung der De sign-Parameter ist folgende

Eine der wesentlichsten Schaltungskomponenten in der Bandgap- Referenzspannungsschaltung sind die durch die Transistoren M19 und M20 realisierten Widerstandselemente. Die Fehlerab weichung des Stroms durch den MOSFET M3 von seinem theoreti schen Wert I2 = N·I1 ist durch folgende Beziehung bestimmt

mit L₃ Länge von M₃, V_EP konstanter Transistorparameter.

Um diesen Spiegelfehler auf ein Minimum zu verkleinern, sind die beiden MOSFET M19 und M20 eingefügt. Sie wirken als Quasi-Konstantwiderstände mit abnehmendem Leitwert bei steigender Temperatur. Sie erzeugen an ihren Sourcekontakten, also an den Schaltungspunkten C und D, ein Potential in der Größenordnung der Referenzspannung V_ref. Im Vergleich hierzu hat die Spannung an den Spannungsteilerpunk ten A und B etwa den Wert zwischen 400 und 800 mV. Die Span nungsverläufe an dem Spannungsteilerpunkt A und an dem Schal tungspunkt C sind in Fig. 5 über die Temperatur aufgetragen. Man erkennt deutlich, daß die Spannungsänderung nach der Tem peratur am Schaltungspunkt C wesentlich geringer ist als am Spannungsteilerpunkt A, so daß der Stromspiegel über dem ge samten Temperaturbereich von etwa -40°C bis +160°C noch ausreichend genau den N-fachen Spiegelstrom in den MOSFET M3 einprägt.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 wird im Gegensatz zu den bekannten Bandgap-Referenzspannungsschaltungen nicht die Referenzspannung V_ref direkt geregelt, sondern die Spannung V_reg an der zweiten Spannungsklemme, die auf höherem Potenti al liegt. Hierdurch können Störungen in der Versorgungsspan nung V_dd an der dritten Spannungsklemme besser gedämpft wer den und kleinere Störamplituden in der Referenzspannung V_ref erzeugen. Durch diese Entkopplung wird die Stabilität des Bandgap-Regelkreises sichergestellt. Die Regelspannung V_reg an der zweiten Spannungsklemme 2 kann durch die regelbare Strom quelle, wie sie in Fig. 3 dargestellt und mit dem Bezugszei chen 4 bezeichnet ist, eingestellt werden.

In Fig. 4 ist ein detailliertes Schaltbild einer erfindungs gemäßen Bandgap-Referenzspannungsschaltung dargestellt, bei der der im Zusammenhang mit Fig. 3 erläuterte Komparator K die Stromquelle 4 sowie die Endstufe M18 anhand von konkreten Schaltungselementen realisiert ist. Um Wiederholungen zu ver meiden, werden nachfolgend bei der Erläuterung der Schal tungsanordnung von Fig. 4 lediglich die schaltungstechni schen Unterschiede zu Fig. 3 beschrieben.

Als geregelte Stromquelle dienen die in Fig. 4 dargestellten MOSFETs M4, M5, M6, M7 und M8. Hierbei sind die MOSFETs M4, M7 und M8 p-Kanal-MOSFETs und M5 und M6 n-Kanal-MOSFETs. Der MOSFET M4 ist mit einem Anschluß seiner Laststrecke an die zweite Spannungsklemme 2 und mit seinem anderen Anschluß der Laststrecke an einen Anschluß der Laststrecke des MOSFET M5 geschaltet. Der andere Anschluß der Laststrecke dieses MOSFET M5 ist mit der ersten Spannungsklemme 1 in Verbindung. Der Gate-Anschluß des MOSFET M4 ist mit dem Schaltungspunkt C der Schaltungsanordnung verbunden, während der Gate-Anschluß des MOSFET M5 einerseits mit dem Verbindungspunkt zwischen MOSFET M4 und M5 und andererseits mit dem Gateanschluß des MOSFET M6 in Verbindung steht. Die Laststrecke des MOSFET M6 ist in Reihe zur Laststrecke des MOSFET M7 geschaltet, wobei der MOSFET M6 mit einem Anschluß an der ersten Spannungsklemme 1 und damit auf Bezugspotential und ein Anschluß des MOSFET M7 mit der dritten Spannungsklemme 3 in Verbindung steht. Der Verbindungspunkt zwischen MOSFET M6 und MOSFET M7 ist mit dem Gate-Anschluß des MOSFET M7 kurzgeschlossen.

Die Regelspannung V_reg an der zweiten Spannungsklemme 2 wird durch einen geregelten Spannungsteiler, bestehend aus dem MOSFET M8 und dem MOSFET M18, eingestellt. Der Verbindungs punkt zwischen MOSFET M8 und MOSFET M18, der der Endstufen transistor ist, ist zugleich die zweite Spannungsklemme 2.

Die in Fig. 4 weiterhin dargestellten MOSFETs M9 bis M16 bilden den Komparator K der Bandgap-Referenzspannungs schaltung. Der Komparator K ist für sich genommen aus der er wähnten Veröffentlichung Laker/Sansen (vgl. dort Seite 577) bekannt, so daß auch hierfür ausdrücklich zum Zwecke der Of fenbarung hierauf Bezug genommen wird.

Der Komparator K verfügt über vier p-Kanal-MOSFETs M9, M10, M11, M16 und M17, sowie über vier n-Kanal-MOSFETs M12, M13, M14 und M15. Die MOSFETs M14 und M16 sind ebenso wie die bei den MOSFETs M15 und M17 in Reihe geschaltet und liegen zwi schen der ersten Spannungsklemme 1 und zweiten Spannungsklem me 2. Die Gate-Anschlüsse der MOSFETs M16 und M17 sind mit einander verbunden sowie zugleich an den Verbindungspunkt der beiden MOSFETs M14 und M16 angeschlossen. Zwischen die erste Spannungsklemme 1 und zweite Spannungsklemme 2 ist des weite ren die Reihenschaltung der Laststrecken des MOSFET M9, des MOSFET M10 und des MOSFET M12 geschaltet. An dem Verbindungs punkt der beiden Last strecken des MOSFET M9 und des MOSFET M10 und die erste Spannungsklemme 1 ist die Reihenschaltung der Laststrecken der MOSFETs M11 und M13 geschaltet. Die Ga te-Anschlüsse der MOSFETs M13 und M15 sind miteinander in Verbindung und zugleich an den Verbindungspunkt der MOSFETs M11 und M13 geschaltet. In ähnlicher Weise sind die Gate- Anschlüsse der MOSFETs M12 und M14 an den Verbindungspunkt zwischen MOSFET M10 und MOSFET M12 geschaltet. Der Gate- Anschluß des MOSFET M9 ist mit dem Schaltungspunkt C der Schaltungsanordnung in Verbindung.

Der Gate-Anschluß des MOSFET M11 ist der invertierende Ein gang des Komparators K und deshalb an den Spannungsteiler punkt A geschaltet. Der Gate-Anschluß des MOSFET M10 ist der nichtinvertierende Eingang des Komparators K und folglich an den Spannungsteilerpunkt B angeschlossen. Der Ausgangsan schluß des Komparators K ist zugleich der Verbindungspunkt der beiden MOSFETs M15 und M17. Der Ausgangsanschluß des Kom parators K ist mit dem Gate-Anschluß des MOSFET M18 in Ver bindung.

Auch bei dieser in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung wird ein durch die Bandgap-Referenzspannungsschaltung be stimmter Konstantstrom in den MOSFET M8 eingeprägt. Eine Re gelabweichung an den Spannungsteilerpunkt A und B wird durch den Komparator K verstärkt und durch Änderung der Gate- Source-Spannung am MOSFET M18 in der Endstufe ausgeregelt. Der Komparator K hat zur Verkleinerung des Komparatoroffsets eine symmetrische Eingangsstufe. Um ein stabiles Arbeiten des gesamten Regelkreises zu gewährleisten, ist ein Dämpfungs glied, hier ein RC-Glied, zwischen den Drainanschluß und den Gate-Anschluß des Endstufentransistors M18 eingebaut. Das Dämpfungsglied ist im vorliegenden Fall ein RC-Glied, dessen Kondensator C1 mit einem Anschluß an die zweite Spannungs klemme 2 und mit dem zweiten Anschluß an den Widerstand R4 geschaltet ist. Der freie Anschluß dieses Widerstandes R4 ist an den Gate-Aanschluß des Endstufentransistors M18 gelegt. Die Schaltungsanordnung von Fig. 3 bzw. 4 ermöglicht in be zug auf die Anpassung und Dimensionierung der Bipolartransi storen Q1 und Q2 die äußerst günstige Wahl der Bauelementepa rameter R1 = R2 und M = 1. Des weiteren kann der Wert der Wi derstände R1 und R2 sehr klein gehalten und gleichzeitig ein nur sehr kleiner Strom eingestellt werden.

Bezugszeichenliste

1 erste Spannungsklemme
2 zweite Spannungsklemme
3 dritte Spannungsklemme
M1 . . . M30 MOSFET Transistoren
Q1, Q2 Transistoren
R1 . . . R4 Widerstände
A, B Spannungsteilerpunkte
C, D Schaltungspunkte
C1 Kondensator
V_ref Referenzspannung
V_reg Regelspannung
V_DD Versorgungsspannung
VΔ Spannung
ΔV_be Spannung
K Differenzverstärkereinrichtung
I1 Strom
I2 Strom

Claims

1. Bandgap-Referenzspannungsschaltung zur Erzeugung einer temperaturkompensierten Referenzspannung (V_ref) mit einem zwischen eine erste und zweite Spannungsklemme (1, 2) ge schalteten ersten und zweiten Spannungsteiler, die jeweils einen an die erste Spannungsklemme (1) als Diode geschalteten Transistor (Q1, Q2) aufweisen, wobei der erste Transistor (Q1) im ersten Spannungsteiler über einen ohmschen Widerstand (R1) und der zweite Transistor (Q2) im zweiten Spannungsteiler di rekt an einen Spannungsteilerpunkt (A, B) des jeweiligen Spannungsteilers geschaltet ist und die beiden Spannungstei lerpunkte (A, B) jeweils über eine Widerstandseinrichtung an die zweite Spannungsklemme (2) geschaltet sind, und mit einer Differenzverstärkeranordnung (K), welche ausgangsseitig an die erste Spannungsklemme (1), mit ihrem invertierenden Ein gang an den Spannungsteilerpunkt (A) des ersten Spannungstei lers und mit ihrem nichtinvertierenden Eingang an den Span nungsteilerpunkt (B) des zweiten Spannungsteilers geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Wider standseinrichtungen durch Widerstandselemente (M19, M20) mit abnehmendem Leitwert bei steigender Temperatur gebildet und über eine Stromspiegelanordnung (M1, M2, M3) an die zweite Spannungsklemme (2) angeschlossen sind, daß an den Spannungs teilerpunkt (B) des zweiten Spannungsteilers ein ohmscher Wi derstand (R2) geschaltet ist, welcher mit seiner freien Klem me, an der die Referenzspannung (V_ref) abgreifbar ist, über die Laststrecke eines Transistors (M3) an die zweite Span nungsklemme (2) geschaltet ist, wobei der Steueranschluß die ses Transistors (M3) mit dem Verbindungspunkt des Stromspie gels (M1, M2) und einem Widerstandselement (M19) verbunden ist, daß Versorgungsspannungsklemmen der Differenzverstär keranordnung (K) mit den ersten und zweiten Spannungsklemmen (1, 2) verbunden sind, und daß eine regelbare Stromquelle (4) vorgesehen ist, die zwischen die zweite Spannungsklemme (2) und eine dritte Spannungsklemme (3) geschaltet ist.

2. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach Anspruch 1, da durch gekennzeichnet, daß die als Diode geschalteten Transi storen (Q1, Q2) jeweils Bipolartransistoren sind, deren Ba sisanschlüsse und Kollektoranschlüsse miteinander kurzge schlossen sind.

3. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach Anspruch 2, da durch gekennzeichnet, daß die Bipolartransistoren vertikale Bipolartransistoren in n-Wannen-Technologie oder p-Wannen- Technologie sind.

4. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach einem der Ansprü che 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsele mente (M19, M20) durch Transistoren realisiert sind.

5. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach Anspruch 4, da durch gekennzeichnet, daß die Transistoren als MOSFETs ausge bildet, und mit ihren Laststrecken in Serie in den jeweiligen Spannungsteilern eingeschleift und mit den jeweiligen Gate-An schlüssen der ersten Spannungsklemme (1) verbunden sind.

6. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach einem der Ansprü che 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung (V_reg) an der zweiten Spannungsklemme (2) so gewählt ist, daß an den Spannungsteilerpunkten (A, B) gleiches Potential anliegt.

7. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach einem der Ansprü che 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromspiegel (M1, M2) so dimensioniert ist, daß durch den einen Transistor (M2) der N-fache Strom des anderen Transistors (M1) fließt.

8. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach Anspruch 7, da durch gekennzeichnet, daß die Bauelementeparameter der Wider stände (R1, R2), der Stromverstärkungsfaktor (N) und das Emitterflächenverhältnis zwischen den beiden Bipolartransi storen (Q1, Q2) so gewählt ist, daß der negative Temperatur koeffizient zwischen der an Basis und Emitter des zweiten Bipolartransistors (Q2) abfallenden Spannung (V_be2) gerade durch den positiven Temperaturgradienten der am Widerstand (R2) abfallenden Spannung (VΔ) kompensiert wird.

9. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach Anspruch 8, da durch gekennzeichnet, daß die ohmschen Widerstandswerte der beiden Widerstände (R1, R2) gleich gewählt und der Faktor M gleich 1 gewählt wird.

10. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach einem der Ansprü che 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung (V_reg) an der zweiten Spannungsklemme (2) durch einen geregelten Spannungsteiler (M8, M18) einstellbar ist.

11. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach einem der Ansprü che 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzver stärkungsanordnung (K) ausgangsseitig mit einem Endstufen transistor (M18) verbunden ist, wobei der Endstufentransistor (M18) mit seiner Laststrecke zwischen der ersten Spannungs klemme (1) und der zweiten Spannungsklemme (2) liegt.

12. Bandgap-Referenzspannungsschaltung nach Anspruch 11, da durch gekennzeichnet, daß zwischen der zweiten Spannungsklem me (2) und dem Gate-Anschluß des Endstufentransistors (M18) ein Dämpfungsglied, insbesondere ein RC-Glied (C1, R4) ge schaltet ist.