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Hintergrund der Erfindung
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1. Erfindungsgebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerungsvorrichtung für einen Verbrennungsmotor,
die die Zeitsteuerung der Zündung
durchführt,
indem das Klopfen eines Verbrennungsmotors festgestellt wird, und
die die Genauigkeit der Feststellung des Klopfens verbessern kann.
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2. Beschreibung des verwandten
Standes der Technik
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Ein
Verbrennungsmotor für
ein Fahrzeug ist mit einer Klopf-Steuerungsvorrichtung
zum Steuern eines Zündzeitpunktes
durch Feststellen des Klopfens ausgestattet, wodurch der Kraftstoffverbrauch, die
Leistungsfähigkeit
etc. verbessert werden. Eine aus
DE 30 45 178 A bekannte Klopf-Steuerungsvorrichtung
umfasst einen Bandpassfilter, um aus den Vibrationsfrequenzen, die
von einem Klopfsensor detektiert werden, eine spezifische Klopffrequenz
zu extrahieren, einen Hochpassfilter, um nur die Wechselstromkomponenten
aus der Ausgabe des Bandpassfilters zu extrahieren, einen Vorspannungs-Schaltkreis
zum Begrenzen einer negativen Spannung („negative voltage clipping
bias circuit") zum
Extrahieren von positiven Halbwellen, indem der Ausgabe des Hochpassfilters
eine Vorspannung überlagert wird,
und einen Verstärkungsschaltkreis
zum Verstärken
der positiven, so mit einer Vorspannung versehenen Halbwellen. Eine
andere Klopf-Steuervorrichtung ist bekannt aus
US 5.900.536 A und umfasst
einen Schaltkreis zum Halten eines Spitzenwertes („peak hold
circuit", im folgenden
Spitzenwert-Halteschaltkreis
genannt), um einen Spitzenwert einer das Klopfen wiedergebenden
Spannung für
eine vorbestimmte Zeit zu halten.
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Im
Folgenden werden beispielhaft der Betrieb und die Charakteristika
einer Klopf-Steuerungsvorrichtung für den Fall beschrieben, dass
der Verbrennungsmotor mit einer niedrigen Drehzahl läuft. Der
Bandpassfilter extrahiert aus der Ausgabe des Klopfsensors eine
spezifische Frequenzkomponente und gibt ein Wechselspannungssignal
aus, das zu einem Klopfsignal proportional ist. Wenn der Spitzenwert
der so ausgegebenen Spannung durch Vm repräsentiert wird, und eine als
Vorspannung dienende Ausgabe-Gleichspannung, die durch den die negative
Spannung begrenzenden Vorspannungsschaltkreis erzeugt wird, durch
Ve repräsentiert
wird, ist eine Spannung, die von einem Spitzenwert-Halteschaltkreis
gehalten wird, gleich Vm + Ve. Die Klopfsteuerung wird dann auf
Grundlage dieser Spannung durchgeführt. Jedoch ist das tatsächliche
Klopfsignal gleich Vm, und somit verfälscht die Vorspannung Ve, die
zum Zwecke des Schutzes eines Verstärkungsschaltkreises gewählt wird,
das Klopfsignals.
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Wenn
der Verbrennungsmotor mit einer hohen Drehzahl dreht, ist die Amplitude
des Klopfsignals groß.
In Bezug auf die Zeitkonstante, die durch den Schaltungsaufbau gebildet
wird, erscheint der Unterschied in der Zeitkonstante zwischen dem
Ladungsvorgang und dem Entladungsvorgang in einem Hochpassfilter,
der einen CR-Schaltkreis aus einem Kondensator und einem Widerstand
umfasst, bemerkenswert. Das Ungleichgewicht in der oben beschriebenen
Zeitkonstante tritt auf, weil eine rückwärts blockierende Diode, die
in dem die negative Spannung begrenzenden Vorspannungs-Schaltkreis vorgesehen
ist, die Schaltkreiskonstanten des Ladungsschaltkreises zum Laden
des Kondensators und des Entladungsschaltkreises zum Entladen des
Kondensators verändert.
Diese Veränderung
wirkt derart, dass die Ladungs-Zeitkonstante größer ist als die Entladungs-Zeitkonstante, und
die Terminalspannung der Kapazität
des Hochpassfilters wird bezogen auf die Erdungsspannung parallel
in Richtung der positiven Spannung verschoben. Als Resultat daraus wird
eine Spitzenspannung Vma ausgegeben, die höher ist als das tatsächliche
Klopfsignal Vm, und diese Spannung wird ferner zu der Ausgabe-Gleichspannung
Ve des die negative Spannung begrenzenden Vorspannungsschaltkreises
addiert. Daher ist die Spannung, die von dem Spitzenwert-Halteschaltkreis
gehalten wird, gleich Vma + Ve, und der Fehler wird somit vergrößert. Dieser
Fehler wird vergrößert, wenn
das Klopfsignal groß ist,
in anderen Worten, wenn die Drehzahl erhöht wird.
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Bei
einer derartig aufgebauten Klopf-Steuerungsvorrichtung werden der
Fehler, der auf der Ausgabe-Gleichspannung Ve des die negative Spannung
begrenzenden Vorspannungsschaltkreises beruht, und der Fehler, der
auf dem Ungleichgewicht der Ladungs- und Entladungszeitkonstanten
im Hochpassfilter beruht, miteinander addiert, und somit kann eine
normale Spitzenwert-Haltespannung zum Klopfsignal nicht erreicht
werden, so dass die Zündzeitpunkt-Steuerung
nicht mit großer
Genauigkeit durchgeführt
werden kann. Darüber
hinaus verschieben die Vorspannung Ve und der Fehler, der auf dem Ungleichgewicht
der Ladungs- und der Entladungszeitkonstante basiert, die Spitzen-Haltespannung auf die
Seite hoher Spannungen. Wie später
beschrieben wird, erreicht die Klopfsignal-Spannung daher eine vorbestimmte
Spannung, die durch eine Stromquellenspannung bestimmt wird, bei
einer relativ geringen Drehzahl, und das Klopfsignal wird auf die
vorbestimmte Spannung abgeschnitten, so dass der dynamische Bereich
verengt wird.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Vor
diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine
Steuerungsvorrichtung für einen
Verbrennungsmotor anzugeben, die einen breiten dynamischen Bereich
für die
Klopfsteuerung hat und die eine Steuerung des Zündzeitpunktes mit großer Genauigkeit
durchführen
kann.
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Gelöst wird
diese Aufgabe durch eine Steuerungsvorrichtung für einen Verbrennungsmotor mit den
im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen
ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Bei
der Steuerungsvorrichtung für
den Verbrennungsmotor gemäß der Erfindung
werden die Mittel zur Begrenzung einer negativen Spannung zum Schutz
eines Operationsverstärkers
verwendet, und es wird ein Spitzenwert-Halteschaltkreis verwendet,
ohne eine Vorspannung anzulegen, und außerdem wird die Schaltkreiskonstanten
so gewählt,
dass die Aufladungs-Zeitkonstante und die Entladungs-Zeitkonstante
zum Kondensator gleich sind. Daher kann der Fehler der Haltespannung
des Spitzenwert-Halteschaltkreises am Klopfsignal auf den niedrigsten
Wert unterdrückt
werden, und die Genauigkeit der Steuerung des Zündzeitpunktes gemäß dem Klopfsignal
kann verbessert werden.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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1 ist
ein Diagramm, das einen Schaltkreis zum Feststellen eines Klopfsignals
einer Steuerungsvorrichtung eines Verbrennungsmotors gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Ersatzschaltkreis-Diagramm für die
Betätigung
der Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung
gemäß der ersten
Ausführungsform
der Erfindung;
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3 ist
ein Ersatzschaltkreis-Diagramm für die
Betätigung
der Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung
gemäß der ersten
Ausführungsform
der Erfindung;
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4A und 4B sind
Zeitdiagramme, die die Betätigung
der Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform
der Erfindung zeigen; und
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5 ist
ein Charakteristik-Diagramm, das einen Effekt der Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung
gemäß der ersten
Ausführungsform
der Erfindung zeigt.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
gemäß der Erfindung
wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben.
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1 bis 5 zeigen
eine Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung. 1 ist ein Schaltdiagramm für das Feststellen
von Klopfen, 2 und 3 sind Teil-Schaltdiagramme,
die äquivalent
aus 1 extrahiert wurden, um den Betrieb zu beschreiben, 4 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenform zeigt,
um den Betrieb zu beschreiben, und 5 ist ein
Charakteristik-Diagramm, das den Zustand des Effektes im Vergleich
mit einer herkömmlichen
Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung zeigt.
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In
dem Schaltdiagramm zum Feststellen von Klopfen aus 1 ist
dem Verbrennungsmotor (nicht gezeigt) der Klopfsensor 1 zugefügt, und
er gibt als Spannungssignal eine Vibration aus, die durch das Klopfen
verursacht ist, und das Ausgabesignal des Klopfsensors 1 wird
durch einen Bandpassfilter 2 zum Extrahieren einer vorbestimmten
Frequenzkomponente in einen Gleichrichtungsschaltkreis 3 eingespeist,
der einen Hochpassfilter und einen Schaltkreis zur Begrenzung der
negativen Spannung enthält.
Der Gleichrichtungsschaltkreis 3 umfasst einen Kondensator
C1, Transistoren 4 und 5, die als in eine Richtung
leitende Elemente dienen, und Widerstände R6, R7, R8 und R9. Der
Hochpassfilter wird durch diese Elemente aufgebaut, und der Schaltkreis
(das Mittel) zur Begrenzung der negativen Spannung ("negative voltage
clip circuit") wird
durch den Transistor 5 und die Widerstände R6, R7 und R8 aufgebaut.
Der Schaltkreis zur Begrenzung der negativen Spannung setzt V3 aus
den Figuren auf positive Halbwellen, indem er die negativen Halbwellen,
die eine vorbestimmte Spannung oder mehr haben, kurzschließt, und
er verhindert eine Störung
oder einen Zusammenbruch eines Schaltkreises 6 zum Halten
eines Spitzenwertes (Spitzenwert-Halteschaltkreis 6) und eines
Operationsverstärkers 7,
die später
beschrieben werden, ohne eine Gleichstromvorspannung Ve zu benötigen, die
unter Bezugnahme auf die herkömmliche
Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung beschrieben wurde.
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Eine
Signalspannung V3, die im Gleichrichtungsschaltkreis 3 verarbeitet
wurde, wird in den Spitzenwert-Halteschaltkreis 6 eingespeist.
Der Spitzenwert-Halteschaltkreis 6 ist ein Hybridschaltkreis,
der einen Verstärkungsschaltkreis
enthält,
welcher einen Operationsverstärker 7,
eine Diode 8, einen Transistor 9, einen Widerstand
R2, einen Widerstand R4 und einen Widerstand R5 umfasst, und einen
Halteschaltkreis, welcher einen Kondensator C2, einen Transistor 10 und
Widerstände
R1 und R3 umfasst. Der Verstärkungsschaltkreis
verstärkt
die Ausgabesignal-Spannung
V3 des Gleichrichtungsschaltkreises 3, und der Halteschaltkreis
hält den
Amplitudenspitzenwert des verstärkten
Ausgabesignals aus dem Gleichrichtungsschaltkreis 3 für eine vorbestimmte Zeit
und gibt diesen in die Zündungs-Zeitsteuerungsmittel
(nicht gezeigt) aus.
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Der
Betrieb der Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung gemäß der so
aufgebauten ersten Ausführungsform
wird unter Bezugnahme auf die 2 bis 4B beschrieben.
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4A ist
ein Zeitdiagramm, das Wellenformen in einem Zustand geringer Drehzahl
zeigt, wobei der Amplitudenpegel des Klopfsignals klein ist, und 4B ist
ein Zeitdiagramm, das Wellenzahlen in einem Zustand hoher Drehzahl
zeigt, wobei der Amplitudenpegel des Klopfsignals groß ist. Die
jeweiligen Wellenformen entsprechen den Wellenformen der Spannungen
V1, V2, V3, Vr und Vph, die in 1 bis 3 gezeigt
sind.
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Zuerst
wird der Zustand geringer Drehzahl beschrieben, bei dem der Amplitudenpegel
des Klopfsignals von 4A klein ist. Eine Gleichstromkomponente
ist dem Ausgabesignal V1 des Bandpassfilters 2 überlagert,
jedoch wird die Gleichstrom-Komponente zuerst durch den Kondensator C1
entfernt, um eine Wechselstromkomponenten-Spannung V2 zu erhalten.
Bei dem Zustand geringer Drehzahl, bei dem die Amplitude des Klopfsignals
klein ist, treten die Transistoren 4 und 5 des Gleichrichtungsschaltkreises 3 nicht
in den aktiven Bereich ein, und somit wird der Hochpassfilter nur durch
den Kondensator C1 und die Widerstände R6 und R7 aufgebaut. Somit
gilt, wenn die Zeitkonstante bei der Ladezeit durch τa1 und die
Zeitkonstante bei der Entladungszeit durch τa2 bezeichnet wird, τa1
= τa2 =
C1 × (R6
+ R7) (1).
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Dementsprechend
sind die Zeitkonstanten der Ladezeit und der Entladezeit miteinander
identisch.
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Mit
Bezug auf die Wellenform der Spannung V2 behält das Zentrum der Wellenform
dementsprechend ein Potential 0 (Massepotential) bei, wie in 4A gezeigt
ist. Darüber hinaus
liegt keine Gleichstrom-Vorspannung vor, wie in Bezug auf die herkömmliche
Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung
beschrieben wurde. Somit ist bezüglich
der Ausgabespannung V3 des Gleichrichtungsschaltkreises 3 der
Mittelwert der Wellenform auf das Massepotential gesetzt, und somit
wird ein Spannungsspitzenwert Vm der Wechselstromkomponente, der
dem Klopfsignal proportional ist, direkt ausgegeben, so dass ein
fehlerfreier Ausgabewert als Ausgabe Vph des Spitzenwert-Halteschaltkreises 6 erhalten
wird. Der Transistor 10 wird zur gleichen Zeit ausgeschaltet,
zu der das Klopfsignal eingegeben wird, wodurch die Spannung Vph,
die auf dem Klopfsignal basiert, in dem Kondensator C2 gehalten
wird, und nachdem eine vorbestimmte Zeit verstrichen ist, wird der
Transistor 10 eingeschaltet, um die Spannung Vph des Kondensators
C2 zurückzusetzen.
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Selbst
in einem Zustand hoher Drehzahl, in dem der Amplitudenpegel des
Klopfsignals groß ist, kann
verhindert werden, dass der Fehler, der durch die unter Bezugnahme
auf die herkömmliche
Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung beschriebene Spannungsverschiebung
verursacht wird, erhöht wird,
wenn die Zeitkonstante während
der Ladungszeit und die Zeitkonstante während der Entladungszeit gleich
sind. Daher wird in dieser Ausführungsform
die Konstante des Gleichrichtungsschaltkreises 3 wie unten
beschrieben festgesetzt.
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Das
heißt, 2 zeigt
einen Zustand, in dem der Amplitudenpegel des Klopfsignals groß ist, und sie
zeigt ein Ersatzschaltbild des Hochpassfilters während der Ladungszeit. Während der
Ladungszeit wird dem Transistor 5 eine umgekehrte Vorspannung zugefügt und er
somit in einen Abschaltzustand gesetzt. Somit wird ein Schaltkreis,
der erhalten wird, indem aus dem Gleichrichtungsschaltkreis 3 aus 1 der
Transistor 5 und der Widerstand R8 entfernt werden, zum
Ersatzschaltbild von 2. Zu diesem Zeitpunkt wird
der Ersatzwiderstand Rf während
der Ladezeit wie folgt repräsentiert. Rf = [Veb/{IsEXP(qVeb/KT)} + R9]//(R6 + R7) (2)Hierbei repräsentiert
Veb die Spannung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 4,
K
repräsentiert
die Boltzmannkostante; 1,38·10–23 Joule/K,
Q
repräsentiert
die Ladung eines Elektrons; 1,6·10–19C,
T
repräsentiert
die absolute Temperatur (Grad Kelvin)
Für T = 300°K, q/KT = 38,65, Is = 3·10–14(A).
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Darüber hinaus
ist der Amplitudenpegel des Klopfsignals groß und das Ersatzschaltbild
des Hochpassfilters während
der Entladungszeit ist in 3 gezeigt.
Während
der Entladungszeit liegt am Transistor 4 eine inverse Vorspannung
an und er wird so in einen abgeschalteten Zustand gesetzt. Somit wird
der Schaltkreis, der erhalten wird, wenn vom Gleichrichtungsschaltkreis 3 von 1 der
Transistor 4 und der Widerstand R9 und außerdem der
Widerstand R6 (weil der Transistor 5 leitet) entfernt wird, zum
Ersatzschaltbild von 3. Der Ersatzwiderstand Rr während der
Entladungszeit wird wie folgt repräsentiert. Rr = [Veb/{IsESP(qVeb/KT)} + R8]//R7 (3)
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Hierbei
repräsentiert
Veb die Spannung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 5, und
die anderen Konstanten sind dieselben wie in Gleichung (2).
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Um
die Zeitkonstante während
der Ladungszeit und die Zeitkonstante während der Entladungszeit einander
gleich zu machen, können
der Ersatzwiderstand Rf während
der Ladungszeit und der Ersatzwiderstand Rr während der Entladungszeit gleich gewählt werden,
und die jeweiligen Widerstandswerte der Widerstände R6, R7, R8 und R9 werden
so gewählt,
dass die Gleichung (2) und die Gleichung (3) einander gleich sind.
Wenn beispielsweise R9 auf 10 kΩ und
Veb auf 0,55 Volt gesetzt sind, wird dies erreicht, indem R6 = R7
= R8 = R gesetzt werden und der Wert von R berechnet wird aus Rf
= Rr, R = 20,4 kΩ.
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4B zeigt
die V2-Wellenform zur Wellenform V1 der Ausgabespannung des Bandpassfilters 2,
die Ausgabewellenform V3 des Gleichrichtungsschaltkreises 3 und
die Ausgabewellenform Vph des Spitzenwert-Halteschaltkreises 6 unter
der oben beschriebenen Bedingung. Da die Ladungs-Zeitkonstante und
Entladungs-Zeitkonstante
einander gleichgesetzt sind, behält
die Mitte der Wellenform der Spannung V2 das Null-Potential (Massepotential) bei,
und der Mittelwert der Wellenform der Ausgabespannung V3 des Gleichrichtungsschaltkreises 3 ist gleich
dem Massepotential, weil keine Gleichstrom-Vorspannung vorliegt. Daher wird der
Hochwert Vm des Wechselspannungs-Komponentenpulses, der dem Klopfsignal
proportional ist, direkt ausgegeben, und es wird ein fehlerfreier
Ausgabewert als Ausgabe Vph des Spitzenwert-Halteschaltkreises 6 erhalten.
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5 zeigt
die oben beschriebenen Charakteristika und zeigt das Ergebnis eines
Vergleiches der Charakteristik der Ausgabespannung Vph des Spitzenwert-Halteschaltkreises 6 zur
Ausgabespannung V1 des Bandpassfilters 2 proportional zum
Klopfsignal zwischen der Erfindung und der herkömmlichen Verbrennungsmotor-Steuervorrichtung.
Die Charakteristik B von 5 zeigt die Charakteristik der
oben beschriebenen herkömmlichen
Vorrichtung. Wie oben beschrieben wurde, ist die Zeitkonstante während der
Ladezeit nicht in Übereinstimmung
mit der Zeitkonstante während
der Entladungszeit, und wenn der Wert der Ausgabespannung V1 des
Bandpassfilters 2 gleich Vm ist, ist somit die Ausgabespannung Vph
des Spitzenwert- Halteschaltkreises 6 gleich
dem Wert Vma am Punkt Q auf der Charakteristik, die durch eine gestrichelte
Linie angezeigt ist. Darüber hinaus
wird zu ihr eine Gleichstrom-Vorspannung
addiert, so dass sie am Punkt R auf der Charakteristik B gleich
Vma + Ve ist. Daher tritt auf der Y-Achsen-Linie von 5 ein
Unterschied auf zwischen (Vma + Ve) und Vm, und dieser Unterschied
entspricht dem Fehler.
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Andererseits
kann bei der Verbrennungsmotor-Steuerungsvorrichtung
nach der ersten Ausführungsform
der Erfindung die Störung
und der Zusammenbruch verhindert werden, ohne wie oben beschrieben
eine Gleichstrom-Vorspannung
zu verwenden, und die Konstanten werden so gewählt, dass die Ladungs-Zeitkonstante
und die Entladungs-Zeitkonstante
einander gleich sind. Wenn daher, wie in der Charakteristik A von 5 gezeigt
ist, der Wert der Ausgabespannung V1 des Bandpassfilters 2 gleich Vm
ist, wird die Ausgabespannung Vph des Spitzenwert-Halteschaltkreises 6 auf
den Punkt P auf der Charakteristik A gesetzt, d. h. auf Vm. Wenn
der Wert von V1 innerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt, tritt
daher kein Fehler in der Spannung Vph auf, und es liegt weder eine
Abweichung zwischen der Ladungs-Zeitkonstante und der Entladungs-Zeitkonstante noch
eine Gleichstrom-Vorspannung vor. Daher ist, wie durch den Unterschied
zwischen der Charakteristik A und der Charakteristik B angezeigt
ist, der dynamische Bereich der Klopfsteuerung vergrößert.
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Der
Betrieb der Begrenzung der negativen Spannung des Gleichrichtungsschaltkreises 2 erfolgt wie
folgt.
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Wenn
die negative Welle der Spannung V2 in 1 und 4A –0,5 Volt übersteigt,
wird der Transistor eingeschaltet und die negative Wellenseite der Spannung
V3 wird auf den Wert Vm abgeschnitten, wie in 4B gezeigt
ist. Der Wert von Vm zu diesem Zeitpunkt ist gleich –0,25 Volt,
wenn R6 = R7, und somit kann die Störung und der Zusammenbruch des
Operationsverstärkers 7 und
des Halte-Schaltkreises
verhindert werden. Der Transistor 4 ist derart vorgegeben,
dass der Ersatzwiderstand Rf während der
Ladungszeit und der Ersatzwiderstand Rr während der Entladungszeit miteinander
in Übereinstimmung
gebracht werden, unter Berücksichtigung
der Temperaturcharakteristik, und er wird für die Temperaturkompensation
basierend auf derselben Charakteristik wie der Transistor 5 verwendet
und außerdem für die Rückwärtssperrung.