DE10111795A1 - Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor - Google Patents
Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-SynchronmotorInfo
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Abstract
Bei einem Ansteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor wird ein neuartiges Vektorsteuerungsverfahren verwendet, das keinen Polpositionswinkel-Detektor benötigt. Genauer gesagt, ist durch die Erfindung ein Vektorsteuerungsverfahren geschaffen, das auf genaue und wirkungsvolle Weise Cosinus- und Sinussignale abschätzen kann, die Rotationssignale für Vektorrotatoren sind. DOLLAR A Eine Flussvektor-Abschätzeinrichtung nutzt Spannungs- und Strominformation vom Stator zum Abschätzen eines Statorflussvektors durch Unterteilen desselben in einen phasengleichen Flussvektor mit derselben Richtung wie der des Stromvektors sowie einen phasengespiegelten Flussvektor, der als Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist. Ein Cosinus/Sinus-Generator nutzt die abgeschätzten phasengleichen und phasengespiegelten Flussvektoren zum Erzeugen der Cosinus- und Sinuswerte eines Zwischenwinkels aus den Winkeln derartiger Flussvektoren, und er gibt ein Rotationssignal für die Vektorrotatoren aus. So wird eine Vektorsteuerung erzielt.
Description
Die Erfindung betrifft ein Vektorsteuerungsverfahren für ei
nen Reluktanz-Synchronmotor. Genauer gesagt, betrifft die
Erfindung ein Vektorsteuerungsverfahren unter Verwendung ei
ner Schätzeinrichtung unter Verwendung eines am Rotor ange
brachten Polpositionswinkel-Detektors, um Cosinus- und Si
nusinformation zum Polpositionswinkel des Rotors zu erhal
ten, wie sie für Vektorrotatoren bei der Vektorsteuerung
erforderlich ist.
Um für einen Reluktanz-Synchronmotor hervorragende Steue
rungsfunktionen zu erzielen, wird herkömmlicherweise das
Vektorsteuerungsverfahren als gut bekanntes Steuerungsver
fahren zum Steuern des Statorstroms verwendet, was für her
vorragende Funktion wesentlich ist. Das Vektorsteuerungsver
fahren verfügt über einen Stromsteuerungsprozess, der den
zur Erzeugung eines Drehmoments beitragenden Statorstrom
steuert und in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Kom
ponente von dq-Rotationskoordinaten unterteilt, die sich
aufeinander rechtwinklig schneidende Achsen d und q bezie
hen.
Im Allgemeinen werden als dq-Koordinaten bei einem Vektor
steuerungssystem solche dq-Koordinaten verwendet, die mit
der Position des Hauptpols des Rotors, mit der räumlichen
Phasendifferenz Null, synchronisiert sind. Anders gesagt,
ist die Verwendung synchroner dq-Koordinaten, deren d-Achse
in der Richtung des Rotorhauptpols ausgerichtet ist, und de
ren q-Achse rechtwinklig zur d-Achse verläuft, sehr verbrei
tet. Im Allgemeinen muss der Positionswinkel der Hauptpol
richtung bekannt sein, um die dq-Rotationskoordinaten auf
synchronisierte Weise frei von einer räumlichen Phasendiffe
renz hinsichtlich der Hauptpolrichtung aufrechtzuerhalten.
Herkömmlicherweise wird zum genauen Erhalten des Positions
winkels ein durch einen Codierer repräsentierter Polposi
tionswinkel-Detektor am Rotor angebracht.
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein typisches
Beispiel für das Vektorsteuerungsverfahren unter Verwendung
eines Polpositionswinkel-Detektors veranschaulicht, wie es
bei einer Vorrichtung verwendet wird, die ihrerseits an ei
nem standardmäßigen Reluktanz-Synchronmotor angebracht ist,
wobei Eisenverluste vernachlässigt werden können. In Fig. 1
ist 1 ein Reluktanz-Synchronmotor, 2 ist ein Polpositions
winkel-Detektor, 3 ist ein Spannungsumrichter, 4 ist ein
Stromdetektor, 5a und 5b sind ein 3-2- bzw. ein 2-3-Phasen
wandler, 6a und 6b sind Vektorrotatoren, 7 ist ein Cosinus/
Sinus-Signalgenerator, 8 ist eine Stromsteuerungseinrich
tung, 9 ist ein Sollwertwandler, 10 ist ein Drehzahlregler
und 11 ist ein Drehzahldetektor. Die Komponenten 4 bis 9 in
Fig. 13 bilden eine Vektorsteuerung. Der Deutlichkeit und
Einfachheit halber kennzeichnet eine einzelne dicke durchge
zogene Linie in Fig. 13 ein 2 × 1-Vektorsignal, das in engem
Zusammenhang mit der Erfindung steht. Nachfolgende Blockdia
gramme zeigen eine ähnliche Veranschaulichung.
Bei einem herkömmlichen Bauteil, wie dem der Fig. 13, er
fasst der Polpositionswinkel-Detektor 2 die Hauptpolrichtung
als Winkel in Bezug auf das Zentrum einer U-Phase-Wicklung,
und der Cosinus/Sinus-Signalgenerator 7 gibt seine Cosinus-
und Sinussignale an den Vektorrotatoren 6a, 6b aus. Gemein
sam bilden diese eine Einrichtung zum Bestimmen der räumli
chen Phase der dq-Rotationskoordinaten. Bei diesem Reluk
tanz-Synchronmotor ist die Rotordrehzahl die Drehzahl des
Rotorpols. Anders gesagt, stehen der Rotor-Polpositionswin
kel und die Rotordrehzahl in integralem und differenziellem
Zusammenhang, und es ist dem Fachmann bekannt, dass Dreh
zahlinformation vom Polpositionswinkel-Detektor, wie einem
Codierer, erhalten werden kann und dass auch Positionswin
kelinformation erhalten werden kann. Der Drehzahldetektor 11
ist ein solcher, der eine Drehzahl-Erfassungseinrichtung
bildet. Die oben genannten fünf Komponenten 4, 5a, 5b, 6a,
6b, 7, 8 bilden eine Einrichtung zum Ausführen eines Strom
steuerungsprozesses zum Unterteilen des Statorstroms in eine
d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente betreffend
die dq-Rotationskoordinaten, und um die jeweiligen Komponen
ten so einzustellen, dass sie den Stromsollwerten für die d-
und die q-Achse folgen.
Der vom Stromdetektor 4 erfasste 3-Phasen-Strom wird vom
3-2-Phasendetektor 5a in einen 2-Phasen-Strom in den statio
nären Koordinaten umgesetzt, der wiederum durch den Vektor
rotator 6a in 2-Phasen-Ströme id, iq für die dq-Rotationsko
ordinaten umgesetzt wird und an den Stromregler 8 geliefert
wird. Der Stromregler 8 erzeugt Spannungssollwerte v*d, v*q
für die dq-Rotationskoordinaten, und er liefert diese an den
Vektorrotator 6b, so dass die umgesetzten Ströme id, iq den
jeweiligen Stromsollwerten i*d, i*q folgen. Der Vektorrota
tor 6b setzt die 2-Phase-Signale v*d, v*q in einen 2-Phasen-
Spannungssollwert für die stationären Koordinaten um, und er
liefert diese an den 2-3-Phasenwandler 5b. Dieser 2-3-Pha
senwandler 5b setzt das 2-Phasen-Signal in einen 3-Phasen-
Spannungssollwert um und gibt diesen als Sollwert an den
Spannungsumrichter 3. Dieser Spannungsumrichter 3 erzeugt
eine dem Sollwert entsprechende Spannung und gibt diese an
den Reluktanz-Synchronmotor 1, um ihn anzusteuern. Dabei
wird der Stromsollwert dadurch erhalten, dass der Drehmo
ment-Sollwert vom Sollwertwandler 9 umgesetzt wird. Bei die
sem Beispiel eines Drehzahlsteuerungssystems wird ein Dreh
moment-Sollwert als Ausgangssignal des Drehzahlreglers 10
erhalten, in den der Drehzahl-Sollwert und die Istdrehzahl
eingegeben werden. Dem Fachmann ist es gut bekannt, dass
dann, wenn es erwünscht ist, die Erzeugung des Drehmoments
zu kontrollieren und das Drehzahl-Steuerungssystem nicht zu
konfigurieren, der Drehzahlregler 10 und der Drehzahldetek
tor 11 nicht erforderlich sind. In diesem Fall kann ein
Drehmoment-Sollwert direkt von außen zugeführt werden.
Um das herkömmliche Vektorsteuerungsverfahren für einen Re
luktanz-Synchronmotor zu realisieren, ist der Polpositions
winkel-Detektor zum Erfassen des Polpositionswinkels des Ro
tors erforderlich, wie es beim obigen typischen Beispiel be
schrieben ist. Wenn jedoch ein Polpositionswinkel-Detektor
4, wie ein Codierer, am Rotor angebracht wird, kommt es zu
bestimmten unvermeidlichen Problemen, wie sie nachfolgend
beschrieben werden.
Ein erstes Problem besteht in der Beeinträchtigung der Zu
verlässigkeit des Motorsystems. Obwohl ein Reluktanz-Syn
chronmotor mechanisch einer der stärksten Wechselspannungs
motoren ist, ist es aus der Struktur des Rotors erkennbar,
dass der Reluktanz-Synchronmotor, wie ein Codierer, mecha
nisch viel schwächer als der Motorkörper ist. Demgemäß ver
ringert die Anbringung eines Polpositionswinkel-Detektors
die mechanische Gesamtzuverlässigkeit des Motorsystems be
trächtlich. Zusätzlich zur Beeinträchtigung der mechanischen
Zuverlässigkeit tritt eine Zuverlässigkeitsabnahme des Mo
torsystems durch das Anbringen des Polpositionswinkel-Detek
tors auch in elektrischer Hinsicht auf, was sich in einer
Belastung des Signals des Polpositionswinkel-Detektors durch
Störsignale aus der Spannungsversorgung zeigt, und es tritt
auch eine thermische Beeinträchtigung wegen einer Tempera
turerhöhung im Polpositionswinkel-Detektor wegen Wärme vom
Rotor auf. So verringert das Anbringen eines Polpositions
winkel-Detektors, wie eines Codierers, am Motorrotor die
Zuverlässigkeit des Systems in extremer Weise.
Ein zweites Problem besteht in der Vergrößerung der Motorab
messungen. Das Anbringen eines Polpositionswinkel-Detektors
am Rotor erhöht das Volumen des Motors in dessen axialer
Richtung um mindestens einige Prozent, bis zu 50% oder
mehr, was vom Volumen des Motors selbst abhängt.
Ein drittes Problem besteht in der Notwendigkeit, eine Span
nungsquelle zum Betreiben des Polpositionswinkel-Detektors,
eine Signalleitung für den Empfang eines Erfassungssignals
und Raum für eine Leiterbahn anzubringen. Im Allgemeinen ist
zum Betreiben eines Polpositionswinkel-Detektors und zum Er
halten von Information zum Hauptpol-Positionswinkel des Ro
tors vom Detektor eine Leiterbahn erforderlich. Die Signal
leitung muss im Allgemeinen auch eine bestimmte Stabilität
als Spannungsversorgungsleitung zum Betreiben des Motor
hauptkörpers aufweisen, um eine Beeinträchtigung der mecha
nischen, elektrischen und thermischen Zuverlässigkeit zu
verhindern. Im Ergebnis ist für eine Signalleitung im We
sentlichen dieselbe Größe und derselbe Raum für einen ein
zelnen Motor erforderlich wie für die Spannungsversorgungs
leitung.
Ein viertes Problem besteht in einer Kostenerhöhung. Bei der
Herstellung eines kompakten Motors können die Kosten eines
Polpositionswinkel-Detektors höher als die des Motorhaupt
körpers sein. Auch können die Kosten zum Anschließen des
Polpositionswinkel-Detektors nicht vernachlässigt werden,
insbesondere bei einem kompakten Motor. Auch nehmen War
tungskosten in unvermeidlicher Weise zu, wenn die Zuverläs
sigkeit abnimmt. Diese verschiedenen Kosten erhöhen demgemäß
die Anzahl verwendeter Motoren. Insbesondere zeigen War
tungskosten die Eigenschaften einer exponentiellen Zunahme
in Bezug auf die Anzahl von Motoren.
Die obigen Probleme rühren direkt oder indirekt vom Polposi
tionswinkel-Detektor her, und sie können selbstverständlich
dann umgangen werden, wenn ein sogenanntes sensorfreies Vek
torsteuerungsverfahren verwendet wird, das keinen Polpositi
onswinkel-Detektor benötigt. Für Induktionsmotoren und Per
manentmagnet-Synchronmotoren unter anderen Wechselspannungs
motoren wurden sensorfreie Vektorsteuerungsverfahren entwi
ckelt, die verschiedene Perfektionsgrade aufweisen, und sie
werden abhängig von der Vollkommenheit für verschiedene An
wendungen verwendet. Es ist die Entwicklung eines sensor
freien Vektorsteuerungsverfahrens für Reluktanz-Synchronmo
toren zu erwarten, jedoch wurde bisher kein Verfahren in die
Praxis überführt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein neuartiges
Vektorsteuerungsverfahren zu schaffen, das keinen Polpositi
onswinkel-Detektor, wie einen Codierer, für einen Reluktanz-
Synchronmotor benötigt, um dadurch die oben genannten Pro
bleme in Zusammenhang mit der Ansteuerung eines Reluktanz-
Synchronmotors zu überwinden. Dabei soll dieses Vektorsteue
rungsverfahren auf genaue und effiziente Weise Cosinus- und
Sinuswinkel als Rotationssignale für die Vektorrotatoren ab
schätzen können.
Diese Aufgabe ist durch das Verfahren gemäß dem beigefügten
Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiter
bildungen sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.
Als Nächstes wird die Funktionsweise des erfindungsgemäßen
Verfahrens beschrieben. Für ein deutliches Verständnis der
Erfindung wird die Funktionsweise unter Bezugnahme auf ma
thematische Modelle beschrieben, bei denen Eisenverluste
vernachlässigt sind. Wenn der Rotor des Reluktanz-Synchron
motors mit üblichen dq-Rotationskoordinaten beschrieben
wird, die sich mit der momentanen Winkelgeschwindigkeit ω
drehen, kann eine Veranschaulichung gemäß Fig. 1 vorgenommen
werden. In Fig. 1 bewegen sich die dq-Rotationskoordinaten
nicht notwendigerweise synchron mit der Richtung eines Ro
tor-Hauptpols. Daher werden die dq-Rotationskoordinaten als
allgemein angenommen. Eine Schaltungseigenschaft des Reluk
tanz-Synchronmotors im obigen Zustand kann durch die folgen
den Schaltkreisgleichungen (1) und (2) ausgedrückt werden:
ν1 = R1i1 + [sI + ωJ]ϕ1 (1)
ϕ1 = [LaI + LbQ(θ)]i1 (2)
Eine Eigenschaft der Drehmomenterzeugung kann durch die fol
gende Gleichung (3) wiedergegeben werden:
τ = NpLbi1 TJQ(θ)i1 (3)
In den Gleichungen (1) bis (3) sind ν1, i1 und ϕ1 2 × 1-Vekto
ren, die die Statorspannung, den Statorstrom bzw. den Sta
tor-Kopplungsmagnetfluss (Stator-Magnetfluss) kennzeichnen,
und R1 kennzeichnet den Kupferverlustwiderstand des Stators,
Np kennzeichnet die Anzahl der Polpaare, s kennzeichnet den
Differenzieroperator d/dt. Und J kennzeichnet die durch die
folgende Gleichung (4) definierte symmetrische verkippte Ma
trix.
In den Gleichungen (2) und (3) kennzeichnet Q(Θ) eine durch
die folgende Gleichung (5) definierte Spiegelmatrix.
Wie es in Fig. 1 dargestellt ist, bezeichnet der Wert Θ in
der Spiegelmatrix den momentanen Positionswinkel des Haupt
pols des Rotors, der sich mit der elektrischen Winkelge
schwindigkeit ω2n in Bezug auf die d-Achse der üblichen dq-
Rotationskoordinaten dreht.
Um eine Vektorsteuerung auszuführen, werden die dq-Rotati
onskoordinaten so ausgewählt, dass Θ Null wird, oder anders
gesagt, so, dass die dq-Rotationskoordinaten mit der Haupt
polposition unter Einhaltung der Phasendifferenz Null syn
chronisiert sind. Mittels der synchronisierten dq-Rotations
koordinaten kann die Drehmomenterzeugungs-Formel gemäß der
Gleichung (3) in eine einfachere Form umgeschrieben werden,
wie sie durch die Gleichung (6) angegeben ist:
τ = 2N pLbidiq (6)
Genauer gesagt, ist das erzeugte Drehmoment proportional zu
den jeweiligen dq-Komponenten id, iq des Statorstromvektors.
Auf Grundlage der obigen Beziehung kann die Drehmomenterzeu
gung durch Steuerung der dq-Komponenten des Statorstroms
mittels eines geeigneten Stromsteuerungsverfahrens einge
stellt werden.
Jedoch ist es, damit die Gleichung (6) für die Synchronre
luktanz gilt, erforderlich, die synchronisierten dq-Rotati
onskoordinaten synchron mit dem Hauptpol-Positionswinkel des
Rotors ohne Phasendifferenz aufzubauen. Daher wird herkömm
licherweise ein Polpositionswinkel-Detektor, wie ein Codie
rer, am Rotor angebracht, um den Positionswinkel in den sta
tionären Koordinaten zu erfassen, und die sich ergebenden
Cosinus- und Sinuswerte werden für die Vektorrotatoren, wie
durch die 2 × 2-Matrix der folgenden Gleichung (7) beschrie
ben, verwendet, wobei diese eine Koordinatentransformation
zwischen den stationären Koordinaten und den synchronisier
ten Koordinaten vornimmt.
Gemäß der Erfindung wird der durch die Gleichung (2) angege
bene Stator-Magnetflussvektor in einen phasengleichen Mag
netflussvektor Φa mit derselben Richtung wie der des Strom
vektors und einen phasengespiegelten Magnetflussvektor Φb
unterteilt, der durch die Differenz zwischen dem Stator
flussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist.
Als Schätzwert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors
wird ein Zwischenwinkel unter den Winkeln bestimmt, die
durch die beiden Flussvektoren erzeugt werden. Bei der Er
findung werden der phasengleiche Flussvektor Φa und der pha
sengespiegelte Flussvektor Φb so bestimmt, wie es durch die
folgenden Gleichungen (8) und (9) angegeben ist.
Φa = La i1 (8)
Φb = Φ1 - Φa = LbQ(Θ)i1 (9)
Nun wird beschrieben, dass der Zwischenwinkel unter den
durch die beiden Flussvektoren erzeugten Winkeln als Schätz
wert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors verwendet
werden kann. Um die nachfolgende Beschreibung zu vereinfa
chen, ist ein Einheitsvektor, der über dieselben Winkel wie
der Hauptpol-Positionswinkel verfügt, wie folgt definiert:
Der Statorstrom i1 kann wie folgt durch die üblichen dq-Ro
tationskoordinaten ausgedrückt werden:
wobei Θa der Strom-Positionswinkel ist. Der phasengleiche
Fluss ist mit dem Statorstrom mit der Phasendifferenz Null
synchronisiert, wie es in der Gleichung (8) angegeben ist,
und er kann durch die folgende Gleichung (12) ausgewertet
werden:
Indessen kann der phasengespiegelte Fluss angesichts der
Gleichungen (9) und (11) durch die Gleichung (13) neu ausge
wertet werden:
Die Gleichungen (12) und (13) beschreiben, dass sich der
phasengleiche Vektor und der phasengespiegelte Vektor in ei
nem wechselseitigen Zustand entgegengesetzter Phasen in Be
zug auf den Hauptpol-Positionswinkel des Rotors befinden.
Anders gesagt, zeigen sie an, dass der Zwischenwinkel unter
den durch die beiden Flussvektoren gebildeten Winkeln als
Schätzwert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors
verwendet werden kann. Cosinus- und Sinuswerte des Schätz
werts des Hauptpol-Positionswinkels Θ werden in natürlicher
Weise Schätzwerte für den Cosinus und den Sinus des Haupt
pol-Positionswinkels Θ. Die auf die oben beschriebene Weise
erhaltenen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte werden für die
Vektorrotatoren verwendet, wie für die synchronisierten dq-
Koordinaten bei der Erfindung erforderlich. Um das Verständ
nis der Erfindung zu unterstützen, sind die Beziehungen zwi
schen den Vektoren des Statorstroms, des Statorflusses, des
phasengleichen Flusses und des phasengespiegelten Flusses in
den üblichen dq-Koordinaten, wie durch die Gleichungen (8)
bis (13) beschrieben, in Fig. 2 als Vektordiagramm veran
schaulicht.
Aus der vorstehenden Beschreibung ist es ersichtlich, dass
gemäß der Erfindung ein Verfahren erzielt ist, bei dem die
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Hauptpol-Positions
winkel des Rotors für die Vektorrotatoren verwendet werden,
um eine Vektorsteuerung zu erzielen, ohne einen am Rotor an
gebrachten Polpositionswinkel-Detektor zu verwenden.
Nun wird die Betriebsweise gemäß einem weiteren Gesichts
punkt der Erfindung beschrieben. Unter Bezugnahme auf die
Gleichungen (8) bis (13) wurde beschrieben, dass der phasen
gleiche Flussvektor und der phasengespiegelte Flussvektor im
Zustand entgegengesetzter Phasen in Bezug auf den Hauptpol-
Positionswinkel des Rotors vorliegen. Eine derartige Bezie
hung kann unter Verwendung des Hauptpol-Positionswinkels Θ
und der jeweiligen Positionswinkel Θa, Θb des phasengleichen
und des phasengespiegelten Flussvektors durch die folgende
Gleichung (14) wiedergegeben werden:
2Θ = Θa + Θb (14)
Das für die Vektorrotatoren zur Vektorsteuerung erforderli
che Signal ist nicht der Positionswinkel des Rotor-Hauptpols
selbst, sondern es sind die zugehörigen Cosinus- und Sinus
werte. Anders gesagt, ist für die Anwendung auch die folgen
de Beziehung von Bedeutung:
Die rechte Seite der Gleichung (15) kann unmittelbar aus dem
phasengleichen und dem phasengespiegelten Flussvektor be
rechnet werden. Z. B. kann sie einfach durch die folgende
Gleichung (16) berechnet werden:
Es ist die folgende allgemeine trigonometrische Funktion für
den doppelten Winkel gut bekannt:
Aus dem Vorstehenden ist es erkennbar, dass dann, wenn die
Cosinus- und Sinuswerte des doppelten Winkels der Hauptpol
position bekannt sind, die Cosinus- und Sinuswerte derselben
aus der Beziehung der Gleichung (17) bestimmt werden können.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt ist die Erfindung ein Vek
torsteuerungsverfahren, wie oben angegeben, wobei die Cosi
nus- und Sinus-Schätzwerte für den doppelten Winkel des Zwi
schenwinkels aus dem phasengleichen Flussvektor oder dessen
Schätzwert und dem phasengespiegelten Flussvektor oder des
sen Schätzwert bestimmt werden und die Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den bestimmten Cosinus-
und Sinus-Schätzwerten für den doppelten Winkel bestimmt
werden. Aus der obigen Beschreibung ist es unter Bezugnahme
auf die Gleichungen (16) und (17) erkennbar, dass durch die
Erfindung für eine direkte Berechnung der Cosinus- und Si
nus-Schätzwerte gesorgt werden kann, wie sie für die Vektor
rotatoren erforderlich sind, was aus dem phasengleichen und
dem phasengespiegelten Flussvektor selbst erfolgt, ohne dass
die Positionswinkel dieser Vektoren berechnet werden. Die
Berechnung des Positionswinkels aus den Vektoren erfordert
eine inverse Operation betreffend eine trigonometrische
Funktion, wobei es sich um eine Art nichtlinearer Funktionen
handelt. Es ist bekannt, dass die inverse Operation zu einem
größeren Fehlersuchen führen kann oder einen größeren Re
chenaufwand erforderlich machen kann, was vom Positionswin
kel abhängt. Gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung ist
jedoch keine derartige inverse Operation erforderlich, und
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Positionswinkel kön
nen mit relativ hoher Genauigkeit durch eine relativ einfa
che Berechnung bestimmt werden. Anders gesagt, kann gemäß
diesem Gesichtspunkt der Erfindung die früher beschriebene
Betriebsweise mit relativ hoher Genauigkeit durch eine rela
tiv einfache Berechnung realisiert werden.
Nun wird die Funktionsweise gemäß noch einem anderen Ge
sichtspunkt der Erfindung beschrieben. Wenn die Beziehung in
der ersten Zeile der Gleichung (17) dazu verwendet wird, die
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Hauptpol-Positionswinkels
aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Win
kels der Hauptpolposition des Rotors zu berechnen, ist eine
Quadratwurzeloperation erforderlich. Wenn die Beziehung in
der zweiten Zeile der Gleichung (17) verwendet wird, ist ei
ne Divisionsoperation erforderlich, aber keine Quadratwur
zeloperation. Im Allgemeinen ist der zum Ausführen einer Di
vision erforderliche Rechenaufwand klein im Vergleich zu dem
zum Lösen einer Quadratwurzel, so dass es wünschenswert ist,
die zweite Zeile so weit wie möglich zu verwenden. Da jedoch
beim Teilungsvorgang die Tendenz besteht, dass der Fehler
groß wird, wenn der Absolutwert des Nenners extrem klein
ist, ist es aus einem praktischen Gesichtspunkt heraus wün
schenswert, derartige Fälle zu vermeiden. Aus der obigen Be
schreibung ist es ersichtlich, dass es dann, wenn z. B. der
Cosinuswert den größeren Absolutwert aufweist, bevorzugt
ist, über ein Bestimmungsverfahren zu verfügen, das durch
die folgende Gleichung (18) gekennzeichnet ist:
Wenn dagegen der Sinuswert einen großen Absolutwert auf
weist, ist das durch die folgende Gleichung (19) gekenn
zeichnete Bestimmungsverfahren bevorzugt:
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt des oben beschriebenen
Vektorsteuerungsverfahrens wird das Verfahren zum Bestimmen
der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus
den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels
gemäß der vorhergesagten Größe der Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte des Zwischenwinkels variiert. Im Ergebnis ist es
aus der obigen Beschreibung, unter Bezugnahme auf die Glei
chungen (18) und (19), erkennbar, dass eine Operation er
zielt wird, gemäß der die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte als
Rotationswinkel für die Vektorrotatoren im Zustand, in dem
für die höchste Rechengenauigkeit gesorgt ist, bestimmt wer
den können, wobei in diesem Zustand auch der Rechenaufwand
vernünftig gesenkt ist. Außerdem kann gemäß diesem Gesichts
punkt der Erfindung die oben beschriebene Operation mit ho
her Genauigkeit und vernünftigem Rechenaufwand erzielt wer
den.
Als Nächstes wird die Funktionsweise gemäß noch einem ande
ren Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben. Bei diesem Ge
sichtspunkt der Erfindung werden beim oben beschriebenen
Vektorsteuerungsverfahren der phasengleiche Flussvektor oder
ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert so
wie der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit
derselben Richtung wie dessen Schätzwert, die beide über
dieselbe Norm verfügen, erzeugt, und jeweilige Cosinus- und
Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels werden proportional
zu einer ersten Komponente und einer zweiten Komponente ei
nes Synthesevektors bestimmt, der durch Vektoraddition der
zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.
Fig. 3 veranschaulicht die obige Vektorsynthese in üblichen
dq-Koordinaten. In der Zeichnung ist die Richtung des Rotor
hauptpols durch den Einheitsvektor u(Θ) gekennzeichnet, und
zwei Vektoren, deren Norm gleich ist, sind mit K2i1 und
K2Q(Θ)i1 gekennzeichnet. Der durch Addition derartiger Vek
toren erhaltene Synthesevektor ist mit ζ gekennzeichnet. Aus
Fig. 3 ist es leicht erkennbar, dass der Synthesevektor die
selbe Richtung wie der Rotorhauptpol hat. Es ist auch mög
lich, unter Verwendung der unten angegebenen Gleichungen ge
nau zu beschreiben, dass der durch Addition erzielte Synthe
sevektor dieselbe Richtung wie der die Hauptpolposition an
zeigende Einheitsvektor aufweist:
Die Gleichung (20) zeigt, dass der additive Synthesevektor
das skalare Vielfache des die Hauptpolposition anzeigenden
Einheitsvektors ist und dass die Beschreibung unter Bezug
nahme auf Fig. 3 gültig ist.
Aus der Gleichung (20) ist es erkennbar, dass die Cosinus-
und Sinuswerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors
durch die folgende Beziehung abgeschätzt werden können:
Genauer gesagt, können die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte
des Zwischenwinkels proportional zur ersten und zweiten Kom
ponente des Synthesevektors durch Addition bestimmt werden,
wie es für diesen Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben
wurde.
Gemäß dem vorliegenden Gesichtspunkt ist es aus der obigen
Beschreibung unter Bezugnahme auf die Gleichung (21) erkenn
bar, dass eine Wirkungsweise dahingehend erzielt wird, dass
die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel
und ferner das für die Vektorrotatoren erforderliche Rota
tionssignal durch eine sehr einfache Berechnung erzielt wer
den kann, außer für ein Gebiet, in dem der Absolutwert des
inneren Produkts (i1Tu(Θ)) des Statorstroms und des Ein
heitsvektors klein wird. Im Ergebnis kann, gemäß dem vorlie
genden Gesichtspunkt, die beschriebene Funktionsweise durch
eine sehr einfache Berechnung erzielt werden. Nachfolgend
wird unter Bezugnahme auf ein Ausführungsbeispiel in Zusam
menhang mit dem vorliegenden Gesichtspunkt ein Verfahren im
Detail beschrieben, das dazu dient, zu vermeiden, dass der
Absolutwert des inneren Produkts aus dem Statorstrom und dem
Einheitsvektor zu klein wird.
Nun wird die Funktionsweise gemäß einem weiteren Gesichts
punkt der Erfindung beschrieben. Die Erfindung gemäß diesem
Gesichtspunkt ist ein Vektorsteuerungsverfahren, wie es oben
beschrieben ist, wobei der phasengleiche Flussvektor oder
ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert so
wie der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit
derselben Richtung mit dessen Schätzwert, die beide über
dieselbe Norm verfügen, erzeugt werden und jeweilige Cosi
nus-und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkippter
Relation zu einem Synthesevektor bestimmt werden, der durch
Vektorsubtraktion der obigen erzeugten zwei Vektoren mit
derselben Norm erhalten wird.
Fig. 4 zeigt das Aussehen der obigen Vektorsynthese in übli
chen dq-Koordinaten. In der Zeichnung ist die Richtung des
Rotorhauptpols durch den Einheitsvektor u(Θ) gekennzeichnet,
und zwei Vektoren mit derselben Form sind mit K2i1 und
K2Q(Θ)i1 gekennzeichnet. Der durch Subtraktion derartiger
Vektoren erhaltene Synthesevektor ist mit ζ gekennzeichnet.
Aus dieser Zeichnung ist es leicht erkennbar, dass die Rich
tung des Synthesevektors rechtwinklig zu der des Rotorhaupt
pols verläuft. Es ist auch möglich, dies gemäß einer mathe
matischen Gleichung auf die folgende Weise genau zu be
schreiben:
Die Gleichung (22) wird dazu verwendet, sicherzustellen,
dass die Richtung des Subtraktions-Synthesevektors recht
winklig zum die Hauptpolposition anzeigenden Einheitsvektor
verläuft und seine Größe ein skalares Vielfaches wird, wobei
auch die Gültigkeit der Beschreibung unter Bezugnahme auf
Fig. 4 bewiesen ist.
Aus der Gleichung (22) ist es erkennbar, dass die Cosinus-
und Sinuswerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors aus
der folgenden Beziehung abgeschätzt werden können:
Genauer gesagt, können, wie es für die Erfindung speziell
angegeben wird, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwi
schenwinkel in verkippter Relation zum Subtraktions-Synthe
sevektor ζ bestimmt werden. Es sei darauf hingewiesen, dass
die verkippte Relation hinsichtlich der symmetrischen Ver
kippungsmatrix J ausgedrückt wird, die in (23) auf den Sub
traktions-Synthesevektor ζ einwirkt, und dass die verkippte
Relation, statt einer einfachen Proportionalität, für die
Schätzwerte erforderlich ist, da der Synthesevektor ζ recht
winklig in Bezug auf die Hauptpolrichtung verläuft.
Gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung ist es aus der obi
gen Beschreibung unter Bezugnahme auf die Gleichung (23)
leicht erkennbar, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte
für den Zwischenwinkel und ferner das für die Vektorrotato
ren erforderliche Rotationssignal durch eine sehr einfache
Berechnung bestimmt werden können, mit Ausnahme eines Ge
biets, in dem der Absolutwert des verkippten inneren Pro
dukts (i1TJu(Θ)) aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor
klein wird. Im Ergebnis kann, gemäß der Erfindung, die beim
ersten Gesichtspunkt beschriebene Funktionsweise mittels ei
ner relativ sehr einfachen Berechnung erzielt werden. Nach
folgend wird ein Verfahren zum Vermeiden, dass der Absolut
wert des verkippten inneren Produkts aus dem Statorstrom und
dem Einheitsvektor klein wird, im Einzelnen beschrieben.
Nun wird die Erfindung anhand von durch Figuren veranschau
lichten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel für Bezie
hungen zwischen der Richtung des Rotorhauptpols und Achsen d
und q in üblichen dq-Koordinaten zeigt;
Fig. 2 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel für Bezie
hungen zwischen dem Statorstrom, dem Statorfluss, einem pha
sengleichen Fluss und einem phasengespiegelten Fluss in den
üblichen dq-Koordinaten zeigt;
Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel der Bezie
hungen zwischen einem Additions-Synthesevektor und der Rich
tung des Rotorhauptpols in den üblichen dq-Koordinaten
zeigt;
Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel der Bezie
hungen zwischen einem Subtraktions-Synthesevektor und der
Richtung des Rotorhauptpols in den üblichen dq-Koordinaten
zeigt;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das den Grundaufbau einer Vek
torsteuerungsvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel
zeigt;
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
einer Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung gemäß einem
Ausführungsbeispiel zeigt;
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
einer Flussvektor-Abschätzeinrichtung eines Ausführungsbei
spiels zeigt;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel
zeigt;
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
eines Sollwertwandlers bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel
zeigt;
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel
zeigt;
Fig. 12 ist ein Beispiel für Beziehungen zwischen einem Be
urteilungsindex zum Auswählen eines Entscheidungsverfahrens,
wie es von einem Cosinus/Sinus-Generator für den Zwischen
winkel verwendet wird, und einem ausgewählten Ergebnis; und
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur
einer herkömmlichen Vektorsteuerungsvorrichtung zeigt.
Unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen werden nun
bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Einzelnen un
ter Verwendung spezieller Beispiele beschrieben. Fig. 5
zeigt den Grundaufbau eines Ausführungsbeispiels einer Vek
torsteuerungsvorrichtung und eines Reluktanz-Synchronmotors,
bei dem das erfindungsgemäße Vektorsteuerungsverfahren ange
wandt ist. Diese Struktur unterscheidet sich von der Struk
tur eines herkömmlichen Steuerungsverfahrens dem Grunde nach
dadurch, dass anstelle eines Polpositionswinkel-Detektors 2
und eines Cosinus/Sinus-Signalgenerators 7 eine Positions
winkel-Abschätzeinrichtung 12 verwendet ist und dass anstel
le eines Drehzahlvektors 11 eine Drehzahl-Abschätzeinrich
tung 13 verwendet ist. Andere Einheiten sind grundsätzlich
dieselben wie die beim durch Fig. 13 veranschaulichten her
kömmlichen Steuerungsverfahren, wobei jedoch der Sollwert
wandler 9 geringfügig modifiziert ist. Die Haupteinheit der
Erfindung liegt in der Positionswinkelvektor-Abschätzein
richtung 12. Die Drehzahl-Abschätzeinrichtung 13 schätzt die
Rotordrehzahl aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des
von der Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12 ausge
gebenen Positionswinkels ab. Die Drehzahl-Abschätzeinrich
tung wurde in Zusammenhang mit dem sensorfreien Vektorsteue
rungsverfahren für Induktionsmotoren und Permanentmagnetsyn
chronmotoren entwickelt und ist dem Fachmann gut bekannt.
Der Sollwertwandler 9 wird gemeinsam mit einem für die Er
findung geeigneten Konfigurierverfahren in Zusammenhang mit
der Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung er
läutert. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine Drehzahl
regelung als Beispiel zum Vergleich mit dem durch Fig. 13
veranschaulichten herkömmlichen Verfahren beschrieben, je
doch ist zu beachten, dass auch eine Verwendung zur Drehmo
mentregelung verwendet werden kann und dass dafür die Dreh
zahl-Abschätzeinrichtung nicht erforderlich ist. Die folgen
de Beschreibung konzentriert sich auf die Positionswinkel
vektor-Abschätzeinrichtung 12, da es sich hierbei um den
prinzipiellen Kern der Erfindung handelt.
Aus der Fig. 5 ist es erkennbar, dass die Positionswinkel
vektor-Abschätzeinrichtung Stromvektorinformation und Span
nungsvektorinformation des Stators als Eingangssignale er
hält und Cosinus- und Sinussignale als Rotationssignal an
die Vektorrotatoren ausgibt. Bei diesem Ausführungsbeispiel
wird der Spannungsvektor-Sollwert in den stationären Koordi
naten als Spannungsinformation erhalten, so dass die Montage
auf relativ einfache Weise vorgenommen werden kann, ohne
dass spezielle Leitungsspannungsdetektoren verwendet werden,
und es wird der gemessene Statorstromvektor in den stationä
ren Koordinaten als Strominformation erhalten. Wenn die ent
stehenden Kosten keinen wesentlichen Faktor darstellen, kann
Spannungsinformation unter Verwendung von Leitungsspannungs
detektoren erhalten werden, ähnlich wie bei sensorfreien
Vektorsteuerungsverfahren für andere Wechselspannungsmoto
ren. Es ist auch möglich, als Strominformation einen Schätz
wert, wie einen Stromvektor-Sollwert, anstelle der gemesse
nen Stromstärke zu verwenden. Die Positionswinkelvektor-Ab
schätzeinrichtung erhält auch einen d-Achse-Stromsollwert
und einen q-Achse-Stromsollwert, die Eingangssignale des
Stromreglers sind, zusätzlich zur obigen Spannungs- und
Strominformation. Gemäß der Erfindung sind derartige Strom
sollwerte nicht immer erforderlich, jedoch können sie bei
bestimmten Ausführungsbeispielen von Nutzen sein. Daher ist
die Situation einer Hilfseingabe durch eine gestrichelte
Signalleitung spezifiziert. Das Ausgangssignal der Positi
onswinkelvektor-Abschätzeinrichtung sind Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte für den Zwischenwinkel der durch einen phasen
gleichen Flussvektor und einen phasengespiegelten Flussvek
tor erzeugten Winkel, wie im Einzelnen beschrieben, und sie
werden als Rotationssignale der zwei Vektorrotatoren verwen
det, wie in Fig. 5 dargestellt.
Fig. 6 zeigt die interne Struktur der Positionswinkelvektor-
Abschätzeinrichtung 12. Diese Positionswinkelvektor-Abschät
zeinrichtung 12 verfügt im Wesentlichen über zwei Komponen
ten, nämlich eine Flussvektor-Abschätzeinrichtung 12a und
einen Cosinus/Sinus-Generator 12b. Die Flussvektor-Abschätz
einrichtung 12a schätzt den phasengleichen magnetischen Vek
tor und den phasengespiegelten Flussvektor aus der Strom-
und der Spannungs-Vektorinformation für den Stator ab und
gibt die Werte aus. Der Cosinus/Sinus-Generator 12b erhält
die Schätzwerte des phasengleichen Flussvektors und des pha
sengespiegelten Flussvektors und gibt die Cosinus- und Si
nus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel aus den durch sie ge
bildeten Winkeln aus. Wie es aus Fig. 6 und der obigen Be
schreibung erkennbar ist, werden die Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte für den Zwischenwinkel aus den beiden Flussvek
toren unter Verwendung der Schätzwerte für beide Flussvekto
ren bestimmt. Vom Cosinus/Sinus-Generator können, wie es
durch gestrichelte Linien in der Zeichnung gekennzeichnet
ist, der d-Achse- und der q-Achse-Stromsollwert zusätzlich
verwendet werden.
Fig. 7 zeigt eine typische Struktur der Flussvektor-Ab
schätzeinrichtung 12a. In der Zeichnung kennzeichnet 12a-1
eine Statorflussvektor-Abschätzeinrichtung. Diese Einheit
dient zum Empfangen der Spannungs- und Strominformation des
Stators und zum Abschätzen und Ausgeben des Statorflusses.
Als Verfahren hierfür kann ein dem Fachmann bekanntes Ver
fahren für sensorfreie Vektorsteuerung von Induktionsmotoren
und Permanentmagnet-Synchronmotoren verwendet werden. Bei
diesem Ausführungsbeispiel wird der Statorfluss unter Ver
wendung eines einfachen Verfahrens abgeschätzt, das durch
die folgende Gleichung gekennzeichnet ist:
Φ1 = (1/s)[ν1 - R1i1] (24)
In Fig. 7 und der Gleichung (24) kennzeichnet 1/s eine Inte
grationsverarbeitung durch einen Integrierer. Wie es dem
Fachmann gut bekannt ist, kann die Integrierverarbeitung
durch digitale Annäherung bewerkstelligt werden.
Der phasengleiche Flussvektor, der dieselbe Richtung wie der
Stromvektor aufweist, wird grundsätzlich gemäß der Beziehung
der Gleichung (8) abgeschätzt. Indessen wird der phasenge
spiegelte Fluss grundsätzlich gemäß der zweiten Formel der
Gleichung (9) als Differenz zwischen dem Statorflussvektor
und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt. Aus einem Ver
gleich zwischen der Gleichung (2) und den Gleichungen (8),
(9) und Fig. 7 ist es erkennbar, dass die Abschätzverarbei
tung hier dazu dient, den Statorflussvektor-Schätzwert in
einen Schätzwert für den phasengleichen Flussvektor und ei
nen solchen für den phasengespiegelten Flussvektor zu unter
teilen.
Fig. 8 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel für den Cosi
nus/Sinus-Generator 12b. In der Zeichnung ist 12b-1 ein Dop
pelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator, und 12b-2 ist ein Zwi
schenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator. Außerdem ist 12b-3 eine
Beurteilungseinrichtung, die ein Auswählsignal erzeugt, das
zum Auswählen eines Bestimmungsverfahrens durch den Zwi
schenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator zu verwenden ist.
Der Doppelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator empfängt als Ein
gangssignale die Schätzwerte des phasengleichen und des pha
sengespiegelten Flussvektors, er bestimmt die Cosinus- und
Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwischenwinkels
der beiden Vektoren und gibt sie aus. Diese Schätzwert-Be
stimmungsverarbeitung wird gemäß der Gleichung (16) ausge
führt. Der Zwischenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-2 emp
fängt als Eingangssignale die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte
des doppelten Winkels, wie vom Doppelwinkel-Cosinus/Sinus-
Generator 12b-1 ausgegeben, und er verwendet sie zum Bestim
men und Ausgeben der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwi
schenwinkels.
Gemäß der Erfindung wird das Verfahren zum Festlegen der
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den
Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels abhän
gig von der erwarteten Größe der Cosinus- und Sinus-Schätz
werte des Zwischenwinkels geändert. Z. B. kann der Zwischen
winkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-2 mit vier Typen von Be
stimmungsverfahren versehen sein, die durch die folgenden
Gleichungen (25) bis (28) gekennzeichnet sind, und er kann
durch diesen eine Auswahl abhängig von der Größe der Cosi
nus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel auswählen.
In den Gleichungen (25) bis (28) sind, unter Berücksichti
gung, dass die Stärke der Cosinus- und Sinuswerte des Zwi
schenwinkels direkt vom Wert desselben abhängen, die Bedin
gungen zum Auswählen des Bestimmungsverfahrens so darge
stellt, dass ein Zwischenwinkelwert im ganz rechten Term je
der Gleichung angegeben ist.
Die Beurteilungseinrichtung 12b-3 dient zum Bestimmen der
erwarteten Stärke der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des
Zwischenwinkels und zum Auswählen des oben genannten Bestim
mungsverfahrens. Bei jeder Komponente der Erfindung kann die
Verarbeitung digital sein. Als spezielles Ausführungsbei
spiel zeigt Fig. 8 ein solches Beispiel, bei dem die erwar
tete aktuelle Stärke unter Verwendung der Cosinus- und Si
nus-Schätzwerte des Zwischenwinkels bestimmt wird, die, un
ter der Berücksichtigung der digitalen Verarbeitung, um ei
nen Steuerungszyklus früher liegen. Bei diesem Beispiel ist
angenommen, dass der aktuelle Moment der Moment k ist, der
um einen Steuerungszyklus frühere Moment der Moment (k-1)
ist und der Cosinus- und Sinus-Schätzwert des Zwischenwin
kels im Moment (k-1) der Wert u(Θ, k-1) ist. In Fig. 8 ist
z-1 ein Verzögerungselement für eine Verzögerung um einen
Steuerungszyklus, und es dient zum Ausgeben des Eingangssig
nals nach Verzögern desselben um einen Steuerungszyklus. Die
Funktion nach dem obigen Element ist die folgende.
Als Erstes werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des
Zwischenwinkels zum Moment (k-1) gemäß der Beziehung der
Gleichung (29) verarbeitet, um einen Beurteilungsindex
d1(k), d2(k) zum Moment k zu erzeugen.
Dann wird, gemäß dem obigen Beurteilungsindex, beurteilt,
welche der Gleichungen (25) bis (28) zum Moment k als Beur
teilungsverfahren verwendet werden soll. Die Beurteilung ge
mäß dem Index d1(k), d2(k) wird gemäß dem durch Fig. 12 ver
anschaulichten Verfahren ausgeführt. Das Verfahren gemäß
Fig. 12 führt eine Beurteilung alleine durch positive und
negative Vorzeichen des Beurteilungsindex aus, und seine
dritte Zeile zeigt das Ausgangssignal (ausgewählte Ergebnis
se), während seine erste und zweite Zeile Eingangsgrößen
(Codes für den Beurteilungsindex) zeigen. So ist die unter
Bezugnahme auf das Ausführungsbeispiel beschriebene Erfin
dung von großem Nutzen, und sie kann auf einfache und ver
nünftige Weise eine zu verwendende Gleichung auswählen. Beim
Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators gemäß Fig. 8
sind die Sollwerte für den d-Achse- und den q-Achse-Strom
nicht angegeben, da sie nicht verwendet werden.
Fig. 9(a) ist eine beispielhafte Struktur des Sollwertwand
lers 9, der für das in Fig. 8 dargestellte Ausführungsbei
spiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Wie es un
ter Bezugnahme auf die Gleichung (6) speziell angegeben wur
de, kann ein Drehmoment bei minimalen Kupferverlusten er
zeugt werden, wenn die Absolutwerte des d-Achse- und des q-
Achse-Stroms in den synchronisierten dq-Koordinaten gleich
sind. Die beispielhafte Struktur des Sollwertwandlers 9 der
Fig. 9(a) ist ein Beispiel für das Erzielen minimaler Kup
ferverluste für hohen Wirkungsgrad. Gemäß der Erfindung kann
mit dem Cosinus/Sinus-Generator 12b gemäß Fig. 8 eine effi
ziente Ansteuerung realisiert werden.
Fig. 10 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des Cosinus/
Sinus-Generators 12b. In dieser Zeichnung kennzeichnet 12b-4
eine Vektoradditions-Syntheseeinrichtung. Diese Vektoraddi
tions-Syntheseeinrichtung multipliziert den Schätzwert des
phasengleichen Flussvektors und den Schätzwert des phasenge
spiegelten Flussvektors mittels der Kehrwerte der jeweiligen
Induktanzen, um sie auf dieselbe Norm zu bringen, und dann
erzeugt sie durch Addieren der Vektoren einen Synthesevektor
und gibt diesen aus. In der Vektoradditions-Syntheseeinrich
tung ist K2 ein Designparameter, dessen Design in den Händen
eines Designers liegt, und er kann allgemein nach Wunsch
ausgewählt werden, jedoch vorzugsweise als 1, La oder Lb
ausgewählt werden. In Fig. 10 ist 12b-5 eine Vektornormie
rungseinrichtung für den additiven Synthesevektor, und sie
bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwin
kels proportional zum Synthesevektor. Bei diesem Ausfüh
rungsbeispiel ist der Vektor mit den Cosinus- und Sinuswer
ten des Zwischenwinkels als erste und zweite Komponente ein
Einheitsvektor, damit diese Einheitseigenschaft zum Normie
ren des Synthesevektors auf einen Einheitsvektor verwendet
wird, um die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte in einer Form
proportional zum Synthesevektor zu bestimmen. Im Prinzip
nutzt dieses Ausführungsbeispiel die unter Bezugnahme auf
die zweite Formel der Gleichung (21) beschriebene Funktion.
Wie es durch die zweite Formel der Gleichung (21) angegeben
ist, benötigt der Vorzeichenfaktor, der ein positives oder
negatives Vorzeichen bestimmt, den Wert des inneren Produkts
aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor. Dies wird bei
diesem Ausführungsbeispiel durch den d-Achse-Stromsollwert
angenähert. Anders gesagt, wird die folgende Beziehung ver
wendet:
i1Tu(Θ) ≈ i*d (30)
Zum Abschätzen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte ist nur
das positive oder negative Vorzeichen eines Signals erfor
derlich, wohingegen die aktuelle Signalstärke nicht erfor
derlich ist. Aus dem zum Abschätzen der Cosinus- und Sinus
werte verwendeten Signal wird nur das positive oder negative
Vorzeichen bestimmt, während die Stärke selbst nicht berück
sichtigt wird. Angesichts der obigen Eigenschaften liefert
der d-Achse-Stromsollwert, der durch Störsignale wenig be
einflusst wird, häufig eine günstige Reaktion im Vergleich
zu einem gemessenen Wert.
Es ist auch möglich, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des
Zwischenwinkels durch die erste Formel der Gleichung (21) zu
bestimmen. Das innere Produkt aus dem Stromvektor und dem
Einheitsvektor kann auch durch den d-Achse-Stromsollwert
oder dergleichen angenähert werden.
Fig. 9(b) zeigt eine beispielhafte Struktur für den Soll
wertwandler 9, wie er für das in Fig. 10 dargestellte Aus
führungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist.
Um dafür zu sorgen, dass der Cosinus/Sinus-Generator in Fig. 10
vernünftig reagiert, ist es erforderlich, zu vermeiden,
dass der d-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert, einschließ
lich Null, einnimmt. Dies kann dadurch einfach bewerkstel
ligt werden, dass der Sollwertwandler 9 wie in Fig. 9(b)
dargestellt konfiguriert wird. Anders gesagt, wird der Soll
wertwandler 9 so konfiguriert, dass der d-Achse-Strom auf
einem vorbestimmten konstanten Strom gehalten wird, während
der q-Achse-Strom abhängig von einem Drehmoment-Sollwert
variiert wird. So kann verhindert werden, dass der d-Achse-
Strom einen sehr kleinen Wert einschließlich Null einnimmt,
und es kann dafür gesorgt werden, dass vernünftig auf den
Cosinus/Sinus-Generator der Fig. 10 reagiert wird. Das durch
Fig. 9(b) veranschaulichte Ausführungsbeispiel erfüllt
grundsätzlich die Beziehung der Gleichung (6) betreffend die
Drehmomenterzeugung.
Fig. 11 veranschaulicht ein drittes Ausführungsbeispiel für
den Cosinus/Sinus-Generator 12b. In dieser Zeichnung kenn
zeichnet 12b-6 eine Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung.
Diese Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung multipliziert
den Schätzwert des phasengleichen Flussvektors und den
Schätzwert des phasengespiegelten Flussvektors mit dem Kehr
wert jeder zugehörigen Induktanz, um denselben zu normieren,
und sie führt eine Vektorsubtraktion zum Erzeugen eines Syn
thesevektors und zum Ausgeben desselben aus. In der Vektor
subtraktions-Syntheseeinrichtung ist K2 ein Designparameter,
dessen Design in den Händen des Designers liegt, und er wird
im Allgemeinen nach Wunsch ausgewählt, wobei 1, La, Lb be
vorzugte Kandidatenwerte sind. In Fig. 11 ist 12b-7 eine
Vektornormierungseinrichtung für den Subtraktionssynthese
vektor, und sie bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte
des Zwischenwinkels in verkippter Relation zum Synthesevek
tor. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Vektor mit den
Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des Zwischenwinkels als ers
te und zweite Komponente ein Einheitsvektor, und die Cosi
nus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels befinden sich
in verkippter Relation zum Synthesevektor. Dieses Ausfüh
rungsbeispiel nutzt im Prinzip die unter Bezugnahme auf die
ausgewählte Formel der Gleichung (23) beschriebene Funkti
onsweise, und die symmetrische Verkippungsmatrix J der Vek
tornormierungseinrichtung 12b-7, die ebenfalls in der Glei
chung (23) auftritt, ist durch die Gleichung (4) definiert.
Wie es durch die zweite Formel der Gleichung (23) gekenn
zeichnet ist, benötigt der Vorzeichenfaktor zum Festlegen
des positiven oder negativen Vorzeichens den Wert des ver
kippten inneren Produkts aus dem Stromvektor und dem Ein
heitsvektor. Dies wird bei diesem Ausführungsbeispiel durch
den q-Achse-Stromsollwert angenähert, und es wir die folgen
de Beziehung genutzt:
i1TJu(Θ) ≈ i*q (31)
Zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte werden nur das
positive oder negative Vorzeichen des Signals benötigt, wo
bei die tatsächliche Signalstärke nicht benötigt wird. Aus
dem zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte verwendeten
Signal wird nur das positive oder negative Vorzeichen be
stimmt, während die Stärke desselben nicht berücksichtigt
wird. Angesichts der obigen Eigenschaften liefert der q-Ach
se-Stromsollwert, der durch Störsignale kaum beeinflusst
wird, häufig ein günstiges Ansprechverhalten im Vergleich
zum gemessenen Wert.
Selbstverständlich ist es auch möglich, die Cosinus- und
Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels gemäß der ersten For
mel der Gleichung (23) zu bestimmen. Das verkippte innere
Produkt aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor kann
durch den q-Achse-Stromsollwert oder dergleichen angenähert
werden.
Fig. 9(c) zeigt eine beispielhafte Struktur des Sollwert
wandlers, wie er für das in Fig. 11 dargestellte Ausfüh
rungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Da
mit der Cosinus/Sinus-Generator der Fig. 11 vernünftig rea
giert, ist es erforderlich, zu verhindern, dass der q-Achse-
Strom einen sehr kleinen Wert, einschließlich Null, ein
nimmt. Ein einfaches Verfahren, um dies zu bewerkstelligen,
besteht darin, den Sollwertwandler 9 wie in Fig. 9(b) dar
gestellt zu konfigurieren. Der Sollwertwandler 9 der Fig. 9(b)
ist so konfiguriert, dass der q-Achse-Strom immer auf
einem vorbestimmten Wert gehalten wird, während der d-Achse-
Strom abhängig von einem Drehmoment-Sollwert variiert wird.
So kann verhindert werden, dass der q-Achse-Strom einen sehr
kleinen Wert, einschließlich Null, einnimmt, und es kann da
für gesorgt werden, dass vernünftig auf den Cosinus/Sinus-
Generator der Fig. 11 reagiert wird. Das in Fig. 9(c) dar
gestellte Ausführungsbeispiel erfüllt prinzipiell die Bezie
hung gemäß der Gleichung (6) betreffend die Drehmomenterzeu
gung.
Die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung gemäß der Er
findung wurde in den obigen Ausführungsbeispielen unter Be
zugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im Einzelnen be
schrieben. Wie es in mehreren Punkten in dieser Beschreibung
angegeben ist, wird die Positionswinkelvektor-Abschätzein
richtung bei der Erfindung angesichts des beachtlichen Fort
schritts der aktuellen Digitaltechnik vorzugsweise digital
konfiguriert. Zur digitalen Struktur gehören Hardware- und
Softwarestrukturen, und es ist dem Fachmann erkennbar, dass
als erfindungsgemäße Struktur jede derselben verwendet wer
den kann.
Wie es aus der obigen Beschreibung erkennbar ist, ist durch
die Erfindung für die folgenden Wirkungen gesorgt. Insbeson
dere wird bei der Erfindung gemäß dem Anspruch 1 der Stator
flussvektor in den phasengleichen Flussvektor mit derselben
Richtung wie der des Stromvektors und den phasengespiegelten
Flussvektor, der durch eine Differenz zwischen dem Stator
flussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist,
unterteilt, und es werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte
des Zwischenwinkels aus den durch den phasengleichen Fluss
vektor und den phasengespiegelten Flussvektor gebildeten
Winkels als Rotationssignal der Vektorrotatoren verwendet.
Gemäß der Erfindung wird die Funktionsweise erzielt, dass
die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels als
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Hauptpol-Positionswinkels
des Rotors gehandhabt werden können, so dass das Rotations
signal für die Vektorrotatoren erhalten werden kann, ohne
dass ein am Rotor angebrachter Polpositionswinkel-Detektor
verwendet wird. Im Ergebnis sind Wirkungen dahingehend er
zielt, dass die für die Vektorsteuerung des Reluktanz-Syn
chronmotors benötigten Vektorrotatoren normal betrieben wer
den können und dass die Vektorsteuerung des Reluktanz-Syn
chronmotors ohne Verwendung eines Polpositionswinkel-Detek
tors vorgenommen werden kann, wie er herkömmlicherweise am
Rotor angebracht wurde. Es sind auch Effekte erzielt, durch
die verschiedene Probleme beim Stand der Technik beseitigt
sind, wie eine Beeinträchtigung der Zuverlässigkeit des Mo
torsystems, eine Vergrößerung in axialer Richtung, Verdrah
tungsprobleme und eine Erhöhung verschiedener Kosten, her
vorgerufen durch das Anbringen des Polpositionswinkel-Detek
tors am Rotor, wenn der Vektorsteuerungsvorgang für den Re
luktanz-Synchronmotor ausgeführt wird.
Wie oben beschrieben, kann die Erfindung auch so konfigu
riert werden, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des
doppelten Winkels des Zwischenwinkels zunächst aus dem pha
sengleichen Flussvektor oder dem Schätzwert und dem phasen
gespiegelten Flussvektor oder dessen Schätzwert bestimmt
werden und dann die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwi
schenwinkels aus den bestimmten Cosinus- und Sinus-Schätz
werten des doppelten Winkels bestimmt werden. Daher können
die für die Vektorrotatoren benötigten Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte direkt aus dem phasengleichen Flussvektor und
dem phasengespiegelten Flussvektor berechnet werden, ohne
dass deren Positionswinkel berechnet werden. Da eine Umkehr
berechnung zum Berechnen des Positionswinkels überflüssig
ist, ist auch der Effekt erzielt, dass die Cosinus- und Si
nus-Schätzwerte des Positionswinkels mit relativ hoher Ge
nauigkeit und relativ kleinem Rechenaufwand bestimmt werden
können. So ist es möglich, die Erfindung so zu konfigurie
ren, dass die Funktionsweise vernünftig gewährleistet werden
kann. Im Ergebnis wird die Wirkung erzielt, dass die oben
beschriebenen Effekte mit relativ hoher Genauigkeit und re
lativ kleinem Rechenaufwand erzielt werden können.
Die Erfindung kann auch so konfiguriert sein, dass das Ver
fahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des
Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des
doppelten Winkels abhängig von der erwarteten Stärke der Co
sinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels festgelegt
wird. Auf diese Weise kann die Funktion erzielt werden, dass
die für die Vektorrotatoren erforderlichen Cosinus- und Si
nus-Schätzwerte so erhalten werden, dass die höchste Rechen
genauigkeit aufrechterhalten ist, während der Rechenaufwand
gesenkt ist. Im Ergebnis können die Wirkungen der Erfindung
in einem Zustand erzielt werden, in dem die höchste Rechen
genauigkeit aufrechterhalten ist, während der Rechenaufwand
gesenkt ist.
Die Erfindung kann ferner so konfiguriert sein, dass der
phasengleiche Flussvektor mit gleicher Norm oder ein Vektor
mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasen
gespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Rich
tung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und die jeweiligen
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels propor
tional zur ersten und zweiten Komponente des Synthesevektors
bestimmt werden, der durch Addition der zwei Vektoren mit
derselben Norm erhalten wird. So wird eine Funktionsweise
erzielt, die es ermöglicht, die Cosinus- und Sinus-Schätz
werte des Zwischenwinkels durch eine einfache Berechnung zu
bestimmen, was jedoch nicht in einem Gebiet möglich ist, in
dem der Absolutwert mit derselben Komponente wie der Rotor-
Hauptpolrichtung des Statorstroms klein wird. So können die
Wirkungen der Erfindung durch sehr einfache Berechnung er
zielt werden.
Die Erfindung kann auch so konfiguriert sein, dass der pha
sengleiche Flussvektor mit gleicher Norm oder ein Vektor mit
derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasenge
spiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung
wie dessen Schätzwert erzeugt werden, und die jeweiligen Co
sinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkipp
ter Beziehung betreffend eine Form mit Codes, die wechsel
seitig in Bezug auf die zweite und erste Komponente eines
Synthesevektors invertiert sind, der durch Subtrahieren der
zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird, bestimmt
werden. Auf diese Weise können die Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte des Zwischenwinkels durch eine sehr einfache Be
rechnung bestimmt werden, außer in einem Gebiet, in dem der
Absolutwert der Statorstromkomponente rechtwinklig zur Ro
tor-Hauptpolrichtung sehr klein wird. Demgemäß können die
Wirkungen der Erfindung durch eine sehr einfache Berechnung
erzielt werden.
Gemäß bestimmten Gesichtspunkten der Erfindung, wie oben be
schrieben, wird die Verwendung im Gebiet, in dem dieselbe
Komponente wie der Rotorhauptpol des Statorstroms oder die
vertikale Komponente klein wird, auf Kosten der Verringerung
des Rechenaufwands eingeschränkt. Vorstehend wurde speziell
ein praxisgerechtes Verfahren beschrieben, gemäß dem ein
solches Gebiet auf solche Weise vermieden wird, dass die
Wirkungen der Erfindung nicht verlorengehen.
Claims (5)
1. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron
motor mit einem Stromsteuerungsprozess zum Steuern der Un
terteilung eines zur Erzeugung eines Drehmoments beitragen
den Statorstroms in eine d-Achse-Komponente und eine q-Ach
se-Komponente eines Stromvektors in dq-Rotationskoordinaten,
die aus zueinander rechtwinkligen Achsen d und q bestehen,
die Vektorrotatoren zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet,
dass ein Statorkopplungsfluss als Statorflussvektor bestimmt
wird, der in einen phasengleichen Flussvektor mit derselben
Richtung wie der des Stromvektors und einen phasengespiegel
ten Flussvektor unterteilt ist, der als Differenz zwischen
dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor be
stimmt ist, und Cosinus- und Sinus-Schätzwerte eines Zwi
schenwinkels von durch den phasengleichen Flussvektor und
den phasengespiegelten Flussvektor gebildeten Winkeln als
Rotationssignal für Vektorrotatoren verwendet werden.
2. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron
motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Co
sinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwi
schenwinkels aus dem phasengleichen Flussvektor oder dessen
Schätzwert und dem phasengespiegelten Flussvektor oder des
sen Schätzwert bestimmt werden und die Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den bestimmten Cosinus-
und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels bestimmt wer
den.
3. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron
motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Ver
fahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des
Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des
doppelten Winkels abhängig von der abgeschätzten Größe der
Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels einge
stellt wird.
4. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron
motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der pha
sengleiche Flussvektor mit einer Norm für denselben oder ein
Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert sowie
der phasengespiegelte Flussvektor mit einer Norm für densel
ben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen
Schätzwert erzeugt werden und jeweilige Cosinus- und Sinus-
Schätzwerte des Zwischenwinkels proportional zu einer ersten
Komponente und einer zweiten Komponente eines Synthesevek
tors bestimmt werden, der durch Addition der zwei Vektoren
mit derselben Norm erhalten wird.
5. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron
motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der pha
sengleiche Flussvektor mit einer Norm für denselben oder ein
Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der
phasengespiegelte Flussvektor mit einer Norm für denselben
oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert
erzeugt werden und die jeweiligen Cosinus- und Sinus-Schätz
werte des Zwischenwinkels in verkippter Relation zu einer
Form betreffend Codes bestimmt werden, die wechselseitig in
Bezug auf eine zweite Komponente und eine erste Komponente
eines Synthesevektors invertiert sind, der durch Subtrahie
ren der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.
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