DE10111795A1

DE10111795A1 - Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor

Info

Publication number: DE10111795A1
Application number: DE10111795A
Authority: DE
Inventors: Shinji Shinnaka
Original assignee: Okuma Corp; Okuma Machinery Works Ltd
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 2000-03-17
Filing date: 2001-03-12
Publication date: 2001-09-20
Anticipated expiration: 2021-03-13
Also published as: JP3328636B2; DE10111795B4; CN1314745A; US20010024100A1; JP2001268998A; US6339308B2

Abstract

Bei einem Ansteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor wird ein neuartiges Vektorsteuerungsverfahren verwendet, das keinen Polpositionswinkel-Detektor benötigt. Genauer gesagt, ist durch die Erfindung ein Vektorsteuerungsverfahren geschaffen, das auf genaue und wirkungsvolle Weise Cosinus- und Sinussignale abschätzen kann, die Rotationssignale für Vektorrotatoren sind. DOLLAR A Eine Flussvektor-Abschätzeinrichtung nutzt Spannungs- und Strominformation vom Stator zum Abschätzen eines Statorflussvektors durch Unterteilen desselben in einen phasengleichen Flussvektor mit derselben Richtung wie der des Stromvektors sowie einen phasengespiegelten Flussvektor, der als Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist. Ein Cosinus/Sinus-Generator nutzt die abgeschätzten phasengleichen und phasengespiegelten Flussvektoren zum Erzeugen der Cosinus- und Sinuswerte eines Zwischenwinkels aus den Winkeln derartiger Flussvektoren, und er gibt ein Rotationssignal für die Vektorrotatoren aus. So wird eine Vektorsteuerung erzielt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Vektorsteuerungsverfahren für ei nen Reluktanz-Synchronmotor. Genauer gesagt, betrifft die Erfindung ein Vektorsteuerungsverfahren unter Verwendung ei ner Schätzeinrichtung unter Verwendung eines am Rotor ange brachten Polpositionswinkel-Detektors, um Cosinus- und Si nusinformation zum Polpositionswinkel des Rotors zu erhal ten, wie sie für Vektorrotatoren bei der Vektorsteuerung erforderlich ist.

Um für einen Reluktanz-Synchronmotor hervorragende Steue rungsfunktionen zu erzielen, wird herkömmlicherweise das Vektorsteuerungsverfahren als gut bekanntes Steuerungsver fahren zum Steuern des Statorstroms verwendet, was für her vorragende Funktion wesentlich ist. Das Vektorsteuerungsver fahren verfügt über einen Stromsteuerungsprozess, der den zur Erzeugung eines Drehmoments beitragenden Statorstrom steuert und in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Kom ponente von dq-Rotationskoordinaten unterteilt, die sich aufeinander rechtwinklig schneidende Achsen d und q bezie hen.

Im Allgemeinen werden als dq-Koordinaten bei einem Vektor steuerungssystem solche dq-Koordinaten verwendet, die mit der Position des Hauptpols des Rotors, mit der räumlichen Phasendifferenz Null, synchronisiert sind. Anders gesagt, ist die Verwendung synchroner dq-Koordinaten, deren d-Achse in der Richtung des Rotorhauptpols ausgerichtet ist, und de ren q-Achse rechtwinklig zur d-Achse verläuft, sehr verbrei tet. Im Allgemeinen muss der Positionswinkel der Hauptpol richtung bekannt sein, um die dq-Rotationskoordinaten auf synchronisierte Weise frei von einer räumlichen Phasendiffe renz hinsichtlich der Hauptpolrichtung aufrechtzuerhalten. Herkömmlicherweise wird zum genauen Erhalten des Positions winkels ein durch einen Codierer repräsentierter Polposi tionswinkel-Detektor am Rotor angebracht.

Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein typisches Beispiel für das Vektorsteuerungsverfahren unter Verwendung eines Polpositionswinkel-Detektors veranschaulicht, wie es bei einer Vorrichtung verwendet wird, die ihrerseits an ei nem standardmäßigen Reluktanz-Synchronmotor angebracht ist, wobei Eisenverluste vernachlässigt werden können. In Fig. 1 ist 1 ein Reluktanz-Synchronmotor, 2 ist ein Polpositions winkel-Detektor, 3 ist ein Spannungsumrichter, 4 ist ein Stromdetektor, 5a und 5b sind ein 3-2- bzw. ein 2-3-Phasen wandler, 6a und 6b sind Vektorrotatoren, 7 ist ein Cosinus/ Sinus-Signalgenerator, 8 ist eine Stromsteuerungseinrich tung, 9 ist ein Sollwertwandler, 10 ist ein Drehzahlregler und 11 ist ein Drehzahldetektor. Die Komponenten 4 bis 9 in Fig. 13 bilden eine Vektorsteuerung. Der Deutlichkeit und Einfachheit halber kennzeichnet eine einzelne dicke durchge zogene Linie in Fig. 13 ein 2 × 1-Vektorsignal, das in engem Zusammenhang mit der Erfindung steht. Nachfolgende Blockdia gramme zeigen eine ähnliche Veranschaulichung.

Bei einem herkömmlichen Bauteil, wie dem der Fig. 13, er fasst der Polpositionswinkel-Detektor 2 die Hauptpolrichtung als Winkel in Bezug auf das Zentrum einer U-Phase-Wicklung, und der Cosinus/Sinus-Signalgenerator 7 gibt seine Cosinus- und Sinussignale an den Vektorrotatoren 6a, 6b aus. Gemein sam bilden diese eine Einrichtung zum Bestimmen der räumli chen Phase der dq-Rotationskoordinaten. Bei diesem Reluk tanz-Synchronmotor ist die Rotordrehzahl die Drehzahl des Rotorpols. Anders gesagt, stehen der Rotor-Polpositionswin kel und die Rotordrehzahl in integralem und differenziellem Zusammenhang, und es ist dem Fachmann bekannt, dass Dreh zahlinformation vom Polpositionswinkel-Detektor, wie einem Codierer, erhalten werden kann und dass auch Positionswin kelinformation erhalten werden kann. Der Drehzahldetektor 11 ist ein solcher, der eine Drehzahl-Erfassungseinrichtung bildet. Die oben genannten fünf Komponenten 4, 5a, 5b, 6a, 6b, 7, 8 bilden eine Einrichtung zum Ausführen eines Strom steuerungsprozesses zum Unterteilen des Statorstroms in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente betreffend die dq-Rotationskoordinaten, und um die jeweiligen Komponen ten so einzustellen, dass sie den Stromsollwerten für die d- und die q-Achse folgen.

Der vom Stromdetektor 4 erfasste 3-Phasen-Strom wird vom 3-2-Phasendetektor 5a in einen 2-Phasen-Strom in den statio nären Koordinaten umgesetzt, der wiederum durch den Vektor rotator 6a in 2-Phasen-Ströme i_d, i_q für die dq-Rotationsko ordinaten umgesetzt wird und an den Stromregler 8 geliefert wird. Der Stromregler 8 erzeugt Spannungssollwerte v*_d, v*_q für die dq-Rotationskoordinaten, und er liefert diese an den Vektorrotator 6b, so dass die umgesetzten Ströme i_d, i_q den jeweiligen Stromsollwerten i*_d, i*_q folgen. Der Vektorrota tor 6b setzt die 2-Phase-Signale v*_d, v*_q in einen 2-Phasen- Spannungssollwert für die stationären Koordinaten um, und er liefert diese an den 2-3-Phasenwandler 5b. Dieser 2-3-Pha senwandler 5b setzt das 2-Phasen-Signal in einen 3-Phasen- Spannungssollwert um und gibt diesen als Sollwert an den Spannungsumrichter 3. Dieser Spannungsumrichter 3 erzeugt eine dem Sollwert entsprechende Spannung und gibt diese an den Reluktanz-Synchronmotor 1, um ihn anzusteuern. Dabei wird der Stromsollwert dadurch erhalten, dass der Drehmo ment-Sollwert vom Sollwertwandler 9 umgesetzt wird. Bei die sem Beispiel eines Drehzahlsteuerungssystems wird ein Dreh moment-Sollwert als Ausgangssignal des Drehzahlreglers 10 erhalten, in den der Drehzahl-Sollwert und die Istdrehzahl eingegeben werden. Dem Fachmann ist es gut bekannt, dass dann, wenn es erwünscht ist, die Erzeugung des Drehmoments zu kontrollieren und das Drehzahl-Steuerungssystem nicht zu konfigurieren, der Drehzahlregler 10 und der Drehzahldetek tor 11 nicht erforderlich sind. In diesem Fall kann ein Drehmoment-Sollwert direkt von außen zugeführt werden.

Um das herkömmliche Vektorsteuerungsverfahren für einen Re luktanz-Synchronmotor zu realisieren, ist der Polpositions winkel-Detektor zum Erfassen des Polpositionswinkels des Ro tors erforderlich, wie es beim obigen typischen Beispiel be schrieben ist. Wenn jedoch ein Polpositionswinkel-Detektor 4, wie ein Codierer, am Rotor angebracht wird, kommt es zu bestimmten unvermeidlichen Problemen, wie sie nachfolgend beschrieben werden.

Ein erstes Problem besteht in der Beeinträchtigung der Zu verlässigkeit des Motorsystems. Obwohl ein Reluktanz-Syn chronmotor mechanisch einer der stärksten Wechselspannungs motoren ist, ist es aus der Struktur des Rotors erkennbar, dass der Reluktanz-Synchronmotor, wie ein Codierer, mecha nisch viel schwächer als der Motorkörper ist. Demgemäß ver ringert die Anbringung eines Polpositionswinkel-Detektors die mechanische Gesamtzuverlässigkeit des Motorsystems be trächtlich. Zusätzlich zur Beeinträchtigung der mechanischen Zuverlässigkeit tritt eine Zuverlässigkeitsabnahme des Mo torsystems durch das Anbringen des Polpositionswinkel-Detek tors auch in elektrischer Hinsicht auf, was sich in einer Belastung des Signals des Polpositionswinkel-Detektors durch Störsignale aus der Spannungsversorgung zeigt, und es tritt auch eine thermische Beeinträchtigung wegen einer Tempera turerhöhung im Polpositionswinkel-Detektor wegen Wärme vom Rotor auf. So verringert das Anbringen eines Polpositions winkel-Detektors, wie eines Codierers, am Motorrotor die Zuverlässigkeit des Systems in extremer Weise.

Ein zweites Problem besteht in der Vergrößerung der Motorab messungen. Das Anbringen eines Polpositionswinkel-Detektors am Rotor erhöht das Volumen des Motors in dessen axialer Richtung um mindestens einige Prozent, bis zu 50% oder mehr, was vom Volumen des Motors selbst abhängt.

Ein drittes Problem besteht in der Notwendigkeit, eine Span nungsquelle zum Betreiben des Polpositionswinkel-Detektors, eine Signalleitung für den Empfang eines Erfassungssignals und Raum für eine Leiterbahn anzubringen. Im Allgemeinen ist zum Betreiben eines Polpositionswinkel-Detektors und zum Er halten von Information zum Hauptpol-Positionswinkel des Ro tors vom Detektor eine Leiterbahn erforderlich. Die Signal leitung muss im Allgemeinen auch eine bestimmte Stabilität als Spannungsversorgungsleitung zum Betreiben des Motor hauptkörpers aufweisen, um eine Beeinträchtigung der mecha nischen, elektrischen und thermischen Zuverlässigkeit zu verhindern. Im Ergebnis ist für eine Signalleitung im We sentlichen dieselbe Größe und derselbe Raum für einen ein zelnen Motor erforderlich wie für die Spannungsversorgungs leitung.

Ein viertes Problem besteht in einer Kostenerhöhung. Bei der Herstellung eines kompakten Motors können die Kosten eines Polpositionswinkel-Detektors höher als die des Motorhaupt körpers sein. Auch können die Kosten zum Anschließen des Polpositionswinkel-Detektors nicht vernachlässigt werden, insbesondere bei einem kompakten Motor. Auch nehmen War tungskosten in unvermeidlicher Weise zu, wenn die Zuverläs sigkeit abnimmt. Diese verschiedenen Kosten erhöhen demgemäß die Anzahl verwendeter Motoren. Insbesondere zeigen War tungskosten die Eigenschaften einer exponentiellen Zunahme in Bezug auf die Anzahl von Motoren.

Die obigen Probleme rühren direkt oder indirekt vom Polposi tionswinkel-Detektor her, und sie können selbstverständlich dann umgangen werden, wenn ein sogenanntes sensorfreies Vek torsteuerungsverfahren verwendet wird, das keinen Polpositi onswinkel-Detektor benötigt. Für Induktionsmotoren und Per manentmagnet-Synchronmotoren unter anderen Wechselspannungs motoren wurden sensorfreie Vektorsteuerungsverfahren entwi ckelt, die verschiedene Perfektionsgrade aufweisen, und sie werden abhängig von der Vollkommenheit für verschiedene An wendungen verwendet. Es ist die Entwicklung eines sensor freien Vektorsteuerungsverfahrens für Reluktanz-Synchronmo toren zu erwarten, jedoch wurde bisher kein Verfahren in die Praxis überführt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein neuartiges Vektorsteuerungsverfahren zu schaffen, das keinen Polpositi onswinkel-Detektor, wie einen Codierer, für einen Reluktanz- Synchronmotor benötigt, um dadurch die oben genannten Pro bleme in Zusammenhang mit der Ansteuerung eines Reluktanz- Synchronmotors zu überwinden. Dabei soll dieses Vektorsteue rungsverfahren auf genaue und effiziente Weise Cosinus- und Sinuswinkel als Rotationssignale für die Vektorrotatoren ab schätzen können.

Diese Aufgabe ist durch das Verfahren gemäß dem beigefügten Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiter bildungen sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.

Als Nächstes wird die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens beschrieben. Für ein deutliches Verständnis der Erfindung wird die Funktionsweise unter Bezugnahme auf ma thematische Modelle beschrieben, bei denen Eisenverluste vernachlässigt sind. Wenn der Rotor des Reluktanz-Synchron motors mit üblichen dq-Rotationskoordinaten beschrieben wird, die sich mit der momentanen Winkelgeschwindigkeit ω drehen, kann eine Veranschaulichung gemäß Fig. 1 vorgenommen werden. In Fig. 1 bewegen sich die dq-Rotationskoordinaten nicht notwendigerweise synchron mit der Richtung eines Ro tor-Hauptpols. Daher werden die dq-Rotationskoordinaten als allgemein angenommen. Eine Schaltungseigenschaft des Reluk tanz-Synchronmotors im obigen Zustand kann durch die folgen den Schaltkreisgleichungen (1) und (2) ausgedrückt werden:

ν₁ = R₁i₁ + [sI + ωJ]ϕ₁ (1)

ϕ₁ = [L_aI + L_bQ(θ)]i₁ (2)

Eine Eigenschaft der Drehmomenterzeugung kann durch die fol gende Gleichung (3) wiedergegeben werden:

τ = N_pL_bi₁ ^TJQ(θ)i₁ (3)

In den Gleichungen (1) bis (3) sind ν₁, i₁ und ϕ₁ 2 × 1-Vekto ren, die die Statorspannung, den Statorstrom bzw. den Sta tor-Kopplungsmagnetfluss (Stator-Magnetfluss) kennzeichnen, und R₁ kennzeichnet den Kupferverlustwiderstand des Stators, N_p kennzeichnet die Anzahl der Polpaare, s kennzeichnet den Differenzieroperator d/dt. Und J kennzeichnet die durch die folgende Gleichung (4) definierte symmetrische verkippte Ma trix.

In den Gleichungen (2) und (3) kennzeichnet Q(Θ) eine durch die folgende Gleichung (5) definierte Spiegelmatrix.

Wie es in Fig. 1 dargestellt ist, bezeichnet der Wert Θ in der Spiegelmatrix den momentanen Positionswinkel des Haupt pols des Rotors, der sich mit der elektrischen Winkelge schwindigkeit ω_2n in Bezug auf die d-Achse der üblichen dq- Rotationskoordinaten dreht.

Um eine Vektorsteuerung auszuführen, werden die dq-Rotati onskoordinaten so ausgewählt, dass Θ Null wird, oder anders gesagt, so, dass die dq-Rotationskoordinaten mit der Haupt polposition unter Einhaltung der Phasendifferenz Null syn chronisiert sind. Mittels der synchronisierten dq-Rotations koordinaten kann die Drehmomenterzeugungs-Formel gemäß der Gleichung (3) in eine einfachere Form umgeschrieben werden, wie sie durch die Gleichung (6) angegeben ist:

τ = 2N _pL_bi_di_q (6)

Genauer gesagt, ist das erzeugte Drehmoment proportional zu den jeweiligen dq-Komponenten i_d, i_q des Statorstromvektors. Auf Grundlage der obigen Beziehung kann die Drehmomenterzeu gung durch Steuerung der dq-Komponenten des Statorstroms mittels eines geeigneten Stromsteuerungsverfahrens einge stellt werden.

Jedoch ist es, damit die Gleichung (6) für die Synchronre luktanz gilt, erforderlich, die synchronisierten dq-Rotati onskoordinaten synchron mit dem Hauptpol-Positionswinkel des Rotors ohne Phasendifferenz aufzubauen. Daher wird herkömm licherweise ein Polpositionswinkel-Detektor, wie ein Codie rer, am Rotor angebracht, um den Positionswinkel in den sta tionären Koordinaten zu erfassen, und die sich ergebenden Cosinus- und Sinuswerte werden für die Vektorrotatoren, wie durch die 2 × 2-Matrix der folgenden Gleichung (7) beschrie ben, verwendet, wobei diese eine Koordinatentransformation zwischen den stationären Koordinaten und den synchronisier ten Koordinaten vornimmt.

Gemäß der Erfindung wird der durch die Gleichung (2) angege bene Stator-Magnetflussvektor in einen phasengleichen Mag netflussvektor Φ_a mit derselben Richtung wie der des Strom vektors und einen phasengespiegelten Magnetflussvektor Φ_b unterteilt, der durch die Differenz zwischen dem Stator flussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist. Als Schätzwert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors wird ein Zwischenwinkel unter den Winkeln bestimmt, die durch die beiden Flussvektoren erzeugt werden. Bei der Er findung werden der phasengleiche Flussvektor Φ_a und der pha sengespiegelte Flussvektor Φ_b so bestimmt, wie es durch die folgenden Gleichungen (8) und (9) angegeben ist.

Φ_a = L_a i₁ (8)

Φ_b = Φ₁ - Φ_a = L_bQ(Θ)i₁ (9)

Nun wird beschrieben, dass der Zwischenwinkel unter den durch die beiden Flussvektoren erzeugten Winkeln als Schätz wert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors verwendet werden kann. Um die nachfolgende Beschreibung zu vereinfa chen, ist ein Einheitsvektor, der über dieselben Winkel wie der Hauptpol-Positionswinkel verfügt, wie folgt definiert:

Der Statorstrom i₁ kann wie folgt durch die üblichen dq-Ro tationskoordinaten ausgedrückt werden:

wobei Θ_a der Strom-Positionswinkel ist. Der phasengleiche Fluss ist mit dem Statorstrom mit der Phasendifferenz Null synchronisiert, wie es in der Gleichung (8) angegeben ist, und er kann durch die folgende Gleichung (12) ausgewertet werden:

Indessen kann der phasengespiegelte Fluss angesichts der Gleichungen (9) und (11) durch die Gleichung (13) neu ausge wertet werden:

Die Gleichungen (12) und (13) beschreiben, dass sich der phasengleiche Vektor und der phasengespiegelte Vektor in ei nem wechselseitigen Zustand entgegengesetzter Phasen in Be zug auf den Hauptpol-Positionswinkel des Rotors befinden. Anders gesagt, zeigen sie an, dass der Zwischenwinkel unter den durch die beiden Flussvektoren gebildeten Winkeln als Schätzwert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors verwendet werden kann. Cosinus- und Sinuswerte des Schätz werts des Hauptpol-Positionswinkels Θ werden in natürlicher Weise Schätzwerte für den Cosinus und den Sinus des Haupt pol-Positionswinkels Θ. Die auf die oben beschriebene Weise erhaltenen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte werden für die Vektorrotatoren verwendet, wie für die synchronisierten dq- Koordinaten bei der Erfindung erforderlich. Um das Verständ nis der Erfindung zu unterstützen, sind die Beziehungen zwi schen den Vektoren des Statorstroms, des Statorflusses, des phasengleichen Flusses und des phasengespiegelten Flusses in den üblichen dq-Koordinaten, wie durch die Gleichungen (8) bis (13) beschrieben, in Fig. 2 als Vektordiagramm veran schaulicht.

Aus der vorstehenden Beschreibung ist es ersichtlich, dass gemäß der Erfindung ein Verfahren erzielt ist, bei dem die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Hauptpol-Positions winkel des Rotors für die Vektorrotatoren verwendet werden, um eine Vektorsteuerung zu erzielen, ohne einen am Rotor an gebrachten Polpositionswinkel-Detektor zu verwenden.

Nun wird die Betriebsweise gemäß einem weiteren Gesichts punkt der Erfindung beschrieben. Unter Bezugnahme auf die Gleichungen (8) bis (13) wurde beschrieben, dass der phasen gleiche Flussvektor und der phasengespiegelte Flussvektor im Zustand entgegengesetzter Phasen in Bezug auf den Hauptpol- Positionswinkel des Rotors vorliegen. Eine derartige Bezie hung kann unter Verwendung des Hauptpol-Positionswinkels Θ und der jeweiligen Positionswinkel Θ_a, Θ_b des phasengleichen und des phasengespiegelten Flussvektors durch die folgende Gleichung (14) wiedergegeben werden:

2Θ = Θ_a + Θ_b (14)

Das für die Vektorrotatoren zur Vektorsteuerung erforderli che Signal ist nicht der Positionswinkel des Rotor-Hauptpols selbst, sondern es sind die zugehörigen Cosinus- und Sinus werte. Anders gesagt, ist für die Anwendung auch die folgen de Beziehung von Bedeutung:

Die rechte Seite der Gleichung (15) kann unmittelbar aus dem phasengleichen und dem phasengespiegelten Flussvektor be rechnet werden. Z. B. kann sie einfach durch die folgende Gleichung (16) berechnet werden:

Es ist die folgende allgemeine trigonometrische Funktion für den doppelten Winkel gut bekannt:

Aus dem Vorstehenden ist es erkennbar, dass dann, wenn die Cosinus- und Sinuswerte des doppelten Winkels der Hauptpol position bekannt sind, die Cosinus- und Sinuswerte derselben aus der Beziehung der Gleichung (17) bestimmt werden können.

Gemäß einem anderen Gesichtspunkt ist die Erfindung ein Vek torsteuerungsverfahren, wie oben angegeben, wobei die Cosi nus- und Sinus-Schätzwerte für den doppelten Winkel des Zwi schenwinkels aus dem phasengleichen Flussvektor oder dessen Schätzwert und dem phasengespiegelten Flussvektor oder des sen Schätzwert bestimmt werden und die Cosinus- und Sinus- Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den bestimmten Cosinus- und Sinus-Schätzwerten für den doppelten Winkel bestimmt werden. Aus der obigen Beschreibung ist es unter Bezugnahme auf die Gleichungen (16) und (17) erkennbar, dass durch die Erfindung für eine direkte Berechnung der Cosinus- und Si nus-Schätzwerte gesorgt werden kann, wie sie für die Vektor rotatoren erforderlich sind, was aus dem phasengleichen und dem phasengespiegelten Flussvektor selbst erfolgt, ohne dass die Positionswinkel dieser Vektoren berechnet werden. Die Berechnung des Positionswinkels aus den Vektoren erfordert eine inverse Operation betreffend eine trigonometrische Funktion, wobei es sich um eine Art nichtlinearer Funktionen handelt. Es ist bekannt, dass die inverse Operation zu einem größeren Fehlersuchen führen kann oder einen größeren Re chenaufwand erforderlich machen kann, was vom Positionswin kel abhängt. Gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung ist jedoch keine derartige inverse Operation erforderlich, und Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Positionswinkel kön nen mit relativ hoher Genauigkeit durch eine relativ einfa che Berechnung bestimmt werden. Anders gesagt, kann gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung die früher beschriebene Betriebsweise mit relativ hoher Genauigkeit durch eine rela tiv einfache Berechnung realisiert werden.

Nun wird die Funktionsweise gemäß noch einem anderen Ge sichtspunkt der Erfindung beschrieben. Wenn die Beziehung in der ersten Zeile der Gleichung (17) dazu verwendet wird, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Hauptpol-Positionswinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Win kels der Hauptpolposition des Rotors zu berechnen, ist eine Quadratwurzeloperation erforderlich. Wenn die Beziehung in der zweiten Zeile der Gleichung (17) verwendet wird, ist ei ne Divisionsoperation erforderlich, aber keine Quadratwur zeloperation. Im Allgemeinen ist der zum Ausführen einer Di vision erforderliche Rechenaufwand klein im Vergleich zu dem zum Lösen einer Quadratwurzel, so dass es wünschenswert ist, die zweite Zeile so weit wie möglich zu verwenden. Da jedoch beim Teilungsvorgang die Tendenz besteht, dass der Fehler groß wird, wenn der Absolutwert des Nenners extrem klein ist, ist es aus einem praktischen Gesichtspunkt heraus wün schenswert, derartige Fälle zu vermeiden. Aus der obigen Be schreibung ist es ersichtlich, dass es dann, wenn z. B. der Cosinuswert den größeren Absolutwert aufweist, bevorzugt ist, über ein Bestimmungsverfahren zu verfügen, das durch die folgende Gleichung (18) gekennzeichnet ist:

Wenn dagegen der Sinuswert einen großen Absolutwert auf weist, ist das durch die folgende Gleichung (19) gekenn zeichnete Bestimmungsverfahren bevorzugt:

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt des oben beschriebenen Vektorsteuerungsverfahrens wird das Verfahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels gemäß der vorhergesagten Größe der Cosinus- und Sinus- Schätzwerte des Zwischenwinkels variiert. Im Ergebnis ist es aus der obigen Beschreibung, unter Bezugnahme auf die Glei chungen (18) und (19), erkennbar, dass eine Operation er zielt wird, gemäß der die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte als Rotationswinkel für die Vektorrotatoren im Zustand, in dem für die höchste Rechengenauigkeit gesorgt ist, bestimmt wer den können, wobei in diesem Zustand auch der Rechenaufwand vernünftig gesenkt ist. Außerdem kann gemäß diesem Gesichts punkt der Erfindung die oben beschriebene Operation mit ho her Genauigkeit und vernünftigem Rechenaufwand erzielt wer den.

Als Nächstes wird die Funktionsweise gemäß noch einem ande ren Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben. Bei diesem Ge sichtspunkt der Erfindung werden beim oben beschriebenen Vektorsteuerungsverfahren der phasengleiche Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert so wie der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert, die beide über dieselbe Norm verfügen, erzeugt, und jeweilige Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels werden proportional zu einer ersten Komponente und einer zweiten Komponente ei nes Synthesevektors bestimmt, der durch Vektoraddition der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.

Fig. 3 veranschaulicht die obige Vektorsynthese in üblichen dq-Koordinaten. In der Zeichnung ist die Richtung des Rotor hauptpols durch den Einheitsvektor u(Θ) gekennzeichnet, und zwei Vektoren, deren Norm gleich ist, sind mit K₂i₁ und K₂Q(Θ)i₁ gekennzeichnet. Der durch Addition derartiger Vek toren erhaltene Synthesevektor ist mit ζ gekennzeichnet. Aus Fig. 3 ist es leicht erkennbar, dass der Synthesevektor die selbe Richtung wie der Rotorhauptpol hat. Es ist auch mög lich, unter Verwendung der unten angegebenen Gleichungen ge nau zu beschreiben, dass der durch Addition erzielte Synthe sevektor dieselbe Richtung wie der die Hauptpolposition an zeigende Einheitsvektor aufweist:

Die Gleichung (20) zeigt, dass der additive Synthesevektor das skalare Vielfache des die Hauptpolposition anzeigenden Einheitsvektors ist und dass die Beschreibung unter Bezug nahme auf Fig. 3 gültig ist.

Aus der Gleichung (20) ist es erkennbar, dass die Cosinus- und Sinuswerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors durch die folgende Beziehung abgeschätzt werden können:

Genauer gesagt, können die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels proportional zur ersten und zweiten Kom ponente des Synthesevektors durch Addition bestimmt werden, wie es für diesen Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben wurde.

Gemäß dem vorliegenden Gesichtspunkt ist es aus der obigen Beschreibung unter Bezugnahme auf die Gleichung (21) erkenn bar, dass eine Wirkungsweise dahingehend erzielt wird, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel und ferner das für die Vektorrotatoren erforderliche Rota tionssignal durch eine sehr einfache Berechnung erzielt wer den kann, außer für ein Gebiet, in dem der Absolutwert des inneren Produkts (i₁T_u(Θ)) des Statorstroms und des Ein heitsvektors klein wird. Im Ergebnis kann, gemäß dem vorlie genden Gesichtspunkt, die beschriebene Funktionsweise durch eine sehr einfache Berechnung erzielt werden. Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf ein Ausführungsbeispiel in Zusam menhang mit dem vorliegenden Gesichtspunkt ein Verfahren im Detail beschrieben, das dazu dient, zu vermeiden, dass der Absolutwert des inneren Produkts aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor zu klein wird.

Nun wird die Funktionsweise gemäß einem weiteren Gesichts punkt der Erfindung beschrieben. Die Erfindung gemäß diesem Gesichtspunkt ist ein Vektorsteuerungsverfahren, wie es oben beschrieben ist, wobei der phasengleiche Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert so wie der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung mit dessen Schätzwert, die beide über dieselbe Norm verfügen, erzeugt werden und jeweilige Cosi nus-und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkippter Relation zu einem Synthesevektor bestimmt werden, der durch Vektorsubtraktion der obigen erzeugten zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.

Fig. 4 zeigt das Aussehen der obigen Vektorsynthese in übli chen dq-Koordinaten. In der Zeichnung ist die Richtung des Rotorhauptpols durch den Einheitsvektor u(Θ) gekennzeichnet, und zwei Vektoren mit derselben Form sind mit K₂i₁ und K₂Q(Θ)i₁ gekennzeichnet. Der durch Subtraktion derartiger Vektoren erhaltene Synthesevektor ist mit ζ gekennzeichnet. Aus dieser Zeichnung ist es leicht erkennbar, dass die Rich tung des Synthesevektors rechtwinklig zu der des Rotorhaupt pols verläuft. Es ist auch möglich, dies gemäß einer mathe matischen Gleichung auf die folgende Weise genau zu be schreiben:

Die Gleichung (22) wird dazu verwendet, sicherzustellen, dass die Richtung des Subtraktions-Synthesevektors recht winklig zum die Hauptpolposition anzeigenden Einheitsvektor verläuft und seine Größe ein skalares Vielfaches wird, wobei auch die Gültigkeit der Beschreibung unter Bezugnahme auf Fig. 4 bewiesen ist.

Aus der Gleichung (22) ist es erkennbar, dass die Cosinus- und Sinuswerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors aus der folgenden Beziehung abgeschätzt werden können:

Genauer gesagt, können, wie es für die Erfindung speziell angegeben wird, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwi schenwinkel in verkippter Relation zum Subtraktions-Synthe sevektor ζ bestimmt werden. Es sei darauf hingewiesen, dass die verkippte Relation hinsichtlich der symmetrischen Ver kippungsmatrix J ausgedrückt wird, die in (23) auf den Sub traktions-Synthesevektor ζ einwirkt, und dass die verkippte Relation, statt einer einfachen Proportionalität, für die Schätzwerte erforderlich ist, da der Synthesevektor ζ recht winklig in Bezug auf die Hauptpolrichtung verläuft.

Gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung ist es aus der obi gen Beschreibung unter Bezugnahme auf die Gleichung (23) leicht erkennbar, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel und ferner das für die Vektorrotato ren erforderliche Rotationssignal durch eine sehr einfache Berechnung bestimmt werden können, mit Ausnahme eines Ge biets, in dem der Absolutwert des verkippten inneren Pro dukts (i₁T_Ju(Θ)) aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor klein wird. Im Ergebnis kann, gemäß der Erfindung, die beim ersten Gesichtspunkt beschriebene Funktionsweise mittels ei ner relativ sehr einfachen Berechnung erzielt werden. Nach folgend wird ein Verfahren zum Vermeiden, dass der Absolut wert des verkippten inneren Produkts aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor klein wird, im Einzelnen beschrieben.

Nun wird die Erfindung anhand von durch Figuren veranschau lichten Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel für Bezie hungen zwischen der Richtung des Rotorhauptpols und Achsen d und q in üblichen dq-Koordinaten zeigt;

Fig. 2 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel für Bezie hungen zwischen dem Statorstrom, dem Statorfluss, einem pha sengleichen Fluss und einem phasengespiegelten Fluss in den üblichen dq-Koordinaten zeigt;

Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel der Bezie hungen zwischen einem Additions-Synthesevektor und der Rich tung des Rotorhauptpols in den üblichen dq-Koordinaten zeigt;

Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel der Bezie hungen zwischen einem Subtraktions-Synthesevektor und der Richtung des Rotorhauptpols in den üblichen dq-Koordinaten zeigt;

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das den Grundaufbau einer Vek torsteuerungsvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel zeigt;

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur einer Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel zeigt;

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur einer Flussvektor-Abschätzeinrichtung eines Ausführungsbei spiels zeigt;

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Sollwertwandlers bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;

Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;

Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;

Fig. 12 ist ein Beispiel für Beziehungen zwischen einem Be urteilungsindex zum Auswählen eines Entscheidungsverfahrens, wie es von einem Cosinus/Sinus-Generator für den Zwischen winkel verwendet wird, und einem ausgewählten Ergebnis; und

Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur einer herkömmlichen Vektorsteuerungsvorrichtung zeigt.

Unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen werden nun bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Einzelnen un ter Verwendung spezieller Beispiele beschrieben. Fig. 5 zeigt den Grundaufbau eines Ausführungsbeispiels einer Vek torsteuerungsvorrichtung und eines Reluktanz-Synchronmotors, bei dem das erfindungsgemäße Vektorsteuerungsverfahren ange wandt ist. Diese Struktur unterscheidet sich von der Struk tur eines herkömmlichen Steuerungsverfahrens dem Grunde nach dadurch, dass anstelle eines Polpositionswinkel-Detektors 2 und eines Cosinus/Sinus-Signalgenerators 7 eine Positions winkel-Abschätzeinrichtung 12 verwendet ist und dass anstel le eines Drehzahlvektors 11 eine Drehzahl-Abschätzeinrich tung 13 verwendet ist. Andere Einheiten sind grundsätzlich dieselben wie die beim durch Fig. 13 veranschaulichten her kömmlichen Steuerungsverfahren, wobei jedoch der Sollwert wandler 9 geringfügig modifiziert ist. Die Haupteinheit der Erfindung liegt in der Positionswinkelvektor-Abschätzein richtung 12. Die Drehzahl-Abschätzeinrichtung 13 schätzt die Rotordrehzahl aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des von der Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12 ausge gebenen Positionswinkels ab. Die Drehzahl-Abschätzeinrich tung wurde in Zusammenhang mit dem sensorfreien Vektorsteue rungsverfahren für Induktionsmotoren und Permanentmagnetsyn chronmotoren entwickelt und ist dem Fachmann gut bekannt. Der Sollwertwandler 9 wird gemeinsam mit einem für die Er findung geeigneten Konfigurierverfahren in Zusammenhang mit der Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung er läutert. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine Drehzahl regelung als Beispiel zum Vergleich mit dem durch Fig. 13 veranschaulichten herkömmlichen Verfahren beschrieben, je doch ist zu beachten, dass auch eine Verwendung zur Drehmo mentregelung verwendet werden kann und dass dafür die Dreh zahl-Abschätzeinrichtung nicht erforderlich ist. Die folgen de Beschreibung konzentriert sich auf die Positionswinkel vektor-Abschätzeinrichtung 12, da es sich hierbei um den prinzipiellen Kern der Erfindung handelt.

Aus der Fig. 5 ist es erkennbar, dass die Positionswinkel vektor-Abschätzeinrichtung Stromvektorinformation und Span nungsvektorinformation des Stators als Eingangssignale er hält und Cosinus- und Sinussignale als Rotationssignal an die Vektorrotatoren ausgibt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Spannungsvektor-Sollwert in den stationären Koordi naten als Spannungsinformation erhalten, so dass die Montage auf relativ einfache Weise vorgenommen werden kann, ohne dass spezielle Leitungsspannungsdetektoren verwendet werden, und es wird der gemessene Statorstromvektor in den stationä ren Koordinaten als Strominformation erhalten. Wenn die ent stehenden Kosten keinen wesentlichen Faktor darstellen, kann Spannungsinformation unter Verwendung von Leitungsspannungs detektoren erhalten werden, ähnlich wie bei sensorfreien Vektorsteuerungsverfahren für andere Wechselspannungsmoto ren. Es ist auch möglich, als Strominformation einen Schätz wert, wie einen Stromvektor-Sollwert, anstelle der gemesse nen Stromstärke zu verwenden. Die Positionswinkelvektor-Ab schätzeinrichtung erhält auch einen d-Achse-Stromsollwert und einen q-Achse-Stromsollwert, die Eingangssignale des Stromreglers sind, zusätzlich zur obigen Spannungs- und Strominformation. Gemäß der Erfindung sind derartige Strom sollwerte nicht immer erforderlich, jedoch können sie bei bestimmten Ausführungsbeispielen von Nutzen sein. Daher ist die Situation einer Hilfseingabe durch eine gestrichelte Signalleitung spezifiziert. Das Ausgangssignal der Positi onswinkelvektor-Abschätzeinrichtung sind Cosinus- und Sinus- Schätzwerte für den Zwischenwinkel der durch einen phasen gleichen Flussvektor und einen phasengespiegelten Flussvek tor erzeugten Winkel, wie im Einzelnen beschrieben, und sie werden als Rotationssignale der zwei Vektorrotatoren verwen det, wie in Fig. 5 dargestellt.

Fig. 6 zeigt die interne Struktur der Positionswinkelvektor- Abschätzeinrichtung 12. Diese Positionswinkelvektor-Abschät zeinrichtung 12 verfügt im Wesentlichen über zwei Komponen ten, nämlich eine Flussvektor-Abschätzeinrichtung 12a und einen Cosinus/Sinus-Generator 12b. Die Flussvektor-Abschätz einrichtung 12a schätzt den phasengleichen magnetischen Vek tor und den phasengespiegelten Flussvektor aus der Strom- und der Spannungs-Vektorinformation für den Stator ab und gibt die Werte aus. Der Cosinus/Sinus-Generator 12b erhält die Schätzwerte des phasengleichen Flussvektors und des pha sengespiegelten Flussvektors und gibt die Cosinus- und Si nus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel aus den durch sie ge bildeten Winkeln aus. Wie es aus Fig. 6 und der obigen Be schreibung erkennbar ist, werden die Cosinus- und Sinus- Schätzwerte für den Zwischenwinkel aus den beiden Flussvek toren unter Verwendung der Schätzwerte für beide Flussvekto ren bestimmt. Vom Cosinus/Sinus-Generator können, wie es durch gestrichelte Linien in der Zeichnung gekennzeichnet ist, der d-Achse- und der q-Achse-Stromsollwert zusätzlich verwendet werden.

Fig. 7 zeigt eine typische Struktur der Flussvektor-Ab schätzeinrichtung 12a. In der Zeichnung kennzeichnet 12a-1 eine Statorflussvektor-Abschätzeinrichtung. Diese Einheit dient zum Empfangen der Spannungs- und Strominformation des Stators und zum Abschätzen und Ausgeben des Statorflusses. Als Verfahren hierfür kann ein dem Fachmann bekanntes Ver fahren für sensorfreie Vektorsteuerung von Induktionsmotoren und Permanentmagnet-Synchronmotoren verwendet werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Statorfluss unter Ver wendung eines einfachen Verfahrens abgeschätzt, das durch die folgende Gleichung gekennzeichnet ist:

Φ₁ = (1/s)[ν₁ - R₁i₁] (24)

In Fig. 7 und der Gleichung (24) kennzeichnet 1/s eine Inte grationsverarbeitung durch einen Integrierer. Wie es dem Fachmann gut bekannt ist, kann die Integrierverarbeitung durch digitale Annäherung bewerkstelligt werden.

Der phasengleiche Flussvektor, der dieselbe Richtung wie der Stromvektor aufweist, wird grundsätzlich gemäß der Beziehung der Gleichung (8) abgeschätzt. Indessen wird der phasenge spiegelte Fluss grundsätzlich gemäß der zweiten Formel der Gleichung (9) als Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt. Aus einem Ver gleich zwischen der Gleichung (2) und den Gleichungen (8), (9) und Fig. 7 ist es erkennbar, dass die Abschätzverarbei tung hier dazu dient, den Statorflussvektor-Schätzwert in einen Schätzwert für den phasengleichen Flussvektor und ei nen solchen für den phasengespiegelten Flussvektor zu unter teilen.

Fig. 8 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel für den Cosi nus/Sinus-Generator 12b. In der Zeichnung ist 12b-1 ein Dop pelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator, und 12b-2 ist ein Zwi schenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator. Außerdem ist 12b-3 eine Beurteilungseinrichtung, die ein Auswählsignal erzeugt, das zum Auswählen eines Bestimmungsverfahrens durch den Zwi schenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator zu verwenden ist.

Der Doppelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator empfängt als Ein gangssignale die Schätzwerte des phasengleichen und des pha sengespiegelten Flussvektors, er bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwischenwinkels der beiden Vektoren und gibt sie aus. Diese Schätzwert-Be stimmungsverarbeitung wird gemäß der Gleichung (16) ausge führt. Der Zwischenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-2 emp fängt als Eingangssignale die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels, wie vom Doppelwinkel-Cosinus/Sinus- Generator 12b-1 ausgegeben, und er verwendet sie zum Bestim men und Ausgeben der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwi schenwinkels.

Gemäß der Erfindung wird das Verfahren zum Festlegen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels abhän gig von der erwarteten Größe der Cosinus- und Sinus-Schätz werte des Zwischenwinkels geändert. Z. B. kann der Zwischen winkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-2 mit vier Typen von Be stimmungsverfahren versehen sein, die durch die folgenden Gleichungen (25) bis (28) gekennzeichnet sind, und er kann durch diesen eine Auswahl abhängig von der Größe der Cosi nus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel auswählen.

In den Gleichungen (25) bis (28) sind, unter Berücksichti gung, dass die Stärke der Cosinus- und Sinuswerte des Zwi schenwinkels direkt vom Wert desselben abhängen, die Bedin gungen zum Auswählen des Bestimmungsverfahrens so darge stellt, dass ein Zwischenwinkelwert im ganz rechten Term je der Gleichung angegeben ist.

Die Beurteilungseinrichtung 12b-3 dient zum Bestimmen der erwarteten Stärke der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels und zum Auswählen des oben genannten Bestim mungsverfahrens. Bei jeder Komponente der Erfindung kann die Verarbeitung digital sein. Als spezielles Ausführungsbei spiel zeigt Fig. 8 ein solches Beispiel, bei dem die erwar tete aktuelle Stärke unter Verwendung der Cosinus- und Si nus-Schätzwerte des Zwischenwinkels bestimmt wird, die, un ter der Berücksichtigung der digitalen Verarbeitung, um ei nen Steuerungszyklus früher liegen. Bei diesem Beispiel ist angenommen, dass der aktuelle Moment der Moment k ist, der um einen Steuerungszyklus frühere Moment der Moment (k-1) ist und der Cosinus- und Sinus-Schätzwert des Zwischenwin kels im Moment (k-1) der Wert u(Θ, k-1) ist. In Fig. 8 ist z^-1 ein Verzögerungselement für eine Verzögerung um einen Steuerungszyklus, und es dient zum Ausgeben des Eingangssig nals nach Verzögern desselben um einen Steuerungszyklus. Die Funktion nach dem obigen Element ist die folgende.

Als Erstes werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels zum Moment (k-1) gemäß der Beziehung der Gleichung (29) verarbeitet, um einen Beurteilungsindex d₁(k), d₂(k) zum Moment k zu erzeugen.

Dann wird, gemäß dem obigen Beurteilungsindex, beurteilt, welche der Gleichungen (25) bis (28) zum Moment k als Beur teilungsverfahren verwendet werden soll. Die Beurteilung ge mäß dem Index d₁(k), d₂(k) wird gemäß dem durch Fig. 12 ver anschaulichten Verfahren ausgeführt. Das Verfahren gemäß Fig. 12 führt eine Beurteilung alleine durch positive und negative Vorzeichen des Beurteilungsindex aus, und seine dritte Zeile zeigt das Ausgangssignal (ausgewählte Ergebnis se), während seine erste und zweite Zeile Eingangsgrößen (Codes für den Beurteilungsindex) zeigen. So ist die unter Bezugnahme auf das Ausführungsbeispiel beschriebene Erfin dung von großem Nutzen, und sie kann auf einfache und ver nünftige Weise eine zu verwendende Gleichung auswählen. Beim Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators gemäß Fig. 8 sind die Sollwerte für den d-Achse- und den q-Achse-Strom nicht angegeben, da sie nicht verwendet werden.

Fig. 9(a) ist eine beispielhafte Struktur des Sollwertwand lers 9, der für das in Fig. 8 dargestellte Ausführungsbei spiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Wie es un ter Bezugnahme auf die Gleichung (6) speziell angegeben wur de, kann ein Drehmoment bei minimalen Kupferverlusten er zeugt werden, wenn die Absolutwerte des d-Achse- und des q- Achse-Stroms in den synchronisierten dq-Koordinaten gleich sind. Die beispielhafte Struktur des Sollwertwandlers 9 der Fig. 9(a) ist ein Beispiel für das Erzielen minimaler Kup ferverluste für hohen Wirkungsgrad. Gemäß der Erfindung kann mit dem Cosinus/Sinus-Generator 12b gemäß Fig. 8 eine effi ziente Ansteuerung realisiert werden.

Fig. 10 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des Cosinus/ Sinus-Generators 12b. In dieser Zeichnung kennzeichnet 12b-4 eine Vektoradditions-Syntheseeinrichtung. Diese Vektoraddi tions-Syntheseeinrichtung multipliziert den Schätzwert des phasengleichen Flussvektors und den Schätzwert des phasenge spiegelten Flussvektors mittels der Kehrwerte der jeweiligen Induktanzen, um sie auf dieselbe Norm zu bringen, und dann erzeugt sie durch Addieren der Vektoren einen Synthesevektor und gibt diesen aus. In der Vektoradditions-Syntheseeinrich tung ist K₂ ein Designparameter, dessen Design in den Händen eines Designers liegt, und er kann allgemein nach Wunsch ausgewählt werden, jedoch vorzugsweise als 1, L_a oder L_b ausgewählt werden. In Fig. 10 ist 12b-5 eine Vektornormie rungseinrichtung für den additiven Synthesevektor, und sie bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwin kels proportional zum Synthesevektor. Bei diesem Ausfüh rungsbeispiel ist der Vektor mit den Cosinus- und Sinuswer ten des Zwischenwinkels als erste und zweite Komponente ein Einheitsvektor, damit diese Einheitseigenschaft zum Normie ren des Synthesevektors auf einen Einheitsvektor verwendet wird, um die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte in einer Form proportional zum Synthesevektor zu bestimmen. Im Prinzip nutzt dieses Ausführungsbeispiel die unter Bezugnahme auf die zweite Formel der Gleichung (21) beschriebene Funktion. Wie es durch die zweite Formel der Gleichung (21) angegeben ist, benötigt der Vorzeichenfaktor, der ein positives oder negatives Vorzeichen bestimmt, den Wert des inneren Produkts aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor. Dies wird bei diesem Ausführungsbeispiel durch den d-Achse-Stromsollwert angenähert. Anders gesagt, wird die folgende Beziehung ver wendet:

i₁T_u(Θ) ≈ i*_d (30)

Zum Abschätzen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte ist nur das positive oder negative Vorzeichen eines Signals erfor derlich, wohingegen die aktuelle Signalstärke nicht erfor derlich ist. Aus dem zum Abschätzen der Cosinus- und Sinus werte verwendeten Signal wird nur das positive oder negative Vorzeichen bestimmt, während die Stärke selbst nicht berück sichtigt wird. Angesichts der obigen Eigenschaften liefert der d-Achse-Stromsollwert, der durch Störsignale wenig be einflusst wird, häufig eine günstige Reaktion im Vergleich zu einem gemessenen Wert.

Es ist auch möglich, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels durch die erste Formel der Gleichung (21) zu bestimmen. Das innere Produkt aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor kann auch durch den d-Achse-Stromsollwert oder dergleichen angenähert werden.

Fig. 9(b) zeigt eine beispielhafte Struktur für den Soll wertwandler 9, wie er für das in Fig. 10 dargestellte Aus führungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Um dafür zu sorgen, dass der Cosinus/Sinus-Generator in Fig. 10 vernünftig reagiert, ist es erforderlich, zu vermeiden, dass der d-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert, einschließ lich Null, einnimmt. Dies kann dadurch einfach bewerkstel ligt werden, dass der Sollwertwandler 9 wie in Fig. 9(b) dargestellt konfiguriert wird. Anders gesagt, wird der Soll wertwandler 9 so konfiguriert, dass der d-Achse-Strom auf einem vorbestimmten konstanten Strom gehalten wird, während der q-Achse-Strom abhängig von einem Drehmoment-Sollwert variiert wird. So kann verhindert werden, dass der d-Achse- Strom einen sehr kleinen Wert einschließlich Null einnimmt, und es kann dafür gesorgt werden, dass vernünftig auf den Cosinus/Sinus-Generator der Fig. 10 reagiert wird. Das durch Fig. 9(b) veranschaulichte Ausführungsbeispiel erfüllt grundsätzlich die Beziehung der Gleichung (6) betreffend die Drehmomenterzeugung.

Fig. 11 veranschaulicht ein drittes Ausführungsbeispiel für den Cosinus/Sinus-Generator 12b. In dieser Zeichnung kenn zeichnet 12b-6 eine Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung. Diese Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung multipliziert den Schätzwert des phasengleichen Flussvektors und den Schätzwert des phasengespiegelten Flussvektors mit dem Kehr wert jeder zugehörigen Induktanz, um denselben zu normieren, und sie führt eine Vektorsubtraktion zum Erzeugen eines Syn thesevektors und zum Ausgeben desselben aus. In der Vektor subtraktions-Syntheseeinrichtung ist K₂ ein Designparameter, dessen Design in den Händen des Designers liegt, und er wird im Allgemeinen nach Wunsch ausgewählt, wobei 1, L_a, L_b be vorzugte Kandidatenwerte sind. In Fig. 11 ist 12b-7 eine Vektornormierungseinrichtung für den Subtraktionssynthese vektor, und sie bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkippter Relation zum Synthesevek tor. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Vektor mit den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des Zwischenwinkels als ers te und zweite Komponente ein Einheitsvektor, und die Cosi nus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels befinden sich in verkippter Relation zum Synthesevektor. Dieses Ausfüh rungsbeispiel nutzt im Prinzip die unter Bezugnahme auf die ausgewählte Formel der Gleichung (23) beschriebene Funkti onsweise, und die symmetrische Verkippungsmatrix J der Vek tornormierungseinrichtung 12b-7, die ebenfalls in der Glei chung (23) auftritt, ist durch die Gleichung (4) definiert. Wie es durch die zweite Formel der Gleichung (23) gekenn zeichnet ist, benötigt der Vorzeichenfaktor zum Festlegen des positiven oder negativen Vorzeichens den Wert des ver kippten inneren Produkts aus dem Stromvektor und dem Ein heitsvektor. Dies wird bei diesem Ausführungsbeispiel durch den q-Achse-Stromsollwert angenähert, und es wir die folgen de Beziehung genutzt:

i₁T_Ju(Θ) ≈ i*_q (31)

Zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte werden nur das positive oder negative Vorzeichen des Signals benötigt, wo bei die tatsächliche Signalstärke nicht benötigt wird. Aus dem zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte verwendeten Signal wird nur das positive oder negative Vorzeichen be stimmt, während die Stärke desselben nicht berücksichtigt wird. Angesichts der obigen Eigenschaften liefert der q-Ach se-Stromsollwert, der durch Störsignale kaum beeinflusst wird, häufig ein günstiges Ansprechverhalten im Vergleich zum gemessenen Wert.

Selbstverständlich ist es auch möglich, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels gemäß der ersten For mel der Gleichung (23) zu bestimmen. Das verkippte innere Produkt aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor kann durch den q-Achse-Stromsollwert oder dergleichen angenähert werden.

Fig. 9(c) zeigt eine beispielhafte Struktur des Sollwert wandlers, wie er für das in Fig. 11 dargestellte Ausfüh rungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Da mit der Cosinus/Sinus-Generator der Fig. 11 vernünftig rea giert, ist es erforderlich, zu verhindern, dass der q-Achse- Strom einen sehr kleinen Wert, einschließlich Null, ein nimmt. Ein einfaches Verfahren, um dies zu bewerkstelligen, besteht darin, den Sollwertwandler 9 wie in Fig. 9(b) dar gestellt zu konfigurieren. Der Sollwertwandler 9 der Fig. 9(b) ist so konfiguriert, dass der q-Achse-Strom immer auf einem vorbestimmten Wert gehalten wird, während der d-Achse- Strom abhängig von einem Drehmoment-Sollwert variiert wird. So kann verhindert werden, dass der q-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert, einschließlich Null, einnimmt, und es kann da für gesorgt werden, dass vernünftig auf den Cosinus/Sinus- Generator der Fig. 11 reagiert wird. Das in Fig. 9(c) dar gestellte Ausführungsbeispiel erfüllt prinzipiell die Bezie hung gemäß der Gleichung (6) betreffend die Drehmomenterzeu gung.

Die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung gemäß der Er findung wurde in den obigen Ausführungsbeispielen unter Be zugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im Einzelnen be schrieben. Wie es in mehreren Punkten in dieser Beschreibung angegeben ist, wird die Positionswinkelvektor-Abschätzein richtung bei der Erfindung angesichts des beachtlichen Fort schritts der aktuellen Digitaltechnik vorzugsweise digital konfiguriert. Zur digitalen Struktur gehören Hardware- und Softwarestrukturen, und es ist dem Fachmann erkennbar, dass als erfindungsgemäße Struktur jede derselben verwendet wer den kann.

Wie es aus der obigen Beschreibung erkennbar ist, ist durch die Erfindung für die folgenden Wirkungen gesorgt. Insbeson dere wird bei der Erfindung gemäß dem Anspruch 1 der Stator flussvektor in den phasengleichen Flussvektor mit derselben Richtung wie der des Stromvektors und den phasengespiegelten Flussvektor, der durch eine Differenz zwischen dem Stator flussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist, unterteilt, und es werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den durch den phasengleichen Fluss vektor und den phasengespiegelten Flussvektor gebildeten Winkels als Rotationssignal der Vektorrotatoren verwendet. Gemäß der Erfindung wird die Funktionsweise erzielt, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels als Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors gehandhabt werden können, so dass das Rotations signal für die Vektorrotatoren erhalten werden kann, ohne dass ein am Rotor angebrachter Polpositionswinkel-Detektor verwendet wird. Im Ergebnis sind Wirkungen dahingehend er zielt, dass die für die Vektorsteuerung des Reluktanz-Syn chronmotors benötigten Vektorrotatoren normal betrieben wer den können und dass die Vektorsteuerung des Reluktanz-Syn chronmotors ohne Verwendung eines Polpositionswinkel-Detek tors vorgenommen werden kann, wie er herkömmlicherweise am Rotor angebracht wurde. Es sind auch Effekte erzielt, durch die verschiedene Probleme beim Stand der Technik beseitigt sind, wie eine Beeinträchtigung der Zuverlässigkeit des Mo torsystems, eine Vergrößerung in axialer Richtung, Verdrah tungsprobleme und eine Erhöhung verschiedener Kosten, her vorgerufen durch das Anbringen des Polpositionswinkel-Detek tors am Rotor, wenn der Vektorsteuerungsvorgang für den Re luktanz-Synchronmotor ausgeführt wird.

Wie oben beschrieben, kann die Erfindung auch so konfigu riert werden, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwischenwinkels zunächst aus dem pha sengleichen Flussvektor oder dem Schätzwert und dem phasen gespiegelten Flussvektor oder dessen Schätzwert bestimmt werden und dann die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwi schenwinkels aus den bestimmten Cosinus- und Sinus-Schätz werten des doppelten Winkels bestimmt werden. Daher können die für die Vektorrotatoren benötigten Cosinus- und Sinus- Schätzwerte direkt aus dem phasengleichen Flussvektor und dem phasengespiegelten Flussvektor berechnet werden, ohne dass deren Positionswinkel berechnet werden. Da eine Umkehr berechnung zum Berechnen des Positionswinkels überflüssig ist, ist auch der Effekt erzielt, dass die Cosinus- und Si nus-Schätzwerte des Positionswinkels mit relativ hoher Ge nauigkeit und relativ kleinem Rechenaufwand bestimmt werden können. So ist es möglich, die Erfindung so zu konfigurie ren, dass die Funktionsweise vernünftig gewährleistet werden kann. Im Ergebnis wird die Wirkung erzielt, dass die oben beschriebenen Effekte mit relativ hoher Genauigkeit und re lativ kleinem Rechenaufwand erzielt werden können.

Die Erfindung kann auch so konfiguriert sein, dass das Ver fahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels abhängig von der erwarteten Stärke der Co sinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels festgelegt wird. Auf diese Weise kann die Funktion erzielt werden, dass die für die Vektorrotatoren erforderlichen Cosinus- und Si nus-Schätzwerte so erhalten werden, dass die höchste Rechen genauigkeit aufrechterhalten ist, während der Rechenaufwand gesenkt ist. Im Ergebnis können die Wirkungen der Erfindung in einem Zustand erzielt werden, in dem die höchste Rechen genauigkeit aufrechterhalten ist, während der Rechenaufwand gesenkt ist.

Die Erfindung kann ferner so konfiguriert sein, dass der phasengleiche Flussvektor mit gleicher Norm oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasen gespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Rich tung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und die jeweiligen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels propor tional zur ersten und zweiten Komponente des Synthesevektors bestimmt werden, der durch Addition der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird. So wird eine Funktionsweise erzielt, die es ermöglicht, die Cosinus- und Sinus-Schätz werte des Zwischenwinkels durch eine einfache Berechnung zu bestimmen, was jedoch nicht in einem Gebiet möglich ist, in dem der Absolutwert mit derselben Komponente wie der Rotor- Hauptpolrichtung des Statorstroms klein wird. So können die Wirkungen der Erfindung durch sehr einfache Berechnung er zielt werden.

Die Erfindung kann auch so konfiguriert sein, dass der pha sengleiche Flussvektor mit gleicher Norm oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasenge spiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden, und die jeweiligen Co sinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkipp ter Beziehung betreffend eine Form mit Codes, die wechsel seitig in Bezug auf die zweite und erste Komponente eines Synthesevektors invertiert sind, der durch Subtrahieren der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird, bestimmt werden. Auf diese Weise können die Cosinus- und Sinus- Schätzwerte des Zwischenwinkels durch eine sehr einfache Be rechnung bestimmt werden, außer in einem Gebiet, in dem der Absolutwert der Statorstromkomponente rechtwinklig zur Ro tor-Hauptpolrichtung sehr klein wird. Demgemäß können die Wirkungen der Erfindung durch eine sehr einfache Berechnung erzielt werden.

Gemäß bestimmten Gesichtspunkten der Erfindung, wie oben be schrieben, wird die Verwendung im Gebiet, in dem dieselbe Komponente wie der Rotorhauptpol des Statorstroms oder die vertikale Komponente klein wird, auf Kosten der Verringerung des Rechenaufwands eingeschränkt. Vorstehend wurde speziell ein praxisgerechtes Verfahren beschrieben, gemäß dem ein solches Gebiet auf solche Weise vermieden wird, dass die Wirkungen der Erfindung nicht verlorengehen.

Claims

1. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron motor mit einem Stromsteuerungsprozess zum Steuern der Un terteilung eines zur Erzeugung eines Drehmoments beitragen den Statorstroms in eine d-Achse-Komponente und eine q-Ach se-Komponente eines Stromvektors in dq-Rotationskoordinaten, die aus zueinander rechtwinkligen Achsen d und q bestehen, die Vektorrotatoren zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass ein Statorkopplungsfluss als Statorflussvektor bestimmt wird, der in einen phasengleichen Flussvektor mit derselben Richtung wie der des Stromvektors und einen phasengespiegel ten Flussvektor unterteilt ist, der als Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor be stimmt ist, und Cosinus- und Sinus-Schätzwerte eines Zwi schenwinkels von durch den phasengleichen Flussvektor und den phasengespiegelten Flussvektor gebildeten Winkeln als Rotationssignal für Vektorrotatoren verwendet werden.

2. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Co sinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwi schenwinkels aus dem phasengleichen Flussvektor oder dessen Schätzwert und dem phasengespiegelten Flussvektor oder des sen Schätzwert bestimmt werden und die Cosinus- und Sinus- Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den bestimmten Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels bestimmt wer den.

3. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Ver fahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels abhängig von der abgeschätzten Größe der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels einge stellt wird.

4. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der pha sengleiche Flussvektor mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert sowie der phasengespiegelte Flussvektor mit einer Norm für densel ben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und jeweilige Cosinus- und Sinus- Schätzwerte des Zwischenwinkels proportional zu einer ersten Komponente und einer zweiten Komponente eines Synthesevek tors bestimmt werden, der durch Addition der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.

5. Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchron motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der pha sengleiche Flussvektor mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasengespiegelte Flussvektor mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und die jeweiligen Cosinus- und Sinus-Schätz werte des Zwischenwinkels in verkippter Relation zu einer Form betreffend Codes bestimmt werden, die wechselseitig in Bezug auf eine zweite Komponente und eine erste Komponente eines Synthesevektors invertiert sind, der durch Subtrahie ren der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.