DE60024222T2

DE60024222T2 - Verfahren zur Schätzung der Rotorlage eines Synchronmotors, Verfahren zur Steuerung eines sensorlosen Synchronmotors und eine Steuerung für einen Synchronmotor

Info

Publication number: DE60024222T2
Application number: DE60024222T
Authority: DE
Inventors: Kiyoshi Chiyoda-ku Sakamoto; Tsunehiro Chiyoda-ku Endou; Naohiko Chiyoda-ku Takahashi; Haruo Chiyoda-ku Miura; Hiroshi Chiyoda-ku Fujii
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-03-06
Filing date: 2000-09-04
Publication date: 2006-08-03
Anticipated expiration: 2020-09-05
Also published as: JP3411878B2; DE60024222D1; JP2001251889A; EP1133050A2; EP1133050A3; US6396229B1; EP1133050B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren zur Steuerung von Synchronmotoren und insbesondere ein Verfahren zum Schätzen einer Rotorposition eines Synchronmotors mit Vorsprüngen und ein Verfahren und ein System zur Steuerung des Synchronmotors ohne Positionssensor (ohne Rückgriff auf einen Positionssensor).
Zum Antreiben eines Synchronmotors mit einem von einem Dauermagneten erzeugten Magnetfeld wurden ein synchronisiertes Verfahren zum Betreiben des Synchronmotors mit einem offenen Kreis ohne eine Erfassung der Drehstellung, wie bei einer Wechselrichtersteuerung bei Induktionsmotoren, und ein kontaktloses Gleichstrommotorbetriebsverfahren zum Betreiben eines Synchronmotors mit geschlossenem Kreis unter Verwendung einer beliebigen Art von Einrichtung zur Erfassung der Drehstellung verwendet.
Bei dem zuletzt genannten kontaktlosen Gleichstrombetrieb wird eine beliebige Art von Rotorpositionssensor verwendet, und die Anzahl der Verdrahtungsleitungen zwischen einem Wechselrichter und dem Motor ist höher als bei einem Wechselrichterantrieb eines Induktionsmotors. Dadurch werden die Wartbarkeit und Zuverlässigkeit verschlechtert, wodurch der Anwendungsbereich begrenzt wird, und insbesondere kann der Motor in bestimmten Umgebungen, wie in einem Kompressor, nicht verwendet werden. Zur Behebung dieses Nachteils wurde eine positionssensorlose Technik zum Schätzen einer Drehstellung ohne die Verwendung eines Sensors vorgeschlagen.
Die Verfahren zur Verwendung bei der herkömmlichen positionssensorlosen Technik sind in zwei Hauptverfahren kategorisiert, wobei bei dem einen Vorsprünge verwendet werden, die eine Veränderung der Wicklungsinduktivität entsprechend den Drehstellungen bewirken, und bei dem anderen die in der Motorenwicklung induzier te Spannung der elektromotorischen Drehzahlkraft genutzt wird. Bei dem zuletzt genannten wird während einem Anhalten und während einem Betrieb mit geringer Drehzahl keine elektromotorische Drehzahlkraft erzeugt, und daher ist eine Schätzung der Position, außer bei einem Betrieb mit mittlerer oder hoher Drehzahl, schwer zu realisieren, und das zuletzt genannte Verfahren kann sowohl bei dem Typ mit Vorsprüngen als auch bei dem Typ ohne Vorsprünge vorteilhaft angewendet werden.
Als auf der elektromotorischen Drehzahlkraft basierende, positionssensorlose Technik ist beispielsweise eine in The Institute of Electrical Engineers of Japan, Technical Report Nr. 719, Seite 17 beschriebene Technik (Stand der Technik 1) verfügbar. Bei dieser Technik wird die elektromotorische Drehzahlkraft eines Synchronmotors ohne Vorsprünge anhand eines gemessenen Spannungs- und Stromwerts des Motors entsprechend einer Spannungs- und Stromgleichung bestimmt, und die vom Stator aus betrachtete Rotorstellung wird geschätzt.
Es ist auch die in der JP-A-8-308286 offenbarte Technik (Stand der Technik 2) verfügbar. Bei dieser Technik wird in Relation zu einem realen d-q-Drehkoordinatensystem, dessen d-Achse die Positionen in der Richtung des Magnetflusses des Dauermagnetrotors repräsentiert und dessen q-Achse in der Drehrichtung in einem Winkel von 90° zur d-Achse angeordnet ist, unter dem Gesichtspunkt der Steuerung ein dc-qc-Drehkoordinatensystem definiert, dessen dc-Achse unter dem Gesichtspunkt der Steuerung virtuelle Drehstellungen repräsentiert und dessen qc-Achse in der Drehrichtung in einem Winkel von 90° zur dc-Achse angeordnet ist. Zur Schätzung der tatsächlichen Drehstellung wird der Umstand genutzt, daß, wenn eine Differenz zwischen einem auf der d-Achse dargestellten, auf der Grundlage eines von einer Spannungs- und Stromgleichung abgeleiteten Modells des Motors geschätzten Strom auf den d-q-Drehkoordinaten und einem auf der dc-Achse dargestellten Strom auf den Steuerungsachsen berechnet wird, diese Differenz proportional zu einer Achsenverschiebung Δθ der virtuellen Drehposition ist.
Ferner kann auf eine in The Institute of Electrical Engineers of Japan, National Conference Lecture Papers, 1999, Seiten 4–480, Druckschrift Nr. 1026 offenbarte Technik (Stand der Technik 3) verwiesen werden. Gemäß dieser Technik wird in einer Schaltungsgleichung eines Synchronmotors mit Vorsprüngen auf den Statorkoordinaten (α-β-Achsen) ein für die Schenkelpolmaschine spezifischer Term, der sowohl vom Strom als auch von der Position abhängt, in eine Komponente in der Richtung eines Stromvektors und eine Komponente in der Richtung einer induzierten Spannung (der elektromotorischen Drehzahlkraft) zerlegt, und ein Term, der die vom Magnetfluß eines Dauermagneten induzierte Spannung, und ein Term, der eine von einem magnetischen Widerstandsfluß induzierte Spannung repräsentiert, werden vereinigt, um eine erweiterte induzierte Spannung zu definieren. Anschließend wird gemäß dem bekannten Verfahren zur Überwachung der minimalen Dimension ein Ausdruck zum Schätzen der Vektorkomponenten der erweiterten induzierten Spannung abgeleitet, und die Rotorposition des Motors wird anhand der erweiterten induzierten Spannung bestimmt. Bei dem abgeleiteten Ausdruck zur Schätzung der erweiterten induzierten Spannung werden der Wicklungswiderstand r und die Induktivitäten Ld und Lq als Motorkonstanten verwendet und unter Verwendung der Werte der Spannung und des Stroms auf den Statorkoordinaten und der geschätzten Drehzahl des Motors eine Verarbeitung ausgeführt. Zudem wird zur Vermeidung der Notwendigkeit eines Stromdifferentialwerts für die Verarbeitung eine Zwischenvariable eingeführt, die aus der Summe der die erweiterte induzierte Spannung und den Strom betreffenden Komponenten zusammengesetzt ist, wodurch der Ausdruck so reduziert wird, daß die Zwischenvariable ohne die Verwendung des Stromdifferentialwerts abgeschätzt werden kann.
Der Stand der Technik 1 kann auf die Schenkelpolmaschine nicht angewendet werden. Dies liegt daran, daß sich die Wicklungsinduktivität einer Schenkelpolmaschine mit der Drehstellung ändert und daher die Induktivität und die Größe eines Spannungsabfalls aufgrund der Induktivität nicht bestimmt werden können, wenn die Rotorposition nicht bekannt ist.
Beim Stand der Technik 2 wird ein Stromwert auf dem dc-qc-Steuerdrehkoordinatensystem, das die virtuelle Drehachse repräsentiert, unter Verwendung des Modells des Motors auf den d-q-Drehkoordinaten geschätzt. Wenn die virtuelle Drehachse in bezug auf die tatsächliche Drehposition verschoben ist, kann die Position dementsprechend nicht korrekt geschätzt werden. Daneben wird bei der Ableitung eines Operationsausdrucks für die Achsenverschiebung Δθ eine Annäherung von sinΔθ ≈ Δθ ausgeführt. Wenn die tatsächliche Achsenverschiebung groß ist, kann die Achsenverschiebung Δθ nicht korrekt ermittelt werden. Daher hat der Stand der Technik 2 den Nachteil, daß er für Anwendungen ungeeignet ist, bei denen sich die Motorlast abrupt ändert oder eine abrupte Beschleunigung oder Verlangsamung erfolgt.
Der Stand der Technik 3 basiert, wie vorstehend beschrieben, auf den Statorkoordinaten (den α-β-Achsen), und daher weist die erweiterte induzierte Spannung, die abgeschätzt werden soll, eine Wechselstromgröße auf. Dementsprechend verändert sich die erweiterte induzierte Spannung während eines Betriebs des Motors mit höherer Drehzahl mit einer höheren Geschwindigkeit als die anhand des auf der Überwachung der minimalen Dimension basierenden Ausdrucks für die Schätzung geschätzte Drehzahl, wodurch das Problem auftritt, daß die Rotorposition nicht korrekt abgeschätzt werden kann.
Zudem wird ein Ausdruck für die Schätzung verwendet, für den kein Differential des erfaßten Stroms verwendet wird. Das Differential des erfaßten Stroms auf den Statorkoordinaten betrifft hauptsächlich einen Spannungsabfall aufgrund der Induktivität, was zeigt, daß bei der Technik gemäß dem Stand der Technik 3 die Position ohne die Verwendung der Spannungsabfallkomponente aufgrund der Induktivität bestimmt wird. Daher kann festgestellt werden, daß die erweiterte induzierte Spannung und die Spannungsabfallkomponente durch den auf der Überwachung der minimalen Dimension basierenden Schätzausdruck ungenau geschätzt werden. Die Spannungsabfallkomponente nimmt proportional zum Strom zu, und dementsprechend wird der Spannungsabfall größer als die erweiterte induzierte Spannung, wenn ein relativ großer Strom fließt, wodurch das Problem auftritt, daß die Genauigkeit der Positionsschätzung auf der Grundlage der Überwachung verringert wird.
Ferner ist bei dem jüngsten Trend zur Miniaturisierung von Motoren die Wahrscheinlichkeit sehr hoch, daß sich der Induktivitätswert aufgrund der Flußsättigung während eines Stromanstiegs verändert. Beim Schätzen der Position erfordern die Techniken gemäß dem Stand der Technik 2 und 3 zwei Parameter Ld und Lq der Induktivität der Motorwicklung. Dementsprechend muß die Rotorposition ohne eine Beeinträchtigung durch Veränderungen der beiden Induktivitätsparameter Ld und Lq und durch die Notwendigkeit einer Korrektur der beiden Parameter korrekt geschätzt werden, wodurch die Konstruktion kompliziert wird.
In der Druckschrift „DSP-based Controller for a Sensorless Control of Synchronous Machines" von Khaburi et al. in EPE-97, 7th European Conference on Power Electronics and Applications, September 1997, Seiten 4547–4552 ist das Schätzen der Rotorposition eines Synchronmotors auf der Grundlage der Berechnung der Komponenten des emf-Vektors offenbart. Die Tatsache, daß der Vektor keine direkte Komponente aufweist, wird genutzt, und eine fehlerhaft berechnete Position wird anhand des Umstands erfaßt, daß der emf-Rückvektor eine nicht null betragende direkte Komponente aufweist. Dies wird innerhalb eines virtuellen Bezugsrahmens geschätzt.
Die vorliegende Erfindung zielt auf die Eliminierung der vorstehend beschriebenen Probleme ab, und es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Schätzen der Rotorposition, durch das die Rotorposition eines Synchronmotors mit Vorsprüngen anhand der Phase einer induzierten Spannung korrekt geschätzt werden kann, sowie ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern des Synchronmotors ohne die Verwendung eines Positionssensors zum stabilen Ausführen eines Betriebs mit hoher Drehzahl bzw. einer abrupten Laständerung und einer abrupten Beschleunigung und Verlangsamung zu schaffen, bei denen das Schätzverfahren angewendet wird.
Die Aufgabe wird durch das Verfahren gemäß Anspruch 1 und das System gemäß Anspruch 6 gelöst.
Bei der vorliegenden Erfindung wird davon ausgegangen, daß durch das Vermeiden der Verwendung von nicht erfaßbaren Größen und Näherungswerten, wie beim Stand der Technik 2 und 3, die Genauigkeit der Schätzung der Rotorposition eines (einfach als Schenkelpolmaschine bezeichneten) Synchronmotors mit Vorsprüngen anhand der Phase einer im Motor induzierten Spannung verbessert wird. Bei dem Versuch, eine induzierte Spannung auf der Grundlage der Spannungsgleichung der Schenkelpolmaschine zu bestimmen, hängt ein Spannungsabfall aufgrund der Induktivität der Motorwicklung von der Position des Rotors ab und kann daher nicht ohne Rückgriff auf einen Positionssensor bzw. ohne Positionssensor erfaßt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird festgestellt, daß die bezweckte Aufgabe gelöst werden kann, wenn die Phase einer induzierte Spannung selbst dann korrekt geschätzt werden kann, wenn eine korrekte Schätzung der Größe der induzierten Spannung scheitert. Daher wird bei der vorliegenden Erfindung das Konzept eines virtuellen Spannungsabfalls eingeführt, durch den ein Spannungsabfall aufgrund der Induktivität nicht von der Rotorposition abhängt, und der virtuelle Spannungsabfall wird zur Bestimmung der induzierten Spannung verwendet, wobei die Vektorbeziehung des virtuellen Spannungsabfalls in der Spannungsgleichung festgestellt wird, die die Phase der ursprünglichen induzierten Spannung nicht beeinträchtigt.
Zur Lösung der vorstehend genannten Aufgabe wird bei der Schätzung der in einem Synchronmotor mit Vorsprüngen induzierten Spannung anhand einer Vektordifferenz zwischen der an den Motor angelegten Spannung und Spannungsabfällen aufgrund des Widerstands und der Induktivität der Wicklung des Motors erfindungsgemäß der Spannungsabfall aufgrund der Induktivität anhand eines virtuellen Spannungsabfalls bestimmt, der eine Größe repräsentiert, die einen vorgegebenen Wert als Induktivität nutzt und in bezug auf den Motorstrom (Im) um einen vorgegebenen Betrag außer Phase gebracht wird. Dann wird anhand der geschätzten induzierten Spannung die Phase der induzierten Spannung berechnet, um die Position des Rotors zu bestimmen. Ein Vektor des virtuellen Spannungsab falls wird so abgeleitet, daß eine Änderung der Phase der induzierten Spannung verhindert und eine Berechnung einer Veränderung der induzierten Spannung ermöglicht werden.
Die Induktivitätskonstante des Synchronmotors mit Vorsprüngen wird durch Ld und Lq definiert. Die Induktivitätskonstante Ld ist ein Parameter, der die Beziehung zwischen dem d-Achsen-Strom und dem Magnetfluß ϕd auf den Drehkoordinaten (der d- und der q-Achse) repräsentiert, und bei einem Typen mit Dauermagneten stimmt die Richtung des von dem Magneten erzeugten Flusses mit der des Flusses ϕd aufgrund des d-Achsen-Stroms überein. Die Induktivitätskonstante Lq ist ein Parameter, der die Beziehung zwischen dem q-Achsen-Strom und dem Fluß ϕq repräsentiert, und bei einem Typen mit Dauermagneten ist der von dem Magneten erzeugte Fluß senkrecht zu dem Fluß ϕq aufgrund des q-Achsen-Stroms.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung weist der Spannungsabfall aufgrund der Induktivität einen Vektor von 90° in bezug auf den Motorstrom (Im) auf, und die Induktivität Lq, die eine elektrische Motorkonstante der Schenkelpolmaschine repräsentiert, wird als der vorstehend erwähnte, vorgegebene Wert verwendet. Dann wird der Spannungsabfall aufgrund der Induktivität anhand des Produkts von Lq, der Größe des erfaßbaren Motorsstroms und der erfaßbaren Frequenz (ω1) der an den Motor angelegten Spannung oder des Befehlswerts (ωr*) für die Drehzahl des Motors bestimmt. Dadurch kann auf der Grundlage der erfaßbaren Größen ein Spannungsabfall aufgrund der Induktivität berechnet werden, der keine Veränderung der induzierten Spannung verursacht, und die Schätzung der Phase der induzierten Spannung kann vereinfacht werden.
Wie vorstehend beschrieben, kann durch Einführen des Konzepts des virtuellen Spannungsabfalls erfindungsgemäß die Phase der induzierten Spannung, d.h. die Position des Rotors, auf der Grundlage der erfaßbaren Größen genau geschätzt werden. Der vorstehend erwähnte virtuelle Spannungsabfall ist ein Arbeitsmodell, bei dem Konstanten für die Induktivität verwendet werden, doch da die Vektorbeziehung eingeführt wird, bei der die Verwendung der Konstanten keine Auswirkungen auf die Phase der induzierten Spannung hat, hat die erfindungsgemäß ermittelte Phase der induzierten Spannung keinen Wert, der auf der Annäherung (sinΔθ ≈ Δθ) basiert, wie beim Stand der Technik, sondern kann über einen weiten Bereich akkurate Werte aufweisen.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Steuerung eines Synchronmotors ohne Rückgriff auf einen Sensor wird, basierend auf der Tatsache, daß die, wie vorstehend beschrieben, anhand der erfaßbaren Größen geschätzte Phase der induzierten Spannung einen Achsenverschiebungswinkel zwischen einer virtuellen Rotorposition auf den Steuerungsdrehkoordinaten und einer tatsächlichen, nicht erfaßbaren Rotorposition repräsentiert, die Frequenz der an den Motor angelegten Spannung so gesteuert, daß die Drehzahl der virtuellen Rotorposition verringert wird, wenn der Achsenverschiebungswinkel einen Wert hat, der angibt, daß die virtuelle Rotorposition der tatsächlichen Rotorposition in der Drehrichtung des Rotors vorauseilt, und erhöht wird, wenn ein Nachlaufen angezeigt wird.
Alternativ wird der Befehlswert für das Drehmoment des Motors so gesteuert, daß die Drehzahl der tatsächlichen Rotorposition erhöht wird, wenn der anhand der Phase der induzierten Spannung geschätzte Achsenverschiebungswinkel einen Wert aufweist, der anzeigt, daß die virtuelle Rotorposition der tatsächlichen Rotorposition in der Drehrichtung des Rotors vorauseilt, und verringert, wenn er einen Wert aufweist, der anzeigt, daß die virtuelle Rotorposition der tatsächlichen Rotorposition nachläuft.
Auf diese Weise wird die Achsenverschiebung Δθ zwischen der Steuerachse und der tatsächlichen Achse direkt anhand der Phase der im Motor induzierten Spannung bestimmt, und daher kann selbst dann eine stabile und hoch genaue Steuerung sichergestellt werden, wenn die Achsenverschiebung aufgrund einer abrupten Veränderung der Last zunimmt.
Vorteilhafter Weise wird bei einem erfindungsgemäßen Steuerverfahren ein Fehlerkompensationswert für den Achsenverschiebungswinkel eingestellt, und die Frequenz der an den Motor angelegten Spannung bzw. der Befehlswert für das Drehmoment wird so gesteuert, daß die Differenz zwischen dem Achsenverschiebungswinkel und dem Fehlerkompensationswert auf null eingestellt wird. Ferner wird die Einstellung des Fehlerkompensationswerts so vorgenommen, daß der Motorstrom unter der Voraussetzung minimiert wird, daß die Drehzahl des Motors und die Motorlast konstant sind. Dadurch kann der Einfluß jedes Fehlers eines eingestellten Parameters eliminiert werden, wodurch eine genauere Steuerung realisiert wird.
Als nächstes wird das Funktionsprinzip der Erfindung einschließlich der Prozedur des Ableitens der Achsenverschiebung Δθ von der Spannungsgleichung einer Schenkelpolmaschine beschrieben.
In 2 ist ein analytisches Modell eines Dauermagnetsynchronmotors dargestellt, das eine Statorwicklung mit einer U-Phase, einer V-Phase und einer W-Phase sowie einen Dauermagnetrotor zeigt. Der Drehwinkel ist in der Figur durch den elektrischen Winkel der den Motor antreibenden Wechselspannung dargestellt. Wie gezeigt, repräsentiert die d-Achse die Flußrichtung des Dauermagnetro tors, und die dc-Achse wird verwendet, um unter dem Gesichtspunkt der Steuerung die virtuelle Rotorposition anzuzeigen. Obwohl dies nicht dargestellt ist, sind eine q-Achse mit einem Winkel von 90° in Bezug auf die d-Achse und eine qc-Achse mit einem Winkel von 90° in Bezug auf die dc-Achse vorgesehen. Die Rotorkoordinaten repräsentieren ein Koordinatensystem mit der d-Achse und der q-Achse als Koordinatenachsen. Die virtuellen Rotorkoordinaten (die Rotorkoordinaten unter dem Gesichtspunkt der Steuerung) repräsentieren ein Koordinatensystem mit der dc-Achse und der qc-Achse als Koordinatenachsen. Nachstehend werden die dc- und die qc-Achse einfach als Steuerachsen bezeichnet.
Die reale Achse dreht sich mit einer Drehzahl ωr. Die Steuerachse dreht sich mit einer Drehzahl ω1 ebenfalls. Daher repräsentiert ω1 die Drehzahl der Steuerachse, doch wenn der Motor extern angetrieben wird, entspricht ω1 der Frequenz der an den Motor angelegten Spannung. Bei der zu einem momentanen Zeitpunkt rotierenden tatsächlichen Achse ist die Phase der d-Achse in Bezug auf einen Bezug der Achse der U-Phasenwicklung des Stators durch θd dargestellt. Ähnlich ist auf der Steuerachse die Phase der dc-Achse durch θdc dargestellt. Die Polarität der Phase wird als positiv definiert, wenn die Drehrichtung der Drehkoordinatenachse gemäß 2 der Gegenuhrzeigersinn ist. Die Rchsenverschiebung Δθ zwischen der realen Achse und der Steuerachse ist durch die Gleichung (1) definiert. Δθ = θdc – θd (1)
Es war bereits bekannt, daß auf den Rotorkoordinaten des Dauermagnetsynchronmotors mit Vorsprüngen eine Spannungsgleichung der Gleichung (2) steht, wobei r, Ld und Lq konstante elektrische Parameter sind, die den Widerstand und die Induktivität der Motorwicklung repräsentierten, und p ein Differentialoperator ist.
In der Gleichung (2) sind Vd und Vq der d-Achsen- und q-Achsen-Komponenten der an den Motor angelegten Spannung V1, und Id und Iq sind d-Achsen- und q-Achsen-Komponenten des Motorstroms Im. Vd, Vq, Id und Iq sind Spannungs- und Stromwerte auf der realen Achse und daher bei der Steuerung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor, bei der die Positionen auf der realen Achse unbekannt sind, nicht erfaßbare Größen. Der vierte Term auf der rechten Seite der Gleichung (2), KE·ωr, repräsentiert die durch die Drehung des Motors elektromotorische Drehzahlkraft, d.h. die Größe der induzierten Spannung.
Bei einer Steuerung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor ist die Frequenz ω1 der angelegten Spannung V1 erfaßbar, die Drehzahl ωr des Rotors jedoch nicht. Dann wird die Gleichung (2) auf eine Gleichung auf den virtuellen Rotorkoordinaten reduziert. Da die Achsenverschiebung zwischen der realen Achse und der Steuerachse Δθ ist, können die Spannungs- und Stromvektoren auf der realen Achse nach Maßgabe der erfaßbaren Spannungen Vdc und Vqc und der Stromwerte Idc und Iqc auf der Steuerachse durch die Gleichung (3) ausgedrückt.
Durch Einsetzen der Gleichung (3) in die Gleichung (2) ergibt sich die Gleichung (4), die eine Spannungsgleichung auf den virtuellen Rotorkoordinaten ist.
In der Gleichung (4) sind die Induktivitäten Ldc, Lqc und Ldqc durch die Gleichung (5) gegeben.
Wie aus Gleichung (5) ersichtlich, ändern sich die Werte von Ldc, Lqc und Ldqc abhängig von der Achsenverschiebung Δθ.
In 3 ist ein Vektordiagramm gezeigt, das die Beziehung zwischen den Spannungen an unterschiedlichen Abschnitten des Dauermagnetmotors mit Vorsprüngen darstellt. Die an den Motor angelegte Spannung V1 ist durch die Summe einer die elektromotorische Drehzahlkraft repräsentierenden, induzierten Spannung, eines Vektors Vr eines Spannungsabfalls aufgrund des Widerstands und eines Vektors VL eines Spannungsabfalls aufgrund der Induktivität gegeben. Zur Vereinfachung wird in dem Vektordiagramm davon ausgegangen, daß sich die Motorströme Id und Iq nicht ändern, und sie werden als konstante Werte betrachtet. Dies bedeutet, daß ein Differentialterm des dritten Terms auf der rechten Seite der Gleichung (2) oder die Differentialterme des dritten und vierten Terms auf der rechten Seite der Gleichung (4) vernachlässigt werden.
Allgemein wird bei der Schätzung der Position des Magnetpols auf der Grundlage der elektromotorischen Drehzahlkraft der Umstand genutzt, daß die Phase der im Motor induzierten Spannung in der Richtung der q-Achse auftritt, die in Bezug auf die Flußachse einen Winkel von 90° aufweist. Dementsprechend kann durch Schätzen der Komponenten des Vektors der induzierten Spannung auf den dc-qc-Koordinaten, die die Steuerachsen repräsentieren, und Bestimmen des Winkels zwischen dem Vektor und der qc-Achse, wie in 3 gezeigt, die Achsenverschiebung Δθ zwischen der Steuerachse und der realen Achse bestimmt werden. Da der Term für die induzierte Spannung nicht von außen erfaßt werden kann, wird er normalerweise anhand einer erfaßbaren Größe geschätzt. Verschiedene Schätzverfahren wurden vorgeschlagen, doch im Wesentlichen wird die geschätzte induzierte Spannung durch Subtrahieren der Spannungsabfallvektoren Vr und VL aufgrund des Widerstands und der Induktivität von der an den Motor angelegten Spannung V1 bestimmt.
Unter den zur Schätzung des Terms für die induzierte Spannung erforderlichen Spannungsabfallvektoren kann der Spannungsabfall Vr aufgrund des Widerstands anhand einer erfaßbaren Größe berechnet werden. Vr ist in Phase mit dem Motorstrom Im, und seine Größe beträgt das r-Fache des Motorstroms. Diese Beziehung gilt unabhängig von dem Koordinatensystem, und im Vektordiagramm sind Vr und Im in der gleichen Richtung dargestellt. Dementsprechend kann der Spannungsabfall Vr aufgrund des Widerstands anhand der erfaßbaren Stromerfassungswerte Idc und Iqc auf den dc-qc-Koordinaten berechnet werden.
Andererseits kann der Spannungsabfall VL aufgrund der Induktivität nicht berechnet werden, wenn die Position der realen Achse unbekannt ist. VL ist ein Vektor, der auf den realen Achsen in der Richtung der d-Achse die Komponente –ω1·Lq·Iq und in der Richtung der q-Achse die Komponente ω1·Ld·Id aufweist, und zur Be stimmung von VL sind die Stromwerte Id und Iq auf der realen Achse erforderlich. Da die Stromwerte Id und Iq auf der realen Achse jedoch nicht erfaßbar sind, kann der Spannungsabfall VL über die Induktivität nicht berechnet werden.
Dies wird unter Bezugnahme auf die Spannungsgleichung erläutert. In der Gleichung (4) repräsentieren der zweite, dritte und vierte Term auf der rechten Seite den Spannungsabfall VL, und sie enthalten die Induktivitätsparameter Ldc, Lqc und Ldqc, daher kann VL nicht berechnet werden, wenn der Wert der Achsenverschiebung Δθ nicht bestimmt ist. Da Δθ bei einer Steuerung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor nicht bestimmt werden kann, kann VL nicht berechnet werden. Bei dem Verfahren gemäß dem Stand der Technik 2 wird beispielsweise unter Verwendung des Induktivitätswerts bei einer Achsenverschiebung Δθ von 0 ein Näherungswert für VL berechnet. Weicht die Achsenverschiebung Δθ jedoch von der Nähe zu null ab, nimmt der Fehler der Annäherung zu, was zu einem Scheitern einer korrekten Schätzung der Phase der induzierten Spannung führt.
Unter diesen Umständen wird erfindungsgemäß das Konzept des virtuellen Spannungsabfalls für den Spannungsabfall aufgrund der Induktivität zugelassen. Der virtuelle Spannungsabfall ist eine Art von Arbeitsmodell, doch um eine Verschlechterung der Genauigkeit der Phase der induzierten Sollspannung selbst dann zu verhindern, wenn die Operation unter Verwendung dieses Arbeitsmodells ausgeführt wird, wird der virtuelle Spannungsabfall unter den Bedingungen eingeführt, daß (1) der virtuelle Spannungsabfall VL' anhand einer erfaßbaren Stromgröße berechnet werden kann und daß (2), um die Bedingung (1) zu erfüllen, VL' aus einer Komponente, die in bezug auf den Strom um eine vorgegebene Größe aus der Phase ge bracht ist, einer Komponente, die in bezug auf den Stromdifferentialwert um eine vorgegebene Größe aus der Phase gebracht ist oder der Summe der beiden vorstehend genannten Komponenten zusammengesetzt ist, und (3) die Vektorbeziehung so gehalten wird, daß die (angenommener Weise als virtuelle induzierte Spannung bezeichnete) durch Subtrahieren des Spannungsabfalls Vr aufgrund des Widerstands und des virtuellen Spannungsabfalls VL' von der (angenommener Weise als virtuelle induzierte Spannung bezeichneten) an den Motor angelegten Spannung V1 ermittelte Phase eines Vektors in Phase mit der tatsächlich im Motor induzierten Spannung ist. Damit die durch die Subtraktion bestimmte Phase der virtuellen induzierten Spannung mit der Phase der induzierten Spannung übereinstimmt, muß die Größe von VL' geeignet bestimmt werden.
Erfindungsgemäß ist der virtuelle Spannungsabfall VL' zur Vereinfachung der Verarbeitung aus der Summe einer Komponente mit einem Winkel von 90° in bezug auf die Phase des Stroms und einer Komponente zusammengesetzt, die in Phase mit dem Differential des Stroms ist. Dadurch stimmt die Phase eines durch Subtrahieren des Spannungsabfalls Vr aufgrund des Widerstands und des virtuellen Spannungsabfalls VL' erhaltenen Vektors mit der Phase der tatsächlich induzierten Spannung überein. Abhängig vom Ergebnis der Ableitung einer Gleichung zur Berechnung des virtuellen Spannungsabfalls VL' kann alternativ nur die Komponente mit einem Winkel von 90° zur Phase des Stroms verwendet werden, wie später beschrieben.
Als nächstes wird ein virtueller Spannungsabfall erläutert, der die vorstehend aufgeführten Bedingungen erfüllt. Eine der in 3 gezeigten ähnliche Spannungsgleichungsbeziehung, bei der der virtuelle Spannungsabfall VL' verwendet wird, ist in 4 in einem Vektordiagramm dargestellt. Bei dem Spannungsabfall VL gemäß 3 unterscheidet sich der Induktivitätswert für die d-Achse von dem für die q-Achse, doch bei dem virtuellen Spannungsabfall VL' gemäß 4 weisen beide Induktivitätswerte den gleichen Wert auf, damit die Bedingung (2) erfüllt ist. Ferner wird der Induktivitätswert der q-Achsen-Komponente, der in Phase mit der induzierten Spannung ist, zur Erfüllung der Bedingung (3) bei VL' verändert.
Dadurch wird sichergestellt, daß für VL' Id und Iq mit dem gleichen Koeffizienten ω1·Lq multipliziert werden und so die Phase VL' einen Winkel von 90° zu dem erfaßten Strom Im aufweist. Dementsprechend kann, wenn die erfaßten Stromwerte Idc und Iqc auf der Steuerachse bestimmt sind, die Phase von VL' als Phase bestimmt werden, die einen Winkel von 90° zum Strom Im aufweist. Da sich VL und VL' hinsichtlich der Komponente in der Richtung der q-Achse unterscheiden, unterscheidet sich die in 4 durch einen weißen Pfeil dargestellte induzierte Spannung hinsichtlich der Phase nicht von der gemäß 3, sondern nur hinsichtlich der Größe. Anders ausgedrückt werden durch die Berechnung des Spannungsabfalls aufgrund der Induktivität unter Verwendung der Konstante Lq die die Phase der induzierten Spannung betreffenden Informationen nicht beeinträchtigt. Es ist ersichtlich, daß die Summe der Größe der induzierten Spannung und der des Spannungsabfalls aufgrund der Induktivität, der mit der induzierten Spannung in Phase ist, in den 3 und 4 übereinstimmt.
Zwei Komponenten des virtuellen Spannungsabfalls VL' sind in 4 durch nicht erfaßbare Werte auf der realen Achse dargestellt, um den Vergleich mit 3 zu vereinfachen. In 5 ist jedoch der virtuelle Spannungsabfall VL' gemäß 4 durch erfaßbare Werte auf der Steuerachse dargestellt. Genauer ist der virtuelle Spannungsabfall VL' in 5 durch mittels einer Multiplikation jedes der erfaßbaren Stromwerte Idc und Idq mit Lq·ω1 erhaltene Komponenten dargestellt.
Als Nächstes wird eine Prozedur zum Ableiten der Spannungsbeziehung gemäß 5 unter Verwendung des virtuellen Spannungsabfalls VL' in Begriffen der Spannungsgleichung auf den d-q-Koordinaten der Schenkelpolmaschine beschrieben. Die Gleichung (2) drückt die Spannungsgleichung auf der realen Achse aus, und der zweite und dritte Term auf der rechten Seite zeigen den Spannungsabfall VL aufgrund der Induktivität. Diese Terme werden nun getrennt, wie durch die Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt.
In der Gleichung (6) ist der zweite Term auf der rechten Seite in einen Komponente, die einen Winkel von 90° zur Phase des Stroms aufweist, und eine eingestellte Komponente unterteilt. In der Gleichung (7) ist der dritte Term auf der rechten Seiten in der Gleichung (2) in eine Komponente, die in Phase mit der Differentialgröße des Stroms ist, und eine eingestellte Komponente unterteilt.
Es kann festgehalten werden, daß der erste Term auf der rechten Seite der Gleichungen (6) und (7) einen Spannungsabfall repräsentiert, der basierend auf der Annahme bestimmt wird, daß die aufgrund der Vorsprünge auf der d- und auf q-Achse unterschiedlichen Werte der Induktivität konstant gehalten werden. Der für die d-Achsen-Komponente der Vektoren auf der linken Seite der Gleichungen (6) und (7) verwendete Induktivitätswert wird jedoch konstant gehalten. Dadurch wird sichergestellt, daß die eingestellte Komponente im zweiten Term auf der rechten Seite der Gleichungen (6) und (7) auf der q-Achse einen Wert aufweisen kann, der mit der Komponente der induzierten Spannung übereinstimmt.
Die ersten Terme der Gleichungen (6) und (7) werden vereinigt und ergeben den durch die Gleichung (8) ausgedrückten virtuellen Spannungsabfall VL'.
Zusammengefaßt ist der virtuelle Spannungsabfall aufgrund der Induktivität ein wie nachstehend beschrieben berechneter Spannungsabfall. Der zur Drehzahl ω1 proportionale Term wird nämlich unter Verwendung der Induktivität Lq berechnet. Der zu Stromänderungen dId/dt und dIq/dt proportionale Term wird unter Verwendung der Induktivität Ld berechnet.
Als nächstes werden die Gleichungen (6) und (7) so in die Gleichung (2) eingesetzt, daß die Spannungsgleichung der Schenkelpolmaschine auf der realen Achse durch die Gleichung (9) ausgedrückt werden kann, wenn der virtuelle Spannungsabfall verwendet wird.
Der erste bis dritte Term auf der rechten Seite der Gleichung (9) repräsentieren den Spannungsabfall aufgrund des Widerstands und den virtuellen Spannungsabfall aufgrund der Induktivität.
Der vierte Term auf der rechten Seite der Gleichung (9) kann als Komponente der induzierten Spannung betrachtet werden, wenn der virtuelle Spannungsabfall verwendet wird. Die induzierte Spannung unterscheidet sich hinsichtlich der Größe von der induzierten Span nung gemäß der Gleichung (2), doch ihre Komponente ist auf der q-Achse gefangen, und ihre Komponente auf der d-Achse beträgt null, wodurch demonstriert wird, daß die zuerst genannte Spannung ziemlich mit der zuletzt genannten Spannung in Phase ist. Im vierten Term repräsentiert kE·ωr die durch das Magnetfeld des Dauermagneten erzeugte elektromotorische Drehzahlkraft, ω1·(Ld – Lq) Id repräsentiert eine mit dem magnetischen Widerstandsdrehmoment zusammenhängende Komponente der induzierten Spannung, und (Lq – Ld) pIq repräsentiert eine aufgrund einer Änderung des q-Achsen-Stromsinduzierte Spannung.
Die Gleichung (9) wird auf eine Spannungsgleichung auf den Steuerachsen reduziert. Zuerst wird die Gleichung (3) in die Gleichung (9) eingesetzt, und es ergibt sich die Gleichung (10).
Die Gleichung (10) wird so reduziert, daß die Spannungsgleichung der Schenkelpolmaschine auf den Steuerachsen schließlich durch die Gleichung (11) ausgedrückt werden kann, wenn der virtuelle Spannungsabfall verwendet wird.
Aus der Gleichung (11) wird eine Gleichung zum Ableiten von Δθ abgeleitet. Zunächst werden die Terme der Gleichung (11) für die induzierte Spannung zusammengesetzt, um die Gleichung (12) zu erhalten, anhand derer die Gleichung (13) erhalten wird, die die Achsenverschiebung Δθ zwischen der Steuerachse und der realen Achse angibt.
Wie vorstehend beschrieben, kann unter Verwendung des virtuellen Spannungsabfalls durch die Spannungsgleichung als Ergebnis der Reduktion der Gleichung (2), die die Spannungsgleichung der Schenkelpolmaschine ist, die Gleichung (13) erhalten werden, die die Achsenverschiebung Δθ zwischen der Steuerachse und der realen Achse angibt. Bei der Prozedur der Ableitung wird keine Annäherung von sinΔθ ≈ Δθ ausgeführt, und daneben wird der Induktivitätswert nicht angenähert. Dementsprechend gilt die Gleichung (13) in jedem Betriebszustand. Selbst wenn die Steuerachse und die reale Achse beispielsweise asynchron rotieren, gilt diese Gleichung.
Auf der rechten Seite der Gleichung (13) ist nur das Differential von Δθ nicht erfaßbar. Dementsprechend wird eine bei einer Steuerung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor zur Schätzung der Ro torposition verwendbare Schätzungsgleichung für die Achsenverschiebung Δθ abgeleitet, wie nachstehend beschrieben.
Da die Achsenverschiebung Δθ durch die Gleichung (1) definiert ist, kann ihr Differential durch die Differenz zwischen der Drehzahl der realen Achse und der Drehzahl der Steuerachse ausgedrückt werden, wie durch die Gleichung (14) gezeigt.
Wenn der Dauermagnetsynchronmotor ohne ein Auseinanderlaufen angetrieben wird, liegen die Werte der Drehzahl ωr auf der realen Achse und der Drehzahl ω1 auf der Steuerachse nahe beieinander. Dementsprechend können die Koeffizienten für Idc und Iqc gemäß der Gleichung (13) angenähert werden, wie durch die Gleichung (15) dargestellt, und eine Gleichung für die Schätzung der Achsenverschiebung ist durch die Gleichung (16) gegeben. Der normale Motorbetrieb wird so gesteuert, daß der Motor ohne ein Auseinanderlaufen arbeitet, und die Annäherung gemäß der Gleichung (15) verschlechtert die Genauigkeit bei der praktischen Nutzung nicht.
Gemäß der Gleichung (16) kann der Phasenwinkel der in der Schenkelpolmaschine induzierten Spannung, d.h. der Achsenverschiebungswinkel Δθ, unabhängig von der Position der Steuerachsen anhand der erfaßbaren Werte geschätzt werden, und daher kann die Rotorposition gemäß den Lehren der Erfindung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor geschätzt werden. Durch eine Steuerung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor bei einer Schenkelpolmaschine unter Verwendung von Δθ kann selbst bei einem Betrieb mit hoher Drehzahl mit mehreren Zehntausend min^–1 und bei einem Betrieb, bei dem eine große Achsenverschiebung auftritt, beispielsweise bei einem Betrieb mit abrupten Laständerungen und bei einem Betrieb mit abrupten Beschleunigungen und Verlangsamungen, eine stabile Steuerung ohne ein Auseinanderlaufen implementiert werden.
Wenn der Dauermagnetsynchronmotor ohne ein Auseinanderlaufen angetrieben wird, repräsentieren ferner die in Werte auf dem Drehkoordinatensystem umgewandelten Differentiale der Ströme Idc und Iqc eine Veränderung der Größe Im (des Spitzenwerts) des Motorstroms und eine Veränderung der Phase des Motorstroms. Dies kann bewiesen werden, indem iu = Im·cos(θdc + π/2 + ϕc) und iw = Im·cos(θdc – 4π/3 + π/2 + ϕc) in die später beschriebene Gleichung (24) für Phasenströme eingesetzt werden, die erfaßte Ströme repräsentieren, und Idc und Iqc differenziert werden (wobei ϕc die Phase des Stroms repräsentiert).
Gleichzeitig sind unter der Voraussetzung, daß die Drehzahl des Motors und die Last konstant sind, die Veränderung der Größe und der Phase des Motorstroms gering, und daher können die Differentialterme der Ströme Idc und Iqc als null betrachtet werden. Dann ist basierend auf der Annahme, daß die Differentialterme der Ströme Idc und Iqc vernachlässigt werden können, durch die Gleichung (17) eine weiter vereinfachte Gleichung zur Schätzung der Achsenverschiebung gegeben.
In der Gleichung (17) ist der erforderliche Parameter für die Induktivität nur Lq, und die Spannungsbeziehung ist identisch zu dem Vektordiagramm gemäß 5. Unter Berücksichtigung des Einflusses des Parameterfehlers auf den geschätzten Wert für die Achsenverschiebung ist die Anzahl der in der Gleichung für die Schätzung verwendeten Parameter vorzugsweise so gering wie möglich. Dementsprechend ist das Verfahren zum Schätzen der Achsenverschiebung Δθ unter Verwendung der Gleichung (17) dem Stand der Technik 2 und 3 unter dem Gesichtspunkt der Robustheit überlegen.
Unter Verwendung der Konstante Lq zur Berechnung des virtuellen Spannungsabfalls VL' über die Induktivität wird die Gleichung (17) von der Vektorbeziehung abgeleitet, die angibt, daß die Phase von VL einen Winkel von 90° zum Motorstrom Im aufweist, und die Phase der induzierten Spannung kann durch eine vereinfachte Berechnung geschätzt werden.
Als Nächstes wird eine weitere Ableitung der Gleichung zur Schätzung der Achsenverschiebung beschrieben. Im Vorstehenden wird die durch die Gleichung (13) ausgedrückte Achsenverschiebung Δθ anhand der Spannungs- und Stromgrößen auf den Steuerachsen abgeleitet, aber selbst, wenn sich das Koordinatensystem für die Erfassung ändert, kann die Achsenverschiebung ähnlich bestimmt werden. Im Folgenden wird die Ableitung einer Gleichung zur Schätzung der Achsenverschiebung Δθ auf einem auf die Stromachsen des Motors bezogenen Koordinatensystem beschrieben.
In 6 ist ein Vektordiagramm gezeigt, für das die gleichen Bedingungen gelten, wie gemäß den 3 und 4, wobei auf die Stromachse Bezug genommen wird. Es ist ersichtlich, daß die Phase der Stromachse von der qc-Achse aus betrachtet durch ϕc bezeichnet ist und daß die Phase der an den Motor angelegten Spannung V1 von der Stromachse aus betrachtet ϕv ist. Die Phase der Stromachse ist von der q-Achse aus betrachtet ϕm. Zwischen ψm und ψc besteht die Beziehung ϕm = ϕc + Δθ. Es ist ersichtlich, daß ψc und ψv erfaßbare Größen sind, während ψm eine nicht erfaßbare Größe ist.
Wird die Stromachse als Bezug (Kriterium) für die Erfassungskoordinaten gewählt, werden der Vektor der an den Motor angelegten Spannung und ein Motorstromvektor durch die Gleichung (18) ausgedrückt.
Die Vektorgröße gemäß der Gleichung (18) repräsentiert eine zur Stromrichtung senkrechte Komponente und eine Komponente in der Stromrichtung. Anders ausgedrückt weist die Spannung V1 eine zum Strom senkrechte Spannungskomponente –V1·sinϕv und eine Spannungskomponente V1·cosϕv in der Stromrichtung auf. Ähnlich weist der Strom eine senkrechte Komponente von null und eine Komponente in der gleichen Richtung mit der Größe Im auf.
Andererseits ist der Spannungsabfall Vr über den Widerstand mit dem Strom in Phase und weist eine zum Strom senkrechte Komponente von null und eine Spannungskomponente r·Im in der Richtung des Stroms auf. Der virtuelle Spannungsabfall VL' aufgrund der Induktivität weist einen Winkel von 90° zum Strom auf, und er hat eine zum Strom senkrechte Komponente –Lq·ω1·Im und eine Spannungskomponente von null in der Stromrichtung.
Wie vorstehend beschrieben, wird die zum Strom senkrechte Komponente der induzierten Spannung bezogen auf die Stromachse durch –V1·sinϕv – Lq·ω1·Im und ihre Komponente in der Richtung des Stroms durch V1·cosϕv – r·Im ausgedrückt. Dementsprechend kann unter Verwendung dieser Werte der nicht erfaßbare Wert ϕm bestimmt werden.
Als nächstes wird eine auf die Stromachse bezogene Spannungsgleichung abgeleitet, und eine die Achsenverschiebung Δθ repräsentierende Gleichung wird von der Spannungsgleichung abgeleitet. Die Spannungs- und Stromvektoren auf der realen Achse können unter Verwendung der Gleichung (19) anhand der auf die Stromachse bezogenen Größen der Gleichung (18) berechnet werden.
Die Gleichung (19) wird in die Gleichung (9) eingesetzt, die die Spannungsgleichung der Schenkelpolmaschine auf der realen Achse ist, wenn der virtuelle Spannungsabfall verwendet wird, wodurch sich die Gleichung (20) ergibt.
Der vierte Term auf der rechten Seite der Gleichung (20) enthält Phaseninformationen ϕm bezüglich der auf der Stromachse erfaßten induzierten Spannung. Der vierte Term auf der rechten Seite dient der Lösung der Gleichung (20) für ϕm, wodurch sich die Gleichung (21) ergibt.
Da hier Δθ = ϕm – ϕc gilt, kann die Achsenverschiebung Δθ durch die Gleichung (22) ausgedrückt werden.
Auf der rechten Seite der Gleichung (9) sind die Größe V1 und die Phase ϕv der Motorspannung, die Größe Im und die Phase ϕc des Stroms sowie die Drehzahl ω1 der Steuerkoordinatenachsen erfaßbare Größen. Durch Ausführen einer der beim Erhalt der Gleichungen (16) und (17) verwendeten ähnlichen Annäherung ist durch die Gleichung (23) eine Gleichung zur Schätzung der Achsenverschiebung Δθ gegeben, wenn die Stromachse als Erfassungssystem verwendet wird.
Gemäß der Gleichung (23) kann der Achsenverschiebungswinkel Δθ der Schenkelpolmaschine anhand der erfaßbaren Werte unabhängig von der Position der Steuerachse korrekt geschätzt werden, und daher kann die Rotorposition erfindungsgemäß ohne einen Rückgriff auf einen Positionssensor geschätzt werden. Wie die Gleichung (17) erfordert die Gleichung (23) nur Lq als Parameter für die Induktivität, wodurch ebenfalls eine hohe Robustheit sichergestellt werden kann.
Es wird darauf hingewiesen, daß unter Berücksichtigung des Vorzeichens des Nenners und des Zählers, die als Eingänge für die Funktion dienen, als in jeder der Gleichungen (13), (16), (17), (21), (22) und (23) verwendete Umkehrfunktion der Tangente eine Erweiterungsfunktion verwendet wird, in der der Ausgangsbereich auf –π ~ π (rad) erweitert ist. Falls nicht speziell darauf hingewiesen wird, ist die bei der vorliegenden Erfindung verwendete Umkehrfunktion der Tangente die oben beschriebene erweiterte Funktion.
Die Erfindung wurde unter Bezugnahme auf einen Fall beschrieben, in dem der Rotor des Motors vorwärts gedreht wird, doch im Fall einer umgekehrten oder Rückwärtsdrehung kann unter Berücksichtigung des Umstands, daß die Richtung der elektromotorischen Drehzahlkraft im Vergleich zum Vorwärtsbetrieb verändert wird und das Vorzeichen von Nenner und Zähler der Umkehrfunktion der Tangente zur Bestimmung der Achsenverschiebung Δθ verändert wird, die Achsenverschiebung Δθ ähnlich bestimmt werden.
Wie vorstehend beschrieben, kann die Achsenverschiebung Δθ von dem Steuersystem erfindungsgemäß unter Verwendung der erfaßbaren Größen geschätzt werden. Unter Verwendung des so erhaltenen Schätzwerts der Achsenverschiebung Δθ wird der Dauermagnetsynchronmotor gemäß dem nachstehend beschriebenen Verfahren ohne Rückgriff auf einen Positionssensor gesteuert.
Gemäß einem ersten Verfahren wird die Frequenz ω1 der an den Motor angelegten Wechselspannung auf der Grundlage des so erhaltenen Schätzwerts der Achsenverschiebung Δθ so verändert, daß Δθ null wird. Durch eine derartige Steuerung der Frequenz kann die virtuelle Drehachse so gesteuert werden, daß sie der Rotorachse des Motors folgt. Gemäß einem zweiten Verfahren wird ein Befehlswert für das Drehmoment des Motors auf der Grundlage des so erhaltenen Schätzwerts der Achsenverschiebung Δθ so verändert, daß Δθ null wird. Durch dieses Verfahren kann die Rotorachse des Motors so gesteuert werden, daß sie der Drehung der Steuerachse folgt.
Im Übrigen kann Δθ durch die durch die vorstehend aufgeführten Gleichungen (16), (17) oder (23) ausgedrückte Gleichung zur Schätzung der Achsenverschiebung Δθ korrekt geschätzt werden, wenn die verwendeten Parameter mit den tatsächlichen Werten übereinstimmen. Im allgemeinen enthält der eingestellte Wert eines Parameters jedoch einen Fehler und weicht von dem tatsächlichen Wert ab. Dadurch tritt aufgrund des Parameterfehlers ein Fehler des Schätzwerts für die Achsenverschiebung Δθ auf.
Gemäß der Gleichung (17) sind die zur Schätzung der Achsenverschiebung Δθ erforderlichen Parameterwerte der Widerstand r und die Induktivität Lq. Ist der eingestellte Wert Lq größer als der tatsächliche Wert, nimmt der virtuelle Spannungsabfall VL' gemäß 4 zu, wodurch die Phase der geschätzten induzierten Spannung dem durch einen weißen Pfeil dargestellten tatsächlichen Wert der induzierten Spannung nachläuft. Ähnlich nimmt, wenn der Widerstand r größer ist, der Spannungsabfall Vr gemäß 4 zu, so daß die Phase der geschätzten induzierten Spannung dem durch den weißen Pfeil dargestellten echten Wert der induzierten Spannung vorauseilt.
Wie vorstehend beschrieben, tritt der Einfluß des Parameterfehlers in Form eines stetigen Fehlers des Schätzwerts für die Achsenverschiebung Δθ auf. Tatsächlich beeinflussen mehrere Parameterfehler einander und bestimmen schließlich den Fehler der Achsenverschiebung Δθ.
Aufgrund des vorstehend genannten Fehlers kann die Phase der Steuerachse nicht mit der realen Achse zusammenfallen, und es bleibt eine stetige Achsenverschiebung Δθe. Unter diesen Umständen fließt auf der realen Achse kein dem Befehlswert entsprechender Strom, und die die Drehmomenterzeugung betreffende Stromkomponente nimmt ab. Dadurch nimmt das erzeugte Drehmoment ab, wodurch die Drehzahl des Rotors verringert wird. Zu diesem Zeitpunkt dient das Steuersystem ohne Positionssensor der derartigen Erhöhung des Motorstroms, daß eine Verringerung der Drehzahl verhindert wird. Tritt schließlich die stetige Achsenverschiebung Δθe auf, wird der Motorstrom erhöht.
Andererseits zeigt dies, daß die Größe des Motorstroms minimiert wird, wenn die Phasen der realen Achse und der Steuerachse zusammenfallen. Durch die Nutzung dieses Phänomens wird der Schätzfehler Δθe erfindungsgemäß korrigiert, wie nachstehend beschrieben.
Zur Korrektur des Schätzfehlers Δθe wird ein Kompensationswert Δθ* für den Fehler der Achsenverschiebung eingeführt, und die Frequenz ω1 der an den Motor angelegten Wechselspannung wird so verändert, daß Δθ* – Δθ null wird. Daneben wird der Befehlswert für das Drehmoment des Motors so modifiziert, daß Δθ* – Δθ null wird. Ein ursprünglicher Wert von null wird als Kompensationswert Δθ* für den Fehler der Achsenverschiebung eingestellt, und Δθ* wird geringfügig verändert, um den Motorstrom unter der Voraussetzung zu minimieren, daß die Drehzahl und die Last des Motors konstant sind und unverändert bleiben. Dadurch kann der Kompensationswert Δθ* für den Fehler der Achsenverschiebung bei der Schätzung der Achsenverschiebung schließlich so weit wie möglich an den stetigen Fehler Δθe angenähert werden, wodurch der Einfluß des Schätzfehlers Δθe vermindert wird.
Erfindungsgemäß kann die Phase der induzierten Spannung des Schenkelpolsynchronmotors unabhängig von der Rotorposition anhand erfaßbarer Werte geschätzt werden, und daher kann die Rotorposition vorteilhafter Weise ohne Rückgriff auf einen Positionssensor mit hoher Genauigkeit ermittelt werden.
Dadurch selbst beim Auftreten einer großen Achsenverschiebung während eines Betriebs bei hoher Drehzahl oder einem Betrieb mit abrupten Änderungen oder abrupten Beschleunigungen und Verlangsamungen ein ausgezeichnetes, positionssensorfreies System für einen Synchronmotor geschaffen werden, das stabil und frei von einem Auseinanderlaufen ist.
Ferner kann erfindungsgemäß der Einfluß eines im Verarbeitungsergebnis der Achsenverschiebung Δθ enthaltenen Parameterfehlers kompensiert werden, und daher kann ein ausgezeichnetes, positionssensorfreies System für einen Synchronmotor geschaffen werden, das selbst bei einem großen Parameterfehler frei von einem Auseinanderlaufen gehalten werden kann.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm, das den Gesamtaufbau eines Steuersystems zur Implementierung eines Verfahrens zur Steuerung eines Synchronmotors ohne Rückgriff auf einen Positionssensor gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
2 ist ein analytisches Diagramm, das die Beziehung zwischen d-q-Drehkoordinaten und dc-qc-Steuerungsdrehkoordinaten für einen Dauermagnetsynchronmotor zeigt;
3 ist ein Vektordiagramm, das unter Verwendung der Steuerachse als Bezug die Beziehung zwischen Spannungen in einem Rotationsschenkelpolsynchronmotors zeigt;
4 ist ein Vektordiagramm, das das Konzept eines virtuellen Spannungsabfalls in das Vektordiagramm gemäß 3 einführt;
5 ist ein Vektordiagramm, das unter Verwendung der Steuerachsen als Bezug einen virtuellen Spannungsabfall in der Spannungsbeziehung gemäß 4 zeigt;
6 ist ein Vektordiagramm, das unter Verwendung der Stromachsen als Bezug eine der in 4 gezeigten ähnliche Spannungsbeziehung zeigt;
7 ist ein Blockdiagramm, das die Inhalte der Berechnung durch einen Koordinatenkonverter 41 zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm, das die Inhalte der Berechnung in einer Verarbeitungseinheit zum Schätzen der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das die Inhalte einer Berechnung in einer Verarbeitungseinheit zum Schätzen der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigt;
10 ist ein Blockdiagramm, das die Inhalte einer Berechnung in einer Einheit zum Schätzen einer Drehmomentphase zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das die Inhalte einer Berechnung in einer Einheit zum Schätzen einer Drehmomentphase gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigt; und
12 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zum Einstellen der Stromphase auf optimale Bedingungen mittels einer Einheit zur Kompensation eines Fehlers der Achsenverschiebung zeigt;
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Unter Bezugnahme auf die 1 bis 12 der beiliegenden Zeichnungen werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Zunächst ist das gesamte Steuersystem zur Implementierung der Steuerung eines Synchronmotors ohne Rückgriff auf einen Positionssensor gemäß einer Ausführungsform der Erfindung aufgebaut, wie in 1 gezeigt. Eine Stromzufuhr 11 erzeugt eine Gleichspannung Edc und lädt einen Glättungskondensator 12. Die Gleichspannung Edc wird von einem Wechselrichter 13 in einen Dreiphasenwechselstrom mit verstellbarer Spannung und verstellbarer Frequenz umgewandelt, der wiederum an einen Synchronmotor 2 angelegt wird. Ein Spannungsdetektor 31 erfaßt die zum Steuern der an den Motor angelegten Spannung erforderliche Gleichspannung Edc. Ein Motorstromdetektor erfaßt den zur positionssensorfreien Steuerung (zur Steuerung ohne Rückgriff auf einen Positionssensor) erforderlichen Motorstrom.
Ein Koordinatenkonverter 41 reagiert auf vom Motorstromdetektor 32 erfaßte Motorströme iu und iw, um für diese Ströme auf der Grundlage einer Phase θdc einer dc-Achse für die virtuelle Rotorposition eine Koordinatenumwandlung auszuführen und den dc-Achsen-Strom Idc und den qc-Achsen-Strom Iqc auf einem unter Steuerungsgesichtspunkten erstellten dc-qc-Koordinatensystem für die virtuellen Drehkoordinaten zu liefern. Die Ströme Idc und Iqc sind erfaßbare Werte (erfaßte Werte), die durch eine Umwandlung der erfaßten Motorströme iu und iw erhalten werden, und werden nachstehend als erfaßte Ströme bezeichnet.
Der erfaßte Strom Idc wird zur Berechnung eines Stromfehlers mit einem von einem Strombefehlsgenerator 52 ausgegebenen d- Achsen-Strombefehlswert Idc* verglichen. Eine d-Achsen-Stromsteuereinheit 42d reagiert auf den Stromfehler und steuert Idc so, daß Idc dem Befehlswert folgt. Ähnlich wird der erfaßte Strom Iqc zur Berechnung eines Stromfehlers mit einem vom Strombefehlsgenerator 52 ausgegebenen Strombefehlswert Iqc* verglichen. Eine q-Achsen-Stromsteuereinheit 42q reagiert auf den Stromfehler und steuert Iqc so, daß Iqc dem Befehlswert folgt.
Ein Stromweiterleitungskompensator 43 ist eine zur Verbesserung des Ansprechverhaltens des Stroms und zum Verhindern einer gegenseitigen Beeinträchtigung des d-Achsen- und des q-Achsen-Stromsteuersystems verwendete Weiterleitungskompensationsvorrichtung. Die von der d-Achsen-Stromsteuereinheit 42d, der q-Achsen-Stromsteuereinheit 42q und der Stromweiterleitungskompensatoreinheit 43 ausgegebenen Signale werden zur Berechnung des d-Achsen-Spannungsbefehls Vdc* und des q-Achsen-Spannungsbefehls Vqc* verwendet.
Als Reaktion auf die Spannungsbefehle Vdc* und Vqc* führt ein Umkehrkonverter 44 auf der Grundalge der Phase θdc der dc-Achse für die virtuelle Rotorposition eine umgekehrte Umwandlung durch, um Dreiphasenspannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* zu erzeugen. Auf der Grundlage der so erzeugen Dreiphasenspannungsbefehle erzeugt ein Impulsbreitenmodulator 45 ein Antriebssignal, das einer allgemein bekannten Impulsbreitenmodulation (PWM) unterzogen wird, und das Antriebssignal steuert über eine Ansteuerschaltung die Halbleiterschaltelemente des Wechselrichters 13.
Als Reaktion auf einen Drehzahlbefehl ωr* und eine geschätzte Drehzahl ωr_det erstellt eine Drehzahlsteuereinheit 51 einen Drehmomentbefehl τ*. Anhand des Werts des Drehmomentbefehls τ* erstellt der Strombefehlsgenerator 52 einen d-Achsen-Strombefehl Idc* und einen q-Achsen-Strombefehl Iqc*. Die geschätzte Drehzahl ωr_det wird durch Entfernen einer Hochfrequenzänderungskomponente aus einer Wechselrichterausgangsfrequenz ω1 ermittelt, die die Drehzahl der Steuerachse repräsentiert und bei einem Steuersystem mit Sensor einer erfaßten Drehzahl entspricht. Die Wechselrichterausgangsfrequenz ω1 ist die Frequenz der an den Motor angelegten Spannung, und durch Integrieren von ω1 kann die Rotorposition (die virtuelle Rotorposition) θdc auf den Steuerachsen ermittelt werden.
In den beiliegenden Ansprüchen sind die Komponenten 50 bis 52 so zusammengefaßt, daß sie als Strombefehlsgenerator bezeichnet werden, und die Komponenten 42d, 42q, 43 bis 44 und 53 bis 55 sind so zusammengefaßt, daß sie als Spannungsbefehlsverarbeitungseinheit bezeichnet werden.
Wie später beschrieben, schätzt eine Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung gemäß der vorliegenden Ausführungsform anhand der Werte der Spannungsbefehle Vdc* und Vqc*, der erfaßten Ströme Idc und Iqc und des Drehzahlbefehls ωr*, der als Drehzahlinformation dient, die im Synchronmotor 2 induzierte Spannung. Dann wird anhand der Phase der geschätzten induzierten Spannung ein Schätzwert Δθ für die Achsenverschiebung berechnet und ausgegeben. Ferner wird die Größe |E0| der induzierten Spannung ausgegeben.
In bezug auf die geschätzte Achsenverschiebung Δθ erzeugt ein Achsenfehlerkompensator 7 eine Kompensationsgröße Δθ* zur Kompensation des Einflusses des vorstehend beschriebenen Parameterfehlers. Eine Einheit 62 zum Schätzen der Phase der Drehzahl bestimmt anhand der Achsenverschiebung Δθ und des von dem Achsenverschiebungsfehlerkompensator 7 ausgegebenen Werts Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung die Frequenz ω1 der an den Motor angelegten Spannung und berechnet anhand von ω1 die erfaßte Drehzahl ωr_det und die Phase der virtuellen Achse (die virtuelle Rotorposition) θdc, um sie auszugeben. Bei der Drehzahlsteuerung durch die Drehzahlsteuereinheit 51 wird ωr_det als erfaßte Drehzahl des Motors verwendet. Andererseits wird bei einer Umwandlung durch den Koordinatenkonverter 41 und den Wechselrichter 44 θdc verwendet.
Die Verarbeitung durch die einzelnen Komponenten wird nachstehend genauer beschrieben. Das Blockdiagramm gemäß 7 ist zur Erläuterung der Inhalte der von dem Koordinatenkonverter 41 ausgeführten Berechnungen nützlich. Die vom Motorstromdetektor 32 ausgegebenen erfaßten Ströme iu und iw und die von der Einheit 62 zum Schätzen der Phase der Drehzahl ausgegebene Phase θde werden in einen Verarbeitungsabschnitt 411 zur Koordinatenumwandlung eingegeben. Im Verarbeitungsabschnitt 411 werden gemäß der Gleichung (24) die erfaßten Ströme Idc und Iqc auf den dc-qc-Koordinatenachsen berechnet. Idc = iα·cosθdc + iβ·sinθdc Iqc = –iα·sinθdc + iβ·cosθdc (24)wobei i_α = ju und
gelten.
Die erfaßten Ströme iu und iw des Motors 2 enthalten Schaltsignalschwankungen und Rauschkomponenten. Dann wirken Filter 412 und 413 des Koordinatenkonverters 41 auf das Ergebnis der Berechnung gemäß der Gleichung (24) ein, um die vorstehend genannten Komponenten aus den erfaßten Strömen auf den dc-qc-Koordinatenachsen zu entfernen. Dementsprechend sind die Zeitkonstanten der Filter 412 und 413 auf vorgegebenen Werte eingestellt, die der Schaltfrequenz des Wechselrichters und den Schaltungsspezifikationen des Motorstromdetektors 32 entsprechen.
Als nächstes wird die Drehzahlsteuereinheit 51 beschrieben. Im Zusammenhang mit dem Drehzahlbefehl ωr* und der von der Einheit 62 zum Schätzen der Phase der Drehzahl ausgegebenen, geschätzten Drehzahl ωr_det wird von einer Addiereinrichtung 50 eine Differenz (ωr*) – ωr_det berechnet und in die Drehzahlsteuereinheit 51 eingegeben. Die Drehzahlsteuereinheit 51 berechnet einen Drehmomentbefehl τ*, der veranlaßt, daß ωr_det ωr* folgt, und gibt den Befehl aus. Wenn der Strombefehlsgenerator 52 τ* als Eingang empfängt, bestimmt er den dc-Achsen-Strombefehlswert Idc* und den qc-Achsen-Strombefehlswert Iqc* und gibt sie aus. Diese Befehlswerte werden so bestimmt, daß eine vorgegebene Schätzfunktion entsprechend den Betriebsbedingungen minimiert wird.
Der vom Strombefehlsgenerator 52 ausgegebene d-Achsen-Strombefehlswert Idc* und der vom Koordinatenkonverter 41 ausgegebene d-Achsen-Strom Idc werden in eine Addiereinrichtung 53 eingegeben, und die Differenz zwischen ihnen wird berechnet. Die d-Achsen-Stromsteuereinheit 42d berechnet eine Kompensationsspannung, die veranlaßt, daß der Wert von (Idc*) – Idc null wird, und gibt die d-Achsenkompensationsspannung VId aus. Der Strombefehlsgenerator 52 gibt einen q-Achsen-Strombefehlswert Iqc* aus, und der Koordinatenkonverter 41 gibt einen q-Achsen-Strom Iqc aus. Der Befehl und der Strom werden in eine Addiereinrichtung 54 eingegeben, und die Differenz zwischen ihnen wird berechnet. Die q-Achsen-Stromsteuereinheit 42q berechnet eine Kompensationsspannung, die veranlaßt, daß der Wert von (Iqc*) – Iqc null wird, und die q-Achsenkompensationsspannung VIq wird ausgegeben. Ferner werden der d-Achsen-Strombefehlswert Idc*, der q-Achsen-Strombefehlswert Iqc* und der Drehzahlbefehl ωr* in den Stromweiterleitungskompensator 43 eingegeben, und eine d-Achsen-Modellspannung Vdm* und eine q-Achsen-Modellspannung Vqm* werden ausgegeben. Diese Motorspannungsmodelle werden unter Verwendung von Id*, Iq* und ωr* durch die Gleichung (25) ausgedrückt. Vdm* = rcId* – ωr*LqcIq* Vqm* = ωr*LdcId* + rcIq* + kEcωr (25)
Die Motorspannungsmodelle gemäß der Gleichung (25) werden von der Gleichung (2) abgeleitet, und in diesen Modellen wird der Term der Gleichung (2) für die Stromänderung weggelassen, die Spannung und der Strom werden durch die Befehlswerte ersetzt, und sämtliche Motorkonstanten werden durch eingestellte Werte ersetzt. Daneben wird bei einem Antrieb des Motors 2 ohne ein Auseinanderlaufen davon ausgegangen, daß die Drehzahl ω1 der Steuerachse im wesentlichen mit dem Drehzahlbefehlswert ωr* übereinstimmt, und daher wird ω1 durch ωr* ersetzt.
Die Summe der d-Achsenkompensationsspannung VId und der d-Achsen-Modellspannung Vdm* wird mittels einer Addiereinrichtung 55 berechnet, und eine dc-Achsen-Spannung Vdc* wird an den Wechselrichter 44 ausgegeben. Ferner wird mittels einer Addiereinrichtung 56 die Summe der q-Achsen-Kompensationsspannung VIq und der q-Achsen-Modellspannung Vqm* berechnet, und ein qc-Achsen-Spannungsbefehl Vqc* wird an den Wechselrichter 44 ausgegeben.
Der Wechselrichter 44 empfängt die Spannungsbefehle Vdc* und Vqc* auf der Steuerachse, um einen Dreiphasenspannungsbefehl zu erzeugen. Genauer werden unter Verwendung des dc-Achsen-Spannungsbefehls Vdc* und des qc-Achsen-Spannungsbefehls Vqc* gemäß der Gleichung (26) Dreiphasenspannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* berechnet.
wobei Vα* = Vdc*·cosθdc – Vqc*·sinθdc Vβ* = Vdc*·sinθdc + Vqc*·cosθdc
Der Impulsbreitenmodulator 45 ist eine Modulationseinrichtung zum Ausführen einer bekannten Impulsbreitenmodulation. Der Spannungsdetektor 31 erfaßt entsprechend den Erfordernissen die Spannung Edc der Gleichspannungseinheit.
Als nächstes wird die Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung beschrieben. Eine Ausführungsform der Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung ist in 8 in Form eines Blockdiagramms gezeigt. Die Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung berechnet die Achsenverschiebung Δθ auf dem dc-qc-Koordinatensystem, das die Steuerachsen repräsentiert, und liefert einen Schätzwert.
Im Verarbeitungsabschnitt 611 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung werden anhand der erfaßten Ströme Idc und Iqc, der Spannungsbefehle Vdc* und Vqc* und des Drehzahlbefehls ωr* gemäß der Gleichung (27) eine dc-Achsen-Komponente E0dc und eine qc-Achsen-Komponente E0qc der induzierten Spannung auf den dc-qc-Koordinatenachsen berechnet. E0dc = Vdc* – rc·Idc + ωr*·Iqc E0qc = Vqc* – rc·Iqc + ωr*·Lqc·Idc (27)
Die Gleichung (27) ist von der Gleichung (17) abgeleitet, und in dieser Gleichung sind die Spannungen in der Gleichung (17) durch Befehlswerte ersetzt, und sämtliche Motorkonstanten (wie r, Lq) sind durch eingestellte Werte ersetzt. Wird der Motor ohne ein Auseinanderlaufen angetrieben, wird davon ausgegangen, daß die Drehzahl der Steuerachse (die Frequenz der an den Motor angelegten Spannung) ω1 im wesentlichen mit dem Drehzahlbefehlswert ωr* übereinstimmt, und ω1 wird durch ωr* ersetzt. Als Wert für ω1 kann der mittels der Einheit 62 zum Schätzen der Phase der Drehzahl anhand der Achsenverschiebung Δθ bestimmte verwendet werden.
In Verbindung mit der vom Verarbeitungsabschnitt 611 geschätzten, induzierten Spannung wird die Phase des Vektors der induzierten Spannung von der qc-Achse aus betrachtet berechnet, und mittels eines Verarbeitungsabschnitts 612p wird ein Schätzwert für die Achsenverschiebung Δθ berechnet. Ferner wird von einem Verarbeitungsabschnitt 612n die Größe |E0| des bestimmten Vektors der induzierten Spannung berechnet und ausgegeben.
In 9 ist eine weitere Ausführungsform der Verarbeitungseinheit zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung dargestellt. Die Verarbeitungseinheit 61' zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung berechnet die Achsenverschiebung Δθ unter Verwendung der Stromachse als Bezug. Im Zusammenhang mit den Spannungsbefehlen Vdc* und Vqc* werden mittels Verarbeitungsabschnitten 613n und 613p die Größe V1* der Spannungsbefehle und die Phase 6c eines Spannungsvektors von der qc-Achse aus betrachtet berechnet. Ähnlich werden im Zusammenhang mit den erfaßten Strömen Idc und Iqc mittels Verarbeitungsabschnitten 614n und 614p die Größe Im der Ströme und die Phase ϕc eines Stromvektors von der qc-Achse aus betrachtet berechnet. Anhand der so erhaltenen Werte V1*, δc, Im und ϕc berechnet ein Verarbeitungsabschnitt 615 gemäß der Gleichung (28) die induzierte Spannung. E0x = –V1*sin(δc – ϕc) – ωr*Iqc·Im E0y = V1*cos(δc – ϕc) – rc·Im (28)
Die Gleichung (28) ist aus der Gleichung (23) abgeleitet, und in dieser Gleichung repräsentiert E0x eine zur Stromachse senkrechte Komponente und E0y eine Komponente in der Stromrichtung. Im Zusammenhang mit der geschätzten induzierten Spannung E0 wird mittels eines Verarbeitungsabschnitts 616p die Phase ϕm der Stromachse von der Phase des Vektors der induzierten Spannung aus betrachtet berechnet. Ein Verarbeitungsabschnitt 617 bestimmt anhand der Differenz zwischen der von dem Vektor für die induzierte Spannung aus betrachteten Phase ϕm der Stromachse und der von der qc-Achse aus betrachteten Phase ϕc des Stromvektors die Achsenverschiebung Δθ. Ferner wird von einem Verarbeitungsabschnitt 616n die Größe |E0| des erhaltenen Vektors E0 der induzierten Spannung ausgegeben.
Wie vorstehend beschrieben, stellt bei der vorliegenden Ausführungsform die Verarbeitungseinheit 61 (61') zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung die Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters auf der Grundlage der geschätzten Achsenverschiebung Δθ ein. Wenn die Achsenverschiebung Δθ bei einer Vorwärtsdrehung des Motors positiv ist, läuft die Phase θdc der Steuerachse der Phase θd der realen Achse voraus, und daher wird die Wechselrichterfrequenz ω1 verringert, um die Drehung der Steuerachse zu verlangsamen. Umgekehrt läuft die Phase θdc der Steuer achse der Phase θd der realen Achse nach, wenn die Achsenverschiebung Δθ bei einer Vorwärtsdrehung des Motors negativ ist, und daher wird die Wechselrichterfrequenz ω1 erhöht, um die Drehung der Steuerachse zu beschleunigen.
Die auf die vorstehend beschriebene Weise bestimmte Wechselrichterfrequenz ω1 wird integriert, um die Phase der Steuerachse θdc zu ermitteln. Eine Hochfrequenzänderungskomponente wird aus der Wechselrichterfrequenz ω1 entfernt, um einen Motorschätzwert zu ermitteln, der für das Drehzahlsteuersystem verwendet wird. Dadurch kann ein Drehzahlsteuersystem ohne Drehzahlsensor für einen Synchronmotor geschaffen werden.
Unter Bezugnahme auf 10 wird nun eine Ausführungsform der Einheit 62 zum Schätzen der Phase der Drehzahl beschrieben. Die Differenz zwischen der von der Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung geschätzten Achsenverschiebung Δθ und dem von dem Kompensator 7 für den Fehler der Achsenverschiebung ausgegebenen Wert Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung wird mittels einer Addiereinrichtung 621 berechnet. Der Ausgang der Addiereinrichtung 621 wird in einen PI-Kompensator 622 eingegeben. Der PI-Kompensator 622 verarbeitet die Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters so, daß Δθ Δθ* folgt. Anstelle des PI-Kompensators kann auch eine andere Einrichtung verwendet werden, die die gleiche Funktion hat.
Da durch diese Konstruktion der Einfluß des im Ergebnis der Berechnung der Achsenverschiebung Δθ enthaltenen Parameterfehlers kompensiert werden kann, kann ein ausgezeichnetes Steuersystem für einen Synchronmotor ohne Positionssensor geschaffen wer den, das selbst bei einem großen Parameterfehler frei von einem Auseinanderlaufen ist.
Der Ausgang des PI-Kompensators 622 verändert sich aufgrund der Einstellung der Achsenverschiebung Δθ ständig und enthält eine Hochfrequenzkomponente. Wenn der Ausgang des PI-Kompensators 622 als erfaßte Drehzahl des Motors zur Steuerung der Drehzahl des Motors verwendet wird, wird dementsprechend die Drehzahlsteuerkennlinie verschlechtert. Daher wird die Hochfrequenzkomponente bei der vorliegenden Ausführungsform mittels eines Tiefpaßfilters 623 aus ω1 entfernt, um einen geschätzten Wert ωr_det für die Drehzahl zu ermitteln. Zudem integriert eine Integrationseinrichtung 624 die von dem Wechselrichter ausgegebene Frequenz ω1, um eine Phase θdc auszugeben.
In 11 ist eine weitere Ausführungsform der Einheit 62 zum Schätzen der Phase der Drehzahl dargestellt. Gemäß der Ausführungsform wird im Hinblick auf eine Verbesserung des Ansprechverhaltens der Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters eine Einrichtung zum Schätzen einer Drehzahl anhand der Größe |E0| der induzierten Spannung zu der in 10 gezeigten Ausführungsform hinzugefügt. Nach der Gleichung (9) kann die von der Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung bestimmte Größe |E0| der induzierten Spannung durch die Gleichung (29) ausgedrückt werden. |E0| = kEωr + ωr(Ld – Lq)·Id + (Lq – Ld)·pIq (29)
Wird der Term für die Stromänderung in der Gleichung (29) vernachlässigt, ist die Größe der induzierten Spannung proportional zur Drehzahl ωr des Motors, so daß die Drehzahl des Motors durch Dividieren der Größe durch einen Koeffizienten k der induzierten Spannung geschätzt werden kann, wie durch die Gleichung (30) dargestellt. k = kEC + (Ldc – Lqc)·Id (30)
Hierbei repräsentiert kEC den eingestellten Wert der Konstanten für die induzierte Spannung, und Ldc und Lqc repräsentieren die eingestellten Werte der Induktivität. Ferner kann Id gemäß der Gleichung (3) anhand der erfaßten Ströme Idc und Iqc auf den Steuerachsen und der Achsenverschiebung Δθ bestimmt werden.
Gemäß 11 werden die Größe |E0| der induzierten Spannung und der Koeffizient k der induzierten Spannung gemäß der Gleichung (30) in eine Integrationseinrichtung 625 eingegeben. In der Integrationseinrichtung 625 wird |E0|/k berechnet, und eine anhand der induzierten Spannung geschätzte Drehzahl ωr_est wird ausgegeben. In einer Additionseinrichtung 626 werden der Ausgang des PI-Kompensators 622 und ωr_est addiert, und die Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters wird ausgegeben. Bei dieser Konstruktion wird eine Verschiebung von ωr_est in bezug auf die tatsächliche Drehzahl mittels des PI-Kompensators 622 kompensiert, und so kann das Ansprechverhalten durch Einstellen der Steuerungsverstärkung verbessert werden.
Zudem wird in einer Additionseinrichtung 627 die Summe von ωr_est und dem Ausgang des PI-Kompensators 622, aus dem die Hochfrequenzkomponenten entfernt wurden, berechnet, und eine geschätzte Drehzahl ωr_det des Motors wird ausgegeben. Bei der Ausführungsform gemäß 11 wird der Ausgang der Integrationseinrichtung als Größe entnommen, die aus der Entfernung der Hochfrequenzkomponenten aus dem Ausgang des PI-Kompensators 622 resultiert. Dies liegt daran, daß der in der Steuereinheit eingestellte Pa rameterwert einen Fehler aufweist und der in ωr_est enthaltene Fehler kompensiert werden muß.
Gleichzeitig verbleibt in dem die Achsenverschiebung Δθ betreffenden Ergebnis der Verarbeitung der Verarbeitungseinheit 61 zur Schätzung der induzierten Spannung und der Achsenverschiebung aufgrund des Parameterfehlers eine stetige Achsenverschiebung Δθe. Damit der Strombefehlsgenerator 52 ein einem Befehlswert entsprechendes Drehmoment liefert, werden andererseits die Strombefehlswerte Idc* und Iqc* entsprechend dem Wert von τ* berechnet. Bei einem Vorliegen einer stetigen Achsenverschiebung Δθe fließt jedoch auf der realen Achse kein dem Befehlswert entsprechender Strom, der das erzeugte Drehmoment verringert. Dadurch wird die Drehzahl verringert, wodurch die Drehzahlsteuereinheit 51 den Drehmomentbefehl τ* erhöht, und schließlich wird die Größe der Strombefehlswerte erhöht. Wenn dagegen die Phasen der realen Achse und der Steuerachse übereinstimmten, wodurch der Strom mit den Befehlswerten übereinstimmt, wird der Befehlswert τ* für das Drehmoment minimiert, und die Größe Im des Motorstroms wird ebenfalls minimiert.
Der Kompensator 7 für den Fehler der Achsenverschiebung gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist eine Einrichtung zur Kompensation des Einflusses eines Fehlers, wenn der in der Steuereinheit eingestellte Parameterwert einen Fehler aufweist. Durch Einsetzen eines Werts in den normalerweise auf null eingestellten Wert Δθ* kann die Achsenverschiebung zwischen der realen Achse und der Steuerachse durch die Summe der Achsenverschiebung Δθe aufgrund des Parameterfehlers und des Werts Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung gegeben sein. Dann kann die reale Achse mit der Steuerachse in Übereinstimmung gebracht werden, indem der Wert Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung so eingestellt wird, daß der Motorstrom Im minimiert wird, und indem Δθ* + Δθe auf null gebracht wird.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf 12 ein Verfahren zum Einstellen des Werts Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung beschrieben. Es wird davon ausgegangen, daß der Wert Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung während einer i-ten Steuerperiode eingestellt ist und die Größe des Motorstroms Im(i) ist. Als Nächstes wird davon ausgegangen, daß Δθ* während der (i + 1)-ten Steuerperiode auf einen zufällig ausgewählten Wert eingestellt wird und daß dadurch die Größe des Motorstroms auf Im(i + 1) verändert wird. Ist Im(i + 1) kleiner als Im(i), wird der während der (i + 1)-ten Steuerperiode verwendete, eingestellte Wert für Id* oder Δθ* ausgewählt. Durch Wiederholen des oben beschriebenen Vorgangs kann ein eingestellter Wert bestimmt werden, durch den der Motorstrom Im minimiert wird.
Wie vorstehend beschrieben, wird bei der vorliegenden Ausführungsform auf der Grundlage der Tatsache, daß die induzierte Spannung der Schenkelpolmaschine durch Subtrahieren des Spannungsabfalls aufgrund des Widerstands und des Spannungsabfalls aufgrund der Induktivität von der an den Motor angelegten Spannung ermittelt werden kann, das Konzept einer von der Rotorposition unabhängigen virtuellen Spannung eingeführt, durch die der von der Rotorposition abhängige Spannungsabfall aufgrund der Induktivität ersetzt wird, wenn die Rotorposition anhand der Phase der induzierten Spannung der Schenkelpolmaschine geschätzt wird, und im Übrigen wird durch die Verwendung der Motorkonstante Lq als Induktivität eine Vektorbeziehung abgeleitet, die keine Änderung der Phase der induzierten Spannung verursacht, wodurch sichergestellt wird, daß die Phase der induzierten Spannung auf der Grundlage erfaßbarer Größen korrekt geschätzt werden kann.
Der Vektor kann bei der Spannungsbeziehung der Schenkelpolmaschine, in die das Konzept des virtuellen Spannungsabfalls einbezogen wurde, stehen, wenn entweder die Steuerachse oder die Stromachse als Bezug verwendet wird, und daher kann die Phase der induzierten Spannung anhand auf der Steuerachse oder der Stromachse erfaßbarer Werte abgeschätzt werden.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wurde das Verfahren zum Schätzen des Achsenverschiebungswinkels Δθ auf der Grundlage der Gleichung (17) oder (23) beschrieben, doch die Achsenverschiebung Δθ kann unter Verwendung der Gleichung (16) ähnlich geschätzt werden. In diesem Fall werden im Zusammenhang mit dem virtuellen Spannungsabfall Differentialkomponenten der erfaßten Ströme Idc und Iqc berücksichtigt. Bei der Berechnung des Differentialterms des erfaßbaren Stroms kann durch die Verwendung der Induktivitätskonstante Ld eine Vektorbeziehung eingeführt werden, die keine Veränderung der Phase der induzierten Spannung verursacht, wodurch die Phase der induzierten Spannung auf der Grundlage erfaßbarer Werte korrekt geschätzt werden kann.
Auf diese Weise kann die Phase der induzierten Spannung einer Schenkelpolmaschine ohne Rückgriff auf einen Positionssensor unter Verwendung des Konzepts des virtuellen Spannungsabfalls anhand erfaßbarer Werte geschätzt werden, und die Achsenverschiebung Δθ kann direkt anhand der geschätzten Phase mit hoher Genauigkeit berechnet werden, wodurch ein ausgezeichnetes Steuersystem für einen Synchronmotor ohne Rückgriff auf einen Positionssensor geschaffen werden kann, das selbst beim Auftreten einer großen Achsenverschiebung beispielsweise während einer abrupten Lastände rung oder bei einem Betrieb mit einer abrupten Beschleunigung und Verlangsamung stabil und ohne ein Auseinanderlaufen arbeitet.
Ferner wird gemäß der vorliegenden Ausführungsform zur Verringerung des Schätzfehlers Δθ aufgrund der Fehler der eingestellten Parameterwerte in den Gleichungen zur Schätzung der Achsenverschiebung (den Gleichungen (16), (17) und (23)) das Konzept des Werts Δθ* zur Kompensation des Fehlers der Achsenverschiebung eingeführt, und die Frequenz ω1 der an den Motor angelegten Spannung bzw. der Befehlswert τ* für das Drehmoment wird so modifiziert, daß Δθ* – Δθ null wird. In diesem Fall wird unter Ausnutzung der Tatsache, daß der Motorstrom minimiert wird, wenn die Phasen der realen Achse und der Steuerachse übereinstimmen, der eingestellte Wert Δθ* so eingestellt, daß der Motorstrom in einem stabilen Zustand des Motors minimiert wird.
Im Zusammenhang mit den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen wurde ein Schenkelpolsynchronmotor behandelt, für den ein Dauermagnet verwendet wurde. Als Schenkelpolsynchronmotor, bei dem kein Magnet verwendet wird, ist ein Reluktanzsynchronmotor bekannt. Wie in der Technik allgemein bekannt, weist die Spannungsgleichung eines Reluktanzsynchronmotors ein Format auf, bei dem der Term für KE in der Spannungsgleichung (2) des Dauermagnetsynchronmotors auf den Wert null gebracht wird. Andererseits wird in den erfindungsgemäß abgeleiteten Gleichungen (17) und (23) zur Schätzung der Achsenverschiebung die Konstante KE der induzierten Spannung bei der Verarbeitung nicht verwendet. Daneben erfolgt bei der Ableitung dieser Gleichungen keine von KE abhängige Reduzierung. Dementsprechend können das erfindungsgemäße Verfahren zum Schätzen der Achsenverschiebung Δθ und das erfindungsgemäße Steuerverfahren ohne Rückgriff auf einen Positi onssensor auch bei einem Reluktanzsynchronmotor angewendet werden.

Claims

Verfahren zum Abschätzen der Rotorposition eines Synchronmotors mit Vorsprüngen, mit den Schritten: Abschätzen einer induzierten Spannung des Synchronmotors (2) aus einer Vektordifferenz zwischen einem Vektor einer an den Motor angelegten Spannung (V1) und Vektoren von Spannungsabfällen (VL', Vr) aufgrund des Widerstandes und der Induktivität einer Motorwicklung, wobei zur Bestimmung des Spannungsabfalls (VL') aufgrund der Induktivität als eine Größe, die um einen vorbestimmten Betrag vom Motorstrom phasenverschoben ist, eine konstante Induktionszahl (Lq) der Motorwicklung als vorbestimmter Wert verwendet wird; und Berechnen der Phase der induzierten Spannung aus der abgeschätzten induzierten Spannung zur Abschätzung der Rotorposition, wobei die Phase der induzierten Spannung bezugnehmend auf die folgende Formel:
oder bezugnehmend auf die folgende Formel
abgeschätzt wird, wobei ΔΘ den Achsenverschiebungswinkel zwischen einer tatsächlichen Position und einer virtuellen Rotorposition aus Steuerungssicht darstellt, Vdc, Vqc, Idc, Iqc beobachtbare Spannungen und Ströme an den Steuerungsachsen darstellen, r den Widerstand der Motorwicklung darstellt, ω1 die Drehgeschwindigkeit der Steuerungsachse darstellt, Lq eine Induktionskonstante darstellt, V1 und Φv Betrag und Phase der Motorspannung darstellen, Im den Betrag einer Motorstrom komponente darstellt und Φc die Phase der Stromachse aus Sicht der qc-Achse ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Vektor des Spannungsabfalls (VL') aufgrund der Induktivität der Motorwicklung ein dem Vektor des Motorstroms um 90° vorauseilender Vektor ist.
Verfahren zur Steuerung eines Synchronmotors mit Vorsprüngen ohne Zuhilfenahme eines Positionssensors, mit den Schritten: Abschätzen einer Rotorposition des Synchronmotors mit einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei entweder, wenn ein Achsenverschiebungswinkel, wie er aus der Phase der induzierten Spannung abgeschätzt wurde, anzeigt, dass die virtuelle Rotorposition der tatsächlichen Rotorposition in Drehrichtung des Rotors vorauseilt, die Frequenz einer an den Motor angelegten Spannung verringert wird, um die Drehgeschwindigkeit der virtuellen Rotorposition zu verringern, und wenn der abgeschätzte Achsenverschiebungswinkel Nachlauf anzeigt, die Frequenz der an den Motor angelegten Spannung erhöht wird, um die Drehgeschwindigkeit der virtuellen Rotorposition zu erhöhen, oder wenn der Achsenverschiebungswinkel anzeigt, dass die virtuelle Rotorposition der tatsächlichen Rotorposition in Drehrichtung des Rotors vorauseilt, ein Drehmomentbefehlswert für den Motor erhöht wird, um die Drehgeschwindigkeit der tatsächlichen Rotorposition zu erhöhen, und wenn der abgeschätzte Achsenverschiebungswinkel das Nacheilen anzeigt, der Drehmomentbefehlswert für den Motor verringert wird, um die Drehgeschwindigkeit der tatsächlichen Rotorposition zu verringern.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem ein Fehlerkompensationswert (Δθ*) des Achsenverschiebungswinkels, wie er durch die Phase der induzierten Spannung angegeben wird, gesetzt wird, und die Frequenz der an den Motor angelegten Spannung oder des Drehmomentbefehlswerts so gesteuert wird, dass der Unterschied zwischen dem Achsenverschiebungswinkel (Δθ) und dem Fehlerkompensationswert minimal wird.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das Setzen des Fehlerkompensationswertes so eingestellt wird, dass unter der Bedingung, dass die Drehgeschwindigkeit und die Last des Motors konstant sind, der Motorstrom minimiert wird.
System zum Steuern eines Synchronmotors mit Vorsprüngen ohne Zuhilfenahme eines Positionssensors, mit: einem Wechselrichter (13) zum Umwandeln einer Gleichspannung in eine dreiphasige Wechselspannung veränderlicher Spannung und veränderlicher Frequenz und Anlegen der dreiphasigen Wechselspannung an den Synchronmotor (2) mit Vorsprüngen; einem Stromdetektor (32) zum Erfassen eines Motorstroms; einer Spannungsbefehlsbearbeitungseinheit (42d, 42q, 43, 44; 53–55) zum Erstellen von Spannungsbefehlswerten (Vdc*, Vqc*) unter Verwendung einer virtuellen Rotorposition (θdc) so, dass Betrag und Phase des erfassten dreiphasigen Motorstroms den Befehlswerten von Betrag und Phase des Motorstroms folgen; einer Strombefehlserzeugungseinheit (50–52), der ein Motorgeschwindigkeitsbefehlswert (ωr*) zugeführt wird, um die Befehlswerte des Betrags und der Phase des Motorstroms auf der Grundlage des Motorgeschwindigkeitsbefehlswertes (ωr*) und eines Motorgeschwindigkeitsschätzwertes (ωr*_det) zu erstellen; einer Abschätzungseinheit (61) für die induzierte Spannung zum Abschätzen einer induzierten Spannung des Motors unter Verwendung des erfassten Motorstroms, des Spannungsbefehlswertes des Motorgeschwindigkeitsbefehlswert (ωr*) oder der Frequenz der an den Motor angelegten Spannung und des Widerstands und einer Induktivitätskonstantzahl (Lq) der Motorwicklung, zum Abschätzen eines Achsenverschiebungswinkels (Δθ), der eine Verschiebung der virtuellen Rotorposition aus Sicht der Steuerung und einer realen Position angibt, und zum Ausgeben des Achsenverschiebungswinkels, wobei der Achsenverschiebungswinkel (Δθ) bezugnehmend auf die Formel
oder bezugnehmend auf die Formel
berechnet wird, wobei Vdc, Vqc, Idc and Iqc beobachtbare Spannungen und Ströme an den Steuerungsachsen darstellen, r den Widerstand der Motorwicklung darstellt, ω1 die Drehgeschwindigkeit der Steuerungsachsen darstellt, Lq eine Induktivitätskonstante darstellt, V1 und Φv Betrag und Phase der Motorspannung darstellen, Im den Betrag einer Motorstromkomponente darstellt und Φc die Phase der Stromachse aus Sicht der qc-Achse ist, und einer Geschwindigkeitsphasenabschätzungseinheit (62) zum Bestimmen des Motorgeschwindigkeitsschätzwertes ωr_det) und der virtuellen Rotorposition (θdc) aus dem Achsenverschiebungswinkel (Δθ) und zum Ausgeben derselben.
System nach Anspruch 6, bei dem die Geschwindigkeitsphasenabschätzungseinheit (62) eine Einrichtung aufweist zum Berechnen der Frequenz der an den Motor angelegten Spannung aus dem Achsenverschiebungswinkel (Δθ) um sie auszugeben, und zur Bestimmung des Motorgeschwindigkeitsschätzwertes (ωr_det) und der virtuellen Rotorposition (θdc) aus der berechneten Frequenz der an den Motor angelegten Spannung, um sie auszugeben.
Steuerungssystem für einen Synchronmotor ohne zu Hilfenahme eines Positionssensors nach Anspruch 6 oder 7, mit einer Fehlerkompensationseinheit (7) zum Anlegen eines Fehlerkompensationswertes (Δθ*) des Motorparameters an einen abgeschätzten Wert des Achsenverschiebungswinkels (Δθ), wobei die Geschwindigkeitsphasenabschätzungseinheit (62) den eingegebenen Achsenverschiebungswinkel (Δθ) so berechnet, dass er dem Fehlerkompensationswert folgt und einen Motorgeschwindigkeitsabschätzungswert (ωr_det) ausgibt.