CN1988526A - 一种多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，可以由基于循环前缀相关的第一次的码元同步；基于导频结构的第二次的码元同步；第一次小数倍频偏估计；第一次小数倍频偏补偿；第二次小数倍频偏估计；第二次小数倍频偏补偿；整数频偏估计以及整数频偏补偿等步骤构成。采用本发明所述的方法，与现有技术相比，由于采用在MIMO+OFDM的通信***中进行两次码元同步、两次小数倍频偏估计和两次小数倍频偏补偿的技术方案，在大大提高了同步精度的同时，并没有耗费过多的***资源，并且运算量很小，非常利于工程实现。

Description

一种多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法

技术领域

本发明涉及一种多输入多输出(MIMO)、正交频分复用(OFDM)无线接收***中时间同步和频率同步的方法。

背景技术

随着数字信号处理技术和高速器件的发展，最初实现OFDM技术的障碍己不复存在，OFDM已经在DAB、DVB和WLAN等***中取得了成功的应用。OFDM利用各个子载波之间的正交性，允许子信道的频谱相互重叠，可以很大程度地利用频谱资源。它把高速数据流通过串并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而有效地减少了无线信道的时间弥散所带来的符号间串扰(ISI)，同时由于各子信道的带宽相对较窄，均衡便可以对每个子载波分别进行，这样就减少了接收机内均衡的复杂度。由于上述特点，这项技术在近几年来得到广泛的应用。

MIMO是指在发射端和接收端，分别使用多个发射天线和接收天线。传统的通信***是单进单出(SISO)方式，基于发射分集和接收分集的多进单出(MISO)方式、单进多出(SIMO)方式也是MIMO的特殊情况。MIMO的基本思想是在发射、接收或收发双端采用多个天线，通过空时处理技术，充分利用信道之间的独立衰落特性，提高频谱利用率，通信质量和***容量。

例如：贝尔实验室的Foschini等人，提出了一种分层空时结构(BLAST)，它将信源数据分成几个子数据流，独立进行编码/调制。分层空时编码***在21dB的平均信噪比下可以达到42b/s/Hz的带宽利用率，这样的带宽利用率对于单发射单接收***是不可想象的。

高速业务和用户数的激增使得对频谱的需求量急剧增加，而频谱资源是有限的，所以结合MIMO和OFDM这两项先进的技术，一方面可以提高频谱利用率，另一方面可以有效抵抗频率选择性衰落。

但是，MIMO与OFDM结合在具有以上优点的同时，并没有消除它们自身的缺点：OFDM对频率偏移非常敏感。为了采用OFDM技术，载波偏差与子载波间隔相比较，必须很小，否则OFDM的解调性能将收到很大影响。

然而无线信道存在时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移，例如多普勒频移，或者发射机载波频率与接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使得OFDM***子载波之间的正交性遭到破坏，从而导致子信道之间的信号互相干扰(ICI)。

同时，OFDM***的码元定时必须落在循环前缀(CP)允许的范围内，否则这时FFT解调窗口包含了非当前码元的信息，将引起码元间的干扰。而对于MIMO+OFDM***定时同步来说，也可以采用已知的信息进行同步分析，如CP信息，是当前比较流行的处理方法，但是基于CP信息所得到可以不需要***额外的资源实现同步，同时计算量也不大。但其缺点是相关峰较为平坦，不利于判决，同时频偏估计范围小。所以，一般作为定时粗同步。

此外，利用导频/同步符号的特殊结构进行定时的精同步。频率同步采用特殊的前导设计来进行同步。如三星公司在2004年10月16号申请的，申请号为200410010473.6，公开号为CN 1630283A专利申请，在多入多出正交频分复用***中为同步而发射的前导的方法在具有Q个发射天线的OFDM通信***生成一个具有CP和正交序列的基础前导序列。如果Q≤一个预定数目M，第k个天线的前导序列为S(t-(k-1)T/Q)。如果Q＞M并且k≤M，第k个天线发射的前导序列为S(t-(k-1)T/Q)。如果Q＞M并且k＞M，第k个天线的前导序列为(-1)(PS-1)S(t-(k-1)T/Q)。其中，S(t)为正交序列，T为正交序列的周期，PS为指示前导序列的发射周期的指数。该前导序列从Q个发射天线至少被发射两次。接收端采用CP进行定时粗同步、利用交叉相关性进行定时精同步。但是，由于该方法没有充分利用CP和导频等所有已知信息进行频偏估计，所以频偏估计的精度有限；且每个天线需要重复发送相同的前导序列，增加大量的复杂度和冗余度，***传输效率变低。

Paolo Priotti等，于2003年8月22号申请的美国专利，其公开号为US 2005041693A1 MIMO-OFDM无线通信***中频率同步的方法和装置提出了采用利用接收信号的信噪比(SNR)信息得到一组权值，并在频率同步时在对应接收信号上进行加权。该方法利用最大比合并的思想进行频率同步，需要在估计频偏之前对每根天线的接收到的训练符号根据它们的SNR算出的权值进行加权。该方法在不提供信道状态信息(CSI)的情况下，或者快衰落信道低信噪比情况下，可以取得较好的频率同步。但是，与传统方法相比较，该方法需要大量的额外的权值计算，运算量巨大，***延时变长，所以该方法的可实现性较差。

因此，现有技术存在缺陷，而有待于改进和发展。

发明内容

本发明的目的是提供一种多输入多输出、正交频分复用技术无线***中的同步方法，即提供一种MIMO+OFDM通信***中时间同步和频偏估计的方案，从而使得MIMO+OFDM接收***在以较小***资源的代价下通过低复杂度算法实现码元同步，并且可以精确估计频偏。

本发明具体是这样实现的：

一种多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于，包括：

第1步，发端Q个发送通道在组帧时构造已知的导频/同步符号，成帧后由Q个天线发射出去；

笫2步，利用循环前缀有效符号长度的相关，并且将相关结果对相关序列能量进行归一化处理，然后把处理后的结果结合***门限加以判决，得到第一次码元同步点集合；

第3步，从第一次码元同步点集合提取反映频偏的信息，进行第一次小数倍频偏估计，并利用估计结果进行第一次小数倍频偏补偿，补偿原始数据，得到补偿后的同步点集合；

第4步，对第一次小数倍频偏补偿后的同步点集合点位置进行相关运算，进行第二次码元同步，找到第二次码元同步点集合；

第5步，找到第二次码元同步点集合后，确定了帧头的精确位置，利用已知导频/同步符号和CP信息，对第一次小数倍频偏估计结果迭代计算，实现第二次小数倍频偏估计，并利用估计结果进行第二次小数倍频偏补偿，补偿原始数据；

第6步，利用第二次小数倍频偏补偿后数据进行整数倍频偏估计，并利用估计结果进行整数倍频偏补偿，补偿第二次小数倍频偏后数据。

所述第1步中导频/同步符号，由循环前缀及PN序列组成。

所述第2步具体包括：

a、接收天线的采样输出信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号；

b、将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时间粗同步信息；

c、在导频/同步符号中的时间捕获可以根据接收信号相差一个延迟采样数，长度为CP的窗进行相关运算。

所述第2步，可以采用一个相关窗内的信号能量的确定门限，降低虚警的概率；

所述门限一般是10％。

所述第4步中，

所述相关运算输出的极值结合***门限可以判断出同步点位置，实现同步；

所述第二次码元同步定位OFDM帧的有用部分开始。

所述第4步中，

在第二次码元同步点集合中心，加入一个小窗，可以实现同步。

本发明所提供的一种多输入多输出、正交频分复用技术无线***中的同步方法，由于采用在MIMO+OFDM通信***中的两次码元同步和两次小数倍频偏估计方案，在大大提高了同步精度的同时，并没有耗费过多的***资源，并且运算量很小，非常利于工程实现。所述方法独特、新颖，和传统的方法相比具有如下特点：

1.采用对第一次小数倍频偏估计迭代的方式进行第二次小数倍频偏估计，大大提高了小数倍频偏估计的精度；

2.避免了利用CP相关同步的方法中要求CP长度要远远大于最大多径延时的约束，进一步提高了***资源利用率；

3.实现同步精度较高，其在第二次码元同步输出的相关峰相当尖锐，在极大值周围的输出都很小，很容易进行判决，并且由于第一次码元同步对同步点范围进行了估计，因此第二次码元同步运算量不大。

附图说明

图1为本发明的所述多输入多输出、正交频分复用技术无线***中的同步方法的实施流程图；

图2为本发明的所述多输入多输出、正交频分复用无线***中的第二次频偏估计的具体实施流程图。

具体实施方式

以下结合附图，将对本发明的具体实施例进行较为详细的说明。

本发明所述的多输入多输出、正交频分复用技术无线***中的同步方法，可以由基于循环前缀(CP)相关的第一次的码元同步；基于导频结构的第二次的码元同步；第一次小数倍频偏估计；第一次小数倍频偏补偿；第二次小数倍频偏估计；第二次小数倍频偏补偿；整数频偏估计以及整数频偏补偿等步骤构成。

这些步骤相互联系，第一次码元同步为第二次码元同步提供可能的同步点范围，第一次码元同步为第一次小数倍频偏估计提供时间信息，第二次码元同步为第一次小数倍频偏估计和整数频偏估计提供时间信息。具体包括下述步骤：

(a)、发端Q个(Q是发送通道数)发送通道在组帧时构造已知的导频/同步符号，成帧后由Q个天线发射出去；

(b)、接收端L个(L是接收通道数)天线接收信号，并传送给L个接收通道；在L个接收通道分别进行第一次码元同步；

第一次码元同步是利用循环前缀有效符号长度的相关，并且将相关结果对相关序列能量进行归一化处理，然后把处理后的结果结合***门限加以判决，得到第一次码元同步点集合；

(c)、L个接收通道分别从第一次码元同步点集合提取反映频偏的信息，进行第一次小数倍频偏估计，并利用估计结果进行第一次小数倍频偏补偿，补偿原始数据，得到补偿后的同步点集合；

(d)、L个接收通道分别在第一次小数倍频偏补偿后的同步点集合点位置进行相关运算，进行第二次码元同步，找到第二次码元同步点集合；

(e)、找到第二次码元同步点集合后，确定了帧头的精确位置。此时L个接收通道分别利用所有已知导频/同步符号和CP等信息，对第一次小数倍频偏估计结果迭代计算，实现第二次小数倍频偏估计。并利用估计结果进行第二次小数倍频偏补偿，补偿原始数据。

(f)、L个接收通道分别对第二次小数倍频偏补偿后数据进行整数倍频偏估计，并利用估计结果进行整数倍频偏补偿，补偿第二次小数倍频偏后数据。

如图1所示为本发明提供的一种MIMO-OFDM无线通信***中码元同步、频偏同步的方法。

常规的MIMO-OFDM发射***由信道编码、空时编码、各个发送通道上的OFDM调制器(串并变换、IFFT、加CP)并且经过数模转换(D/A)和上变频最后经过各个天线发射出去对于多径比较丰富且多径时延较大的信道来讲，每个OFDM上的子载波信息经历的可能是平坦衰落，利于均衡，然而这也带来了其他的问题，比如当载波发生偏移时，子载波间的正交性受到破坏，解调失败。

因此同单载波***相比，多载波***对频偏等更为敏感，必须进行频率同步等处理。接收机是发射的逆过程，包括各个接收通道的下变频、模数转换(ADC)、时间/码元与频率同步、信道估计均衡、FFT解调、并串转换、空时解码和信道解码。

假设MIMO-OFDM***中包括Q个发送天线、Q个发送通道、L个接收天线以及L个接收通道。主要包括以下步骤：

(1)发端Q个发送天线中，在组帧时考虑按Q个发送天线构造导频/同步符号，这些符号都由循环前缀及PN序列组成。Q个天线发送的导频/同步符号相互正交。该序列和其他的数据信息成帧后由Q个天线发射；

(2)接收端L个天线接收信号，并传送给L个接收通道，L个接收通道分别利用循环前缀进行有效符号长度的相关，并且将相关结果对相关序列能量进行归一化处理，并结合***门限加以判决，得到第一次码元同步点集合，即为第一次码元同步处理。

假设第j根接收天线的第k次采样输出为r_j，k，由经过信道的信号和接收机噪声构成。采样信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号，然后将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时间粗同步信息，这个模块为粗同步模块。在导频/同步符号中的时间捕获可以根据接收信号相差一个NI，长度为G的窗进行相关运算。

$n_{j,\mathrm{coarse}}=\arg \underset{n}{\max }\left\{{\mathrm{\φ}}_{j,n}\right\}---\left(1\right)$

其中 ${\mathrm{\φ}}_{j,n}=\underset{k=0}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}{r^{*}}_{j,n+k}{r}_{j,n+k+N},$ G表示CP长度，()^*表示共轭，N是FFT的长度，N_I为延迟采样数，对应的采样频率为N_I倍子载波间隔，G≤N_I≤N，N_I＝N/I，其中I是一个可以被N整除的整数。

当n时刻落在CP范围内，该相关的输出很大，否则输出很小，并且相关峰长度约为CP。n_j，coarse是第j根天线上第一次时间同步的最优时刻。当AGC没有建立时，可能在帧开始之前的信号功率过高，导致依靠上式的帧头检测失败。采用一个相关窗内的信号能量的确定门限降低虚警的概率，这个门限一般是10％，表达式如下：

P_FA，j＝n_j，coarse/(power(r_j，n))    (2)

其中 $\mathrm{power}\left(r_{j,n}\right)=\frac{1}{2}\underset{k=0}{\overset{G/2-1}{\mathrm{\Σ}}}(r_{j,n+k+N_I}^{*}{r}_{j,n+k+N_I}+r_{j,n+k}^{*}{r}_{j,n+k}).$

利用CP相关同步，其同步输出较宽，很难得到最佳的同步点，为了避免直接利用CP相关进行同步方法很难确定同步点的问题，一般选取CP的长度很长，比如大于最大多径时延的2倍等，在相关极值输出的后一半(没有OFDM符号块间干扰)选取同步点。这样做的确可以得到很好的时间同步效果，然而过长的CP降低了***资源利用效率，因为毕竟CP存在于每个符号中；  因此本发明中这部分的输出为一个集合，最佳的同步点就包含在其中。

(3)第一次码元同步点集合的相位反映了频偏信息，利用这个特点进行第一次小数倍频偏估计。L个接收通道分别从第一次码元同步点集合提取反映频偏的信息，进行第一次小数倍频偏估计，并利用估计结果进行第一次小数倍频偏补偿，补偿原始数据，得到补偿后的同步点集合。

收发端的本振中的任何频偏在时间域上的反映都是一个相偏θ＝2πγN_I/N，其中γ是实际频偏对应于子载波间隔的一个比例。在至多±I/2个子载波间隔的频偏估计如式(3)：

${\widehat{\mathrm{\γ}}}_j=\frac{I}{2\mathrm{\π}}\∠\left\{{\mathrm{\φ}}_{n_j,\mathrm{coarse}}\right\}---\left(3\right)$

其中是n_j，coarse第j根天线上第一次码元同步的最优时刻，

代表第j根天线上第一次小数倍频偏估计值。然后进行第一次小数倍频偏补偿。第j根天线上导频/同步符号中的频偏可以通过在接收采样序列中乘上

补偿，数据中的频偏可以通过在接收采样序列中乘上补偿；

(4)L个接收通道分别在第一次小数倍频偏补偿后的同步点集合点位置进行相关运算，进行第二次码元同步，找到第二次码元同步点集合。由于该输出并结合***门限可以判断出同步点位置，解决了利用CP相关时很难判断的问题，并且该方法的同步误差很小。

第二次码元同步定位OFDM帧的有用部分的开始。它的量度是：

其中

s_q，k表示第q个发送天线上发送的第k时刻的导频/同步符号。该同步充分利用导频/同步符号的结构设计，使得同步输出相当尖锐，有利于同步判决。同时，由于利用了整个符号的信号能量，因此在小信噪比情况下工作良好由于第二次码元时间同步需要代价较高的计算过程，所以在第二次码元同步点集合中心，加入一个小窗来实现精确同步；

(5)找到第二次码元同步点集合后，确定了帧头的精确位置。此时L个接收通道分别利用所有已知导频/同步符号和CP等信息，进行第二次小数倍频偏估计。第二次小数倍频偏估计对第一次小数倍频偏估计的一次迭代过程，并利用估计结果进行第二次小数倍频偏补偿，补偿原始数据。

第j根接收天线的精确同步点为n_j，fine，频偏的估计(5)进行：

$v\left(n_{j,\mathrm{fine}}\right)=\underset{n=n_{j,\mathrm{fine}}}{\overset{n_{j,\mathrm{fine}}+N_I}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j(n_{j,\mathrm{fine}}+n)r_j^{*}(n_{j,\mathrm{fine}}+n+N_I)$

${\widehat{\mathrm{\γ}}}_{j,\mathrm{fine}}=\arg {\left(v\left(n_{j,\mathrm{fine}}\right)\right)}^{*}{N}_I/2\mathrm{\π}---\left(5\right)$

其中 代表第j根天线上第二次小数倍频偏估计值。按照上式的估计，***明精度大幅提高。然后进行第一次小数倍频偏补偿。第j根天线上导频/同步符号中的频偏可以通过在接收采样序列中乘上

补偿，数据中的频偏可以通过在接收采样序列中乘上

补偿。

(6)L个接收通道分别对第二次小数倍频偏补偿后数据进行整数倍频偏估计，并利用估计结果进行整数倍频偏补偿，补偿第二次小数倍频偏后数据。

假设相同的导频/同步符号{S_k ^(q)}^N _k＝1在所有的Q天线传送。残余频偏是子载波间隔的整数倍，即为整数倍频偏，它可以通过在接收端计算一个循环的{S_k ^(q)}^N _k＝1互相关：

$x\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S^{\left(q\right)}}_{{(k+N)}_N}{R}_n^{{\left(1\right)}^c}---\left(6\right)$

其中，

${R^{{\left(1\right)}^c}}_n=\mathrm{FF}{T}_N\left\{{{r_n}^{\left(1\right)}e}^{j2\mathrm{\π}{\hat{r}}_{\mathrm{ML}}n/N_I}\right\}---\left(7\right)$

整数倍频偏估计为 $\widehat{\mathrm{\Γ}}=\arg \max \left\{\right|x\left(k\right)\left|\right\},$ k＝0，1，...，N-1。对第二次小数倍频偏补偿后的数据进行整数倍频偏补偿。第j根天线上导频/同步符号中的频偏可以通过在第二次小数倍频偏补偿后的采样序列中乘上补偿，数据中的频偏可以通过在第二次小数倍频偏补偿后的采样序列中乘上

补偿。

本发明方法可将整个MIMO+OFDM同步过程分为以下几个步骤：①发端在组帧时(Q为发送天线个数)构造Q个导频/同步符号，成帧后由Q个天线发射；②利用循环前缀进行第一次码元同步；③利用第一次码元同步点集合的频偏信息进行第一次小数倍频偏估计，并进行第一次小数倍频偏补偿；④第二次码元同步利用第一次码元同步提供可能的同步点范围，针对所设计的导频/同步符号进行相关处理并结合***提供的门限进行同步判决，得到准确的同步信息；⑤利用导频/同步符号和CP信息，对第一次小数倍频偏估计迭代进行第二次小数倍频偏估计，并进行第二次小数倍频偏补偿；⑥进行整数倍频率估计，并进行整数倍频偏补偿，最后输出MIMO+OFDM的时间同步和频率同步值。

但应当理解的是，本发明的上述针对具体实施例的描述较为具体，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1、一种多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于，包括：

第1步，发端Q个发送通道在组帧时构造已知的导频/同步符号，成帧后由Q个天线发射出去；

第2步，利用循环前缀有效符号长度的相关，并且将相关结果对相关序列能量进行归一化处理，然后把处理后的结果结合***门限加以判决，得到第一次码元同步点集合；

第3步，从第一次码元同步点集合提取反映频偏的信息，进行第一次小数倍频偏估计，并利用估计结果进行第一次小数倍频偏补偿，补偿原始数据，得到补偿后的同步点集合；

第4步，对第一次小数倍频偏补偿后的同步点集合点位置进行相关运算，进行第二次码元同步，找到第二次码元同步点集合；

第5步，找到第二次码元同步点集合后，确定了帧头的精确位置，利用已知导频/同步符号和CP信息，对第一次小数倍频偏估计结果迭代计算，实现第二次小数倍频偏估计，并利用估计结果进行第二次小数倍频偏补偿，补偿原始数据；

第6步，利用第二次小数倍频偏补偿后数据进行整数倍频偏估计，并利用估计结果进行整数倍频偏补偿，补偿第二次小数倍频偏后数据。

2、如权利要求1所述的多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于：

所述第1步中导频/同步符号，由循环前缀及PN序列组成。

3、如权利要求1所述的多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于：

所述第2步具体包括：

a、接收天线的采样输出信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号；

b、将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时间粗同步信息；

c、在导频/同步符号中的时间捕获可以根据接收信号相差一个延迟采样数，长度为CP的窗进行相关运算。

4、如权利要求1或3所述的多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于：

所述第2步，可以采用一个相关窗内的信号能量的确定门限，降低虚警的概率；

所述门限一般是10％。

5、如权利要求1所述的多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于：

所述第4步中，

所述相关运算输出的极值结合***门限可以判断出同步点位置，实现同步；

所述第二次码元同步定位OFDM帧的有用部分开始。

6、如权利要求1所述的多输入多输出、正交频分复用无线***的同步方法，其特征在于：

所述第4步中，

在第二次码元同步点集合中心，加入一个小窗，可以实现同步。

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