CN1964341A - 多入多出－正交频分复用***的接收端的频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于多入多出－正交频分复用***的接收端的频偏估计方法，所述方法包括步骤：(1)在所述多入多出－正交频分复用***的发送端产生同步序列，并且将所述同步序列发送到接收端；(2)所述接收端的每根接收天线利用接收的同步序列的时域自相关特性，在每根天线上分别进行粗同步，得到每根天线的帧起始位置的估计；(3)比较所述接收端的所有天线接收的同步序列在粗同步时得到的互相关绝对值或功率大小，选择具有最大互相关绝对值或功率的天线，得到估计的频偏；(4)利用所述估计的频偏对每根天线接收到的同步序列的进行频偏补偿，从而实现接收端和发送端的频率同步。

Description

多入多出-正交频分复用*** 的接收端的频偏估计方法

技术领域

本发明涉及多输入多输出(MIMO)技术，尤其涉及基于MIMO的正交频分复用(OFDM)***的接收端频偏估计方法。

背景技术

OFDM技术具有高频谱利用率、便于快速实现等特点越来越受到人们的关注。20世纪80年代以后，OFDM技术首先在广播式数字音频和视频领域得到广泛的应用，目前已经成为无线局域网标准的一部分，并成为超三代移动通信***中最有前景的技术之一。多天线技术和OFDM技术的结合能够极大地提高频谱效率，从而提高无线***的容量，并且其处理复杂度仅与***带宽成线性关系。因此近年来在世界上受到越来越多的关注，已经成为目前第三代合作项目伙伴(3GPP)组织提出的长期演进(LTE)和下一代无线通信***物理层的候选核心技术。

和单天线的OFDM***一样，MIMO-OFDM***接收端的第一步就是进行时频域的同步。其中时域同步包括粗同步和细同步；频域同步则是指估计和补偿发送和接收天线间振荡器的载波频率偏移(CFO)。到目前为止，对于单天线的OFDM***，学者们已经提出了很多频偏估计和补偿算法。比较起来，对于MIMO-OFDM***的频偏估计算法，相关成果则比较缺乏，而且方法多沿袭了已有的单天线***的。已经提出针对MIMO-OFDM***有利用接收端天线进行最大比合并提高CFO估计精度的方法，相比于单发单收***，此方法可以一定程度提高频偏估计的精度，但是由于没有充分利用多天线***中不同的天线发送和接收天线间信道有不同程度的衰落这一特点，因此MIMO-OFDM***的频偏估计精度还没有达到最优性能。

发明内容

针对MIMO-OFDM***的同步问题，本发明提供了一种用于多入多出-正交频分复用***的接收端的频偏估计方法，所述方法包括步骤：

(1)在所述多入多出-正交频分复用***的发送端产生同步序列，并且将所述同步序列发送到接收端；

(2)所述接收端的每根接收天线利用接收的同步序列的时域自相关特性，在每根天线上分别进行粗同步，得到每根天线的帧起始位置的估计；

(3)比较所述接收端的所有天线接收的同步序列在粗同步时得到的互相关绝对值或功率大小，选择具有最大互相关绝对值或功率的天线，得到估计的频偏；

(4)利用所述估计的频偏对每根天线接收到的同步序列的进行频偏补偿，从而实现接收端和发送端的频率同步。

优选地，步骤(1)还包括：

在所述发送端产生长度为N/2的同步序列，其中N为逆傅立叶变换的长度，

将所述同步序列映射到正交频分复用符号的偶子载波上，在奇子载波上不发射信号，

经过N点的逆傅立叶变换后，信号在时域是长度为N/2的两个重复信号，并且不同发送天线采用相同的发送序列进行发送。

优选地，步骤(4)包括：

将频率补偿后的接收同步序列与本地同步序列进行相关之后，进行细同步，确定OFDM符号快速傅立叶变换的窗口起始。

优选地，所述同步序列是长度为N/2，具有良好的自相关和互相关特性的同步序列，其中N为逆傅立叶变换的长度，从而所述同步序列被表示为：

C＝{C(k)，k＝0，1，...，N/2-1}；

经过逆傅立叶变换后，同步序列的时域信号可以表示为：

$c\left(m\right)=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}C\left(k\right)W_N^{-2\mathrm{mk}},m=0,\…,N-1$

其中 $W_N^k=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k}$ 为傅立叶变换系数，为保证全部子载波发送信号时功率相等的归一化因子。

优选地，步骤(2)还包括：

利用发送信号的半周期重复特性，在接收端每根天线上根据以下公式进行粗同步，确定每根天线帧的起始：

${\tilde{d}}_j=\arg \underset{d}{\max }\left\{{\mathrm{\Γ}}_j\left(d\right)\right\}=\arg \underset{d}{\max }\left\{\frac{{\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|}^2}{{\left(P_j\left(d\right)\right)}^2}\right\},$

其中接收信号的自相关绝对值为 $\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|=\left|\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j(m+d)y_j^{*}(m+d+N/2)\right|,$ 接收信号的能量统计值为 $P_j\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_j(m+d+N/2)\right|}^2.$

优选地，步骤(3)还包括：

利用以下公式选择粗同步后具有最大自相关绝对值

的第j₁根接收天线：

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left(\right|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right)\left|\right);$

或

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left({\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right)\right|}^2\right).$

优选地，步骤(4)还包括：

利用以下公式对选择出的第j₁根天线进行频偏估计：

$\mathrm{\Δ}\tilde{F}=\mathrm{angle}\left({\mathrm{\Φ}}_{j1}\left({\tilde{d}}_{j1}\right)\right).$

根据本发明的技术方法，选择出接收端的天线之一作为接收端全部天线的频偏估计的结果，从而提高接收端频偏估计的精度，并不需要额外的信令开销。

附图说明

下面结合附图并参照具体实施方式来描述本发明，其中：

图1是本发明提出的MIMO-OFDM***接收端频偏估计方法的原理图；

图2是本发明提出的接收端天线选择的频偏估计均方误差(MSE)图。

具体实施方式

根据本发明的基本构思，本发明的天线选择方法选择接收端的天线之一进行频偏估计，从而提高接收端频偏估计的精度。所述方法包括步骤：

第一步，多天线***的发送端产生一个一定长度的同步序列，经逆傅立叶(IFFT)变换后发送，用于接收端同步；

第二步，在接收端，每根接收天线收到经过不同衰落信道后的同步序列，利用发送序列的时域自相关特性在每根天线上单独进行粗同步，得到每根天线帧起始位置的估计；

第三步，粗同步后，考虑到每根天线的频率偏移精度不同，本发明提出从多个天线中选择出具最高精度的估计作为接收端的全部天线的频偏估计结果，选择方法为：比较多个天线的同步序列在粗同步时的互相关绝对值或功率大小，选出具有最大互相关绝对值或功率的天线进行频偏估计，估计出的频偏用于接收端的全部天线；

第四步，接收到的同步序列频率补偿后，可以和本地同步序列进行相关得到自相关值，进行细同步，确定OFDM符号快速傅立叶变换(FFT)的窗口起始。

具体地说，在发送端，长度为N/2的同步序列映射到OFDM符号的偶子载波上，奇子载波上不发射信号，经过N点的IFFT变换后，信号在时域是长度为N/2的两个重复信号，不同发送天线采用相同的发送序列发送。同步序列受到无线信道和频率偏移的影响后，到达接收端。在接收端每根天线首先利用发送序列在时域的重复特性，计算出时域自相关值，进行粗同步，得到每根天线帧同步序列的起始位置的估计；然后，利用本发明给出的天线选择方法选择一根天线进行频偏估计，频偏估计天线选择方法为：比较多个天线的同步序列在粗同步时的互相关绝对值大小，选出具有最大互相关绝对值的天线进行频偏估计，然后频偏估计结果用于对对所有接收天线的接收信号进行补偿。接下来利用接收序列和本地同步序列相关进行细同步，找到FFT变换的窗口起始。

本发明提出的天线选择从多个接收天线中选择出一个接收天线进行频偏估计，可以显著提高接收端频偏的精度，且不需要额外的信令开销。

下面参照附图并结合具体实施例来描述本发明的用于多入多出-正交频分复用***的接收端的频偏估计方法。

图1本发明提出的MIMO-OFDM***接收端频偏估计方法的原理图，其中示例为2×2天线配置，而本发明可以适用于任何发送端有N_t和接收端有N_r＞1根天线配置的***。发送端同步序列长度为N/2，具有良好的自相关和互相关特性的同步序列，表示为：C＝{C(k)，k＝0，1，…，N/2-1}。此序列在OFDM的偶子载波上发送，奇子载波不发送信号，那么经过IFFT变换后信号为，时域信号可以表示为：

【公式1】：

$c\left(m\right)=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{2}}\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}C\left(k\right)W_N^{-2\mathrm{mk}},m=0,\…,N-1$

其中 $W_N^k=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k}$ 是傅立叶变换系数，为保证全部子载波发送信号时功率相等的归一化因子。由FFT变换的特性可知，c(m)为周期N/2的信号时域重复的结果。这里假设所有发送天线发送相同的同步序列{c(m），m＝0，1，…，N-1}。发送信号经过无线衰落信道后，受到噪声和频偏影响的同步信号到达接接收端，第j个接收天线的时域信号表示为：y_j＝{y（m），m＝0，1，…N-1}，此信号用于接收端定时和频偏估计。不同接收天线的信号由于受到衰落信道的影响不同，同步估计的精度也不同，如何从接收端天线中选取相应的天线进行频偏估计是本发明的主要功能，下面将具体说明。

首先利用发送信号的半周期重复特性，在接收端每根天线上根据【公式2】进行粗同步，来确定每根天线帧的起始：

【公式2】：

${\tilde{d}}_j=\arg \underset{d}{\max }\left\{{\mathrm{\Γ}}_j\left(d\right)\right\}=\arg \underset{d}{\max }\left\{\frac{{\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|}^2}{{\left(P_j\left(d\right)\right)}^2}\right\}$

其中接收信号的自相关绝对值为 $\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|=\left|\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j(m+d)y_j^{*}(m+d+N/2)\right|,$ 接收信号的能量统计值为 $P_j\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_j(m+d+N/2)\right|}^2.$ 不同接收天线的信号由于受到衰落影响的不同，频偏估计的精度也不同，接下来本发明给出的方法进行接收端天线选择。根据【公式3】选出接收端天线之一进行频偏估计：

【公式3】：

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left(\right|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right)\left|\right)$

或

【公式4】：

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left({\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right)\right|}^2\right)$

也就是粗同步后，选出具有最大自相关绝对值 或功率

的第j₁根接收天线，然后对此天线根据【公式5】进行频偏估计：

【公式5】：

$\mathrm{\Δ}\tilde{F}=\mathrm{angle}\left({\mathrm{\Φ}}_{j_1}\left({\tilde{d}}_{j_1}\right)\right)$

从第j₁根天线估计的频偏用于全部接收端天线，进行频偏补偿。接收端全部天线的同步序列频率补偿后，接收同步序列和本地同步序列自相关后进行细定时，从而得到OFDM符号FFT变换的窗口位置。

需要指出的是，发送端发送的同步序列不限于长度为N/2，也不仅限于在OFDM的偶子载波上发送，奇子载波不发送信号，以及经过IFFT变换后信号发送。如果发送的同步序列的形式变化，相应的接收端定时、频偏估计方法也变化，但是根据本发明提供的接收端天线选择方法仍然适用。

下面结合实例以证明本发明的高效性、可靠性和实用性，图2给出了本发明提出的频偏估计新方法的MSE图。仿真条件是：载频2GHz，***带宽5MHz，抽样速率7.68MHz，子载波总数为512。这样，每个子载波间隔为15KHz，有用符号周期为66.7us，循环扩展(CP)的长度为16.7us，这样每个OFDM的周期为83.4us。每个帧由4个OFDM符号构成，其中第一个符号用于发送同步序列，采用长度为256的gold序列作为同步序列。天线配置为1×2，采用的信道模型为3GPP车载-A，车速为120km/h。

图2给出了本发明提出的频偏估计新方法的MSE图：包括本发明给出的接收端天线选择方法性能，不进行天线选择时天线1和天线2性能。从图中可以看出，天线1和天线2有近似的性能，发明提出的设计方法则比天线1在10^-3处有近1dB的增益，因此本发明提出的频偏估计新方法可以提高频偏估计的精度。

Claims (7)

1、一种用于多入多出-正交频分复用***的接收端的频偏估计方法，所述方法包括步骤：

(1)在所述多入多出-正交频分复用***的发送端产生同步序列，并且将所述同步序列发送到接收端；

(2)所述接收端的每根接收天线利用接收的同步序列的时域自相关特性，在每根天线上分别进行粗同步，得到每根天线的帧起始位置的估计；

(3)比较所述接收端的所有天线接收的同步序列在粗同步时得到的互相关绝对值或功率大小，选择具有最大互相关绝对值或功率的天线，得到估计的频偏；

(4)利用所述估计的频偏对每根天线接收到的同步序列的进行频偏补偿，从而实现接收端和发送端的频率同步。

2、根据权利要求1所述的方法，其中步骤(1)还包括：

在所述发送端产生长度为N/2的同步序列，其中N为逆傅立叶变换的长度，

将所述同步序列映射到正交频分复用符号的偶子载波上，在奇子载波上不发射信号，

经过N点的逆傅立叶变换后，信号在时域是长度为N/2的两个重复信号，并且不同发送天线采用相同的发送序列进行发送。

3、根据权利要求1所述的方法，其中步骤(4)包括：

将频率补偿后的接收同步序列与本地同步序列进行相关之后，进行细同步，确定OFDM符号快速傅立叶变换的窗口起始。

4、根据权利要求2所述的方法，其中所述同步序列是长度为N/2，具有良好的自相关和互相关特性的同步序列，其中N为逆傅立叶变换的长度，从而所述同步序列被表示为：

C＝{C(k)，k＝0，1，…，N/2-1}；

经过逆傅立叶变换后，同步序列的时域信号可以表示为：

$c\left(m\right)=-\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}C\left(k\right)W_N^{-2\mathrm{mk}},m=0,\·\·\·,N-1$

其中 $W_N^k=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k}$ 为傅立叶变换系数，为保证全部子载波发送信号时功率相等的归一化因子。

5、根据权利要求4所述的方法，其中步骤(2)还包括：

利用发送信号的半周期重复特性，在接收端每根天线上根据以下公式进行粗同步，确定每根天线帧的起始：

${\tilde{d}}_j=\arg \underset{d}{\max }\left\{{\mathrm{\Γ}}_j\left(d\right)\right\}=\arg \underset{d}{\max }\left\{\frac{{\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|}^2}{{\left(P_j\left(d\right)\right)}^2}\right\},$

其中接收信号的自相关绝对值为

$\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|=\left|\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j(m+d)y_j^{*}(m+d+N/2)\right|$ ，接收信号的能量统计值为

$P_j\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}|y_j(m+d+N/2){|}^2。$

6、根据权利要求5所述的方法，其中步骤(3)还包括：

利用以下公式选择粗同步后具有最大自相关绝对值 的第j₁根接收天线：

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left(\right|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right)\left|\right);$

或

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left(\right|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right){|}^2)。$

7、根据权利要求6所述的方法，其中步骤(4)还包括：利用以下公式对选择出的第j₁根天线进行频偏估计：

$\mathrm{\Δ}\tilde{F}=\mathrm{angle}\left({\mathrm{\Φ}}_{j_1}\left({\tilde{d}}_{j_1}\right)\right)。$