CN1838546A - 具有两种调制模式的发射器及其工作方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种发射器，该发射器包括双模调制器以及连接到该双模调制器的放大器。在调制器的第一调制模式下，双模调制器执行线性调制方案以产生可变包络调制信号。在调制器的第二调制模式下，双模调制器执行非线性调制方案以产生恒定包络调制信号。在第一调制模式下，将该放大器作为线性放大器加偏压，在第二调制模式下，作为非线性放大器加偏压。双模调制器和放大器之间的前馈连接用于指示调制模式的变化以调整放大器的偏压。增加恒定包络调制信号的功率，以在调制器的第一和第二模式下都能保持恒定的放大器工作点。

Description

具有两种调制模式的发射器及其工作方法
技术领域
本发明涉及一种双模发射器，更具体地说，涉及一种可以提供线性和非线性放大两种工作模式的可调节的功率放大器。
背景技术
双模发射器能够实现线性调制方案和非线性调制方案，并能够发射根据该两种调制方案生成的信号。线性调制方案通常生成可变包络信号。非线性调制方案通常生成恒定的包络信号。可变包络信号要求线性放大以防止可变包络信号的振幅中的编码信息的失真。恒定包络信号不要求线性放大，因为恒定包络信号的振幅不包含信息。因此，恒定包络信号能够容忍来自非线性放大的失真，恒定包络信号的过零点得以保留。
双模发射器通常在发射信号前使用单个功率放大器放大调制信号。进行线性放大时功率放大器需要相对高的偏压。但是功率放大器进行非线性放大时不需要相对高的偏压。因此，使用线性功率放大器放大恒定包络信号降低了效率，因为它消耗了不必要的能量。另一方面，使用非线性功率放大器放大可变包络信号导致过度的失真。另外，在单个半导体芯片上实现双模发射器时，使用多个功率放大器来配合不同的调制模式会浪费空间、增加工作成本和综合成本。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种双模发射器，其具有可调偏压的功率放大器。在保持恒定输出功率的同时，通过调节功率放大器的偏压，在线性调制模式时能提供线性放大；在非线性调制模式时能提供非线性放大。
本发明一方面提供一种发射器，该发射器包括双模调制器以及连接到该双模调制器的放大器。双模调制器在第一调制模式下执行线性调制方案以生成可变包络调制信号；在第二调制模式下执行非线性调制方案以生成恒定包络调制信号。在双模调制器的第一模式下，功率放大器被偏置成线性放大器；在双模调制器第二模式下，功率放大器被偏置成非线性放大器。双模调制器与放大器之间的前馈连接用于指示调制模式的变化和调整放大器的偏压。增加恒定包络调制信号的功率以使放大器的工作点(即：发射的输出功率)在双模调制器的第一和第二模式下都能保持恒定。
本发明的另一方面提供一种根据双模调制器执行的调制方案的变化而调整功率放大器工作方式的方法。双模调制器接收信息源的数据信号。确定双模发射器的调制模式。根据所确定的调制模式调制数据信号以生成调制信号。根据调制模式偏置放大器，放大器放大调制信号以生成放大的调制信号。在线性调制模式下，放大器被偏置成线性放大器；在非线性调制模式下，放大器被偏置成非线性放大器。在非线性调制模式下，增加调制信号的功率以使放大器的工作点在线性与非线性调制模式下保持充分恒定。双模调制器与放大器之间的前馈连接为放大器提供调制模式改变的指示。该前馈连接还调整放大器的偏压。
根据本发明的一方面，提供一种发射器，包括：
调制器，用于从数据信号生成调制信号；和
放大器，连接于所述调制器，用于生成放大的调制信号；
其中，在调制器的第一模式下，用第一电压偏置所述放大器；在调制器的第二模式下，用第二电压偏置所述放大器；和
在调制器的第一和第二模式下，放大调制信号的功率保持充分恒定。
优选地，在本发明的发射器中，在调制器的第一模式下，所述调制器生成可变包络调制信号；在调制器的第二模式下，所述调制器生成恒定包络调制信号。
优选地，在本发明的发射器中，所述第一电压高于所述第二电压。
优选地，在本发明的发射器中，所述放大器在所述调制器的第一模式下是线性放大器，在所述调制器的第二模式下是非线性放大器。
优选地，在本发明的发射器中，所述放大器在所述调制器的第一模式下的增益大于在所述调制器的第二模式下的增益。
优选地，在本发明的发射器中，恒定包络调制信号的功率增加量约等于放大器在第一调制模式与第二调制模式之间的增益差。
优选地，在本发明的发射器中，所述放大器包括一对差分晶体管。
优选地，在本发明的发射器中，所述差分晶体管对是场效应晶体管(FET)。
优选地，在本发明的发射器中，
在可变包络调制信号的整个周期内，所述差分晶体管对处于开启状态；
在恒定包络调制信号的整个周期内部分时间，所述差分晶体管对处于关断状态。
优选地，在本发明的发射器中，当偏置第一电压时，所述放大调制信号的功率取决于所述放大器的最大功率电平。
优选地，在本发明的发射器中，所述放大调制信号的功率小于所述放大器的最大功率电平。
优选地，在本发明的发射器中，所述放大器的最大功率电平是所述放大器的1dB压缩点。
根据本发明的一方面，提供一种方法，包括：
(1)为调制器确定调制模式，其中，所述调制模式是线性调制模式或非线性调制模式；
(2)用所述调制器调制数据信号以生成调制信号；
(3)基于调制模式偏置放大器，其中，所述放大器在线性调制下偏置成线性放大，在非线性调制下偏置成非线性放大；
(4)用放大器放大该调制信号以生成放大调制信号；
其中，在线性和非线性调制下，放大器的工作点保持恒定。
优选地，在本发明的方法中，还包括：
(5)在步骤(3)之前选择放大器的工作点。
优选地，在本发明的方法中，步骤(5)包括：
(a)确定放大器的1dB压缩点。
优选地，在本发明的方法中，步骤(5)还包括：
(b)将放大器的工作点设置成小于该放大器的1dB压缩点。
优选地，在本发明的方法中，所述步骤(2)还包括：
在线性调制模式下生成可变包络调制信号；和
在非线性调制模式下生成恒定包络调制信号。
优选地，在本发明的方法中，步骤(3)包括：
(a)在线性调制模式下将放大器偏置成A类放大器。
优选地，在本发明的方法中，步骤(3)包括：
(a)在非线性调制模式下将放大器偏置成小于A类放大器。
优选地，在本发明的方法中，步骤(3)还包括：
(b)增加恒定包络调制信号的功率以使放大调制信号的功率在线性与非线性调制模式下保持恒定。
根据本发明的一方面，提供一种发射器，包括：
放大器，用于放大调制信号；
其中，当该调制信号是可变包络调制信号时，用第一电压偏置所述放大器；当该调制信号是恒定包络调制信号时，用第二电压偏置所述放大器。
后续部分将继续阐述本发明的其他特点与优点，通过这些阐述或者本发明的实施例，这些特点与优点在某种程度上是显而易见的。通过文字描述、附图及权利要求中描述的结构及指出的特征，可以了解到对本发明的优点。
应当理解，以上概括描述和后续的详细描述都是示例性的，目的是对本发明权利要求进行进一步解释。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是具有常规功率放大器的常规无线发射器结构示意图；
图2是用于实现图1所示的常规功率放大器的常规差分放大器结构示意图；
图3是图2所示的常规差分放大器可能的偏置方案的示意图；
图4是图2所示的常规差分放大器以图3所示的第一偏压点偏置时的工作示意图。
图5是图2所示的常规差分放大器以图3所示的第二偏压点偏置时的工作示意图。
图6是图2所示的常规差分放大器以图3所示的第三偏压点偏置时的工作示意图。
图7是根据本发明具有单个功率放大器、在所有的调制模式下都能保持恒定输出功率的无线发射器的结构式意图；
图8是图7所示的本发明功率放大器的的第一输出特性图；
图9是本发明差分功率放大器的示意图，作为图7所示的功率放大器的
实施例；
图10是本发明的功率放大器的第二输出特征与图8所示的第一输出特征的比较图；
图11是根据本发明响应调制方案的变化调整本发明的功率放大器的工作的操作步骤的流程图。
具体实施方式
图1是常规的无线发射器100的示意图。常规的无线发射器100包括信息源102。信息源102产生数据信号104。数据信号104是位(bit)序列。信息源102将数据信号104提供给常规调制器106。常规调制器106编码和调制数据信号104并提供两个调制信道(即同相信道和正交信道)。具体地，常规调制器106产生调制数据信号108-A及关联的调制数据数据信号108-B。调制数据信号108-A和108-B可以是基带信号或者是集中到中频(IF)的信号。调制数据信号108-A和108-B是多位(bit)数字信号。
如图1所示，调制数据信号108-A和108-B分别提供给数-模转换器(DAC)110-A和110-B以及低通滤波器(LPF)112-A和112-B。DAC 110-A将调制数据信号108-A从数字信号转化成差分(differential)模拟信号。LPF 112-A分离出调制数据信号108-A的适当部分以进行发射。相似地，DAC 110-B将调制数据信号108-B从数字信号转化成差分(differential)模拟信号，LPF112-B分离出调制数据信号108-B的适当部分以进行发射。
常规无线发射器100还包括至少一对混频器114-A和114-B。混频器114-A从本地振荡器(LO)118-A上接收载波信号116-A。载波信号116-A通常是相对高频的正弦波形。混频器114-A将调制数据信号108-A上变频(up-convert)到载波信号116-A的频率。具体地，混频器114-A将调制数据信号108-A当作差分模拟信号接收，并产生出变频后的调制数据信号108-A，该变频后的调制数据信号108-A也是差分模拟信号。
相似地，混频器114-B从本地振荡器(LO)118-B上接收载波信号116-B。载波信号116-B通常也是相对高频的正弦波形，用于将调制数据信号118-B上变频到载波信号116-B的频率。混频器114-B将调制数据信号108-B当作差分模拟信号接收，并产生出变频后的调制数据信号108-B，该变频后的调制数据信号108-B也是差分模拟信号。典型地，调制数据信号108-A和108-B分别被混频器114-A和114-B上变频到射频(RF)。
再如图1所示，混频器114-A和114-B连接到加法器134。加法器134将混频器114-A和114-B产生的差分模拟信号的对应差分分量相加。加法器134以这种方式生成差分上变频调制信号132。
加法器134连接到常规功率放大器120。常规功率放大器120放大差分上变频调制信号132以生成差分放大调制数据信号122(如图1所示的放大调制数据信号122-A和122-B)。常规功率放大器120将放大调制数据信号122-A和122-B提供给变压器124的初级线圈。变压器124的初级线圈有两个用于接收放大调制数据信号122-A和122-B的抽头。初级线圈的中间抽头与电源VDD连接。变压器124的二级线圈具有2个抽头。二级线圈的第一抽头连接到天线128，第二抽头接地。变压器124将常规功率放大器120的差分输出(即放大调制数据信号122-A和122-B)转换成单端输出信号126。
单端输出信号126被提供给天线128以进行无线发射。如芯片边界130所示，常规无线发射器100完全设置在单个半导体芯片上。就是说，常规无线发射器100的所有其他的元件都是片载(on-chip)的，只有天线128是设置在片外(off-chip)的。
常规无线发射器100通过使用常规调制器106执行多种调制方案，可提供多种类型的调制数据信号108-A和108-B。另外，常规无线发射器100通过改变LPF 112-A和112-B以及载波116-A和116-B，可将调制数据信号108-A和108-B上变频到多种发射信道带宽上。总的来说，能够对常规无线发射器100进行修改以提供符合多种通信协议、标准或已知方案的单端输出信号126。
例如，常规无线发射器100可用作蓝牙发射器。常规无线发射器100用作蓝牙发射器时，根据蓝牙标准将调制数据信号108-A和108-B上变频到2402MHz与2480MHz之间的1Mhz的信道上。另外，常规调制器106可用作双模调制器。就是说，常规调制器106能够执行生成恒定包络信号的调制方案与执行生成非恒定或可变包络信号的调制方案。各种线性调制方案产生不同的包络信号，而非线性调制方案通常生成恒定包络信号。因此，双模调制器能执行多种线性调制方案和多种非线性调制方案。
遵循蓝牙通信协议时，常规调制器106提供3种调制模式。第一调制模式是高斯频移键控(GFSK)。在蓝牙标准下，GFSK调制提供的单端输出信号126具有恒定包络，数据率(data rate)是每秒1兆比特(1Mb/s)，其符号率(symbol rate)是每秒1兆符号(1Msym/s)。蓝牙标准指定的第二调制模式是π/4差分四相相移键控(π/4-DQPSK)。π/4-DQPSK调制提供的单端输出信号126具有可变包络，数据率为2Mb/s，符号率是1Msym/s。蓝牙标准的第三调制模式是8相差分相移键控(8-DPSK)。8-DPSK提供的单端输出信号126具有可变包络，数据速率为3Mb/s，符号率是1Msym/s。
π/4-DQPSK调制在振幅和相位上编码信息(即位(bit))，是要求线性放大的线性调制方案。由于π/4-DQPSK调制信号的可变包络包含信息，当在发射之前被放大时，π/4-DQPSK调制信号不应有失真。8-DPSK调制也在振幅和相位上编码信息，由于8-DPSK调制信号的可变包络包含信息，因而也是要求线性放大的线性调制方案。因此，当常规调制器106执行蓝牙标准指定的π/4-DQPSK或8-DPSK调制方案时，常规功率放大器120应该提供线性放大。更广泛地，当常规调制器106执行任何线性调制方案，在调制数据信号108-A和108-B的包络中编码信息时，常规功率放大器120应该提供线性放大以防止或减小编码信息的失真。
GFSK调制在频率上编码信息，是非线性调制方案。GFSK调制信号的恒定包络中不包含信息。因此，GFSK调制信号能容忍放大操作带来的包络失真，因而不要求线性放大。GFSK调制信号能容忍放大带来的包络失真是因为在非线性放大时保留了GFSK调制信号的过零点(zero-crossings，即频率信息)。因此，当常规调制器106按照蓝牙标准执行GFSK调制方案时，常规功率放大器120不需要提供线性放大。更广泛地，当常规调制器106执行任何不在调制数据信号108-A和108-B的包络中编码信息的非线性调制方案时，常规功率放大器120不必是线性放大器。
图2是用于实现常规功率放大器120的常规差分放大器200的示意图。常规差分放大器200包括一对晶体管202-A和202-B。晶体管对202-A和202-B都是场效应晶体管(FET)。FET 202-A和202-B的源极连接在一起并连接到电压源VSS。VSS典型地提供相对低电压或负电压，或者可选择接地。
FET 202-A和202-B的栅极分别经过电容器218-A和218-B与上变频调制信号132-A和132-B交流(AC)连接。FET 202-A和202-B的栅极分别经过偏压电阻器216-A和216-B与恒定电压源204-A和204-B直流(DC)连接。电压源204-A和204-B与偏压电阻器216-A和216-B一起，通过将期望的栅源电压加到FET 202-A和202-B上，为FET 202-A和202-B提供偏置。
又如图2所示，FET 202-A和202-B的漏极分别与电阻器210-A和210-B连接，而电阻器210-A和210-B分别与电感器214-A和214-B连接。电感器214-A和214-B模拟图1所示的变压器124的电感。电阻器210-A和210-B代表变压器124的寄生电阻。FET 202-A和202-B的漏极也连接到电压源VDD。如前所述，VDD由变压器124的初级端的中间抽头提供。
常规差分放大器200被配置成电压控制电流源。从效果看，常规差分放大器200的作用象是个跨导器件，将输入电压信号转换成输出电流信号。具体地，常规差分放大器200将上变频调制信号132-A和132-B作为差分电压信号对(即Vgs，A和Vgs，B)接收，并产生放大调制数据信号122-A和122-B作为差分电流信号对(即Id，A和Id，B)。作为差分电流信号，放大调制数据信号122-A和122-B加到天线128的负载(load)中，并被转换回差分电压信号。
常规差分放大器200能充当线性放大器或非线性放大器。常规差分放大器200的偏置条件主要决定了该常规差分放大器200是以线性放大器方式工作还是以非线性放大器方式工作。具体地，恒定电压源204-A和204-B加到FET 202-A和202B上的栅源偏压决定上变频调制信号132-A和132-B是以线性方式放大还是以非线性方式放大。
图3是常规差分放大器200的多个可能的偏置方案的示意图。图3描述了图2所示FET 202-A的栅源电压(VGS，A)与FET 202-A的漏极电流(ID，A)之间的关系。图2所示FET 202-B的栅源电压(VGS，B)与FET 202-B的漏极电流(ID，B)之间的关系与图3所示的FET 202-A的关系相同。曲线302示出了栅源电压与漏极电流之间的关系。FET 202-A可按曲线302上的任意点参数进行偏置，以便充当电压控制电流源。FET 202-A的漏极电流随着FET 202-A的栅源电压增加而增加。依次，常规功率放大器120(图1所示)的增益也增加。
在曲线302的偏置点304上，相对于FET 220-A的阈值电压(VTH)而言，FET 220-A具有高的栅源电压偏置。具体地，偏置FET 220-A的栅源电压能适应(accommodate)上变频调制信号132-A的满峰-峰电压摆动。图4所示的是FET 202-A被对应于该偏置点304的栅源偏压404偏置时的行为。如图4所示，栅源偏压404高出FET 202-A的阈值电压406许多。栅源偏压404适应上变频调制信号132-A的完整的峰-峰电压摆动408。就是说，上变频调制信号132-A不会摆动到FET 202-A的阈值电压406以下。因此，FET 202-A保持在饱和状态以适应上变频调制信号132-A的完整周期。从而，FET 202-A放大上变频调制信号132-A以不失真地生成放大调制数据信号122-A(图4没有示出)。
常规功率放大器200工作在偏置点304时可看作是A类放大器。可根据偏置条件对功率放大器的工作类型进行归类。具体地，根据相对于给定的输入信号的完整周期(360℃)有输出电流流过的度数对功率放大器的类型进行归类。A类放大器表的特征是当加上偏置时，在给定输入信号的整个周期内都有输出电流连续地流过。如图4所示，上变频调制信号132-A不会下降到常规差分放大器200(图4中未示出)的阈值电压406以下。因为上变频调制信号132-A的电压总是高于阈值电压406，所以FET 202-A在上变频调制信号132-A的整个周期内的任何时间都是不关断的。因而，在上变频调制信号132-A的整个周期内，FET 202-A的漏极电源连续地流动。与其他A类放大器一样，工作在偏置点304上的常规功率放大器200显示出高度的线性。
在曲线302上的偏置点308情况下，加在FET 202-A上的栅源电压偏置约等于自身阈值电压。具体地，FET 202-A上所加的栅源电压偏置不能适应上变频调制信号132-A的完整的峰-峰电压振幅。图5所示为FET 202-A被对应于偏置点308的栅源偏压504偏置时的行为。如图5所示，栅源偏压504近似等于FET 202-A的阈值电压406。于是，上变频调制信号132-A在其完整周期内的部分时间段在FET 202-A的阈值电压406以下摆动。当上变频调制信号132-A在FET 202-A的阈值电压以下摆动时，FET 202-A关断。具体地，在上变频调制信号132-A周期内的时间段506中，FET 202-A被关断。
时间段506内FET 202-A的关断会导致放大调制数据信号122-A被削波，从而引起放大调制数据信号122-A的失真。因此，放大调制数据信号122-A将包括在上变频调制信号132-A频率上的主波(main tone)及其谐波。放大调制数据信号122-A主波的功率将由于失真或削波而被削弱。总的来说，在偏置点308对FET 202-A进行偏置将导致常规功率放大器120产生失真的放大调制数据信号122-A。
常规功率放大器200工作在偏置点308时可看作是B类放大器。B类放大器的特征是所加偏置使有输出电流通过的时间约等于输入信号的整个周期的一半(半个周期)。如图5所示，上变频调制信号132-A在常规差分放大器200的阈值电压406下的时间约等于上变频调制信号132-A的完整周期的一半。当上变频调制信号132-A的电压低于阈值电压406时，FET 202-A被切断。FET202-A的漏极电流停止流动。常规功率放大器200工作在偏置点308时使放大调制数据信号122-A的包络失真，但保留了放大调制数据信号122-A的过零点。
在曲线302的偏置点306上，加在FET 202-A上的栅源电压偏置稍高于FET 202-A的阈值电压。具体地，FET 202-A上所加的栅源电压偏置不能适应上变频调制信号132-A的完整的峰-峰电压振幅。图6所示为FET 202-A被对应于偏置点306的栅源偏压604偏置时的行为。如图6所示，栅源偏压604仅仅稍高于FET 202-A的阈值电压406。于是，上变频调制信号132-A在其完整的周期内的部分时间段在FET 202-A的阈值电压406以下摆动。因此，在上变频调制信号132-A的完整周期的部分时间段中，FET 202-A是关断的。具体地，在上变频调制信号132-A周期内的时间段606中，FET 202-A被关断。
时间段606内FET 202-A的关断会导致放大调制数据信号122-A被削波，从而引起放大调制数据信号122-A的失真。因此，放大调制数据信号122-A将包括在上变频调制信号132-A频率上的主波(main tone)。放大调制数据信号122-A主波的功率将由于失真或削波而被削弱。总的来说，在偏置点306对FET 202-A进行偏置将导致常规功率放大器120产生失真的放大调制数据信号122-A。
常规功率放大器200工作在偏置点306时可看作是AB类放大器。AB类放大器的特征是所加偏置使有输出电流通过的时间小于输入信号的一个完整周期但又大于半个周期。如图6所示，上变频调制信号132-A在常规差分放大器200的阈值电压406以上的时间小于上变频调制信号132-A的一个完整周期但大于半个周期。当上变频调制信号132-A的电压低于阈值电压406时，FET 202-A被切断。FET 202-A的漏极电流停止流动。常规功率放大器200工作在偏置点306时使放大上调制数据信号122-A的包络失真，但保留了放大调制数据信号122-A的过零点。
如上所述，生成可变包络信号的线性调制方案如π/4-DQPSK和8-DPSK，需要线性放大器以避免调制信号的放大失真。返回图1中，当常规调制器106执行线性调制方案时，常规功率放大器120应该是A类线性放大器。对于蓝牙兼容的常规无线发射器100，在π/4-DQPSK或8-DPSK调制时，常规功率放大器120应该是A类放大器。
另一方面，生成恒定包络信号的非线性调制方案如GFSK，不需要线性放大器。就是说，如果在放大时调制信号的过零点被保留，那么恒定包络信号能容忍包络失真。因此，当常规调制器106执行非线性调制方案时，图1所示的常规功率放大器120不必是A类线性放大器。对于蓝牙兼容的常规无线发射器100，在GFSK调制时，常规功率放大器120不必是A类放大器。就是说，常规功率放大器120可以是B类或AB类放大器。
功率放大器的效率定义为输出的信号功率与输入信号功率及功率放大器的电源消耗的DC输入功率的和的比值。A类放大器通常效率较低，因为要求足够大的DC输入功率(栅源偏压)以适应输入信号的满峰-峰电压摆动。这样，A类功率放大器电源的耗用电流就大。AB类和B类放大器通常比A类的效率高，因为AB类或B类放大器DC输入功率低得多。对于任何给定的应用，都希望使用高效率的放大器以减少电源、冷却设备的成本和能量消耗。因此，要保证高效率，具有双模调制功能的发射器应该使用A类放大器放大具有可变包络的调制信号、使用其他类型放大器放大具有恒定包络的调制信号。
图1所示的常规无线发射器100不能够使用A类放大器放大具有可变包络的调制信号和使用其他类型放大器放大具有恒定包络的调制信号。对于常规调制器106执行的每种调制方案，常规无线发射器100局限于使用单个常规功率放大器120进行放大。对于根据蓝牙标准运行的常规无线发射器100，当常规调制器106在8-DPSK、GFSK和π/4-DQPSK之间切换时，这种不灵活性带来功率浪费和更高的操作成本。
常规无线发射器100能够在所有的调制模式下使常规功率放大器120以A类放大器方式实现。但是，在非线性调制时，这会导致功率浪费，因为非线性调制信号能容忍低偏压功率放大器。对于蓝牙兼容的常规无线发射器100，在GFSK调制时，用A类放大器实现常规功率放大器120会浪费功率。
作为另一种方式，常规无线发射器100可在所有的调制模式下使用不同于A类的放大器实现常规功率放大器120。但是，在线性调制时，这会导致放大调制数据信号122-A和122-B失真。对于蓝牙兼容的常规无线发射器100，在8-DPSK和π/4-DQPSK调制时，用不同于A类的放大器实现常规功率放大器120会导致放大调制数据信号122-A和122-B的失真。
常规无线发射器100能使用几个不同的功率放大器以基于常规调制器106执行的调制模式放大上变频调制信号132-A和132-B。但是，实施几个不同的功率放大器，将增加半导体芯片上所需的用于功率放大器的空间，增加了综合成本和操作成本。因此，期望有一种对调制器执行的所有模式都有效的功率放大器。具体地，对于蓝牙兼容的常规无线发射器100，期望常规功率放大器120在8-DPSK和π/4-DQPSK调制时以A类放大器方式工作，在GFSK调制时以不同于A类的放大器(如B类或AB类放大器)方式工作。
图7是根据本发明实施例的无线发射器700的示意图，该无线发射器700包括单个功率放大器702，该功率放大器702对所有的调制模式都有效。具体地，在工作时根据调制器704执行的调制方案来调整功率放大器704的偏压。调制器704通过前馈连接706向功率放大器702指示调制方案的变化。
当调制器704执行线性调制方案，产生具有可变包络的调制数据信号108-A和108-B时，功率放大器702以相对较高的偏置电压偏置。当调制器704执行非线性调制方案，产生具有恒定包络的调制数据信号108-A和108-B时，功率放大器702以相对低的偏压偏置。无线发射器700根据蓝牙协议运行时，在8-DPSK和π/4-DQPSK调制时以相对高偏压偏置功率放大器702，在GFSK调制时以相对低的偏压偏置功率放大器702。无线发射器700中，通过根据调制器704执行的调制模式调整功率放大器702的偏置，在功率放大器702不需要提供线性放大时，减少了功率放大器702的功率损耗。
图8是功率放大器702在给定偏置条件下的输出特性的示意图。功率放大器702的输出特性用于确定或设置功率放大器702的工作点(即输出功率)。功率放大器702的输出特性将功率放大器702的RF输出功率与功率放大器702的RF输入功率比较。因此，功率放大器702的输出特性显示了功率放大器702在RF输入功率范围上的增益。功率放大器702的RF输入功率是提供给功率放大器702的上变频调制信号132-A和132-B的功率。功率放大器702的RF输出功率是功率放大器702所提供的放大调制数据信号122-A和122-B的功率。输出特性曲线804描述了功率放大器702的RF输入功率与RF输出功率之间的关系。
如图8所示，在RF输入功率的大部分范围内，RF输出功率与RF输入功率呈线性关系。具体地，对应于输出特征曲线804上的点806与点808范围内的RF输入功率，功率放大器702以线性放大器方式工作，其增益恒定。当RF输入功率增加到超过了点808后，RF输出功率与RF输入功率之间不再呈线性关系。RF输出功率以比较慢的速率增加直到RF输出功率达到饱和输出功率水平810。RF输出功率与预期RF输出功率偏离1dB处的点被称为功率放大器702的1dB压缩点。功率放大器702的1dB压缩点由点812表示。
要确保上变频调制信号132-A和132-B的线性放大，功率放大器702应在工作点814上工作。工作点814选择在功率放大器702的1dB压缩点812之下，并在功率放大器702的线性工作区(点806和点808之间)内。功率放大器的工作点814背离1dB压缩点812以适应(accommodate)上变频调制信号132-A和132-B的满峰-峰电压摆动。如果工作点814选择得太靠近1dB压缩点812，上变频调制信号132-A和132-B的大电压摆动会迫使功率放大器702工作在非线性区。
图9是功率放大器702的一个实施例差分放大器900的示意图。差分放大器900包括第一对晶体管902-A和902-B。第一对晶体管902-A和902-B都是FET。FET 902-A和902-B的源极连接在一起并接到VSS。
FET 902-A和902-B的栅极分别通过电容器218-A和218-B与上变频调信号132-A和132-B交流(AC)连接。FET 902-A和902-B的栅极分别通过偏置电阻器216-A和216-B与可变电压源906-A和906-B直流(DC)连接。可变电压源906-A和906-B与偏置电阻器216-A和216-B结合，通过将所需的栅源电压施加到FET 902-A和902-B上来分别偏置FET 902-A和902-B。调制器704(图9中没有显示)通过图7所示的前馈连接706调节或控制可变电压源906-A和906-B。调制器704的调制方案的变化引发前馈连接706，以调整可变电压源906-A和906-B提供的调整栅源偏压。前馈连接706根据调制器704执行的调制方案将FET 902-A和902-B的栅源偏压调整到合适的水平。
再如图9所示，FET 902-A和902-B的漏极分别连接到第二对晶体管904-A和904-B的源极。晶体管904-A和904-B也是FET。晶体管904-A和904-B的漏极分别与电阻器210-A和210-B相连，电阻器210-A和210-B分别与电感器214-A和214-B相连。FET 904-A和904-B的栅极还连接到电压源VDD。FET904-A和904-B的作用相当于差分放大器900内的开关。具体地，通过将VDD加到FET 904-A和904-B的栅极上开启FET 904-A和904-B。FET 904-A和904-B可用于开启或关断功率放大器702的输出。
可基于无线发射器700的特性(如变压器124初级线圈和二级线圈的数目、片外天线128的电阻负荷、变压器124的功率损耗、电压源VDD、上变频调制信号132-A和132-B所需的峰-峰电压摆动等)设定FET 902-A和902-B的偏置以确保差分放大器900的线性工作。具体地，当线性放大上变频调制信号132-A和132-B时，差分放大器900可偏置到图8所示的工作点814运行。通过将可变电压源906-A和906-B提供的栅源偏压设置到合适的水平，能够将差分放大器900偏置到工作点814运行。对于蓝牙兼容的发射器700，当调制器704执行π/4-DQPSK或8-DPSK调制时，差分放大器900工作在工作点814。
当上变频调制信号132-A和132-B不需要线性放大时，调整差分放大器900的偏置。具体地，当不需要线性放大时，可变电压源906-A和906-B提供的栅源偏压被降低。当调制器704切换到产生恒定包络信号的调制模式时，调制器704给功率放大器702提供指示。作为响应，功率放大器702通过降低加到FET 904-A和904-B的栅极上的电压来调整差分放大器900的偏置。对于蓝牙兼容的无线发射器700，当调制器704执行GFSK调制时，差分放大器900降低差分放大器的偏压。
图10是降低功率放大器702的栅源偏压的效果图。图10将图8中的输出特征曲线804与输出特征曲线1004比较。输出特征曲线1004表示功率放大器在相对低偏压下的输出特征。如图10所示，功率放大器702偏压的降低，使功率放大器702的输出特征从输出特征曲线804移动到输出特征曲线1004。实质上，降低了功率放大器的增益。因此，为保持与高偏压条件下提供的RF输出功率相同，在低偏压条件下要求更高的RF输入功率。即是说，在相对低偏压条件下，为了保持在输出特征曲线804的工作点814上工作，必须增加功率放大器702的RF输入功率，以补偿功率放大器702的增益减少。
返回图7中，当调制器704执行不需要线性调制的调制方案时，无线发射器700调整上变频调制信号132-A和132-B的功率水平。具体地，调制器704增加上变频调制信号132-A和132-B的功率以补偿功率放大器702的偏压降低。上变频调制信号132-A和132-B的功率增加的量与功率放大器702的增益改变相对应。实际上，对功率放大器702加大驱动(power amplifier 702is driven harder)以使功率放大器702工作在图10的曲线1004的工作点1006上。如图10所示，工作点1006与工作点814相等。因此，功率放大器702在所有的调制模式下都提供相同的输出功率水平。
本发明提供的对功率放大器偏压的调整提高了无线发射器700的效率。本发明使功率放大器702在每种调制模式下被调到有效的偏压水平。如果没有本发明提供的这种对功率放大器702的偏压的调整能力，那么功率放大器的偏压水平对多种调制方案都是固定的，这就浪费了功率。通过节省能量，使带有无线发射器700的移动设备的电池寿命得以延长。本发明放弃了现有技术中为对应不同的调制方案采用多个功率放大器的方法，从而将功率放大器702的片载空间最小化。
图11是根据本发明响应调制方案的变化而调整本发明的功率放大器的偏压的操作步骤的流程图1100，对应于图7。本发明不局限于所描述的这种操作。并且，从本发明的教导中，本领域技术人员能够知悉，其他操作流程也落入本发明的范围。以下将对图11的步骤进行阐述。
步骤1102中，确定功率放大器的1dB压缩点。
步骤1104中，将功率放大器的工作点设置为低于该功率放大器的1dB压缩点。功率放大器的工作点选择在该功率放大器的线性工作区内。所选择的工作点适应输入信号的满峰-峰电压摆动以防止输入信号的放大失真。
步骤1106中，调制器接收包括位序列的数据信号。
步骤1108中，确定调制器执行的调制模式。调制模式可以由用户指定，也可以自动确定。调制器执行的调制方案要么是线性调制方案要么是非线性方案。
步骤1110中，调制器调制数据信号以产生调制数据信号。如果调制数据信号具有可变包络，就需要线性放大。如果调制数据信号具有恒定包络，就不需要线性放大。
步骤1112中，基于调制模式调整功率放大器的偏压。当调制器执行线性调制方案时，将功率放大器偏置成线性放大。当调制器执行非线性调制方案时，不将功率放大器偏置成线性放大。具体地，当调制器执行线性非线性调整方案时，功率放大器的偏压被降低。因此，在非线性调制时，功率放大器的增益被降低。在非线性调制时，通过增加调制数据信号的功率，使功率放大器的工作点在不同的调制模式下都充分地保持恒定。就是说，数据信号的功率调整增加量与功率放大器的偏压降低导致的增益降低量相对应。
步骤1114中，功率放大器放大调制数据信号以生成放大调制数据信号。
步骤1116中，监视调制模式。当调制器执行的调制方案发生变化，对功率放大器的偏压进行调整。具体地，功率放大器在线性调制下所加偏置相对较高，在非线性调制下所加偏置相对较低。
虽然以上描述了本发明的各种实施例，应当理解，其目的仅在于举例说明，而没有限制性。本领域的技术人员知悉，在不离开本发明的精神和范围情况下，在形式上和细节上还可做各种的改变。因此，本发明的保护范围不当仅局限于以上描述的任一实施例，而应该依照权利要求及其等同来限定。

Claims (10)

1、一种发射器，包括：
调制器，用于从数据信号生成调制信号；和
放大器，连接于所述调制器，用于生成放大的调制信号；
其中，在调制器的第一模式下，用第一电压偏置所述放大器；在调制器的第二模式下，用第二电压偏置所述放大器；和
在调制器的第一和第二模式下，放大调制信号的功率保持恒定。
2、根据权利要求1所述的发射器，其中，在调制器的第一模式下，所述调制器生成可变包络调制信号；在调制器的第二模式下，所述调制器生成恒定包络调制信号。
3、根据权利要求2所述的发射器，其中，所述第一电压高于所述第二电压。
4、根据权利要求3所述的发射器，其中，所述放大器在所述调制器的第一模式下是线性放大器，在所述调制器的第二模式下是非线性放大器。
5、根据权利要求3所述的发射器，其中，所述放大器在所述调制器的第一模式下的增益大于在所述调制器的第二模式下的增益。
6、一种方法，包括：
(1)为调制器确定调制模式，其中，所述调制模式是线性调制模式或非线性调制模式；
(2)用所述调制器调制数据信号以生成调制信号；
(3)基于调制模式偏置放大器，其中，所述放大器在线性调制下偏置成线性放大，在非线性调制下偏置成非线性放大；
(4)用放大器放大该调制信号以生成放大调制信号；
其中，在线性和非线性调制下，放大器的工作点保持恒定。
7、根据权利要求6所述的方法，其中，所述方法还包括：
(5)在步骤(3)之前选择放大器的工作点。
8、根据权利要求7所述的方法，其中，步骤(5)包括：
(a)确定放大器的1dB压缩点。
9、根据权利要求8所述的方法，其中，步骤(5)还包括：
(b)将放大器的工作点设置成小于该放大器的1dB压缩点。
10、一种发射器，包括：
放大器，用于放大调制信号；
其中，当该调制信号是可变包络调制信号时，用第一电压偏置所述放大器；当该调制信号是恒定包络调制信号时，用第二电压偏置所述放大器。
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