CN1879070A - 用在极性发射器中的混合开关式/线性功率放大器电源 - Google Patents

Abstract

在一个方面，本发明提供了DC－DC转换器，它具有耦合在DC源和负载之间的开关模式部分，开关模式部分提供x量的输出功率；并且它还具有与DC源和负载之间开关模式部分并联耦合的线性模式部分，线性模式部分提供y量的输出功率。x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率。在另一方面，本发明提供了耦合到天线的RF发射器(TX)。TX具有极性结构，并包括耦合到功率放大器(PA)电源的调幅(AM)路径和耦合到PA输入的调相(PM)路径。

Description

用在极性发射器中的混合开关式/线性功率放大器电源

技术领域

本发明一般涉及DC-DC转换器电源，更具体地说，涉及适合在射频(RF)发射器中使用的开关式电源(SMPS)，发射器诸如用于蜂窝移动台的实施为包络恢复(ER)RF发射器的RF发射器，也称为极性发射器，其中使用相位和幅度分量表示符号，而不是复杂的同相/正交相位(I/Q)分量。

背景技术

图1A是简化框图，显示了包括调幅(AM)链和调相(PM)链的ER发射器(TX)1结构。要发射的比特输入到比特到极性转换器2，它将幅度信号经传播延迟(PD)3输出到调幅器(AM)4。AM4(在数模变换后)通过使用可控电源5提供用于控制TX功率放大器(PA)6输出电平的信号。比特到极性转换器2也经传播延迟3将相位信号输出到调频器(FM)7，调频器又经锁相环(PLL)8将信号输出到PA6的输入。在天线9的发射信号因此通过同时使用相位和幅度分量而生成。使用ER发射器结构可获得的优点包括更小的尺寸和提高的效率。

可以理解，PA6的电源电压应通过高效率和宽带宽进行调幅。

现在更详细地讨论电源5和PA6，诸如极性环调制TX等高效率TX结构一般依赖于高效但非线性的功率放大器，如开关式功率放大器(SMPA)，例如E类SMPA，或者它们通常依赖于被驱动饱和的线性功率放大器，如饱和的B类功率放大器。在这些结构中，通过借助于连接在通常为电池的DC供电或电源与PA6之间的功率调节器而调制PA6的电源电压，提供了幅度信息，如图1B中更详细所示。

在图1B中，电源5的输出V_pa应能够跟踪快速变化的参考电压V_m。这样，电源5必须符合某些带宽规格。所需的带宽取决于使用发射器1的***。例如，所需的带宽对于EDGE***(8PSK调制)超过了1MHz(对于给定功率电平，动态范围～17dB)，并且对于WCDMA(宽带码分多址)***超过了15MHz(对于给定功率电平，动态范围～47dB)。正如可理解的一样，这些是极具挑战性的要求。图2显示了必须跟踪的典型波形(EDGE***中的RF包络)，其中调制电压(V_m)显示为在极小值与峰值之间变化(也显示了典型的rms和平均值)。

要注意的是，在GSM***中，调制是具有恒定RF包络的GMSK，因而对于给定功率电平，在带宽方面对电源5没有特殊约束。

通常，实现电源5有两种主要技术。图3所示的第一种技术使用通过求和点10、驱动器12和功率器件14实现的线性调节器。虽然可获得高带宽，但由于功率器件14上的压降(V_drop)的原因，效率很低。

图4所示的第二种技术将使用开关式调节器。此技术以前未曾容许在极性或ER发射器中使用，在此技术中，下降型开关调节器16将包括降压型或类似的转换器18及电压模式控制电路20。PA6显示为由其等效电阻R_pa表示。虽然开关式调节器16的效率可非常高，但所需的带宽将难以或不可能获得。更具体地说，如果尝试使用开关调节器16，则将需要非常高的开关频率(例如对于EDGE，至少大约5倍于所需的带宽或者5-10MHz或更多，并且对于WCDMA超过80MHz)。虽然5-10MHz的开关频率在技术上将非常具挑战性(一般的商用DC-DC转换器以大约1-2MHz范围的最大开关频率操作)，但例如具有100MHz开关频率的DC-DC转换器在当前实施起来是不实际的，特别是在诸如蜂窝电话和个人通信终端等低成本、大量生产的装置中。

在US 6,377,784B2，Earl McCune(Tropian，Inc.)的“高效率调制RF放大器”(High-Efficiency Modulation RF Amplifier)中，存在据称描述的高效率(例如硬限制或开关式)功率放大器的高效率功率控制，由此实现所需的调制。在一个实施例中，据称通过在开关式转换器后使用有源线性调节器，减少了所需调制最大频率与开关式DC-DC转换器操作频率之间的扩展。线性调节器据说是设计为通过足够的带宽控制功率放大器的操作电压，从而可靠地再现所需的调幅波形。线性调节器据说还设计为抑制其输入电压的变化，即使输出电压响应于施加的控制信号而改变时也如此。即使与受控输出变化的频率相比输入电压的变化具有相当或甚至更低的频率，抑制据说也会发生。通过直接或有效地改变功率放大器上的操作电压，同时在主DC源到调幅输出信号的转换中实现高效率，据说也可实现调幅。据称通过允许开关式DC-DC转换器也改变其输出电压，以便线性调节器上的压降保持在低和相对恒定的电平，可增强高效率。据说时分多址(TDMA)突发性能可与有效的调幅相组合，在这些被组合的功能的控制下，并且根据通信***的命令的平均输出功率电平变化也可组合在同一结构内。

发明内容

根据本文这些讲授内容的目前优选实施例，克服了上述和其它问题，并实现了其它优点。

在一方面中，本发明提供了DC-DC转换器，它具有耦合在DC源和负载之间的开关模式部分，开关模式部分提供x量的输出功率；并且它还具有与DC源和负载之间开关模式部分并联耦合的线性模式部分，线性模式部分提供y量的输出功率。在优选实施例中，x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率。此外，线性模式部分比开关模式部分对输出电压所需变化表现出更快的响应时间。在一个实施例中，线性模式部分包括操作为可变电压源的至少一个功率运算放大器，而在另一实施例中，线性模式部分包括操作为可变电流源的至少一个功率运算跨导放大器。

在又一方面，本发明提供了耦合到天线的RF发射器(TX)。TX具有极性结构，并包括耦合到功率放大器(PA)电源的调幅(AM)路径和耦合到PA输入的调相(PM)路径。电源构建为具有耦合在电池与PA之间的开关模式部分，开关模式部分提供x量的输出功率，并还具有同电池与PA之间的开关模式部分并联耦合的线性模式部分。线性模式部分提供y量的输出功率，其中x最好大于y，且可为特殊应用约束优化x与y的比率。最好，线性模式部分比开关模式部分对输出电压所需变化表现出更快的响应时间。

在再一方面，本发明提供一种操作具有极性结构的RF TX的方法，该结构包括耦合到PA电源的AM路径和耦合到PA输入的PM路径，该方法包括：提供电源(power supply)以便包括耦合在功率源(power source)和PA之间的开关模式部分，开关模式部分提供x量的输出功率；将线性模式部分同功率源与PA之间的开关模式部分并联耦合，线性模式部分提供y量的输出功率，其中x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率，并且其中线性模式部分比开关模式部分对输出电压所需变化表现出更快的响应时间。

在操作中，电源提供比基于纯线性电压调节器电源更高的功率转换效率，同时也提供比基于纯开关式电源更宽的操作带宽。

附图说明

当结合附图阅读时，这些讲授内容的上述和其它方面将在下面优选实施例的详细说明中变得更加显而易见，其中：

图1A是常规ER RF发射器的框图；

图1B是提供有电源调幅电压的常规SMPA的框图；

图2是显示图1A和图1B电源必须跟踪的参考电压V_m的典型示例的波形图；

图3A和3B显示提供PA的线性电压调节器的常规示例；

图4A和4B显示提供PA的开关调节器的示例；

图5是根据本发明的混合电压调节器提供的PA框图；其中混合电压调节器的线性部分最好只处理小部分所需输出功率，并提供必需的带宽，而开关模式部分最好以高效率提供大部分输出功率。

图6A-6F显示图5所示混合电压调节器的实施例简化示图；

图7A和图7B总称为图7，与图6A所示的电路相关，其中图7A显示一般电路概念，而图7B更详细地显示开关部分；

图8显示对应于图7电路操作的波形；

图9也显示对应于图7电路操作的波形；

图10A和图10B总称为图10，与图6B所示的电路相关，其中图10A显示一般电路概念，而图10B更详细地显示开关部分；

图11显示对应于图10电路操作的波形；

图12也显示对应于图10电路操作的波形；

图13A和图13B总称为图13，与图6C和图6D所示的电路相关，其中图13A显示一般电路概念，而图13B更详细显示开关部分；

图14显示对应于图13电路操作的波形；

图15也显示对应于图13电路操作的波形；

图16A和图16B总称为图16，与图6E和图6F所示的电路相关，其中图16A显示一般电路概念，而图16B更详细地显示开关部分；

图17显示对应于图16电路操作的波形；

图18也显示对应于图16电路操作的波形；

图19A和图19B总称为图19，分别显示电压控制电压源(VCVS)的等效电路图和实施为功率运算放大器(POA)的VCVS电路；

图20A和图20B总称为图20，分别显示电压控制电流源(VCCS)的等效电路图和实施为运算跨导放大器(OTA)的VCCS电路；

图21显示第一控制配置，其中开关部分和线性部分均以闭环操作，并将调制信号V_m作为参考；

图22显示第二控制配置，其中开关部分和线性部分均以闭环操作，其中线性部分将调制信号V_m作为参考，并且开关部分将线性部分的输出作为参考；

图23显示第三控制配置，其中只有线性部分以闭环操作并将调制信号V_m作为参考，并且其中开关部分以开环操作，并且只有调制信号V_m信息用于生成开关部分的占空比；

图24还根据本发明的实施例显示开关调节器和线性调节器经辅助电感器L₁和(可选)辅助电容器C₁的并联；

图25A和图25B总称为图25，显示根据图24所示实施例的控制框图，其中在图25A中，开关调节器和线性调节器均为主控，并且在图25中，线性调节器为主控，开关调节器为从属；

图26A和图26B总称为图26，显示根据图24所示实施例的第一多模式(多PA)控制框图，其中所有PA连接在线性调节器输出端的同一电源线上，并且其中在图26A，开关调节器和线性调节器均为主控，并且在图26B，线性调节器为主控，开关调节器为从属；

图27A和图27B总称为图27，显示根据图24所示实施例的第二多模式控制框图，其中GSM/EDGE PA连接在开关调节器的输出端，并且WCDMA PA连接在线性调节器的输出端，其中在图27A中，开关调节器和线性调节器均为主控，并且在图27B中，线性调节器为主控，而开关调节器为从属(仅在WCDMA模式中)；

图28将SMPA显示为(a)框图表示，(b)由其等效DC电阻R_pa模拟，以及(c)由与用于实现PA稳定性的电容C_pa并联的其等效DC电阻R_pa模拟；

图29A和图29B总称为图29，显示根据图24所示实施例的第三多模式控制框图；其中GSM/EDGE PA和WCDMA PA分别连接到与两个线性调节器相关联的独立电源线，其中在图29A，开关调节器和每个线性调节器均为主控，并且在图28B，线性调节器每个均为主控，而开关调节器为从属(仅在WCDMA模式中)；以及

图30A和图30B总称为图30，显示根据图24所示实施例的第四多模式控制框图，其中GSM/EDGE PA连接到开关调节器的输出，其中WCDMA PA和CDMA PA分别连接到与两个线性调节器相关联的独立电源线，其中在图30A，开关调节器和每个线性调节器均为主控，并且在图30B，线性调节器均为主控，而开关调节器为从属(仅在WCDMA和CDMA模式中)。

具体实施方式

参照图5，本发明提供了一种混合电压调节器或电源30，它组合了最好通过高效率但低带宽处理大部分功率的开关部分32和最好通过低效率但高带宽处理较小部分所需功率的线性部分34。结果产生的电源具有所需的带宽和稍微低于纯开关电源效率但仍远远高于纯线性调节器效率的效率。由于线性部分34可用于补偿通常与纯开关式电源相关联的输出电压纹波，因此，所得到的混合电源30提供了一种改善的输出电压质量。由于过量的输出电压纹波会对PA 6的输出频谱产生不利影响，因此，这是一个重要的优点。

要注意的是，原则上由开关部分32处理的功率量(x)大于由线性部分34处理的功率量(y)。这通常是一个理想的情况，并且实际上，在许多实施例中，x比y大得多。然而，开关部分32与线性部分34处理的功率之间的这种关系不可视为本发明优选实施例的限制。原则上，希望将x与总功率的比率最大化：这个比率越大，效率就越高。然而，在给定应用中实现的实际比率可以是一个或多个以下因素和考虑事项的函数：

(a)预期的应用(RF***细节，如RF包络的频谱、高频AC分量的幅度等)；以及

(b)实现，其中可决定在某种程度上由开关部分32处理的功率量和由线性部分34处理的功率量。例如，在EDGE中，通过使用6-7MHz开关频率，可通过开关部分32处理几乎所有的功率，或通过使用例如在1MHz操作的较低开关转换器，可处理较少的功率。在某些情况下，例如，在非常低的功率，也可禁用开关部分32并只使用线性部分34，这种情况下，关系x＞y根本不适用。

(c)还要考虑的可能是效率与实现复杂性之间的折衷，这是因为实现慢的开关转换器通常更简单，但随后由于较大部分功率需要由线性部分34处理，因而降低了效率。

(d)还要考虑的可能是要优化整体效率的折衷。例如，具有非常高开关频率和高带宽的开关部分32可处理给定应用中的大部分功率(x比y大得多)，但开关部分32中的处理可能由于极高的开关频率而变得效率低下。因此，尝试通过在开关部分32中使用较低开关频率以实现更佳效率与在开关部分32中处理较少量能量之间的折衷而优化整体效率，这可能更有利。

因此，通常开关部分32处理的功率部分x最好大于线性部分34处理的功率部分y，并且也最好为由给定应用及可能也由特殊操作模式(例如在上述的低功率模式，其中所有功率可由线性部分34处理)施加的约束优化x与y的比率。也可考虑组合，以使x最好大于y，并且也可为应用约束优化x与y的比率。

实际上，通过使用开关转换器的部分拓扑(在图5中称为“开关部分”)并将它与电压或电流源(在图5中称为“线性部分”)并联，可实现本发明。图4A的降压(下降型)转换器18的输出电容器(C)被去除。在降压转换器18中，电容器充当电压源，以保持输出电压恒定。在输出端的电压需要增加时，必须经电感器(L)提供大电流，以满足负载的增加需要，并将电容器(C)充电到新的更高电压电平。此操作使开关调节器16变慢，并限制了带宽。然而，如果电容器(C)替换为电压源，则增加(或降低)的电压电平可经线性部分34的并联电压源非常快速地提供，而较慢的开关部分重新调节其工作点。

再次参照图2，开关部分32提供了平均电平V_{m_av}，而线性部分34提供了叠加在平均电平上的AC分量。

基于相同概念的备选实施例使用电流源替代线性部分34中的电压源。

线性部分34的电压源可使用功率运算放大器(POA)实现，而线性部分34的电流源可使用功率运算跨导放大器(OTA)实现。线性部分34的运算放大器可通过如图5所示的电池电压(V_bat)提供。在备选的当前更优选实施例(从效率的角度而言)中，线性部分34的运算放大器提供有图2的电压V_{m_pk}，即，对应于参考信号幅度的电压，其中V_{m_pk}始终低于V_bat。实际上，最好是为线性部分34的运算放大器提供电压V_{m_pk}加上获得线性级正确操作所需的一定容限(例如，0.2V)。

图6A-6F显示图5所示混合电压调节器30的各种实施例，其中图6A、6C和6D显示可变电压源34A(例如上述的功率运算放大器)的使用，并且其中图6B、6E和6F显示可变电流源34B(例如上述的功率运算跨导放大器)的使用。注意，在图6C中使用了两个可变电压源34A和34A′，并且在图6D中，两个可变电压源34A和34A′经C1电容性耦合到开关部分32的输出电源轨。还要注意的是，在图6E中，使用了两个可变电流源34B和34B′，并且在图6F中，两个可变电流源34B和34B′经C1电容性耦合到开关部分32的输出电源轨。

基于以上说明，可理解，本发明的使用允许为TX结构实现有效的PA电源30，其中PA电源电压需要进行调幅。目前，由于不存在本发明人知道的可提供所需带宽的商用开关调节器，因此，这只可通过使用效率低的线性调节器(参见图3A和图3B)来实现。

现在将更进一步详细地描述本发明的上述和其它实施例。

图7所示的电路与图6A所示的电路相关，其中图7A显示一般电路概念，并且其中图7B更详细地显示开关部分32。开关部分32从降压转换器获得，该转换器是由两个开关器件和一个L-C滤波器组成的下降型开关DC-DC转换器。图7B中显示为互补MOS晶体管(PMOS/NMOS)的开关器件以占空比d(d＝上部开关在导通的时间t_{on_PMOS}与切换周期T_S的比率)交替导通。具有占空比d的控制信号可从模拟脉冲宽度调制器(PWM)部件32A获得，该部件通过比较V_{ctrl_sw}和具有周期T_s的锯齿波信号而将控制电压V_{ctr_sw}转换为具有占空比d的PWM信号。馈送到晶体管驱动级32B的PWM信号也可通过其它方法生成，诸如在数字PWM部件中。

常规降压转换器一般情况下包括L-C输出滤波器，其中C足够大，从而使降压转换器的特性为电压源的特性。然而，在本发明的现有优选实施例中，滤波电容器被去除，或者被保留，但具有极小的电容。这样，部件32在本文中称为与“开关转换器”相对的“开关部分”。实际上，物理电路将具有一定的滤波电容，例如，确保RFPA6稳定所需的量。然而，为了说明本发明，假设电容值(C)比常规降压转换器中具有的电容值小得多，这样，开关部分32的特性主要是电流源的特性，而不是电压源的特性。

更具体地说，由于电感器(L)(以及无/极小电容C)的原因，开关部分32具有电流源的特性，而不是实际的电压控制电流源(VCCS)。控制电压V_{ctrl_sw}的增加确定了占空比d的增加，这确定了平均输出电压V_pa的增加，而这又确定了PA6电流I_pa的增加，并因此确定了电感器电流I_L DC分量的增加。然而，PA6电流I_pa的绝对值不完全由控制电压V_{ctrl_sw}确定，而且在I_pa＝V_pa/R_pa时也由R_pa确定。因此，虽然此技术可类似“VCCS”的操作，但它不直接控制电流，并因此称为“类似VCCS”。

线性部分34作为电压控制电压源(VCVS)34A工作，并且其输出电压V_o通过差分放大A_d由差分电压V_d控制。

更具体地说，图7A通过假设理想源而显示本发明的此实施例：其中开关部分32作用就像电流源，并且与作用就像双向(即，它可供应和吸收电流)电压控制电压源34A的线性部分34并联。作为电压源的线性部分34设置PA 6电压V_pa。开关部分32的电流i_sw加上线性部分34的电流i_lin，形成了PA6电流i_pa(R_pa表示PA6的有效阻抗)。可连接可选的直流阻断去耦电容器C_d以确保线性部分34只提供AC分量。

图7显示开关部分32通过下降型降压转换器实现，已从该转换器消除或大大降低了输出滤波电容C。开关部分32的电流i_sw因此实际上是电感器电流i_L，导致实质上类似电流源的行为(电感器L可比作电流源)。

值得注意的是，由于线性部分34具有电压源的特性，因此它可固定施加在PA上的电压电平V_pa，并且存在控制此电压电平的构件。另外，线性部分34很快(宽带宽)，因此有可能提供V_pa的快速调制。还要注意的是，线性部分34的VCVS 34A是双向的，表示可以供应和吸收电流。

如图19B所示，VCVS 34A可实现为功率运算放大器(POA)。POA包括具有能够吸收/供应所需电流的A(B)类级的运算放大器(OPAMP)。图19B显示由晶体管Q₁和Q₂组成的B类功率级，但可改变输出级设计以改进性能。例如，实际上功率级可实现为AB类级，以减少交叉失真。

如所述，可引入可选的去耦电容器C_d以确保线性部分34只提供AC电流分量。然而，在一些情况下，允许线性部分34也提供DC分量虽然会带来更复杂的控制，但这将是有利的。例如，在开关部分32可能被停用和在PA6电流将只由线性部分34提供的情况下，期望可从低功率电平的线性部分34提供DC分量。又如，在V_{pa_peak}很接近于例如2.9V的低电池电压电平，例如为2.7V时，并且开关部分32无法提供它时，期望可从该低电池电压电平的线性部分34提供DC分量。在此类情况下，将去除可选的C_d。

图7A中所示的电路操作通过图8中所示模拟波形进行举例说明，并且图7B中所示的电路操作通过图9中所示的模拟波形进行举例说明。

图8中最上面的波形显示所得到的PA6电压V_pa。PA6电压V_pa由具有电压源特性的线性级34设置。在此示例中，V_pa具有DC分量(2V)加上显示为表示快速调制的15MHz电压正弦波的AC分量。从上数第二个波形显示开关部分32的电流成分，恒定电流i_sw。从上数第三个波形显示线性部分的电流成分，AC分量i_lin(15MHz正弦波)。如所述，线性部分34作为双向电压源工作，即，它既可供应电流也可吸收电流。最下面的波形显示所得到的PA6电流i_pa具有来自开关部分32的DC分量和来自线性部分34的AC分量。

注意，在图8中，一组波形用于幅度为零的正弦波(无来自线性部分34的成分，标示为“A”)，并且另一组用于非零幅度的正弦波(以显示来自线性级的成分，标示为“B”)。图9、图11、图12、图14、图15、图17和图18的波形图中使用了相同的约定。

图9显示模拟波形以举例说明图7B中所示的电路操作。对于此非限制性示例，假设开关级32具有5MHz的开关频率和0.5的占空比。最上面的波形显示在节点pwm的电感器L上施加的PWM 32A电压。从上数第二波形显示所得到的PA6电压V_pa。PA6电压V_pa由具有电压源特性的线性级34设置。在此例中，V_pa具有DC分量(2V)加上表示快速调制的15MHz AC分量(电压正弦波)。从上数第三波形显示开关部分32的电流成分，即电感器电流i_L＝i_sw。在此情况下，电流不是如图8所示理想情况下的恒定电流，而是具有在开关转换器中遇到的特定三角形状。开关部分32提供DC分量和三角形AC分量(电感器电流纹波)。从上数第四波形显示线性部分34的电流成分，AC分量i_lin(15MHz正弦波加上电感器电流纹波补偿)。注意，线性部分34不但提供15MHz正弦分量，而且提供AC分量，以补偿电感器电流纹波(从标示为AC_rip的下面波形可清楚地看到)。这是由于线性部分34的电压源特性的原因，它作为双向电压源，可供应和吸收电流。最下面的波形显示所得到的PA6电流i_pa具有来自开关部分32的DC分量和来自线性部分34的AC分量，其中电感器电流(第三曲线)的AC三角形分量由线性级34补偿。

图10显示了一个实施例，在该实施例中，电压控制电流源(VCCS)34B用于构成线性部分34。通常，施加与图7实施例相同的考虑事项，唯一相当大的区别是VCCS本身不能固定PA6电压电平。相反，PA6电压由注入到R_pa的总电流确定。线性部分34可实现为如图20B所示的运算跨导放大器(OTA)。在此简化视图中，差分对中Q₁的集极电流(Ic₁)镜像为I₅，而Q₂的集极电流(Ic₂)镜像为I₃，并随后镜像为I₄。输出电流为I_o＝I₅-I₄，并且与集极电流IC₁-IC₂之间的差成比例，而它又与差分电压V_d成比例。如所述的一样，图20B显示了OTA的简化表示。实际上，电路实现的目的将是优化电流反射镜的精度，并获得线性特性I_o＝gV_d。

图10A中所示的电路操作通过图11中所示模拟波形进行举例说明，并且图10B中所示的电路操作通过图12中所示的模拟波形进行举例说明。

在图11中，最上面的波形显示结果的PA6电压V_pa。假设从电源的角度而言，PA6作用就像电阻性负载。因此，V_pa＝R_pa(i_sw+i_lin)，即，PA6电压由开关部分32和线性部分34提供的电流之和设置。在此示例中，R_pa假设为等于2欧姆。开关部分32提供DC分量i_sw(例如，1安培)，并且线性部分34提供AC分量i_lin，表示快速调制的15MHz电流正弦波。从上数第二个波形显示开关部分32的电流成分，即，1安培的恒定电流i_sw。从上数第三个波形显示线性部分34的电流成分，即，AC分量i_lin(15MHz电流正弦波)。最下面的波形显示结果的PA6电流i_pa具有来自开关部分32的DC分量和来自线性部分34的AC分量。

在图12中，假设开关级32具有开关频率＝5MHz和占空比＝0.5。最上面的波形显示在节点pwm的电感器L上施加的PWM 32A电压。从上数第二波形显示结果的PA6电压V_pa。如上所述的一样，假设PA6作用就像电阻性负载，并且因此V_pa＝R_pa(i_sw+i_lin)，即，PA6电压由开关部分32和线性部分34提供的电流之和设置。如上所述，R_pa假设为等于2欧姆。开关部分提供具有三角形AC分量的DC分量i_sw(1安培)。线性部分提供AC分量i_lin，如表示快速调制的15MHz电流正弦波。从上数第三波形显示开关部分32的电流成分，即，电感器电流i_L＝i_sw。在此情况下，电流不是如图11所示理想情况下的恒定电流，而是具有在开关转换器中遇到的三角形状。开关部分32提供DC分量和三角形AC分量(电感器电流纹波)。从上数第四波形显示线性部分34的电流成分，即，AC分量i_lin(15MHz正弦分量)。注意，在此情况下，线性部分34只提供15MHz正弦分量，不同于图9的相应波形，在该图中也可看到补偿电感器电流纹波的AC分量。最下面的波形显示结果的PA6电流i_pa具有来自开关部分32的DC分量和AC三角形分量(可从标示为AC_rip的下面波形看到)和来自线性部分34的AC分量。注意，在此实施例中，由于线性级34的电流源特性的原因，AC三角形分量不由线性级34补偿，但它可通过适当地控制VCCS而得到补偿。

图13和图16所示的电路显示分别由两个VCCS 34A和34A′或两个VCCS 34B和34B′构成的线性部分34从V_bat供应电流，并将电流吸收到地。分别在图14和图15以及图17和图18的波形图中显示了操作。

图13和图16中的电路表示以及其对应的波形分别显示VCVS34A和VCCS 34B的源/宿行为，并且分别模拟功率运算放大器和功率跨导放大器的行为。注意，图13中的两个VCVS 34A不同时激活，并且最好在不激活时被置于高阻抗状态。

更具体地说，图13A和13B显示了具有理想源的此实施例，并且上面为图7电路所做的解释也适用于此处。电路之间的差别在于，图13的实施例中电压源VCVS 34A和34A′是单向的(一个供应电流，另一个吸收电流)，而图7中电压源34A是双向的(供应和吸收)。可包括去耦电容器C_d以确保线性部分34只提供AC分量。

对于图14和图15的模拟波形图，如上对于图8和图9给出的类似解释也适用，除了线性部分34的成分i_lin被划分为i_aux1(供应)和i_aux2(吸收)。同样应注意的是，两个电压源34A和34A′(源和宿)在其各自的电流为零(即，它们不激活)时最好被置于高阻抗状态。

图16A和16B显示了具有理想源的本发明此实施例，并且上面为图10电路所做的解释也适用于此处。电路之间的差别在于，图16的实施例中电流源VCCS 34B和34B′是单向的(一个供应电流，另一个吸收电流)，而在图10中电流源34B是双向的(供应和吸收)。可包括去耦电容器C_d以确保线性部分34只提供AC分量。

对于图17和图18的模拟波形图，如上为图11和图12所做的类似解释也适用，除了线性部分34的成分i_lin被划分为i_aux1(供应)和i_aux2(吸收)。

注意，图7和图10只是电源级(开关部分32和线性部分34)互连的表示，未考虑控制。开关部分32表示为由控制电压V_ctrl控制的部件。线性部分34表示为由差分电压V_d控制的部件。图21、图22和图23显示闭合控制环的控制技术的三个非限制性实施例。

在图21中，开关部分32通过电压模式控制操作。控制器由控制部件36A和具有频率相关特性G_c1(s)的部件36B组成，控制部件36A生成误差信号V_e1，部件36B将误差信号V_e1作为其输入并将用于开关部分32的控制电压V_{ctrl_sw}作为其输出。误差电压V_e1是作为调制信号V_m的参考电压V_{ref_sw}与作为输出电压V_pa的反馈信号V_{feedback_sw}之间的差。在此情况下，控制器(组件36A、36B)可在物理上实现为具有R-C补偿网络的运算放大器以获得特性G_c1(s)。

线性部分34使用调制信号V_m作为参考V_{ref_lin}。反馈电压V_{feedback_lin}是输出电压V_pa。反馈电压V_{feeaback_lin}也可如图用虚线所示在去耦电容器C_d(如果存在)之前获得。此情况下的控制器类似于开关部分32，由生成误差信号V_e2的部件38A和具有频率相关特性G_c2(s)的部件38B组成。由于线性部分34A实际上最好用功率运算放大器实现，如图19B中一样，因此，正如本领域技术人员将认识到的，通过添加R-C补偿网络以获得特性G_c2(s)，可在其周围闭合控制环。注意，包括VCVS34A只是显示线性级34的电压源特性，它与图7中所示的VCVS不同。标为“具反馈的线性部分”的部件实际上是具有R-C补偿网络的功率运算放大器的表示。

注意，在线性级34构建为有VCCS 34B(例如，图10)和图20B所示的OTA时，如上所述的相同注意事项适用于闭合该环。

在图22中，与图21相比唯一相当大的差别在于，开关部分32的参考信号是取自线性部分34(如果存在去耦电容器则位于其之前)的输出。当线性级34使用VCCS 34B和OTA时，相同的注意事项适用。在此实施例中，很明显，线性部分34将调制信号V_m AM信号作为其参考，而开关部分32将线性部分34的输出作为其参考(即，它“从属”于线性部分34)。

在图23的实施例中，开关部分32以开环操作，这表示只有调制信号V_m用于生成PWM占空比d，而没有误差信号V_e1＝V_m-V_pa。在如图21和图22所示的双环控制***可能存在稳定性问题时，此示范实施例可能特别有用。如上所述，当线性级34使用VCCS 34B和OTA时，相同的考虑事项适用。

本发明实施例的上述说明为实现PA6电源的快速调制提供了一种解决方案，其中快速调制主要由线性部分34提供，并使用没有或具有极小滤波电容的降压转换器。然而，应注意的是，将开关级与线性级并联连接的概念可以应用，并且在降压转换器在以常规形式使用的情况下也有用，即，具有相当大的输出滤波电容C并因此具有电压源特性。例如，用于GSM/EDGE情况的RF发射器可基于具有电压模式控制的降压转换器，通过快速开关转换器寻址。在此示范情况下，可实现必需的带宽，然而，动态特性不理想(即，参考到输出传递函数不平坦，而相反可能表现出峰化)，并且因此参考跟踪不是最佳的。另外，由于转换器开关动作引起的输出电压纹波形成了伪RF信号。因此，与降压转换器并联连接的线性级34可用于通过“帮助”开关转换器并改善其跟踪性能而补偿其不理想的动态特性。实际上，线性部分34也可用于改善(加宽)带宽，但其主要作用是校正开关部分32已经提供的参考到输出特性。另外，线性部分34也可通过注入电流以补偿电感器电流纹波来补偿输出电压开关纹波(至少以足以满足RF伪需要的方式)。

出于上述原因，应理解，图5概示的实施例可扩展到包括如下电路结构：其中开关部分32是“普通”降压转换器，即，输出滤波器电容C足够大，从而使降压转换器作用就像电压源。

基于上述内容，可理解到，本发明的上述实施例包括基于没有或具有极小滤波电容C的降压开关式转换器的电路结构，即，其中输出滤波器电容C足够小(或不存在)，因此降压转换器实质上作用就像电流源，其中线性部分34独自能够确定PA6电源的带宽，即，甚至用极慢的开关部分32，线性部分34也由于不存在/极小降压转换器滤波电容器的原因而能够调制；其中线性部分34也提供电感器电流的三角形AC分量；且其中线性部分34补偿开关纹波。

基于上述内容，可理解本发明的上述实施例也包括最好是基于具有相当大滤波电容C的降压开关式转换器的电路结构，即，其中输出滤波器电容C足够大，使得降压转换器实质上作用就像电压源。因此，本发明的实施例也包括基于具有滤波电容的“普通”降压转换器电路拓扑的电路结构；其中带宽主要由开关转换器确定。在此情况下，线性部分34可用于改进带宽，但以一种更受限的方式，因为带宽实际上受开关调节器的滤波电容器C限制。这些实施例中线性部分34的重要作用是帮助和校正开关部分32(降压转换器)的动态特性。在此实施例中，线性部分34也可补偿开关纹波。

本发明的各方面是基于以下观察：在示例的EDGE和WCDMA包络中高频分量具有极低的幅度，而大部分能量在DC和低频分量。低带宽开关部分32以高效率处理大部分功率(DC和低频分量)，而更宽带宽的线性部分34以较低的效率只处理一小部分功率(对应于高频分量的功率)。因此，实现所需的带宽并仍提供良好的效率成为可能。通常，可获得的效率低于用纯开关电源实现的效率，但仍远远大于用基于纯线性调节器的电源实现的效率。

本发明的原理可不考虑开关部分32和/或线性部分34的实际实现而应用，并且通常可应用到PA6电源电压需要进行调幅的发射器结构。本发明的讲授内容不限于GSM/EDGE和WCDMA***，而是也可扩展到其它***(例如，到CDMA***)。本发明的讲授内容不限于使用E类PA6的***，而是也可应用到使用其它类型饱和PA的***。

下面更详细描述的本发明的其它方面针对耦合并供给多模式发射器中的几个PA6以及用于相同方法的控制。

现在参照图24，图中显示了一个实施例中，其中开关调节器100和线性调节器102通过附加电感器L₁(即，除例如图7B中所示常规开关部分32电感器L外)和(可选的)电容器C₁，并联耦合到SMPA104(例如，E类PA)。PA 104电源电压V_pa由线性调节器102以高精度计划。然而，由于低带宽、开关纹波和噪声原因，开关调节器100的瞬时输出电压V₁无法精确固定为同一值。因此，引入了附加电感器L₁，以调节瞬时电压差V_pa-V₁。L₁上的平均电压必须为零，因而V₁的平均值等于V_pa。

如果存在去耦电容器C₁，则线性调节器102可在一定的频率范围内只提供AC分量，这最好补偿开关调节器100的较低带宽，以获得所需的总带宽。

如果C₁不存在，则线性调节器102也可提供DC和低频分量。在某些条件下，例如在PA 104电压V_pa应尽可能接近电池电压V_bat时，这可能特别有利。一个此类情况是在使用低电池电压(例如，2.9V)时在最大RF输出功率(PA 104需要极小电压，例如2.7V)的GSM情况。在此情况下，插在电池和PA 104之间的任一调节器的输入电压与输出电压之间的差极低(在此例中仅0.2V)。这是用开关调节器100极难获得的值(假设一个功率器件上的压降加上两个电感器L和L₁，占空比小于100％)。在此特殊情况下，线性调节器102可用于提供更接近电池电压的电源电压，并且因此线性调节器102提供所有功率(DC分量，并且无电容器C₁)。虽然在此特殊情况(GSM，最大输出功率，低电池电压)下，由于线性调节器102上的压降小，效率将不受影响，但在更低的GSM功率电平(即，线性调节器102上更大的压降)，效率将会降低。因此，在更低的功率电平，使用开关调节器100提供所有功率(DC分量)更有利。

在图24中，线性调节器102的电源电压为V_bat，与用于开关调节器100的电压相同。虽然从实现的角度而言，这可能是最佳的，但从效率角度而言，这可能不是最佳的。在更低的功率电平，其中V_{m_pk}比V_bat低得多的情况下，线性调节器102上的压降大，并且其效率低。因此，一种更有效的技术(以高效率)将线性调节器102的电源电压预调节在某一电平，例如高于包络V_{m_pk}峰值200-300mV(参见图2)。

从图3和图4可以看到，混合调节器的两个组成部件(开关和线性)具有其自己的控制环。总控制必须配置为使两个部件互相补充。图25显示了两个可能的控制方案。

在图25A中，两个调节器100、102均为“主控”，这是因为每个调节器将调制信号V_m作为参考，并且每个调节器100、102从其自己的输出接收其反馈信号(V_{feedback_sw}、V_{feedback_lin})。

在图25B中，线性调节器102为“主控”，即，它将调制信号V_m作为参考，并将其自己的输出作为反馈信号。开关调节器100为“从属”，这表示它将线性调节器102施加到SMPA 104的电压作为参考信号，并且尝试尽可能精确地遵循它。

如下所述，本发明这些实施例特别适用于多模式发射器的应用。

作为第一非限制性示例，在GSM中，RF包络是恒定的，因此提供到PA 104的电压是恒定的，并且其电平根据所需功率电平调节。在此情况下SMPA 104电源的主要功能是功率控制。原则上只使用开关调节器100将足够了。然而，开关动作生成输出电压纹波和噪声，这在SMPA 104输出的RF频谱中被视为伪信号。在此模式中，线性调节器102在需要时可用于补偿开关调节器100的输出电压纹波。这样，也可放宽开关调节器100的输出电压纹波的规格。例如，如果为开关调节器100假设5mV的典型电压纹波规格，则在由线性调节器102提供纹波补偿时，该规格也可放宽到50mV，从而允许开关调节器100中更小的LC分量和/或开关调节器100的更快的动态特性。在此情况下，开关调节器100几乎处理所有需要的SMPA功率，而线性调节器102处理的极少(只有纹波补偿所需的处理)。

在EDGE***中，或通常包括具有适中高动态特性(例如，所需的BW＞1MHz)的可变RF包络的任一***中，SMPA 104电源的主要功能是功率控制和包络跟踪。可以看到，具有6-7MHz开关频率的纯开关调节器能够以相对好的精度跟踪EDGE RF包络。然而，在使用纯开关调节器时，***不强壮，并且可能表现得例如对开关调节器100的参考到输出传递函数中的峰化和SMPA 104负载随电源电压的变化(通常在电源电压降低时SMPA的电阻增加)敏感。另外，如上所述，还存在输出电压纹波的问题。根据本发明的此方面，线性调节器102在需要时可用于补偿开关调节器100的非最佳动态特性、SMPA 104负载变化和开关纹波。如果开关调节器100的开关频率足够高，可实现良好的跟踪性能，则大部分功率由开关调节器100处理。然而，也有可能使用具有更低开关频率、因而具有更低带宽的开关调节器100，这种情况下，由线性调节器102处理的功率比例会增加，以补偿由开关调节器100处理的缩减。

在WCDMA***中，或通常表现出具有高动态特性(例如，所需的BW＞15MHz)的可变RF包络的任一***中，SMPA 104电源的主要功能是功率控制和包络跟踪。然而，由于所需带宽比用于EDGE***的带宽高得多，因此只使用开关调节器100(在CMOS技术中)是不够的，因而使用线性调节器100提供所需带宽变得很重要。如在EDGE情况中一样，线性调节器102也可补偿开关纹波和SMPA 104负载变化。

从使用本发明实施例获得的又一效用是为多模式操作提供多个PA的能力。一个非限制性示例是图26中所示的E类GSM/EDGE PA104A和E类WCDMA PA 104B。在此情况下，所有PA 104A、104B连接在线性调节器102输出端的同一电源线上。此实施例与图27、图29和图30的实施例一样，假设存在一次只启用一个PA 104A或104B的机件(例如，开关)。

注意PA 104A和104B并不限于是E类PA，显示这些只是为了方便起见。这同样适用于图27、图29和图30中所示的实施例。

在图26A中，调节器100、102均可视为“主控”，即，均将调制信号V_m作为其参考，并均具有其自己相应的输出电压以提供其反馈信息。在图2B中，线性调节器102是“主控”，且开关调节器100是“从属”，这表示其参考信号是线性调节器的输出V_pa。

图27显示了附加的多模式配置，其中GSM/EDGE PA 104A连接在开关调节器100的输出端(介于输出端与L₁之间)，且WCDMAPA 104B连接在线性调节器102的输出端。此配置很有用，如上所述，在GSM/EDGE中，可通过纯开关调节器100实现所需的性能。通过此假设，在GSM/EDGE中，可只使用开关调节器100并禁用线性调节器102。这对效率有积极的影响，因为消除了由电感器L₁带来的损失。由于L₁上的压降被消除了，因此它也允许获得更接近电池电压V_bat的最大GSM/EDGE PA电源电压V₁。电感器L₁可以更小，因为在WCDMA操作模式中它只要处理较少的PA 104B电流。在此实施例中，线性调节器102只在WCDMA模式中启用。

注意，如图26所示，如果所有PA 104A和104B连接到同一电源线，则总的去耦电容可能太大。如图28所示，PA 104(作为非限制性示例的E类PA)可以第一近似法并从调节器角度用其等效DC电阻R_pa模拟。实际上，并且由于PA稳定性原因，一般情况下必须将至少一个去耦电容器C_pa与PA 104并联。如果几个PA 104连接在同一电源线上，则有可能使用一个或多个共用(共享)去耦电容器。在该情况下，图26所示的连接是可行的。然而，如果每个PA 104必须具有其自己的去耦电容器，例如因为电容器必须置于PA模块内，则总的去耦电容可能变得过大，使得无法例如在WCDMA操作模式中实现所需的宽带宽。

此问题的一个解决方案是使用开关断开不活动PA与电源线的连接，或至少断开其去耦电容器。另一个可能的解决方案是在独立电源线上连接PA 104A、104B，例如，如图27所示。

在图27A中，调节器104A、104B均作为“主控”连接。在GSM/EDGE中，并且假设可获得可接受性能的情况下，可以禁用线性调节器102，并且只使用开关调节器100。然而，有可能也使用线性调节器102、旁路L₁以实现(一定的)纹波补偿和动态性能改进。在这种情况下，如果线性调节器102也被启用，并且其反馈信息是通过在GSM/EDGE位置的开关1(SW1)施加的V₁。在WCDMA模式中，调节器100、102均被启用，并且用于线性调节器的反馈信息是V_pa(SW1处于WCDMA位置)。

在图27B中所示的实施例中，开关调节器100作为用于WCDMA情况的“从属”连接(SW1和SW2均在WCDMA位置)，并且从线性调节器102的输出端经SW2接收其V_ref-sw信号。在GSM/EDGE模式(SW1和SW2均在GSM/EDGE位置)时，配置和操作考虑事项如上对于图27A所述。

图29显示附加的多模式配置，其中PA 104A、104B连接到单独线性调节器102A、102B输出端的独立电源线。此配置是图26所示多模式配置的扩展。只有一个开关调节器100，并且PA 104A、104B连接在单独的电源线上，每个均分别由相关联的线性调节器102A、102B辅助，并分别经相关联的电感器L₁和L₂隔开。此配置有助于克服前面参照图28所述过大去耦电容C_pa的问题。

在图29A中，开关调节器100和两个线性调节器102A、102B作为“主控”连接，而在图29B中，开关调节器100作为“从属”连接，其中其参考电压是如S1根据当前活动***(GSM/EDGE或WCDMA)选择的线性调节器102A或102B的输出。

图30显示附加的多模式配置，其中GSM/EDGE PA 104A连接在开关调节器100的输出端(介于输出端与L₁之间)，并且其中WCDMA PA 104B和CDMA PA 104C分别连接在单独线性调节器102A、102B输出端的独立电源线上。此实施例可视为图27和图29所示多模式实施例的扩展。在GSM/EDGE PA 104A可直接连接到开关调节器100的输出端，且至少有两个其它PA需要快速电源电压调制并可置于独立电源线上时，此实施例特别有用。

在图30A中，开关调节器100和两个线性调节器102A、102B均作为“主控”连接，而在图30B中，开关调节器100仅在WCDMA和CDMA操作模式中作为“从属”连接，其中其参考电压是如三极开关S1根据当前活动***(WCDMA或CDMA)选择的线性调节器102A或102B的输出。在GSM/EDGE模式中，开关调节器100经S1从V_m输入接收其V_{ref_sw}输入，并因而起的作用如在图30A中一样。

应理解，图21显示了一种其中开关部分32和线性部分34均为“主控”的配置；图22显示了一种其中线性部分34为“主控”且开关部分32为“从属”的配置；以及图23显示了一种其中开关部分32和线性部分34均为“主控”并且开关部分32以开环操作的配置。在本发明的又一实施例中，开关部分32可起“主控”的作用，并且线性部分34起“从属”的作用。

由于开关部分32相对较慢，因此最好也不要使用其输出V_pa作为参考信号以将线性部分设为“从属”。参照图21，信号V_{ctrl_sw}与施加到脉冲宽度调制器32节点处LC滤波器的PWM电压的占空比d直接相关。在稳定状态(恒定的V_{ref_sw})中，V_ctrl与输出电压V_pa成比例。然而，在动态状态(不定的V_{ref_sw})中，情况不同。例如，如果通过V_{ref_sw}命令V_pa快速增加，则结果是误差信号V_e1迅速增加，导致V_{ctrl_sw}迅速增加，这又命令占空比d增加。由于增加的占空比，V_pa最终会(慢慢)增加到新的更高电平。由于LC滤波器的原因，开关转换器的响应在增加V_pa中比在增加V_ctrl-sw和相关占空比d中的响应慢得多。换而言之，V_{ctrl_sw}包含与输出电压V_pa有关的要发生内容的信息。V_{ctrl_sw}的增加暗示着占空比d的增加，因而它表示输出电压V_pa必须增加。此信息可用于向线性部分34发送供应电流的信号，以便帮助增加V_pa。相关地，V_{ctrl_sw}的降低暗示着占空比d的降低，并且因此它表示输出电压V_pa必须降低。这可用于向线性部分34发送吸收电流的信号，以便帮助降低V_pa。因此，V_{ctrl_sw}包含有价值的信息，这些信息可用于将线性级34设为“从属”。

参照上述内容，本发明的此方面提供了又一控制机制，其中，如图21中一样，不是V_{ref_lin}＝V_m，而是存在V_{ref_lin}＝G_c3*V_{ctrl_sw}关系，其中G_c3(s)在最简单的情况下表示电压缩放量，并且在更复杂的情况下还具有频率相关特性。假设，作为非限制性示例，G_c3(s)＝1。如上所述，在稳定状态(恒定的V_{ref_sw}中)，V_{ctrl_sw}与输出电压V_pa成比例。再假设，对于此非限制性示例，比例常数是单位元素，以使V_pa＝V_{ctrl_sw}，并因而也存在V_{ref_lin}＝V_{ctrl_sw}，因此V_pa＝V_{ref_lin}＝＞V_e2＝0＝＞无线性部分34的成分。如果提供了V_{ref_sw}的快速增加，则如上所述，这导致V_{ctrl_sw}的快速增加，并因而V_e2也快速增加，产生到线性部分34要求供应附加电流的命令。同样，如果提供了V_{ref_sw}的快速降低，则这导致V_{ctrl_sw}快速降低，从而导致V_e2快速降低，并且线性部分32因而被命令吸收电流。因此，这样线性部分34就基本上被设为“从属”于开关部分32。

相对于开关部分32以开环操作的图23的实施例，类似的注意事项适用，并也适用于图25A和相关图26、图27、图29和图30的实施例。具体就图25A而言，上述控制配置暗示不是V_{ref_lin}＝V_m，而是具有V_{ref_lin}＝V_{ctrl_sw}关系。注意，虽然图25中未显示V_{ctrl_sw}，但V_{ctrl_sw}被假设为是到开关调节器100部件的内部信号，而开关调节器100部件具有例如图21中所示的结构，即，除控制36A和36B外还有开关部分32。

应理解，本发明的这些不同实施例允许为可对PA电源电压进行调幅的多模式发射器结构实现有效的PA电源。使用这些实施例的一些优点包括：导致通话时间更长和热管理改善的改进效率；和/或实现所需带宽的能力；和/或通过一个装置实现多模式发射器的能力(预先假设是至少GSM/EDGE和WCDMA情况应提供有单独的装置)。

本发明实施例的使用提供了多个优点，包括高功率转换效率。相关地，在电池供电的通信装置中，提供了更长的通话时间。与使用纯线性DC-DC转换器相比，热管理问题也得到更有效地管理，并且也存在一起消除至少一个电源滤波电容器(例如，图4A中的电容器C)或至少减小其大小的可能性。

要指出的是，在开关部分32或开关调节器100中进行的转换描述为下降型，并具有电压模式控制，这是目前优选的实施例。然而，应认识到，该转换可以是上升/下降型。上升/下降型是有利的，但它更难以实现。上升/下降型允许降低诸如蜂窝电话等移动台中的截止电压，这是因为电池电压在其电荷耗尽时会降低，并且截止电压是保持移动台工作的最低电压。电压太低时，PA6无法产生全输出功率，并且上升/下降型解决了此问题。例如，通过使用上升/下降型开关部分32，可将V_bat调节到低于V_{m_pk}(图2)，而只有下降型时，V_bat必须至少等于V_{m_pk}加上一定的容限，例如V_{m_pk}+0.2V。通过如图2所示的快速AM调制，转变控制在上升和下降特性之间，这样，此转变不会引起输出电压V_pa失真。此外，用上升/下降型开关部分或转换器，并且在V_{m_pk}＞V_bat时，必须从大于V_{m_pk}且因此大于V_bat的DC源为线性部分34供电，以便能够供应电流。

还可注意到的是，在电压模式控制中，只有电压信息(例如，转换器的输出电压)用于生成控制信号。然而，也有可能还使用电流模式控制，其中除电压外，还使用电流信息(例如，电感器电流)。在电流模式控制中，有两个控制环，一个用于电流，一个用于电压。当然，也可使用其它更复杂类型的控制。

鉴于本发明优选实施例的上述说明，应认识到，这些讲授内容并不限于只用于GSM/EDGE、WCDMA和/或CDMA***，而是可用于具有可变幅度包络的任一类型***中，其中PA电源电压应通过高效率和高带宽进行调制。

鉴于本发明优选实施例的上述说明，应认识到，这些讲授内容并不限于只用于E类PA，而是通常可应用到多种SMPA以及在饱和状态操作的一般线性PA，如饱和B类PA。

鉴于本发明优选实施例的上述说明，应认识到，这些讲授内容并不限于只用于任一特定类型的开关转换器拓扑(例如，不但有降压、下降型，而且还有上升/下降型)，而且不只用于电压模式控制。

鉴于本发明优选实施例的上述说明，应认识到，这些讲授内容并不限于只用于提供DC的开关部分和提供AC的线性部分。实际上，希望的是，开关部分也尽可能提供AC(在它尝试遵循参考时)，并且线性部分提供缺少的AC部分(或缺少的带宽)。这样，本发明的实施例尽可能地增强了总效率，因为原则上，来自开关部分或转换器的成分越大，效率就越高。

鉴于本发明优选实施例的上述说明，应认识到，虽然线性级补偿了开关级的非理想动态特性，但非理想动态特性在一定程度上也是由非理想PA行为(例如负载变化)引起的，即R_pa随V_pa变化(即，在V_pa降低时增加)并处于失配条件。因此，线性级34、102至少补偿开关转换器的非理想动态特性(例如，带宽不足和/或参考到输出特性中的峰化)。此外，在此方面，线性级34、102和开关级32、100互相补充，以获得特定的所需参考到输出传递函数(不但有特定的带宽，而且有传递函数的特定形状)。例如，线性级34、102可具有此类参考到输出传递函数，混合(开关/线性)电源的所得到的参考到输出传递函数是或者接***面二阶巴特沃斯滤波器类型。因此，线性级34、102可用于对所得到的总参考到输出传递函数整形，以便获得所需特性。线性级34、102也有助于跟踪参考信号，并可用于获得参考信号V_m的特定所需跟踪性能。

线性级34、102也可至少补偿开关纹波，并也可至少补偿非理想的PA行为，诸如R_pa随工作条件的变化。

还应理解，在图24中引入的辅助电感器L₁实际上具有类似于图6中所示转换器电感器L的作用，其结果是产生电流源特性。一个不同之处在于，在图6的实施例和随后的那些实施例中，在电感器L的输入端施加了PWM矩形电压，而在图24的实施例和随后的那些实施例中，已经平滑的电压(开关转换器100的输出)施加到辅助电感器L₁的输入端。

鉴于本发明优选实施例的上述说明，应认识到，在GSM/GMSK调制情况下，混合电源执行“功率控制”功能，由此通过用电源调节电压电平而调节功率电平。这样，可以理解，与AM控制不同，所用的是“分步控制”。注意，目标可以是改善PA6效率，特别是在使用线性PA时。使用线性PA时，一般情况下将存在调节功率电平的另一机构，即使在恒定电源电压V_bat的情况下，但随后在更低功率电平时效率会降低，并且DC电平可被降低以提高效率。然而，使用SMPA时，输出功率(主要)由电源电压控制。这样，最好是使用PA电源30控制功率。

无论如何，对于根据本发明优选实施例的快速混合电源30，并且对于GSM情况：a)在TX结构中，PA电源用于控制功率；b)PA电源不必非常快(虽然存在一些与功率斜升/斜降相关的要求，但它们比EDGE情况的要求更低)；以及c)有利的是，通过混合电源30补偿开关纹波，正如在EDGE情况中一样。

上述说明通过示范和非限制示例提供了本发明者目前为实施本发明而设想的最佳方法和设备的完整和信息性说明。然而，在结合附图和所附权利要求书阅读时，鉴于上述说明，相关领域的技术人员可明白各种改变和修改。例如，虽然本发明的电源在上面已在极性或ER发射器实施例的上下文中描述了，但本发明可应用其它应用，其中电源必须满足严格的动态要求，同时还表现出高效率。此外，图6-30的不同实施例不可理解为限制混合电压调节器可假设的可能实施例的数量，或限制本发明实施例可用于的RF功率放大器和RF通信***类型的数量。通常，本发明讲授内容的所有此类和类似修改仍将落在本发明实施例的范围内。

此外，本发明的一些特性可有利地使用而无需相应使用其它的特性。同样地，上述说明应视为只是说明本发明的原理，而不是对其进行限制。

Claims (91)

1.一种DC-DC转换器，包括：

用于耦合在DC源和负载之间的开关模式部分，所述开关模式部分提供x量的输出功率；以及

与所述开关模式部分并联地耦合在相同或不同DC源和所述负载之间的线性模式部分，所述线性模式部分提供y量的输出功率，其中x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率，

其中所述线性模式部分比所述开关模式部分对输出电压的所需变化表现出更快的响应时间。

2.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分包括作为可变电压源操作的至少一个功率运算放大器。

3.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分包括作为可变电流源操作的至少一个功率运算跨导放大器。

4.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分只将AC分量提供给所述负载。

5.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分向所述负载提供DC分量和AC分量。

6.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分的输出补偿来自所述开关模式部分的AC纹波输出。

7.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电压源。

8.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电压源(VCVS)，并且包括两个VCVS电路，其中在操作时，一个操作为宿，一个操作为源。

9.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电流源。

10.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电流源(VCCS)，并且包括两个VCCS电路，其中一个操作为宿，一个操作为源。

11.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分和所述线性模式部分以闭环方式共同由控制信号控制。

12.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分以闭环方式由来自所述线性模式部分的输出控制，并且其中所述线性模式部分以闭环方式由控制信号控制。

13.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分以开环操作，并且其中所述线性模式部分以闭环方式由控制信号控制。

14.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分有效地从属于所述开关模式部分的操作，以供应或吸收电流。

15.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分提供有极小或无输出滤波器电容，以实质上起电流源的作用。

16.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分提供有输出滤波器电容，并且实质上起电压源的作用。

17.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分耦合到所述负载，并通过电感耦合到所述线性模式部分的输出。

18.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述负载包括至少一个射频功率放大器。

19.如权利要求11所述的DC-DC转换器，其中所述负载包括至少一个射频(RF)功率放大器，并且其中所述控制信号包括RF载波调制信号。

20.如权利要求12所述的DC-DC转换器，其中所述负载包括至少一个射频(RF)功率放大器，并且其中所述控制信号包括RF载波调制信号。

21.如权利要求13所述的DC-DC转换器，其中所述负载包括至少一个射频(RF)功率放大器，并且其中所述控制信号包括RF载波调制信号。

22.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分耦合到所述开关模式部分的输出，并通过电容耦合到所述负载。

23.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述开关模式部分耦合到所述负载，并通过电感耦合到所述线性模式部分的输出，并且其中所述线性模式部分经所述电感耦合到所述开关模式部分的输出，并通过电容耦合到所述负载。

24.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分至少在一定程度上补偿负载变化。

25.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述线性模式部分至少在一定程度上补偿所述开关模式部分的非理想动态特性。

26.一种用于耦合到天线的射频(RF)发射器(TX)，所述TX具有由耦合到功率放大器(PA)电源的调幅(AM)路径和耦合到所述PA输入端的调相(PM)路径组成的极性结构，其中所述电源包括用于耦合在功率源和所述PA之间的开关模式部分，所述开关模式部分提供x量的输出功率，所述电源还包括与所述功率源和所述PA之间的所述开关模式部分并联耦合的线性模式部分，所述线性模式部分提供y量的输出功率，其中x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率，并且其中所述线性模式部分比所述开关模式部分对输出电压所需变化表现出更快的响应时间。

27.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分包括作为可变电压源操作的至少一个功率运算放大器。

28.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分包括作为可变电流源操作的至少一个功率运算跨导放大器。

29.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分只提供AC分量到所述PA。

30.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分提供DC分量和AC分量到所述PA。

31.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分的输出补偿来自所述开关模式部分的AC纹波输出。

32.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电压源。

33.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电压源(VCVS)，并且包括两个VCVS电路，其中在操作时，一个操作为宿，一个操作为源。

34.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电流源。

35.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电流源(VCCS)，并且包括两个VCCS电路，其中一个操作为宿，一个操作为源。

36.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分和所述线性模式部分以闭环方式共同由控制信号控制，其中所述控制信号包括AM信号。

37.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分以闭环方式由来自所述线性模式部分的输出控制，并且其中所述线性模式部分以闭环方式由控制信号控制，其中所述控制信号包括AM信号。

38.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分以开环操作，并且其中所述线性模式部分以闭环方式由控制信号控制，其中所述控制信号包括AM信号。

39.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分有效地从属于所述开关模式部分的操作，以供应或吸收电流。

40.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分提供有极小或无输出滤波器电容，以便实质上起电流源的作用。

41.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分提供有输出滤波器电容，并且实质上起电压源的作用。

42.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分耦合到所述PA，并通过电感耦合到所述线性模式部分的输出。

43.如权利要求26所述的RF TX，其中所述开关模式部分耦合到所述PA，并通过电感耦合到所述线性模式部分的输出，并且其中所述线性模式部分经所述电感耦合到所述开关模式部分的输出，并通过电容耦合到所述PA。

44.如权利要求26所述的RF TX，其中所述电源比基于纯线性电压调节器的电源提供更大的功率转换效率，同时也提供比基于纯开关模式电源更宽的操作带宽。

45.如权利要求26所述的RFTX，其中所述线性模式部分耦合到所述开关模式部分的输出，并通过电容耦合到所述负载。

46.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分至少在一定程度上补偿由所述PA显示的所述负载变化。

47.如权利要求26所述的RF TX，其中所述线性模式部分至少在一定程度上补偿所述开关模式部分的非理想动态特性。

48.一种用于耦合到天线的射频(RF)发射器(TX)，所述TX具有由耦合到功率放大器(PA)电源的调幅(AM)路径和耦合到所述PA输入端的调相(PM)路径组成的极性结构，其中所述电源包括用于耦合在功率源和所述PA之间的开关模式级，所述开关模式级提供x量的输出功率，所述电源还包括与所述功率源和所述PA之间的所述开关模式级并联耦合的至少一个线性模式级，所述线性模式级提供y量的输出功率，其中x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率，所述电源还包括耦合在所述开关模式级的输出端和所述至少一个线性模式级的输出端之间的至少一个辅助电感。

49.如权利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到所述辅助电感前所述开关模式级的输出端，并且还包括耦合到所述辅助电感后所述开关模式级输出端的至少一个附加PA。

50.如权利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到所述辅助电感后所述开关模式级的输出端，并且还包括也耦合到所述辅助电感后所述开关模式级输出端的至少一个附加PA。

51.如权利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到第一辅助电感和第二辅助电感前所述开关模式级的输出端，并且还包括耦合到第一辅助电感后所述开关模式级输出端的第二PA和耦合到第二辅助电感后所述开关模式级输出端的第三PA。

52.如权利要求51所述的RF TX，其中第二PA还耦合到第一线性功率级的输出端，且第三PA耦合到第二线性功率级的输出端。

53.如权利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到第一辅助电感后所述开关模式级的输出端，且还包括耦合到第二辅助电感后所述开关模式级输出端的第二PA，其中所述PA还耦合到第一线性功率级的输出端，并且第二PA耦合到第二线性功率级的输出端。

54.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级包括作为可变电压源操作的至少一个功率运算放大器。

55.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级包括作为可变电流源操作的至少一个功率运算跨导放大器。

56.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级只提供AC分量到所述PA。

57.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级提供DC分量和AC分量到所述PA。

58.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级的输出补偿来自所述开关模式级的AC纹波输出。

59.如权利要求48所述的RF TX，其中所述开关模式级和所述至少一个线性模式级以闭环方式共同由控制信号控制，其中所述控制信号包括AM信号。

60.如权利要求48所述的RF TX，其中所述开关模式级以闭环方式由来自所述至少一个线性模式级的输出控制，并且其中所述至少一个线性模式级以闭环方式由控制信号控制，其中所述控制信号包括AM信号。

61.如权利要求48所述的RF TX，其中所述开关模式级以开环操作，并且其中所述至少一个线性模式级以闭环方式由控制信号控制，其中所述控制信号包括AM信号。

62.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级有效地从属于所述开关模式级的操作，以供应或吸收电流。

63.如权利要求48所述的RF TX，其中所述开关模式级提供有输出滤波器电容，并且实质上起电压源的作用，并提供平滑的电压信号到所述辅助电感。

64.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级耦合到所述开关模式级的输出端，并通过电容耦合到所述PA。

65.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级至少在一定程度上补偿由所述PA显示的所述负载的变化。

66.如权利要求48所述的RF TX，其中所述至少一个线性模式级至少在一定程度上补偿所述开关模式级的非理想动态特性。

67.如权利要求48所述的RF TX，还包括耦合到所述开关模式级的参考输入端的开关，以便随操作模式而变选择性地将不同的参考信号施加到所述开关模式级。

68.如权利要求67所述的RF TX，其中一种操作模式包括GSM模式。

69.如权利要求67所述的RF TX，其中一种操作模式包括EDGE模式。

70.如权利要求67所述的RF TX，其中一种操作模式包括CDMA模式。

71.如权利要求67所述的RF TX，其中一种操作模式包括WCDMA模式。

72.如权利要求48所述的RF TX，还包括耦合到所述至少一个线性模式级的反馈输入端的开关，以便随操作模式而变选择性地将不同的反馈信号施加到所述至少一个线性模式级。

73.如权利要求72所述的RF TX，其中一种操作模式包括GSM模式。

74.如权利要求72所述的RF TX，其中一种操作模式包括EDGE模式。

75.如权利要求72所述的RF TX，其中一种操作模式包括CDMA模式。

76.如权利要求72所述的RF TX，其中一种操作模式包括WCDMA模式。

77.一种操作射频(RF)发射器(TX)的方法，其中所述TX具有由耦合到功率放大器(PA)电源的调幅(AM)路径和耦合到所述PA输入端的调相(PM)路径组成的极性结构，所述方法包括：

提供所述电源，以便包括耦合在功率源和所述PA之间的开关模式部分，所述开关模式部分提供x量的输出功率；以及

将线性模式部分与所述功率源和所述PA之间的所述开关模式部分并联耦合，所述线性模式部分提供y量的输出功率，其中x最好大于y，并且可为特殊应用约束优化x与y的比率，并且其中所述线性模式部分比所述开关模式部分对输出电压的所需变化表现出更快的响应时间。

78.如权利要求77所述的方法，其中所述线性模式部分包括作为一个可变电压源操作的至少一个功率运算放大器或作为可变电流源操作的至少一个功率运算跨导放大器。

79.如权利要求77所述的方法，其中所述线性模式部分只提供AC分量到所述PA。

80.如权利要求77所述的方法，其中所述线性模式部分提供DC分量和AC分量到所述PA。

81.如权利要求77所述的方法，还包括操作所述线性模式部分以补偿来自所述开关模式部分的AC纹波输出、所述PA显示的所述负载变化和所述开关模式部分的非理想动态特性中至少一个。

82.如权利要求77所述的方法，其中所述线性模式部分包括双向电压控制电压源和双向电压控制电流源之一。

83.如权利要求77所述的方法，还包括以闭环方式用控制信号共同控制所述开关模式部分和所述线性模式部分，其中所述控制信号包括AM信号。

84.如权利要求77所述的方法，还包括以闭环方式用来自所述线性模式部分的输出控制所述开关模式部分，以及用包括AM信号的控制信号以闭环方式控制所述线性模式部分。

85.如权利要求77所述的方法，还包括以开环方式操作所述开关模式部分，并且用包括AM信号的控制信号以闭环方式控制所述线性模式部分。

86.如权利要求77所述的方法，还包括操作所述线性模式部分以便有效地从属于所述开关模式部分的操作，以供应或吸收电流。

87.如权利要求77所述的方法，包括操作所述开关模式部分以实质上起电流源的作用。

88.如权利要求77所述的方法，包括操作所述开关模式部分以实质上起电压源的作用。

89.如权利要求77所述的方法，还包括将所述开关模式部分耦合到所述PA，并通过电感耦合到所述线性模式部分的输出端。

90.如权利要求77所述的方法，还包括将所述开关模式部分耦合到所述PA，并通过电感耦合到所述线性模式部分的输出端，并且其中所述线性模式部分经所述电感耦合到所述开关模式部分的输出端，并通过电容耦合到所述PA。

91.如权利要求77所述的方法，还包括将所述线性模式部分耦合到所述开关模式部分的输出端，并通过电容耦合到所述PA。

Images