JP4287193B2 - 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波の送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に通信モードおよび周波数帯が異なる複数の通信機能を有する携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに欧州で採用されているＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。
【０００３】
一般に、無線通信装置における送信側出力部には、高周波電力増幅回路が組み込まれており、従来のＧＳＭ方式の無線通信装置には、送信出力を検出する検出器からの信号とベースバンドＬＳＩからの送信要求レベルに基づいて送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されている（特許文献１）。この方式では、高周波電力増幅回路の入力信号の振幅は一定にされる。
【０００４】
ところで、近年の携帯電話機においては、音声信号の通信はＧＭＳＫ変調で行ない、データ通信は８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調で行なうデュアルモードの通信機能を有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）方式が提案されている。８−ＰＳＫ変調はＧＭＳＫ変調における搬送波の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたような変調であり、１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、８−ＰＳＫ変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができるため、ＥＤＧＥ方式はＧＳＭ方式に比べて高い伝送レートによる通信を行なうことができる。
【０００５】
ＧＳＭ方式の通信システムでは位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良いので高周波電力増幅回路を飽和領域で動作させることができるが、ＥＤＧＥ方式による送受信が可能な無線通信システムでは、振幅制御を行なう必要があるため高周波電力増幅回路を非飽和領域で線形動作させなければならない。
ＧＳＭ方式とＥＤＧＥ方式の両方に対応可能な通信システムにおける高周波電力増幅回路の駆動方法としては、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードでは入力信号の振幅を固定してバイアス回路で出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を要求出力レベルに応じて制御し、８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードでは出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法が提案されている（特許文献２）。
【０００６】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】
特開２００２−９４３３１号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、特許文献２に開示されているＥＤＧＥモードで出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法にあっては、ＥＤＧＥモードにおいて入力信号の振幅を変化させるための可変利得アンプとそれを制御する回路が別途必要になって、回路規模が増大してしまう。しかも、小出力時における変調精度および電力付加効率を向上させるには、可変利得アンプと高周波電力増幅回路のバイアス電圧を同時に制御する必要があるため、制御系が複雑になるという課題がある。
【０００８】
また、特許文献２に開示されているＥＤＧＥモードで出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法にあっては、ＥＤＧＥモード時に出力信号の歪みを抑えるため高周波電力増幅回路を線形動作させる必要がある。その際、良好な線形特性を得るには、出力パワーＦＥＴのバイアス電圧としてＧＳＭモードに比べて相対的に高い利得となるような電圧を設定してアイドル電流を多く流す必要がある。しかし、そのようにすると入力信号のレベルが小さい時のゲインが大きくなりすぎ、ノイズ成分をも増幅してしまうため、送信周波数から約２０ＭＨｚ以上離れた受信周波数帯への信号の漏れ量（受信帯ノイズ）が大きくなるという課題がある。
【０００９】
そこで、本発明者等は、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードにおいても８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードにおいても、出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法について検討した。
その結果、以下のような課題があることが明らかになった。すなわち、現在の携帯電話機の多くは充電式のリチウムイオン電池を電源として使用しているが、リチウムイオン電池は、充電直後は４．７Ｖのような比較的高い電圧値であるがその後徐々にレベルが下がり、必要最小限のパワーが得られるレベルまで消耗した場合には２．９Ｖのようなかなり低い電圧値まで下がってしまう。本発明者等は電源の電圧値を変えて、出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を実測により調べたところ、図７（Ａ），（Ｂ）および図８（Ａ），（Ｂ）に示すような結果が得られた。
【００１０】
図７のうち（Ａ）はＧＭＳモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係、（Ｂ）はＧＭＳモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示す。また、図８のうち（Ａ）はＥＤＧＥモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係、（Ｂ）はＥＤＧＥモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係を示す。なお、実測は、送信信号の周波数を９１５ＭＨｚ、受信帯の中心周波数を９３５ＭＨｚ、受信帯のレゾリューション帯域幅を１００ｋＨｚに設定して行なった。
【００１１】
図７および図８において、一点鎖線は電池が充電直後の４．７Ｖのような比較的高い電圧値である場合、破線は電池が消耗して再充電が必要な２．９Ｖのようなかなり低い電圧値まで下がった場合（いわゆる電池切れ）、実線は電池が充電直後と再充電直前の電圧値の中間の電圧値である場合の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示す。
ＧＳＭの規格によって、高周波電力増幅回路の出力電力Ｐoutに対する受信帯ノイズは−８３ｄＢｍ以下であることが規定されており、また一般に高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎは少なくとも３３ｄＢ以上有する方が 前段のＶＣＯ出力を大きくする必要がない関係上、非常に望ましい。従って、図８からＥＤＧＥモードの場合は問題ないが、図７からＧＳＭモードの場合には電池が充電直後の４．７Ｖである場合の受信帯ノイズ特性は、出力電力Ｐoutが２１ｄＢｍ以上のところおよびゲインＧａｉｎが３５．５ｄＢ以上のところで、規格を満たさないことが分かる（図７の一点鎖線参照）。
【００１２】
そこで、電池が充電直後の４．７Ｖである場合の受信帯ノイズ特性が規格を満たすように、出力パワーアンプのバイアス電圧を下げることが考えられる。しかし、そのようにすると、電池が消耗して再充電が必要な２．９Ｖ以下の電圧値まで下がった場合に、出力パワーアンプの出力電力Ｐoutも同様に下がるので、充分な出力電力が得られなくなる。そのため、最低動作補償電圧を高くする必要があり、それには充電開始時機を早くしなくてはならず、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間が短くなってしまうという不具合が生じる。
【００１３】
この発明の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能な無線通信システムにおいて、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御するようにしても、電源電圧が高い領域で受信帯ノイズ特性が劣化して規格を満たさなくなるのを回避できるようにすることにある。
この発明の他の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能な携帯電話機のような無線通信システムにおいて、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間を長くできるようにすることにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、位相変化を行なう変調モード（ＧＳＭモード）と位相変化および振幅変化を行なう変調モード（ＥＤＧＥモード）のような２以上の変調モードよる送信が可能な無線通信システムにおいて、いずれのモードでも電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御し、このうち位相変化を行なう変調モードでは、電源電圧に応じて電源電圧が高い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流を減らし、電源電圧が低い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流を増やすようにしたものである。
【００１５】
上記した手段によれば、位相変化を行なう変調モードでは、電源電圧が高い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流が減少するため、電源電圧が高い領域で受信帯ノイズ特性が劣化して規格を満たさなくなるのを回避することができる。また、電源電圧が低い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流が増加するため、電源電圧が低い領域でパワー不足になるのを回避できるようになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅回路（パワーモジュール２００）の実施例を示したものである。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００１７】
この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅ＦＥＴを含む高周波電力増幅部２１０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の電力増幅ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３に流すアイドル電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｄ３を制御するバイアス回路２２０および２３０とからなる。
【００１８】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１，２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。
高周波電力増幅部２１０を構成する各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子には、それぞれインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路２５１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。
【００１９】
また、初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２５２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。さらに、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２５３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２５４および容量素子Ｃ４を介して出力端子OUTに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。
【００２０】
この実施例では、１段目と２段目のＦＥＴ２１１，２１２のゲート端子に、バイアス回路２２０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２が、また、３段目のＦＥＴ２１３のゲート端子に、バイアス回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ３がそれぞれ印加され、それらの電圧に応じたアイドル電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｄ３が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。
【００２１】
バイアス回路２２０は、図外のベースバンド回路を含むＲＦ制御ＩＣから供給される制御電流Ｉcont1を受けて１段目と２段目のＦＥＴ２１１，２１２にゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を与え、バイアス回路２３０は、同じくベースバンドＩＣから供給される制御電流Ｉcont2を受けて３段目のＦＥＴ２１３にゲートバイアス電圧Ｖｂ３を与える。
【００２２】
バイアス回路２３０は、抵抗Ｒ０を介して３段目のＦＥＴ２１３のゲート端子にドレインが接続されたトランジスタＴＲ１を有しており、トランジスタＴＲ１は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されて３段目のＦＥＴ２１３とトランジスタＴＲ１とがカレントミラー回路を構成するようにされており、トランジスタＴＲ１のドレイン電流に比例した電流を３段目のＦＥＴ２１３に流すように作用する。
【００２３】
一方、１段目と２段目のＦＥＴ２１１，２１２にゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を与えるバイアス回路２２０は、３段目のＦＥＴ２１３のバイアス回路２３０のトランジスタＴＲ１と同様に、ＦＥＴ２１１，２１２とカレントミラー接続され制御電流Ｉcont1を電圧に変換するトランジスタにより構成しても良いし、単に制御電流Ｉcont1を電圧に変換する抵抗分圧回路のみからなる回路としても良い。
【００２４】
この実施例のバイアス回路２３０は、３段目のＦＥＴ２１３とカレントミラー接続されたトランジスタＴＲ１と、制御電流Ｉcont2を受けて電源電圧Ｖddのレベルに応じた電流を出力する電源変動補償回路２３１と、制御電流Ｉcont2をそのままトランジスタＴＲ１に供給するスルーパスＴＰＳと、モード制御信号Ｖmodeに応じて制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１またはスルーパスＴＰＳへ選択的に供給する切替えスイッチＳＷ１と、電源変動補償回路２３１の出力電流またはスルーパスＴＰＳからの制御電流Ｉcont2をトランジスタＴＲ１に選択的に供給する切替えスイッチＳＷ２とを備えている。
【００２５】
具体的には、モード制御信号Ｖmodeが８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードを示しているときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をスルーパスＴＰＳ側に接続して制御電流Ｉcont2をトランジスタＴＲ１へ供給し、モード制御信号ＶmodeがＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードを示しているときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を電源変動補償回路２３１側に切り替えて制御電流Ｉcont2を補正した電流をトランジスタＴＲ１へ供給する。電源変動補償回路２３１は、電源電圧Ｖddを監視しており、制御電流Ｉcont2が大きくかつＶddが高い時はトランジスタＴＲ１へ供給される出力電流Ｉbiasを減らすように作用する。
【００２６】
前述したように、ＧＳＭモードにおいては、２．９Ｖのような電池切れ直前の電源電圧でも充分な出力電力が得られるように制御電流Ｉcont2を設定しておくと、電池充電直後の４．７Ｖである場合、出力電力Ｐoutが２０ｄＢｍ以上のところで、制御電流Ｉcont2をそのままトランジスタＴＲ１へ供給すると受信帯ノイズ特性が規格を超えてしまうおそれがある。しかるに、本実施例のようにバイアス回路２３０を構成して、ＧＳＭモードでは、電源電圧Ｖddが高い時にトランジスタＴＲ１へ供給する出力電流Ｉbiasを減らすようにすることによって、受信帯ノイズ特性が規格内に収まるようにすることができる。
【００２７】
また、ＧＳＭモードにおいて、４．７Ｖのような電池充電直後の電圧の時に受信帯ノイズ特性が規格を超えないように制御電流Ｉcont2を設定しておいて、２．９Ｖのような電池切れ直前の状態で制御電流Ｉcont2をそのままトランジスタＴＲ１へ供給すると、電源電圧が低すぎて充分な出力電力が得られなくなるおそれがある。しかるに、本実施例のようにバイアス回路２３０を構成して、ＧＳＭモードでは、電源電圧Ｖddが低い時にトランジスタＴＲ１へ供給される出力電流Ｉbiasを増加させるようにすることによって、電池切れ直前の電源電圧でも充分な出力電力が得られるようにすることができる。
【００２８】
なお、この実施例では、ＧＳＭモードのときは、一律にスイッチＳＷ１，ＳＷ２を電源変動補償回路２３１側に切り替えて制御電流Ｉcont2を補正した電流をトランジスタＴＲ１へ供給するようにしているが、制御電流Ｉcont2の大小を判定する回路を設けて、ＧＳＭモードでかつ制御電流Ｉcont2が大きい場合にのみスイッチＳＷ１，ＳＷ２を電源変動補償回路２３１側に切り替えるように構成しても良い。
【００２９】
図２には、上記電源変動補償回路２３１の具体的な回路の一例が示されている。
この実施例の電源変動補償回路２３１は、基準電圧Ｖrefと定電流Ｉ０とに基づいて電源電圧依存性のある基準電流Ｉ２を発生する電圧−電流変換回路２３２と、該基準電流Ｉ２と前記制御電流Ｉcont2とに基づいて所望の特性を有する電流Ｉ３を生成する電流合成回路２３３と、生成された電流Ｉ３に対してオフセット電流を与えるオフセット電流付加回路２３４とからなる。
【００３０】
図２において、ＴＰＳは制御電流Ｉcont2を迂回してそのままトランジスタＴＲ１に供給するスルーパス、ＳＷ１，ＳＷ２はモード制御信号Ｖmodeに応じてＥＤＧＥモードでは制御電流Ｉcont2をスルーパスＴＰＳを通してトランジスタＴＲ１へ供給しＧＳＭモードではＩcont2を電源変動補償回路２３１へ供給して変換した電流をトランジスタＴＲ１に供給する切替えスイッチである。
【００３１】
電圧−電流変換回路２３２は、一対のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２を入力トランジスタとする差動増幅段と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるソースフォロワ型の出力トランジスタＱ５，Ｑ６を有する出力段とからなり、一方の入力トランジスタＱ１のゲート端子に基準電圧Ｖrefが印加され、他方の入力トランジスタＱ２のゲート端子に出力トランジスタＱ５のドレイン電圧がフィードバックされてボルテージフォロワとして動作して、Ｑ５と同一の電圧がゲート端子に印加された出力トランジスタＱ６に基準電圧Ｖrefに応じた電流Ｉ１を流す。
【００３２】
このトランジスタＱ６のドレイン端子側には定電流Ｉ０を流す定電流源３２０が接続されており、Ｉ０とＩ１の差に等しい電流Ｉ２が出力される（Ｉ０＞Ｉ１）。ここで、基準電圧Ｖrefが印加された入力トランジスタＱ１はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるため、電圧−電流変換回路２３２は電源電圧Ｖｄｄを基準にして動作し、ＶｄｄとＶrefとの電位差に応じた電圧がＱ１のドレインに現われる。
【００３３】
従って、電源電圧Ｖｄｄが変動するとそれに応じてＱ１のドレイン電圧が変動し、出力トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ１もＶｄｄに応じて変化する。つまり、Ｉ１は電源電圧依存性のある電流となる。また、定電流源３２０として電源電圧依存性のないものを使用すると、Ｉ０とＩ１との差である出力電流Ｉ２も電源電圧依存性のある電流となる。ただし、出力トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ１が電源電圧Ｖｄｄに対して図３（Ａ）のように右上がりの電源電圧依存特性を示すとき、出力電流Ｉ２は図３（Ｂ）に示すように、右下がりの電源電圧依存特性を示すものとなる。
【００３４】
電流合成回路２３３は、出力電流Ｉ２が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１および該Ｑ１１とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１２とからなる第１カレントミラー回路と、前記スイッチＳＷ１を介して供給される制御電流Ｉcont2が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３および該Ｑ１３とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１４とからなる第２カレントミラー回路と、第１カレントミラー回路の転写側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１２と直列に接続され電流Ｉ２と同一の電流が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１５および該Ｑ１５とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６とからなる第３カレントミラー回路と、Ｑ１６のドレイン電流とＱ１４のドレイン電流の差に等しい電流Ｉ３（＝Ｉ２−Ｉcont2）が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１７および該Ｑ１７とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１８からなる第４カレントミラー回路と、該第４カレントミラー回路の転写側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１８と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１９とから構成されている。
【００３５】
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１９のゲート端子は前記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１５とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成しており、Ｑ１５とＱ１９のサイズ比（同一チャネル長の場合にはゲート幅の比）に応じた電流が流される。この実施例では、Ｑ１５とＱ１９のサイズ比は「１」とされている。この実施例の電源変動補償回路２３１は、ベースバンド回路から供給される制御電流Ｉcont2の大きさ、すなわちＩcont2がＩ２（＝Ｉ０−Ｉ１）よりも大きいか小さいかによって、異なる変化特性の電流Ｉoutを出力する。
【００３６】
具体的には、Ｉcont2がＩ２の最大値Ｉ2maxよりも大きい場合、すなわちＩcont2＞Ｉ2max場合は、ノードＮ１に着目すると明らかなように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６のドレイン電流Ｉ２は全てＭＯＳＦＥＴ Ｑ１４へ引き抜かれるため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１７，Ｑ１８に流れる電流Ｉ３は「０」となるので、電流合成回路２３３から出力される電流Ｉout(1)はＩ２となる。従って、Ｉcont2が大きい場合の出力電流Ｉout１は、図３（Ｂ）のＩ２と同様に、電源電圧Ｖｄｄの全変動範囲に亘って右下がりつまり電源電圧Ｖｄｄが高くなるほど電流値が小さくなるように変化する（図３（Ｃ）の破線参照）。
【００３７】
一方、制御電流Ｉcont2がＩ２の最大値Ｉ2maxよりも小さい場合、すなわちＩcont2＜Ｉ2maxの場合は、ノードＮ１に着目すると明らかなように、Ｉcont2が電源電圧Ｖｄｄに応じて変動するＩ２と等しい電流つまりＩcont2＝Ｉ２となる電圧Ｖｄｄ１までは、Ｉ３＝Ｉ２−Ｉcont2である。ここで、ノードＮ２に着目すると、電流ＩoutはＩ２−Ｉ３であるので、このときの出力電流Ｉout(2)はＩcont2（＝一定）となる。そして、電源電圧Ｖｄｄがさらに高くなるとＩcont2＞Ｉ２となるので、電流Ｉ３は「０」となるため、電流合成回路２３３から出力される電流Ｉout(2)はＩ２となる。従って、この場合の出力電流Ｉout(2)は、図３（Ｃ）に実線で示すようにＶｄｄ１までは一定で、Ｖｄｄ１以上ではＩ２に応じて小さくなるように変化することとなる。
なお、制御電流Ｉcont2が小さくなればなるほど出力バイアス電流Ｉout(2)が変化する時すなわち図３（Ｃ）のＩout(2)の折れ線の角度が変化する点の電源電圧Ｖｄｄ１が高くなるので、その場合の出力バイアス電流Ｉout(3)は、図３（Ｃ）に一点鎖線で示すように電源電圧Ｖｄｄの全変動範囲に亘って、ほぼＩcont2（＝一定）となる。
【００３８】
図２の電源変動補償回路２３１を構成するオフセット電流付加回路２３４は、一対のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１，Ｑ２２を入力トランジスタとする差動増幅段と、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるソースフォロワ型の出力トランジスタＱ２５，Ｑ２６を有する出力段とからなり、一方の入力トランジスタＱ２１のゲート端子に基準電圧Ｖrefが印加され、他方の入力トランジスタＱ２２のゲート端子に出力トランジスタＱ２５のドレイン電圧がフィードバックされてボルテージフォロワとして動作して、Ｑ２５と同一の電圧がゲート端子に印加された出力トランジスタＱ２６に基準電圧Ｖrefに応じた電流Ｉoffを流す。
このトランジスタＱ２６のドレイン端子は前記電流合成回路２３３の出力端子に接続されており、電流合成回路２３３の出力電流Ｉoutにオフセット電流付加回路２３４の出力電流Ｉoffをオフセットとして加えた電流Ｉout＋Ｉoffがバイアス電流Ｉbiasとして、スイッチＳＷ２を介してトランジスタＴＲ１に供給される。
【００３９】
ここで、基準電圧Ｖrefが印加された入力トランジスタＱ２１はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるため、オフセット電流付加回路２３４では接地電位を基準にして動作しＶrefと接地電位の電位差に応じた電圧がＱ２１のドレインに現われる。接地電位は電源電圧Ｖｄｄに比べて安定であるため、電源電圧Ｖｄｄが変動してもＱ２１のドレイン電圧は変動せず、出力トランジスタＱ２６に流れる電流ＩoffもＶｄｄの変動にかかわらず安定した電流となる。
つまり、Ｉoffは電源電圧依存性のない電流となる。その結果、本実施例の電源変動補償回路２３１から出力されるバイアス電流源Ｉbiasは、図３（Ｃ）に示されている電流合成回路２３３の出力電流Ｉout(1)〜Ｉout(3)をそれぞれＩoffだけ上へシフトしたものとなる。つまり、制御電流Ｉcont2が比較的大きい場合には、バイアス電流Ｉbiasは、電源電圧Ｖｄｄに対してほぼ右下がりの電源電圧依存特性を示す電流となる。
【００４０】
これによって、電源変動補償回路２３１を設けない場合には、ＧＳＭモードにおいて一定の制御電流Ｉcont2がパワーモジュールに与えられると、図４に波線Ｂで示すように、電源電圧Ｖｄｄが高くなるほど高周波電力増幅回路のゲインＰＧが高くなるものが、電源変動補償回路２３１を設けた実施例のバイアス回路を適用すると、図４に実線Ａで示すように、電源電圧Ｖｄｄが高い領域における高周波電力増幅回路のゲインＰＧを押さえることができる。その結果、ＧＳＭモードにおいて出力電力Ｐoutに対する受信帯ノイズ特性が規格を満たすようになる。また、電源電圧Ｖｄｄが低い領域でパワー不足が発生するのを回避することができる。さらに、電源変動補償回路２３１内の定電流Ｉcont2とオフセット電流Ｉoffを適当な値に設定することにより、バイアス電流Ｉbiasの電源電圧Ｖｄｄに対する特性を、電力増幅用ＦＥＴ２１３にとって最適になるよう調整することができる。
【００４１】
図５は、本発明を適用した無線通信システムの一例として、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
図５の無線通信システムは、ベースバンドＩＣ１１０を有する電子デバイス１００と、該電子デバイス１１０から出力される高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）２１０とバイアス制御回路２２０，２３０などが１つのセラミック基板上に実装されてなる前記実施例のパワーモジュール２００と、送受信切替えスイッチ（Ｔ／Ｒ−ＳＷ）３１０などを有するフロントエンド・モジュール３００とから構成されている。ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナである。
【００４２】
電子デバイス１００は、ＧＭＳＫ変調と復調およびＥＤＧＥ変調と復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理するベースバンドＩＣ１１０と、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ２などが１つのパッケージに実装されてなる（以下、ＲＦデバイスと称する）。
【００４３】
この実施例のベースバンドＩＣ１１０は、高周波信号を処理する図示しないベースバンド回路の他に、変調後の送信信号を増幅する利得制御アンプ（ＧＣＡ）１１１や、増幅された送信信号をアップンコンバートするミキサTx‐MIX、受信信号を増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）１１２、増幅された受信信号をダウンコンバートするミキサRx‐MIXなどが１つの半導体チップ上に形成されてなる。
【００４４】
さらに、ベースバンドＩＣ１１０には、特に制限されるものでないが、制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を出力する際に参照されるテーブルデータを格納するＥＥＰＲＯＭのような不揮発性メモリ１１３および該メモリ１１３から読み出された電流値データをＤＡ変換してアナログ電流として出力するＤＡ変換回路１１４，１１５が設けられている。
【００４５】
また、フロントエンド・モジュール３００は、送受信の切替えスイッチ３１０の他に、前記パワーモジュール２００から出力される送信信号の出力レベルを検出するカプラなどからなる出力検出回路（ＰＤＴ）３２０や送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタ（ＬＰＦ）３４０、前記検出回路３２０の出力検出信号とベースバンドＩＣ１１０からのパワー制御信号ＰＣＳとに基づいてベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプＧＣＡに対する出力制御信号Ｖapcを生成する自動パワー制御回路（ＡＰＣ回路）３４０などを備える。
【００４６】
図５に示されているように、この実施例の無線通信システムでは、パワーモジュール２００内のバイアス回路２２０，２３０に対する制御電流Ｉcont1，Ｉcont2およびモード制御信号Ｖmodeは、ＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０から供給される。また、図２に示されているバイアス回路２３０内の電圧−電流変換回路２３２およびオフセット電流付加回路２３４に入力される基準電圧ＶrefもＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０から供給される。
【００４７】
図５に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０から供給される制御電流Ｉcont1，Ｉcont2によってパワーアンプ２１０の利得が一定に保持された状態で、出力レベルを制御する自動パワー制御回路３４０から出力される出力制御信号ＶapcがベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプ１１１に供給され、利得制御アンプ１１１のゲインが出力制御信号Ｖapcによって制御される。
【００４８】
これにより、パワーアンプ２１０の入力電力が変化され、これに応じてパワーアンプ２１０の出力電力が変化するように制御される。そして、パワーアンプ２１０にバイアスを与えるバイアス回路２３０が前述したような電源補償機能を有するため、電池の充電や消耗で電源電圧Ｖｄｄが変化してもパワーアンプ２１０の利得をほぼ一定に保つことができ、受信帯ノイズ特性が規格を満たすことができる。この実施例では、基地局から供給される出力要求レベルに応じて自動パワー制御回路３４０に対して供給されるパワー制御信号ＰＣＳを生成する基になるテーブルデータも、不揮発性メモリ１２０に格納される。
【００４９】
なお、この実施例では、バンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２はベースバンドＩＣ１１０に対して外付けされた容量素子や抵抗素子で構成されているが、バンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２を構成する素子をベースバンド回路１１０と同一の半導体チップ上に形成することも可能である。また、図５の実施例では、ベースバンドＩＣ１１０にロウノイズアンプ１１２が設けられているが、ロウノイズアンプ１１２をベースバンドＩＣ１１０の外付け回路としても良い。さらに、図５には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。
【００５０】
ここで、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２２０，２３０に供給される制御電流Ｉcont1，Ｉcont2について説明する。
ベースバンドＩＣ１１０は、基地局から供給される出力要求レベルに応じて制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を段階的に制御する。そして、この出力要求レベルに応じた制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を生成する際に、ＥＥＰＲＯＭ１２０内のデータテーブルを参照する。より具体的には、ＧＳＭモード（ＧＭＳＫ変調）の際には、表１のように、３段階に設定された出力電力Ｐoutに応じて制御電流Ｉcont1，Ｉcont2の電流値が設定されている。なお、表１の電流値は、電池電圧が充電直後の４．７Ｖと充電開始直前の２．９Ｖの中間の３．５Ｖである場合に最適になるように設定された値である。
【００５１】
【表１】
【００５２】
また、ＥＤＧＥモード（８−ＰＳＫ変調）の際には、表２のように、２段階に設定された出力電力Ｐoutに応じて制御電流Ｉcont1，Ｉcont2の電流値が設定されている。なお、表１および表２の電流値は一例であって、これに限定されるものでなく、高周波電力増幅回路２１０を構成するＦＥＴの性能や特性等に応じて適宜決定してやるようにすればよい。また、ＥＤＧＥモードにおいては、複数段階の値のうちいずれかではなく、唯一設定された値の制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を出力するように構成しても良い。この場合、ＥＤＧＥモードのためのデータテーブルは不要とみなすことができる。
【００５３】
【表２】
【００５４】
図６には、本発明の第２の実施例が示されている。この実施例は、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３０へモード選択信号Ｖmodeを供給して図１のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り替えて、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードに応じてトランジスタＴＲ１に供給するバイアス電流Ｉbiasを切り替える代わりに、パワーモジュール２００側に、ベースバンドＩＣ１１０から供給されている制御電流Ｉcont2と基準電流Ｉrefとを比較してスイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替え信号ＣＳを生成する比較回路２４０を設けたものである。
【００５５】
そして、この比較回路２４０により制御電流Ｉcont2が例えば１ｍＡのような場合には、図２に示されているバイアス回路２３０内の切替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り替えて、制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１（電流合成回路２３３）へ供給して生成したバイアス電流ＩbiasをトランジスタＴＲ１に供給するように構成したものである。このようにすることによって、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３０へモード選択信号Ｖmodeを供給する必要性をなくし、ベースバンドＩＣ１１０の負担を軽減するとともに、ＲＦデバイス１００およびパワーモジュール２００の外部端子数を減らすことができる。
【００５６】
なお、この実施例においては、ＧＭＳモードの場合にすべて制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１へ供給するのではなく、ＧＭＳモードであってかつ要求出力レベルが３５ｄＢｍのように高い場合（Ｉcont2＞Ｉref）にのみ、制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１へ供給して変換したバイアス電流ＩbiasをトランジスタＴＲ１に供給するように構成される。比較回路２４０により比較される基準電流Ｉrefを複数用意することで、ＧＭＳモードのすべての要求出力レベルに対して制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１へ供給して生成したバイアス電流ＩbiasをトランジスタＴＲ１に供給するように構成しても良い。
【００５７】
この実施例においては、別途基準電流Ｉrefが必要になるが、この電流はベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３０へ供給される前記基準電圧Ｖrefに基づいてパワーモジュール２００側で生成するように構成することができる。また、基準電圧Ｖref自身もパワーモジュール２００側で生成するように構成することができる。
【００５８】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、高周波電力増幅部２１０の１段目と２段目のＥＦＴのゲートバイアスを与えるバイアス回路２２０は、ベースバンドＩＣ１１０から供給される制御電流Ｉcont1に基づいてバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を生成しているが、制御電流Ｉcont2に基づいてバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を生成するように構成することも可能である。
【００５９】
また、前記実施例においては、ＡＰＣ回路３４０から出力される出力制御信号ＶapcをベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプ１１１に供給して、利得制御アンプ１１１のゲインを出力制御信号Ｖapcによって出力レベルを制御しているが、ＡＰＣ回路３４０から出力される出力制御信号Ｖapcをパワーモジュール２００のバイアス回路２２０，２３０に供給し、バイアス回路２２０，２３０が出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０のバイアス電流を可変制御してパワーアンプ２１０のゲインを制御するように構成しても良い。
【００６０】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＭＳＫ変調と８−ＰＳＫ変調の２つの変調方式による送受信が可能な無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＡＭＰＳ（Advanced Mobile Phone Service）とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）あるいはＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡ（ワイドバンドＣＤＭＡ）など、２つの方式による送受信が可能な携帯電話機や移動電話機の無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【００６１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、位相シフトを行なう変調モードと位相シフトおよび振幅シフト行なう変調モードのような２以上の変調モードよる送信が可能な無線通信システムにおいて、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御するようにしても、電源電圧が高い領域で受信帯ノイズ特性が劣化して規格を満たさなくなるのを回避できるようになる。
【００６２】
また、２以上の変調モードよる送信が可能な携帯電話機のような無線通信システムにおいて、高周波電力増幅回路（パワーモジュール）の消費電力を減らすことができ、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間を長くできるようになるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した高周波電力増幅回路（パワーモジュール）の実施例を示す回路構成図である。
【図２】電源変動補償回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図３】実施例の電源変動補償回路の電流の特性を示すグラフである。
【図４】実施例の電源変動補償回路を有するバイアス回路を適用した高周波電力増幅回路の電源電圧とゲインと関係を示すグラフである。
【図５】本発明を適用した無線通信システムの一例として、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明を適用した無線通信システムの第２の実施例を示すブロック図である。
【図７】図７（Ａ）はＧＭＳモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示すグラフ、図７（Ｂ）はＧＭＳモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係を示すグラフである。
【図８】図８（Ａ）はＥＤＧＥモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示すグラフ、図８（Ｂ）はＥＤＧＥモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１００ ＲＦデバイス
１１０ ベースバンド回路
２００ パワーモジュール
２１０ 高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３ 電力増幅用ＦＥＴ
２２０，２３０ バイアス回路
２３１ 電源変動補償回路
２３２ 電圧−電流変換回路
２３３ 電流合成回路
２３４ オフセット電流付加回路
２５１〜２５４ インピーダンス整合回路
３００ フロントエンド・モジュール
３１０ 送受信切替えスイッチ
３２０ 出力検出回路
３４０ 自動パワー制御回路（ＡＰＣ回路）
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波の送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に通信モードおよび周波数帯が異なる複数の通信機能を有する携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに欧州で採用されているＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。
【０００３】
一般に、無線通信装置における送信側出力部には、高周波電力増幅回路が組み込まれており、従来のＧＳＭ方式の無線通信装置には、送信出力を検出する検出器からの信号とベースバンドＬＳＩからの送信要求レベルに基づいて送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されている（特許文献１）。この方式では、高周波電力増幅回路の入力信号の振幅は一定にされる。
【０００４】
ところで、近年の携帯電話機においては、音声信号の通信はＧＭＳＫ変調で行ない、データ通信は８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調で行なうデュアルモードの通信機能を有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）方式が提案されている。８−ＰＳＫ変調はＧＭＳＫ変調における搬送波の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたような変調であり、１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、８−ＰＳＫ変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができるため、ＥＤＧＥ方式はＧＳＭ方式に比べて高い伝送レートによる通信を行なうことができる。
【０００５】
ＧＳＭ方式の通信システムでは位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良いので高周波電力増幅回路を飽和領域で動作させることができるが、ＥＤＧＥ方式による送受信が可能な無線通信システムでは、振幅制御を行なう必要があるため高周波電力増幅回路を非飽和領域で線形動作させなければならない。
ＧＳＭ方式とＥＤＧＥ方式の両方に対応可能な通信システムにおける高周波電力増幅回路の駆動方法としては、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードでは入力信号の振幅を固定してバイアス回路で出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を要求出力レベルに応じて制御し、８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードでは出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法が提案されている（特許文献２）。
【０００６】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】
特開２００２−９４３３１号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、特許文献２に開示されているＥＤＧＥモードで出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法にあっては、ＥＤＧＥモードにおいて入力信号の振幅を変化させるための可変利得アンプとそれを制御する回路が別途必要になって、回路規模が増大してしまう。しかも、小出力時における変調精度および電力付加効率を向上させるには、可変利得アンプと高周波電力増幅回路のバイアス電圧を同時に制御する必要があるため、制御系が複雑になるという課題がある。
【０００８】
また、特許文献２に開示されているＥＤＧＥモードで出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法にあっては、ＥＤＧＥモード時に出力信号の歪みを抑えるため高周波電力増幅回路を線形動作させる必要がある。その際、良好な線形特性を得るには、出力パワーＦＥＴのバイアス電圧としてＧＳＭモードに比べて相対的に高い利得となるような電圧を設定してアイドル電流を多く流す必要がある。しかし、そのようにすると入力信号のレベルが小さい時のゲインが大きくなりすぎ、ノイズ成分をも増幅してしまうため、送信周波数から約２０ＭＨｚ以上離れた受信周波数帯への信号の漏れ量（受信帯ノイズ）が大きくなるという課題がある。
【０００９】
そこで、本発明者等は、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードにおいても８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードにおいても、出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御する方法について検討した。
その結果、以下のような課題があることが明らかになった。すなわち、現在の携帯電話機の多くは充電式のリチウムイオン電池を電源として使用しているが、リチウムイオン電池は、充電直後は４．７Ｖのような比較的高い電圧値であるがその後徐々にレベルが下がり、必要最小限のパワーが得られるレベルまで消耗した場合には２．９Ｖのようなかなり低い電圧値まで下がってしまう。本発明者等は電源の電圧値を変えて、出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を実測により調べたところ、図７（Ａ），（Ｂ）および図８（Ａ），（Ｂ）に示すような結果が得られた。
【００１０】
図７のうち（Ａ）はＧＭＳモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係、（Ｂ）はＧＭＳモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示す。また、図８のうち（Ａ）はＥＤＧＥモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係、（Ｂ）はＥＤＧＥモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係を示す。なお、実測は、送信信号の周波数を９１５ＭＨｚ、受信帯の中心周波数を９３５ＭＨｚ、受信帯のレゾリューション帯域幅を１００ｋＨｚに設定して行なった。
【００１１】
図７および図８において、一点鎖線は電池が充電直後の４．７Ｖのような比較的高い電圧値である場合、破線は電池が消耗して再充電が必要な２．９Ｖのようなかなり低い電圧値まで下がった場合（いわゆる電池切れ）、実線は電池が充電直後と再充電直前の電圧値の中間の電圧値である場合の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示す。
ＧＳＭの規格によって、高周波電力増幅回路の出力電力Ｐoutに対する受信帯ノイズは−８３ｄＢｍ以下であることが規定されており、また一般に高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎは少なくとも３３ｄＢ以上有する方が 前段のＶＣＯ出力を大きくする必要がない関係上、非常に望ましい。従って、図８からＥＤＧＥモードの場合は問題ないが、図７からＧＳＭモードの場合には電池が充電直後の４．７Ｖである場合の受信帯ノイズ特性は、出力電力Ｐoutが２１ｄＢｍ以上のところおよびゲインＧａｉｎが３５．５ｄＢ以上のところで、規格を満たさないことが分かる（図７の一点鎖線参照）。
【００１２】
そこで、電池が充電直後の４．７Ｖである場合の受信帯ノイズ特性が規格を満たすように、出力パワーアンプのバイアス電圧を下げることが考えられる。しかし、そのようにすると、電池が消耗して再充電が必要な２．９Ｖ以下の電圧値まで下がった場合に、出力パワーアンプの出力電力Ｐoutも同様に下がるので、充分な出力電力が得られなくなる。そのため、最低動作補償電圧を高くする必要があり、それには充電開始時機を早くしなくてはならず、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間が短くなってしまうという不具合が生じる。
【００１３】
この発明の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能な無線通信システムにおいて、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御するようにしても、電源電圧が高い領域で受信帯ノイズ特性が劣化して規格を満たさなくなるのを回避できるようにすることにある。
この発明の他の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能な携帯電話機のような無線通信システムにおいて、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間を長くできるようにすることにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、位相変化を行なう変調モード（ＧＳＭモード）と位相変化および振幅変化を行なう変調モード（ＥＤＧＥモード）のような２以上の変調モードよる送信が可能な無線通信システムにおいて、いずれのモードでも電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御し、このうち位相変化を行なう変調モードでは、電源電圧に応じて電源電圧が高い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流を減らし、電源電圧が低い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流を増やすようにしたものである。
【００１５】
上記した手段によれば、位相変化を行なう変調モードでは、電源電圧が高い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流が減少するため、電源電圧が高い領域で受信帯ノイズ特性が劣化して規格を満たさなくなるのを回避することができる。また、電源電圧が低い時は電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流が増加するため、電源電圧が低い領域でパワー不足になるのを回避できるようになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅回路（パワーモジュール２００）の実施例を示したものである。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００１７】
この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅ＦＥＴを含む高周波電力増幅部２１０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の電力増幅ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３に流すアイドル電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｄ３を制御するバイアス回路２２０および２３０とからなる。
【００１８】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１，２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。
高周波電力増幅部２１０を構成する各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子には、それぞれインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路２５１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。
【００１９】
また、初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２５２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。さらに、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２５３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２５４および容量素子Ｃ４を介して出力端子OUTに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。
【００２０】
この実施例では、１段目と２段目のＦＥＴ２１１，２１２のゲート端子に、バイアス回路２２０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２が、また、３段目のＦＥＴ２１３のゲート端子に、バイアス回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ３がそれぞれ印加され、それらの電圧に応じたアイドル電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｄ３が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。
【００２１】
バイアス回路２２０は、図外のベースバンド回路を含むＲＦ制御ＩＣから供給される制御電流Ｉcont1を受けて１段目と２段目のＦＥＴ２１１，２１２にゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を与え、バイアス回路２３０は、同じくベースバンドＩＣから供給される制御電流Ｉcont2を受けて３段目のＦＥＴ２１３にゲートバイアス電圧Ｖｂ３を与える。
【００２２】
バイアス回路２３０は、抵抗Ｒ０を介して３段目のＦＥＴ２１３のゲート端子にドレインが接続されたトランジスタＴＲ１を有しており、トランジスタＴＲ１は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されて３段目のＦＥＴ２１３とトランジスタＴＲ１とがカレントミラー回路を構成するようにされており、トランジスタＴＲ１のドレイン電流に比例した電流を３段目のＦＥＴ２１３に流すように作用する。
【００２３】
一方、１段目と２段目のＦＥＴ２１１，２１２にゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を与えるバイアス回路２２０は、３段目のＦＥＴ２１３のバイアス回路２３０のトランジスタＴＲ１と同様に、ＦＥＴ２１１，２１２とカレントミラー接続され制御電流Ｉcont1を電圧に変換するトランジスタにより構成しても良いし、単に制御電流Ｉcont1を電圧に変換する抵抗分圧回路のみからなる回路としても良い。
【００２４】
この実施例のバイアス回路２３０は、３段目のＦＥＴ２１３とカレントミラー接続されたトランジスタＴＲ１と、制御電流Ｉcont2を受けて電源電圧Ｖddのレベルに応じた電流を出力する電源変動補償回路２３１と、制御電流Ｉcont2をそのままトランジスタＴＲ１に供給するスルーパスＴＰＳと、モード制御信号Ｖmodeに応じて制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１またはスルーパスＴＰＳへ選択的に供給する切替えスイッチＳＷ１と、電源変動補償回路２３１の出力電流またはスルーパスＴＰＳからの制御電流Ｉcont2をトランジスタＴＲ１に選択的に供給する切替えスイッチＳＷ２とを備えている。
【００２５】
具体的には、モード制御信号Ｖmodeが８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードを示しているときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をスルーパスＴＰＳ側に接続して制御電流Ｉcont2をトランジスタＴＲ１へ供給し、モード制御信号ＶmodeがＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードを示しているときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を電源変動補償回路２３１側に切り替えて制御電流Ｉcont2を補正した電流をトランジスタＴＲ１へ供給する。電源変動補償回路２３１は、電源電圧Ｖddを監視しており、制御電流Ｉcont2が大きくかつＶddが高い時はトランジスタＴＲ１へ供給される出力電流Ｉbiasを減らすように作用する。
【００２６】
前述したように、ＧＳＭモードにおいては、２．９Ｖのような電池切れ直前の電源電圧でも充分な出力電力が得られるように制御電流Ｉcont2を設定しておくと、電池充電直後の４．７Ｖである場合、出力電力Ｐoutが２０ｄＢｍ以上のところで、制御電流Ｉcont2をそのままトランジスタＴＲ１へ供給すると受信帯ノイズ特性が規格を超えてしまうおそれがある。しかるに、本実施例のようにバイアス回路２３０を構成して、ＧＳＭモードでは、電源電圧Ｖddが高い時にトランジスタＴＲ１へ供給する出力電流Ｉbiasを減らすようにすることによって、受信帯ノイズ特性が規格内に収まるようにすることができる。
【００２７】
また、ＧＳＭモードにおいて、４．７Ｖのような電池充電直後の電圧の時に受信帯ノイズ特性が規格を超えないように制御電流Ｉcont2を設定しておいて、２．９Ｖのような電池切れ直前の状態で制御電流Ｉcont2をそのままトランジスタＴＲ１へ供給すると、電源電圧が低すぎて充分な出力電力が得られなくなるおそれがある。しかるに、本実施例のようにバイアス回路２３０を構成して、ＧＳＭモードでは、電源電圧Ｖddが低い時にトランジスタＴＲ１へ供給される出力電流Ｉbiasを増加させるようにすることによって、電池切れ直前の電源電圧でも充分な出力電力が得られるようにすることができる。
【００２８】
なお、この実施例では、ＧＳＭモードのときは、一律にスイッチＳＷ１，ＳＷ２を電源変動補償回路２３１側に切り替えて制御電流Ｉcont2を補正した電流をトランジスタＴＲ１へ供給するようにしているが、制御電流Ｉcont2の大小を判定する回路を設けて、ＧＳＭモードでかつ制御電流Ｉcont2が大きい場合にのみスイッチＳＷ１，ＳＷ２を電源変動補償回路２３１側に切り替えるように構成しても良い。
【００２９】
図２には、上記電源変動補償回路２３１の具体的な回路の一例が示されている。
この実施例の電源変動補償回路２３１は、基準電圧Ｖrefと定電流Ｉ０とに基づいて電源電圧依存性のある基準電流Ｉ２を発生する電圧−電流変換回路２３２と、該基準電流Ｉ２と前記制御電流Ｉcont2とに基づいて所望の特性を有する電流Ｉ３を生成する電流合成回路２３３と、生成された電流Ｉ３に対してオフセット電流を与えるオフセット電流付加回路２３４とからなる。
【００３０】
図２において、ＴＰＳは制御電流Ｉcont2を迂回してそのままトランジスタＴＲ１に供給するスルーパス、ＳＷ１，ＳＷ２はモード制御信号Ｖmodeに応じてＥＤＧＥモードでは制御電流Ｉcont2をスルーパスＴＰＳを通してトランジスタＴＲ１へ供給しＧＳＭモードではＩcont2を電源変動補償回路２３１へ供給して変換した電流をトランジスタＴＲ１に供給する切替えスイッチである。
【００３１】
電圧−電流変換回路２３２は、一対のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２を入力トランジスタとする差動増幅段と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるソースフォロワ型の出力トランジスタＱ５，Ｑ６を有する出力段とからなり、一方の入力トランジスタＱ１のゲート端子に基準電圧Ｖrefが印加され、他方の入力トランジスタＱ２のゲート端子に出力トランジスタＱ５のドレイン電圧がフィードバックされてボルテージフォロワとして動作して、Ｑ５と同一の電圧がゲート端子に印加された出力トランジスタＱ６に基準電圧Ｖrefに応じた電流Ｉ１を流す。
【００３２】
このトランジスタＱ６のドレイン端子側には定電流Ｉ０を流す定電流源３２０が接続されており、Ｉ０とＩ１の差に等しい電流Ｉ２が出力される（Ｉ０＞Ｉ１）。ここで、基準電圧Ｖrefが印加された入力トランジスタＱ１はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるため、電圧−電流変換回路２３２は電源電圧Ｖｄｄを基準にして動作し、ＶｄｄとＶrefとの電位差に応じた電圧がＱ１のドレインに現われる。
【００３３】
従って、電源電圧Ｖｄｄが変動するとそれに応じてＱ１のドレイン電圧が変動し、出力トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ１もＶｄｄに応じて変化する。つまり、Ｉ１は電源電圧依存性のある電流となる。また、定電流源３２０として電源電圧依存性のないものを使用すると、Ｉ０とＩ１との差である出力電流Ｉ２も電源電圧依存性のある電流となる。ただし、出力トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ１が電源電圧Ｖｄｄに対して図３（Ａ）のように右上がりの電源電圧依存特性を示すとき、出力電流Ｉ２は図３（Ｂ）に示すように、右下がりの電源電圧依存特性を示すものとなる。
【００３４】
電流合成回路２３３は、出力電流Ｉ２が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１および該Ｑ１１とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１２とからなる第１カレントミラー回路と、前記スイッチＳＷ１を介して供給される制御電流Ｉcont2が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３および該Ｑ１３とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１４とからなる第２カレントミラー回路と、第１カレントミラー回路の転写側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１２と直列に接続され電流Ｉ２と同一の電流が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１５および該Ｑ１５とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６とからなる第３カレントミラー回路と、Ｑ１６のドレイン電流とＱ１４のドレイン電流の差に等しい電流Ｉ３（＝Ｉ２−Ｉcont2）が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１７および該Ｑ１７とゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１８からなる第４カレントミラー回路と、該第４カレントミラー回路の転写側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１８と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１９とから構成されている。
【００３５】
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１９のゲート端子は前記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１５とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成しており、Ｑ１５とＱ１９のサイズ比（同一チャネル長の場合にはゲート幅の比）に応じた電流が流される。この実施例では、Ｑ１５とＱ１９のサイズ比は「１」とされている。この実施例の電源変動補償回路２３１は、ベースバンド回路から供給される制御電流Ｉcont2の大きさ、すなわちＩcont2がＩ２（＝Ｉ０−Ｉ１）よりも大きいか小さいかによって、異なる変化特性の電流Ｉoutを出力する。
【００３６】
具体的には、Ｉcont2がＩ２の最大値Ｉ2maxよりも大きい場合、すなわちＩcont2＞Ｉ2max場合は、ノードＮ１に着目すると明らかなように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６のドレイン電流Ｉ２は全てＭＯＳＦＥＴ Ｑ１４へ引き抜かれるため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１７，Ｑ１８に流れる電流Ｉ３は「０」となるので、電流合成回路２３３から出力される電流Ｉout(1)はＩ２となる。従って、Ｉcont2が大きい場合の出力電流Ｉout１は、図３（Ｂ）のＩ２と同様に、電源電圧Ｖｄｄの全変動範囲に亘って右下がりつまり電源電圧Ｖｄｄが高くなるほど電流値が小さくなるように変化する（図３（Ｃ）の破線参照）。
【００３７】
一方、制御電流Ｉcont2がＩ２の最大値Ｉ2maxよりも小さい場合、すなわちＩcont2＜Ｉ2maxの場合は、ノードＮ１に着目すると明らかなように、Ｉcont2が電源電圧Ｖｄｄに応じて変動するＩ２と等しい電流つまりＩcont2＝Ｉ２となる電圧Ｖｄｄ１までは、Ｉ３＝Ｉ２−Ｉcont2である。ここで、ノードＮ２に着目すると、電流ＩoutはＩ２−Ｉ３であるので、このときの出力電流Ｉout(2)はＩcont2（＝一定）となる。そして、電源電圧Ｖｄｄがさらに高くなるとＩcont2＞Ｉ２となるので、電流Ｉ３は「０」となるため、電流合成回路２３３から出力される電流Ｉout(2)はＩ２となる。従って、この場合の出力電流Ｉout(2)は、図３（Ｃ）に実線で示すようにＶｄｄ１までは一定で、Ｖｄｄ１以上ではＩ２に応じて小さくなるように変化することとなる。
なお、制御電流Ｉcont2が小さくなればなるほど出力バイアス電流Ｉout(2)が変化する時すなわち図３（Ｃ）のＩout(2)の折れ線の角度が変化する点の電源電圧Ｖｄｄ１が高くなるので、その場合の出力バイアス電流Ｉout(3)は、図３（Ｃ）に一点鎖線で示すように電源電圧Ｖｄｄの全変動範囲に亘って、ほぼＩcont2（＝一定）となる。
【００３８】
図２の電源変動補償回路２３１を構成するオフセット電流付加回路２３４は、一対のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１，Ｑ２２を入力トランジスタとする差動増幅段と、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるソースフォロワ型の出力トランジスタＱ２５，Ｑ２６を有する出力段とからなり、一方の入力トランジスタＱ２１のゲート端子に基準電圧Ｖrefが印加され、他方の入力トランジスタＱ２２のゲート端子に出力トランジスタＱ２５のドレイン電圧がフィードバックされてボルテージフォロワとして動作して、Ｑ２５と同一の電圧がゲート端子に印加された出力トランジスタＱ２６に基準電圧Ｖrefに応じた電流Ｉoffを流す。
このトランジスタＱ２６のドレイン端子は前記電流合成回路２３３の出力端子に接続されており、電流合成回路２３３の出力電流Ｉoutにオフセット電流付加回路２３４の出力電流Ｉoffをオフセットとして加えた電流Ｉout＋Ｉoffがバイアス電流Ｉbiasとして、スイッチＳＷ２を介してトランジスタＴＲ１に供給される。
【００３９】
ここで、基準電圧Ｖrefが印加された入力トランジスタＱ２１はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるため、オフセット電流付加回路２３４では接地電位を基準にして動作しＶrefと接地電位の電位差に応じた電圧がＱ２１のドレインに現われる。接地電位は電源電圧Ｖｄｄに比べて安定であるため、電源電圧Ｖｄｄが変動してもＱ２１のドレイン電圧は変動せず、出力トランジスタＱ２６に流れる電流ＩoffもＶｄｄの変動にかかわらず安定した電流となる。
つまり、Ｉoffは電源電圧依存性のない電流となる。その結果、本実施例の電源変動補償回路２３１から出力されるバイアス電流源Ｉbiasは、図３（Ｃ）に示されている電流合成回路２３３の出力電流Ｉout(1)〜Ｉout(3)をそれぞれＩoffだけ上へシフトしたものとなる。つまり、制御電流Ｉcont2が比較的大きい場合には、バイアス電流Ｉbiasは、電源電圧Ｖｄｄに対してほぼ右下がりの電源電圧依存特性を示す電流となる。
【００４０】
これによって、電源変動補償回路２３１を設けない場合には、ＧＳＭモードにおいて一定の制御電流Ｉcont2がパワーモジュールに与えられると、図４に波線Ｂで示すように、電源電圧Ｖｄｄが高くなるほど高周波電力増幅回路のゲインＰＧが高くなるものが、電源変動補償回路２３１を設けた実施例のバイアス回路を適用すると、図４に実線Ａで示すように、電源電圧Ｖｄｄが高い領域における高周波電力増幅回路のゲインＰＧを押さえることができる。その結果、ＧＳＭモードにおいて出力電力Ｐoutに対する受信帯ノイズ特性が規格を満たすようになる。また、電源電圧Ｖｄｄが低い領域でパワー不足が発生するのを回避することができる。さらに、電源変動補償回路２３１内の定電流Ｉcont2とオフセット電流Ｉoffを適当な値に設定することにより、バイアス電流Ｉbiasの電源電圧Ｖｄｄに対する特性を、電力増幅用ＦＥＴ２１３にとって最適になるよう調整することができる。
【００４１】
図５は、本発明を適用した無線通信システムの一例として、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
図５の無線通信システムは、ベースバンドＩＣ１１０を有する電子デバイス１００と、該電子デバイス１１０から出力される高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）２１０とバイアス制御回路２２０，２３０などが１つのセラミック基板上に実装されてなる前記実施例のパワーモジュール２００と、送受信切替えスイッチ（Ｔ／Ｒ−ＳＷ）３１０などを有するフロントエンド・モジュール３００とから構成されている。ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナである。
【００４２】
電子デバイス１００は、ＧＭＳＫ変調と復調およびＥＤＧＥ変調と復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理するベースバンドＩＣ１１０と、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ２などが１つのパッケージに実装されてなる（以下、ＲＦデバイスと称する）。
【００４３】
この実施例のベースバンドＩＣ１１０は、高周波信号を処理する図示しないベースバンド回路の他に、変調後の送信信号を増幅する利得制御アンプ（ＧＣＡ）１１１や、増幅された送信信号をアップンコンバートするミキサTx‐MIX、受信信号を増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）１１２、増幅された受信信号をダウンコンバートするミキサRx‐MIXなどが１つの半導体チップ上に形成されてなる。
【００４４】
さらに、ベースバンドＩＣ１１０には、特に制限されるものでないが、制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を出力する際に参照されるテーブルデータを格納するＥＥＰＲＯＭのような不揮発性メモリ１１３および該メモリ１１３から読み出された電流値データをＤＡ変換してアナログ電流として出力するＤＡ変換回路１１４，１１５が設けられている。
【００４５】
また、フロントエンド・モジュール３００は、送受信の切替えスイッチ３１０の他に、前記パワーモジュール２００から出力される送信信号の出力レベルを検出するカプラなどからなる出力検出回路（ＰＤＴ）３２０や送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタ（ＬＰＦ）３４０、前記検出回路３２０の出力検出信号とベースバンドＩＣ１１０からのパワー制御信号ＰＣＳとに基づいてベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプＧＣＡに対する出力制御信号Ｖapcを生成する自動パワー制御回路（ＡＰＣ回路）３４０などを備える。
【００４６】
図５に示されているように、この実施例の無線通信システムでは、パワーモジュール２００内のバイアス回路２２０，２３０に対する制御電流Ｉcont1，Ｉcont2およびモード制御信号Ｖmodeは、ＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０から供給される。また、図２に示されているバイアス回路２３０内の電圧−電流変換回路２３２およびオフセット電流付加回路２３４に入力される基準電圧ＶrefもＲＦデバイス１００のベースバンドＩＣ１１０から供給される。
【００４７】
図５に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０から供給される制御電流Ｉcont1，Ｉcont2によってパワーアンプ２１０の利得が一定に保持された状態で、出力レベルを制御する自動パワー制御回路３４０から出力される出力制御信号ＶapcがベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプ１１１に供給され、利得制御アンプ１１１のゲインが出力制御信号Ｖapcによって制御される。
【００４８】
これにより、パワーアンプ２１０の入力電力が変化され、これに応じてパワーアンプ２１０の出力電力が変化するように制御される。そして、パワーアンプ２１０にバイアスを与えるバイアス回路２３０が前述したような電源補償機能を有するため、電池の充電や消耗で電源電圧Ｖｄｄが変化してもパワーアンプ２１０の利得をほぼ一定に保つことができ、受信帯ノイズ特性が規格を満たすことができる。この実施例では、基地局から供給される出力要求レベルに応じて自動パワー制御回路３４０に対して供給されるパワー制御信号ＰＣＳを生成する基になるテーブルデータも、不揮発性メモリ１２０に格納される。
【００４９】
なお、この実施例では、バンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２はベースバンドＩＣ１１０に対して外付けされた容量素子や抵抗素子で構成されているが、バンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２を構成する素子をベースバンド回路１１０と同一の半導体チップ上に形成することも可能である。また、図５の実施例では、ベースバンドＩＣ１１０にロウノイズアンプ１１２が設けられているが、ロウノイズアンプ１１２をベースバンドＩＣ１１０の外付け回路としても良い。さらに、図５には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。
【００５０】
ここで、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２２０，２３０に供給される制御電流Ｉcont1，Ｉcont2について説明する。
ベースバンドＩＣ１１０は、基地局から供給される出力要求レベルに応じて制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を段階的に制御する。そして、この出力要求レベルに応じた制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を生成する際に、ＥＥＰＲＯＭ１２０内のデータテーブルを参照する。より具体的には、ＧＳＭモード（ＧＭＳＫ変調）の際には、表１のように、３段階に設定された出力電力Ｐoutに応じて制御電流Ｉcont1，Ｉcont2の電流値が設定されている。なお、表１の電流値は、電池電圧が充電直後の４．７Ｖと充電開始直前の２．９Ｖの中間の３．５Ｖである場合に最適になるように設定された値である。
【００５１】
【表１】
また、ＥＤＧＥモード（８−ＰＳＫ変調）の際には、表２のように、２段階に設定された出力電力Ｐoutに応じて制御電流Ｉcont1，Ｉcont2の電流値が設定されている。なお、表１および表２の電流値は一例であって、これに限定されるものでなく、高周波電力増幅回路２１０を構成するＦＥＴの性能や特性等に応じて適宜決定してやるようにすればよい。また、ＥＤＧＥモードにおいては、複数段階の値のうちいずれかではなく、唯一設定された値の制御電流Ｉcont1，Ｉcont2を出力するように構成しても良い。この場合、ＥＤＧＥモードのためのデータテーブルは不要とみなすことができる。
【００５３】
【表２】
図６には、本発明の第２の実施例が示されている。この実施例は、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３０へモード選択信号Ｖmodeを供給して図１のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り替えて、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードに応じてトランジスタＴＲ１に供給するバイアス電流Ｉbiasを切り替える代わりに、パワーモジュール２００側に、ベースバンドＩＣ１１０から供給されている制御電流Ｉcont2と基準電流Ｉrefとを比較してスイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替え信号ＣＳを生成する比較回路２４０を設けたものである。
【００５５】
そして、この比較回路２４０により制御電流Ｉcont2が例えば１ｍＡのような場合には、図２に示されているバイアス回路２３０内の切替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り替えて、制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１（電流合成回路２３３）へ供給して生成したバイアス電流ＩbiasをトランジスタＴＲ１に供給するように構成したものである。このようにすることによって、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３０へモード選択信号Ｖmodeを供給する必要性をなくし、ベースバンドＩＣ１１０の負担を軽減するとともに、ＲＦデバイス１００およびパワーモジュール２００の外部端子数を減らすことができる。
【００５６】
なお、この実施例においては、ＧＭＳモードの場合にすべて制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１へ供給するのではなく、ＧＭＳモードであってかつ要求出力レベルが３５ｄＢｍのように高い場合（Ｉcont2＞Ｉref）にのみ、制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１へ供給して変換したバイアス電流ＩbiasをトランジスタＴＲ１に供給するように構成される。比較回路２４０により比較される基準電流Ｉrefを複数用意することで、ＧＭＳモードのすべての要求出力レベルに対して制御電流Ｉcont2を電源変動補償回路２３１へ供給して生成したバイアス電流ＩbiasをトランジスタＴＲ１に供給するように構成しても良い。
【００５７】
この実施例においては、別途基準電流Ｉrefが必要になるが、この電流はベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３０へ供給される前記基準電圧Ｖrefに基づいてパワーモジュール２００側で生成するように構成することができる。また、基準電圧Ｖref自身もパワーモジュール２００側で生成するように構成することができる。
【００５８】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、高周波電力増幅部２１０の１段目と２段目のＥＦＴのゲートバイアスを与えるバイアス回路２２０は、ベースバンドＩＣ１１０から供給される制御電流Ｉcont1に基づいてバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を生成しているが、制御電流Ｉcont2に基づいてバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を生成するように構成することも可能である。
【００５９】
また、前記実施例においては、ＡＰＣ回路３４０から出力される出力制御信号ＶapcをベースバンドＩＣ１１０内の利得制御アンプ１１１に供給して、利得制御アンプ１１１のゲインを出力制御信号Ｖapcによって出力レベルを制御しているが、ＡＰＣ回路３４０から出力される出力制御信号Ｖapcをパワーモジュール２００のバイアス回路２２０，２３０に供給し、バイアス回路２２０，２３０が出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０のバイアス電流を可変制御してパワーアンプ２１０のゲインを制御するように構成しても良い。
【００６０】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＭＳＫ変調と８−ＰＳＫ変調の２つの変調方式による送受信が可能な無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＡＭＰＳ（Advanced Mobile Phone Service）とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）あるいはＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡ（ワイドバンドＣＤＭＡ）など、２つの方式による送受信が可能な携帯電話機や移動電話機の無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【００６１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、位相シフトを行なう変調モードと位相シフトおよび振幅シフト行なう変調モードのような２以上の変調モードよる送信が可能な無線通信システムにおいて、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を固定して入力信号の振幅を変化させて出力電力を制御するようにしても、電源電圧が高い領域で受信帯ノイズ特性が劣化して規格を満たさなくなるのを回避できるようになる。
【００６２】
また、２以上の変調モードよる送信が可能な携帯電話機のような無線通信システムにおいて、高周波電力増幅回路（パワーモジュール）の消費電力を減らすことができ、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間を長くできるようになるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した高周波電力増幅回路（パワーモジュール）の実施例を示す回路構成図である。
【図２】電源変動補償回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図３】実施例の電源変動補償回路の電流の特性を示すグラフである。
【図４】実施例の電源変動補償回路を有するバイアス回路を適用した高周波電力増幅回路の電源電圧とゲインと関係を示すグラフである。
【図５】本発明を適用した無線通信システムの一例として、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明を適用した無線通信システムの第２の実施例を示すブロック図である。
【図７】図７（Ａ）はＧＭＳモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示すグラフ、図７（Ｂ）はＧＭＳモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係を示すグラフである。
【図８】図８（Ａ）はＥＤＧＥモード時の出力電力Ｐoutと受信帯ノイズの関係を示すグラフ、図８（Ｂ）はＥＤＧＥモード時の高周波電力増幅回路のゲインＧａｉｎと受信帯ノイズの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１００ ＲＦデバイス
１１０ ベースバンド回路
２００ パワーモジュール
２１０ 高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３ 電力増幅用ＦＥＴ
２２０，２３０ バイアス回路
２３１ 電源変動補償回路
２３２ 電圧−電流変換回路
２３３ 電流合成回路
２３４ オフセット電流付加回路
２５１〜２５４ インピーダンス整合回路
３００ フロントエンド・モジュール
３１０ 送受信切替えスイッチ
３２０ 出力検出回路
３４０ 自動パワー制御回路（ＡＰＣ回路）
Claims (7)
- 電力増幅用トランジスタを具備し、位相変調された高周波信号を前記電力増幅用トランジスタで増幅して出力する第１動作モードまたは位相変調と振幅変調がなされた高周波信号を前記電力増幅用トランジスタで増幅して出力する第２動作モードで動作可能にされた高周波電力増幅回路と、前記第１動作モードにおいて前記電力増幅用トランジスタを流れるアイドル電流と前記第２動作モードにおいて前記電力増幅用トランジスタを流れるアイドル電流とを切り替えるようなバイアスを、前記電力増幅用トランジスタに与えるバイアス回路とを含み、
前記高周波電力増幅回路は、増幅される高周波信号がゲート端子に入力される複数の電力増幅用ＦＥＴを有し、
前記バイアス回路は、供給された制御電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段と、前記供給された制御電流を電源電圧のレベルに応じて該レベルが高いほど少なく該レベルが低いほど多くなる電流に変換する電流変換回路と、前記供給された制御電流を動作モードに応じて前記電流変換回路へ伝達するかまたは該電流変換回路を迂回して前記電流−電圧変換手段へ伝達する切替え手段とを備え、
前記電流−電圧変換手段により変換された前記電圧が前記電力増幅用ＦＥＴのゲート端子に印加されてアイドル電流が流されるようにされ、前記第１動作モードにおいて、前記供給された制御電流を前記電流変換回路に供給するように前記切替え手段が制御されるように構成されている高周波電力増幅用電子部品。 - 前記切替え手段は、動作モードを示す制御信号によって切替えが行なわれるように構成されている請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
- 前記バイアス回路は、前記供給された制御電流の大きさを判定する判定手段を備え、前記切替え手段は、前記判定手段の判定結果に応じて切替えが行なわれるように構成されている請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
- 請求項１〜請求項２のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品と、送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え回路を備えた第２電子部品と、送信する信号を変調して前記高周波電力増幅用電子部品へ入力する第３電子部品と、を備え、
前記第３電子部品は、前記高周波電力増幅用電子部品へ供給される送信信号の振幅を制御可能な利得制御増幅回路を備え、前記第１動作モードと第２動作モードのいずれのモードにおいても、出力要求レベルに応じて前記利得制御増幅回路の利得を制御して出力要求レベルに応じて振幅を変化させた信号を前記高周波電力増幅用電子部品へ供給するようにされ、
前記第１動作モードと第２動作モードのいずれのモードであるかを示す信号が、前記第３電子部品から前記高周波電力増幅用電子部品へ供給されるように構成されてなる無線通信システム。 - 請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品と、送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え回路を備えた第２電子部品と、送信する信号を変調して前記高周波電力増幅用電子部品へ入力する第３電子部品と、を備え、
前記第３電子部品は、前記高周波電力増幅用電子部品へ供給される送信信号の振幅を制御可能な利得制御増幅回路を備え、前記第１動作モードと第２動作モードのいずれのモードにおいても、出力要求レベルに応じて前記利得制御増幅回路の利得を制御して出力要求レベルに応じて振幅を変化させた信号を前記高周波電力増幅用電子部品へ供給するようにされ、
前記制御電流が前記第３電子部品から前記高周波電力増幅用電子部品へ供給されるように構成されてなる無線通信システム。 - 前記第３電子部品は、少なくとも第１動作モードにおいて出力要求レベルに応じて前記制御電流を決定するテーブルデータを格納した記憶手段を備える請求項４または請求項５に記載の無線通信システム。
- 前記高周波電力増幅回路より出力される信号の出力電力を検出する出力電力検出回路と、該出力電力検出回路から出力される検出信号と所定の出力レベル指示信号とを比較して前記利得制御増幅回路に利得を変化させる制御信号を生成する出力レベル制御回路とを備え、前記記憶手段には、出力要求レベルに応じて前記出力レベル指示信号を決定するテーブルデータが格納されている請求項６に記載の無線通信システム。
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