CN1838518A - 功率逆变器***和校正功率逆变器***的电源电压的方法 - Google Patents

Abstract

在功率逆变器***中，逆变器单元包括第一至第三单相逆变器。在功率逆变器***中，参考频率计算单元计算第一至第三单相逆变器中的每一个的参考频率。参考电压计算单元计算每一单相逆变器的参考电压。在功率逆变器***中，校正电压单元将校正电压与通过参考电压计算单元所计算的参考电压相加。校正电压具有为参考频率三倍高的频率。

Description

功率逆变器***和校正功率 逆变器***的电源电压的方法

相关申请的交叉参考

本申请以2005年3月23日申请的日本专利申请第2005-084892号为基础。本申请要求该日本专利申请的优先权，因此对其的描述在此引为参考。

技术领域

本发明涉及功率逆变器***和校正这样一种功率逆变器***电源电压的方法，该功率逆变器***能够将每一相的独立直流(DC)电压逆变成具有可变电压和频率的多相交流(AC)电源。

背景技术

用于降低开关元件的高阶分量和/或阈值电压的常规多级(multilevel)逆变器***包括单相逆变器***、具有三相星形连接的单相多级逆变器的逆变器***和具有三相星形连接的逆变器单元(每一逆变器单元具有级连逆变器)的多级逆变器***。

图13公开了具有单相逆变器1U、1V和1W的多级逆变器，所述单相逆变器1U、1V和1W与交流电机2三相星形连接。图13中所示的逆变器为可工作以将来自输出端U、V和W的具有可变频率和电压的交流电提供给交流电机2。

1984年的New Drive Electronics.Tokyo：DENKISHOIN的第6.2.4段公开了具有如图13中所示的电路结构，其是这样一种多级逆变器的控制电路的一个示例。

控制电路为可工作以将提供到感应电机的电流分成转矩电流分量和励磁电流分量(激励电流分量)并且独立地控制转矩电流分量和励磁电流分量。

如图13中所示，当单相逆变器具有直流电源使得直流电压相对于每一相独立时，由于每一相的瞬时(momentary)功率，产生直流电压纹波。这些直流电压纹波使得来自单相逆变器的输出电流与原始波形(正弦波形)相比变得失真。

出现在直流电压的纹波的幅度取决于无功(reactive)功率(其基于来自单相逆变器的输出电流)和单相逆变器的无功分量的电抗(如平滑电容器和电源侧电抗)之间的关系。

当单相逆变器的瞬时功率为正并且直流电压低于空载(no-load)电压时，单相逆变器的输出功率应取决于从其的电源侧所提供的直流电压。然而，如果电源侧电抗器的电抗比较高，因为提供给平滑电容器的电流被延迟，则单相逆变器的输出功率取决于在平滑电容器中所充入的能量。这使得直流电压严重下降。

相反，如果单相逆变器的瞬时功率为负，则基于从电源侧所提供的直流电压的电流流过平滑电容器使得平滑电容器被充电。在这种情况下，当电源侧电抗器的电抗比较高时，即使直流电压高于空载电压，电流也继续流过具有高于空载电压的直流电压的平滑电容器。

即，直流电压纹波的出现取决于单相逆变器的瞬时功率的正和负的变化。

直流电压纹波的频率与输出功率的无功功率分量成正比。具体地说，直流电压纹波具有一个频率，该频率为输出电压或输出电流的基频(fundamental)的2倍。

如果直流电压纹波的频率充分地高于电源侧电抗器和平滑电容器的谐振频率，换句话说，如果直流电压纹波的相速快于每一电源侧电抗器和平滑电容器的充电和放电速度，则直流电压纹波的幅度可被降低。

为了降低直流电压纹波的幅度，可能需要每一单相逆变器的电源侧电抗器的比较高的电抗量和平滑电容器的比较高的电容量，其可降低每一单相逆变器的电源侧电抗器和平滑电容器的谐振频率。换句话说，可能需要将每一单相逆变器的空载电压的频率设置成高于每一单相逆变器的电源侧电抗器和平滑电容器的谐振频率。

然而，每一单相逆变器的电源侧的电抗器的电抗的增加可能有助于直流电压降的增加，恶化功率逆变器***的功率变换效率。将具有较高电容量的电容器用作每一单相逆变器的平滑电容器，可能引起每一单相逆变器的电路尺寸的增加和其成本的增加。

发明内容

本发明的产生致力于改进背景技术以使本发明的优选实施例能够降低直流电压纹波的幅度而不增加每一单相逆变器的无功分量的电抗。

根据本发明的一个方面，提供了一种包括逆变器单元的功率逆变器***，逆变器单元包括第一至第三单相逆变器。第一至第三单相逆变器中的每一个包括：直流电源；平滑电路，与直流电源并联连接；多个开关元件，与直流电源并联连接。逆变器***包括：参考频率计算单元，被配置成计算第一至第三单相逆变器中的每一个的参考频率；也包括参考电压计算单元，被配置成计算每一单相逆变器的参考电压；还包括电压校正单元，被配置成将校正电压与由参考电压计算单元所计算的参考电压相加，校正电压具有为参考频率三倍高的频率。

根据本发明的另一个方面，提供了一种包括逆变器单元的功率逆变器***。该逆变器单元具有第一至第三单相逆变器。第一至第三单相逆变器的每一个包括：直流电源；平滑电路，与直流电源并联连接；多个开关元件，与直流电源并联连接；逆变器***包括参考电流设置单元，被配置成设置表示第一轴上的第一参考电流分量的第一参考电流命令值，和设置表示第二轴上的第二参考电流分量的第二参考电流命令值，第一轴和第二轴彼此正交。

根据本发明的另一个方面的功率逆变器***也包括参考频率计算单元，被配置成计算第一至第三单相逆变器中的每一个的参考频率。功率逆变器***包括第一变换器(converter)，被配置成将来自第一至第三单相逆变器的第一至第三输出电流变换为表示第一轴上的第一输出电流分量的第一电流命令值和表示第二轴上的第二输出电流分量的第二电流命令值。功率逆变器***包括第一减法器，被配置成从第一参考电流命令值中减去第一电流命令值；和第二减法器，被配置成从第二参考电流分量中减去第二电流命令值。功率逆变器***包括第一电流控制放大器，被配置成调整在第一轴上表示第一电压分量的第一电压命令值使得在第一参考电流命令值和第一电流命令值之间的差根据第一减法器相减的结果被降为0。功率逆变器***包括第二电流控制放大器，被配置成调整在第二轴上表示第二电压分量的第二电压命令值使得在第二参考电流命令值和第二电流命令值之间的差根据第二减法器相减的结果被降为0。功率逆变器***包括第二变换器，被配置成根据参考频率将第一和第二电压命令值变换为第一相至第三相电压命令值和将第一相至第三相电压命令值分别输出到第一至第三单相逆变器。

此外，根据本发明的另一个方面的功率逆变器***包括相位差计算单元，被配置成根据第一、第二电流命令值和第一、第二电压命令值计算在功率逆变器***的输出电压和输出电流之间的相位差。功率逆变器***包括电压校正单元，被配置成根据相位差、参考频率和第一和第二电压命令值计算校正电压，并被配置成将所计算的校正电压与第一相至第三相电压命令相加，校正电压具有为参考频率三倍高的频率。

附图说明

从下列对实施例的详细描述中并参照附图，本发明的其它的目的和方面将变得显而易见，其中：

图1是示意性地说明根据本发明的第一实施例的功率逆变器***的电路结构的一个示例的电路图；

图2是示意性地说明图1中所示的单相逆变器的电路结构的一个示例的电路图；

图3是示意性地说明图1中详细所示的校正相位计算电路的内部结构的方框图；

图4是示意性地说明图1中详细所示的电压命令校正电路的内部结构的方框图；

图5A是示意性说明每一相的输出电压的波形和每一相的输出电流的波形的示图，其通过根据比较示例的功率逆变器***获得；

图5B是示意性说明每一相的瞬时功率的波形的示图，其通过根据比较示例的功率逆变器***获得；

图6是示意性地根据第一实施例的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形示例的示图；

图7是示意性地说明根据本发明的第二实施例的功率逆变器***的电路结构的一个示例的电路图；

图8是示意性地说明图7中详细所示的电压命令校正电路的内部结构的方框图；

图9是示意性地说明根据第二实施例的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压、电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形示例的示图；

图10是示意性地说明根据本发明的第三实施例的功率逆变器***的电路结构的一个示例的电路图；

图11A是示意性地说明图10中详细所示的电压命令校正电路的内部结构的方框图；

图11B是示意性地说明图10中所示的设置在校正相位增益计算单元中的功能的方框图；

图12A是示意性地说明根据第三实施例的、当校正增益Gv被设置为0.5时的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形示例的示图；

图12B是示意性地说明根据本发明的第三实施例的、当校正增益Gv被设置为0.3时的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形示例的示图；

图13是说明具有三个单相逆变器的多级逆变器的结构的一个示例的方框图。

具体实施方式

下面参照附图将说明本发明的实施例。

第一实施例

图1是示意性地说明根据本发明的第一实施例的功率逆变器***的电路结构的示例的电路图。

如图1中所示，根据第一实施例的功率逆变器***IN包括电压和电流命令计算电路6、与交流电机2三相星形连接的每一单相逆变器的1U、1V和1W和电流传感器(电流变换器)10U、10V和10W。电流传感器10U、10V和10W分别连接在交流电机2和单相逆变器1U、1V和1W之间。

电压和电流计算电路6可由硬件电子电路、被编程执行电压和电流命令计算操作的微计算机以或其组合构成。

电压和电流命令计算电路6包括转矩设置单元7、磁通设置单元8、除法器21和26、微分器22、加法器23和27、减法器24和25。电压和电流命令计算电路6也包括积分器28、系数乘法器51-54、电流控制放大器9A和9B、三相-二相变换器(转换器)11、二相-三相变换器12。

在电压和电流命令计算电路6中，系数乘法器54、除法器26和加法器27构成参考频率计算电路61。此外，转矩设置单元7、磁通设置单元8、除法器21、微分器22、系数乘法器51-53、减法器24和25、电流控制放大器9A和9B、二相-三相变换器12构成参考电压计算电路62。

而且，功率逆变器***IN包括电压校正电路63和加法器30-32。电压校正电路63包括校正(corrected)相位计算电路13、电压命令校正电路14a和标量(scalar)计算单元29。校正相位计算电路13可由硬件电子电路、被编程执行电压校正操作的微计算机或其组合构成。

每一单相逆变器1U、1V和1W均被设计为多级单相逆变器。在第一实施例中，每一单相逆变器1U、1V和1W均被设计为两级(level)单相逆变器。

具体地说，如图2中所示，两级单相逆变器1U具有直流电源3和平滑(smoothing)电容器4，及开关元件5AP、5AN、5BP和5BN，如IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。

逆变器1U具有与每一开关元件5AP、5AN、5BP和5BN的控制端(如每一IGBT的栅极端)电连接的控制电路C。控制电路C与电压和电流命令计算电路6电连接。

直流电源3由交流电源AC1、AC2和AC3构成，其分别具有不同的相位0°、120°、240°和具有分别与交流电源AC1-AC3串联电连接的电抗(reactance)L1-L3。直流电源3还包括二极管D1-D6，其可工作以对每一相将从电抗L1-L3输入的交流电全波整流为直流电。

在逆变器1U中，从交流电源AC1-AC3所提供的负载电压和由二极管D1-D6整流的全波通过平滑电容器4被平滑以变换为直流负载电压。

从电压和电流命令计算电路所发送并由电压校正电路63所校正的输出电压命令(命令值)Vu^*使得控制电路C能够根据各个负荷(duty)通断每一开关元件5AP、5AN、5BP和5BN，对每一开关元件5AP、5AN、5BP和5BN的通断控制允许开关元件5AP、5AN、5BP和5BN将要被变换的直流负载电压变换成交流电压。交流电压通过输出端A和B被提供到交流电机2，作为单相(U相)交流电源。

对逆变器1V结构的描述被省略，因为逆变器1V的结构基本上与逆变器1U的结构相同，除了输出电压命令(命令值)Vu^*使得控制电路C能够通断逆变器1V的每一开关元件5AP、5AN、5BP和5BN以外。同样地，这里对逆变器1W的结构的描述也被省略，因为逆变器1W的结构基本上与逆变器1U的结构相同，除了输出电压命令(命令值)Wu^*使得控制电路C能够通断逆变器1W的每一开关元件5AP、5AN、5BP和5BN以外。

下面，将详细地描述根据第一实施例的功率逆变器***IN的操作。

在功率逆变器***IN的电压和电流计算电路6中，转矩命令(命令值)T^*和激励命令(命令值)Φ^*由转矩设置单元7和磁通设置单元8设置。

由除法器21将转矩命令T^*除以激励命令Φ^*，并由系数乘法器51乘以系数K1，使得转矩命令T^*被变换成电流命令(命令值)Iq^*。

系数乘法器52将激励命令Φ^*乘以系数K2。此外，激励命令Φ^*由微分器22微分，并由系数乘法器53乘以系数K3。由系数乘法器52和53所产生的各个数据通过加法器23被彼此相加，其产生电流命令(命令值)Id^*。

电流命令Id^*和Iq^*为分别表示旋转坐标系中的d(直(direct))轴(磁轴)和q(正交(quadrature))轴上的电流分量的电流命令。d轴和q轴彼此正交。换句话说，电流命令Id^*和Iq^*为对激励电流分量和转矩电流分量的电流命令。

减法器24和25从电流命令Id^*和Iq^*中减去电流反馈信号Id和Iq，使得通过减法器24和25所获得的各个数据被分别输入到电流控制放大器9B和9A。

电流控制放大器9B调整在d轴上表示电压分量的电压命令(命令值)使得在激励命令Φ^*和电流反馈信号Id之间的相位差降为0，由此输出用“Vd”表示的d轴上的调整后的电压命令。

同样地，电流控制放大器9A调整在q轴上表示电压分量的电压命令(命令值)使得在转矩命令T^*和电流反馈信号Iq之间的相位差降为0，由此输出用“Vq”表示的q轴上的调整后的电压命令。

另一方面，由除法器21将转矩命令T^*除以激励命令Φ^*所产生的数据被输入到系数乘法器54，使得系数乘法器54将该数据与系数K4相乘。除法器26将由系数乘法器54所获得的数据除以激励命令Φ^*，其产生转差频率(slip frequency)ωs，对于转差频率ωs而言，将角速率ωr与转差频率ωs相加，导致了用于每一输出电压的基频的输出角频率ω和来自功率逆变器***IN的输出电流被确定。

输出角频率ω被输出到积分器28以由此被积分，其产生输出相位θ1。

另一方面，三相电流值Iu、Iv和Iw分别由电流检测器10U、10V和10W检测。根据三相电流值Iu、Iv、Iw和输出相位θ1，通过三相-二相变换器11电流反馈信号Id和Iq被获得。同样地，根据d轴的电压命令Vd和q轴的电压命令Vq，通过二相-三相变换器12输出电压(参考电压)Vu、Vv和Vw被获得。

在本发明的第一实施例中，用于抑制纹波的校正电压分量被分别施加到通过电压和电流命令计算电路6所获得的三相输出电压Vu、Vv和Vw；这些校正电压分量通过电压校正电路63被获得。校正电压分量所施加到的校正后输出电压作为输出电压命令Vu^*、Vv^*和Vw^*被分别馈送到单相逆变器1U、1V和1W。

图3详细地说明了校正相位计算电路13的内部结构。具体地说，校正相位计算电路13包括放大器33和34、加法器35、标量计算单元36和37、除法器38和39、反余弦(余弦^-1)计算单元40。

下面将详细地描述校正相位计算电路13的操作。

电压命令Vq和电流反馈信号Iq的第一乘积通过乘法器33被获得，电压命令Vd和电流反馈信号Id的第二乘积通过乘法器34被获得。加法器35将第一乘积与第二乘积彼此相加。这些操作提供在以预定的角速率(角频率)ω旋转的旋转坐标系上(在旋转角θ1上)具有分量Vd和Vq的电压向量和具有分量Id和Iq的电流向量的标量积；该旋转坐标系由电压和电流命令计算电路6建立。该标量被称为“V·I”。

电压向量I的标量(scalar quantity)|I|通过标量计算单元36被获得，电压向量V的标量|V|通过标量计算单元37被获得。除法器38将标量积V·I除以标量|I|，接着除法器39将标量积V·I除以标量|V|。这些操作给出了在输出电压和输出电流之间的功率因数(cosθ)。根据功率因数cosθ，反余弦(余弦^-1)计算单元计算反余弦(余弦^-1)，其提供在输出电压和输出电流之间的功率因数角θ。

注意校正相位计算电路13的操作可提供功率因数角θ，但对实际输出电压和实际输出电流的测量也可提供功率因数角。

图4详细地示出了电压命令校正电路14a的内部结构。具体地说，电压命令校正电路14a包括校正增益设置单元15、乘法器41、42、45和46、减法器43和余弦计算单元44。

下面将详细地说明电压校正电路14a的操作。

校正增益设置单元15设置校正增益Gv。乘法器45将基准电压的幅值|V|与增益Gv相乘以获得电压Vc。标量计算单元29根据电压向量(Vd，Vq)获得参考电压的幅值|V|。

乘法器41将由校正相位计算电路13所提供的功率因数角(相位差)θ与相位差增益G(如2)相乘，使得校正电压的相位角(相位差)被获得。

乘法器42将通过电压和电流命令计算电路6所获得的参考电压的旋转角(输出相位)θ1乘以3。从3倍旋转角θ1中减去相位角，以获得校正后功率因数(校正后相位)θ′。

余弦计算单元44计算校正后功率因数θ′的余弦。用乘法器46将cosθ′与电压Vc相乘以获得其相位为θ′并且幅值为Vc的校正电压“e”。

在加法器30-32中，校正电压e与通过二相-三相变换器12所获得的每一参考电压Vu、Vv、Vw相加，使得能够产生校正后输出电压命令Vu^*、Vv^*、Vw^*。

在第一实施例中，当时间用“t”表示时，因为校正电压e具有为角频率ω3倍的角频率3ω，所以校正电压e用下列方程式表示：

e＝Vc·cos(3ωt-φ)    [方程式1]

ωt＝θ1    [方程式2]

因此，施加到单相逆变器1U、1V和1W的电压Vu^*、Vv^*、Vw^*用下列方程式表示：

Vu^*＝Vu+e

   ＝|V|·cos(ωt)+Vc·cos(3ωt-φ)    [方程式3]

$=\left|V\right|\·\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\mathrm{Vc}\·\cos (3\mathrm{\ωt}-\mathrm{\φ})$ [方程式4]

${\mathrm{Vw}}^{*}=\mathrm{Vw}+e$

$=\left|V\right|\·\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\mathrm{Vc}\·\cos (3\mathrm{\ωt}-\mathrm{\φ})$ [方程式5]

这些方程式使得校正后U相瞬时功率Pu^*能够用下列方程式表示：

Pu^*＝Pu+e·|I|·cos(ωt-θ)    [方程式6]

其中Pu表示在不考虑纹波校正分量情况下的U相瞬时功率，其可用下列方程式表示：

Pu＝|V|·|I|·{cos(2ωt-θ)+cos(θ)}    [方程式7]

方程式6和7使得U相瞬时功率Pu^*能够用下列方程式表示：

Pu^*＝|V|·|I|·{cos(2ωt-θ)+cos(θ)}+|I|·Vc·cos(3ωt-φ){cos(ωt-θ)}

                                                                  [方程式8]

   ＝|V·|I|·{cos(2ωt-θ)+cos(θ)}

+I|·Vc{cos(3ωt+ωt-φ-θ)+cos(2ωt-φ+θ)}/2    [方程式9]

    ＝|V|·|I|·{cos(2ωt-θ)+cos(θ)}

+|I|·Vc{cos(4ωt-φ-θ)+cos(2ωt-φ+θ)}/2    [方程式10]

当幅值Vc用“Vc＝-|V|”表示并且相位差用“＝2θ”表示时，可获得下列方程式：

Pu^*＝|V|·|I|·{cos(θ)-cos(4ωt-3θ)}/2    [方程式11]

同样地，校正后V相瞬时功率Pu^*和W相瞬时功率Pw^*分别被表示为下列方程式：

Pv^*＝|V|·|I|·{cos(θ)-cos(4ωt-2π/3-3θ)}/2    [方程式12]

Pw^*＝|V|·|I|·{cos(θ)-cos(4ωt+2π/3-3θ)}/2    [方程式13]

作为相对于根据第一实施例的功率逆变器***IN的一个比较示例，假定功率逆变器***不使用电压校正电路63和加法器30-32，换句话说，假定其不使用用于抑止纹波的校正电压分量。在该比较示例的功率逆变器***中，输出电压Vu、Vv和Vw以及输出电流Iu、Iv和Iw用下列方程式表示：

Vu＝|V|·cos(ωt)    [方程式14]

$\mathrm{Vv}=\left|V\right|\·\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})$

[方程式15]

$\mathrm{Vw}=\left|V\right|\·\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})$ [方程式16]

Iu＝|V|·cos(ωt-θ)    [方程式17]

$\mathrm{Iv}=\left|V\right|\·\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})$

[方程式18]

$\mathrm{Iw}=\left|V\right|\·\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})$

[方程式19]

图5A示出了通过根据比较示例的功率逆变器***所获得的每一相的输出电压的波形和每一相的输出电流的波形。图5B示出了通过根据比较示例的功率逆变器***所获得的每一相的瞬时功率的波形。U相输出电压、V相输出电压和W相输出电压具有彼此120°(2π/3弧度)的电位差。

此外，U相输出电流、V相输出电流和W相输出电流彼此之间具有相位差(功率因数)θ。通过将U相瞬时功率、V相瞬时功率和W相瞬时功率相加所获得的总功率基本上与时间无关在幅值上恒定。注意，当每一单相逆变器1U、1V和1W使用同一个直流电源3时，即使每一相的瞬时功率波动，来自直流电源3的功率输出在幅值上恒定。这是因为来自直流电源3的功率逆变器的总输出功率在时间上恒定。

因此，在比较示例的功率逆变器***中，U相瞬时功率Pu、V相瞬时功率Pv和W相瞬时功率Pw用下列方程式表示：

Pu＝|V|·|I|·{cos(2ωt-θ)+cos(θ)}         [方程式20]

Pv＝|V|·|I|·{cos(2ωt-2π/3-θ)+cosθ}     [方程式21]

Pw＝|V|·|I|·{cos(2ωt+2π/3-θ)+cos(θ}    [方程式22]

这使得通过U相瞬时功率Pu、V相瞬时功率Pv和W相瞬时功率Pw相加所获得的总功率P可用下列方程式表示：

P＝Pu+Pv+Pw＝3·|V|·|I|·cos(θ)            [方程式23]

在由方程式20-22表示的每一U相瞬时功率Pu、V相瞬时功率Pv和W相瞬时功率Pw中，方程式20-22的每一个的第一项对应于无功功率(无功功率分量)。因为无功功率分量具有比角频率ω高两倍的角频率和功率因数(相位差)θ，其基本上为具有角频率2ω和相位差θ的正弦纹波。具体地说，基于无功功率分量的幅值，正弦纹波出现在施加到每一单相逆变器Iu、Iv和Iw的每一开关元件的直流电压上。

然而，在根据第一实施例的功率逆变器***IN中，校正电压“e”具有比角频率ω高三倍的角频率(3ω)。具体地说，具有角频率3ω的校正电压新产生一个具有角频率ω两倍的角频率2ω的纹波校正分量；该纹波校正分量对应于每一瞬时功率Pu^*、瞬时功率Pv^*和瞬时功率Pw^*的无功功率分量。新产生的纹波校正分量使得具有每一瞬时功率Pu^*、瞬时功率Pv^*和瞬时功率Pw^*的角频率2ω的无功功率分量能够被抵消。这使得能够得到在每一瞬时功率Pu^*、瞬时功率Pv^*和瞬时功率Pw^*中其角频率(4ω)为角频率ω四倍的分量。

即，能够使在第一实施例的每一逆变器的谐振频率和剩余分量(纹波分量)的频率(4ω)之间的差大于比较示例的每一逆变器的谐振频率和纹波分量(无功功率分量)的频率(2ω)之间的差。这使得电压纹波幅度能够被降低。

在第一实施例中，在由瞬时功率Pu^*、瞬时功率Pv^*和瞬时功率Pw^*的和构成的总功率P^*中，因为方程式9-11中的每一个的第二项的和变为0，所以产生下列方程式：

P^*＝Pu^*+Pv^*+Pw^*＝3·|V|·|I|·cos(θ)    [方程式24]

很显然，总功率P^*基本上等于不具有校正电压分量的总功率P(见方程式23)。

参见图6，其示出了U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形的示例。如图6中所示，电压纹波校正后的瞬时功率的频率为基频(每一U相输出电压和U相输出电流的)的四倍。这使得能够扩大在第一实施例的每一逆变器的谐振频率和剩余分量(纹波分量)的频率(4ω)之间的差。

第二实施例

图7示意性地示出了根据本发明的第二实施例的功率逆变器***IN1的电路结构的一个示例，图8示意性地示出了图7中详细所示的电压命令校正电路14b的内部结构。

注意，与图1-4中所示的、根据第一实施例的功率逆变器***IN的元件基本相同的根据第二实施例的功率逆变器***IN1的元件用与图1-4中的相同的参照符号表示。因此，对根据第二实施例的功率逆变器***IN1的元件的描述被省略或被简化。

根据第二实施例的功率逆变器***IN1与根据第一实施例的功率逆变器***IN的不同点为：替代电压命令校正电路14a，电压命令校正电路14b被设置在电压校正电路63中。

电压命令校正电路14b具有与电压命令校正电路14a相同的元件41-44。

此外，电压命令校正电路14b具有最大电压设置单元16和减法器47，最大电压设置单元16被配置成设置功率逆变器***IN1能够输出的最大电压Vma。电压命令校正电路14b被配置成限制最大电压Vma，由此获得校正电压“e”的振幅Vc。

具体地说，在电压命令校正电路14b中，最大电压Vma由最大电压设置单元16设置，并且从最大电压Vmax，由减法器47减去电压向量V(Vd，Vq)的标量振幅|V|。

乘法器46将通过由减法器47进行的减法所获得的电压与校正后功率因数(校正后相位)θ′相乘，作为校正电压的振幅Vc，这提供了其相位为θ′和其振幅为Vc的校正电压“e”。

功率逆变器***IN1的其它操作与根据第一实施例的功率逆变器***IN的操作基本相同，因此对其的描述被省略。

如上所述，在根据第二实施例的功率逆变器***IN1中，标量振幅|V|通过限定***IN1可输出的最大电压Vma抑制了每一相的瞬时功率的纹波。

图9中示出了根据第二实施例的当U相调制因数“Vmax|V|”被设置为1.15时的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形的示例。与第一实施例相同，注意，在第二实施例中，相位差被给定为“＝2θ”。

如图9中所示，在从时间t1到t2的间隔中的电压纹波校正后的U相瞬时功率的幅值小于在相同时间间隔的电压纹波校正前的U相瞬时功率的幅值。然而，在从时间t2到时间t3的下一个间隔中的电压纹波校正后的U相瞬时功率的幅值大于在相同时间间隔的电压纹波校正前的U相瞬时功率的幅值。

具体地说，例如，在第二实施例中，将减去在从时间t1到时间t2的间隔中的电压纹波校正前的瞬时功率的幅值|V|所获得的电压与从时间t2到时间t3的间隔中的电压纹波校正前的瞬时功率相加作为从时间t2到时间t3的下一个间隔中的幅值Vc。

这使得能够校正瞬时功率，从而使从时间t1到时间t2的间隔的瞬时功率中所减去的功率量与时间t2到时间t3的下一个间隔中的瞬时功率相加。

如上所述，在第二实施例中，电压命令校正电路14b被配置成将校正电压加到电压纹波校正前的瞬时功率，该校正电压的幅值通过最大电压Vmax中减去电压纹波校正前的瞬时功率的幅值|V|而获得。与电压纹波校正前的瞬时功率相比，电压命令校正电路14b的配置使得电压纹波校正后的瞬时功率的峰值能够被分散。这使得能够降低出现在瞬时功率中的纹波和被施加到每一单相逆变器Iu、Iv和Iw的每一开关元件上的直流电压的波动。

第三实施例

图10示意性地示出了根据本发明的第三实施例的功率逆变器***IN2的电路结构的一个示例，图11A示意性地示出了图11A中详细所示的电压命令校正电路14C的内部结构。

注意，基本上与图1-4中所示的，根据第二实施例的功率逆变器***IN的元件相同的，根据第三实施例的功率逆变器***IN2的元件用与图1-4中相同的参照符号表示。因此对根据第三实施例的功率逆变器***IN2元件的描述被省略或被简化。

根据第三实施例的功率逆变器***IN2与根据第一实施例的功率逆变器***IN的不同点为：替代电压命令校正电路14a的电压命令校正电路14c被设置在电压校正电路63中。

电压命令校正电路14c具有与电压命令校正电路14a的元件相同的元件15和元件42-46。

此外，电压命令校正电路14c具有校正(corrected)相位增益计算单元17，被配置成根据由校正增益设置单元15所设置的校正增益Gv确定对于功率因数角(相位角)θ的相位差增益G。电压命令校正电路14c也具有替代乘法器41的增益乘法器48。

增益乘法器48被配置成将由校正相位计算电路13所提供的功率因数角(相位差)θ与相位差增益G相乘，由此独特地获得根据第三实施例的校正电压的相位角(相位差)。

具体地说，在图11A所示的电压命令校正电路14c中，根据下列方程式基于由校正增益设置单元15所设置的校正增益Gv通过校正相位增益计算单元17相对于功率因数角θ的相位差增益G被计算：

G＝1+Gv                         [方程式25]

增益乘法器48将由校正相位计算电路13所提供的功率因数角(相位差)θ与相位差增益G相乘使得校正电压的相位角(相位差)被获得。

乘法器42将通过电压和电流命令计算电路6所获得的参考电压的旋转角(输出相位)θ1乘以3。从三倍的旋转角θ1中减去相位角得到校正后功率因数(校正后相位)θ′。

功率逆变器***IN2的其它操作与根据第一实施例的功率逆变器***IN的操作基本相同，这里对其的进一步描述被省略。

图12A示出了当校正增益Gv被设置为0.5、相位差增益G被设置为1.5和幅值Vc被设置为0.5×|V|时的根据第三实施例的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形的示例。

同样地，图12B也示出了当校正增益Gv被设置为0.3、相位差增益G被设置为1.3和幅值Vc被设置为0.3×|V|时的根据第三实施例的U相输出电压、U相输出电流、电压纹波校正前的U相瞬时功率、用于降低电压纹波的校正电压和电压纹波校正后的U相瞬时功率的波形的示例。

如图12A中所示，在从时间t4到时间t5的间隔中的电压纹波校正后的U相瞬时功率的幅值小于在相同间隔中的电压纹波校正前的U相瞬时功率的幅值。然而，在从时间t5到时间t6和从时间t6到时间t7的每一间隔中的电压纹波校正后的U相瞬时功率的幅值大于在每一相同间隔中的电压纹波校正前的U相瞬时功率的幅值。

同样地，如图12B中所示，在从时间t8到时间t9的间隔中的电压纹波校正后的U相瞬时功率的幅值小于在相同间隔中的电压纹波校正前的U相瞬时功率的幅值。然而，在从时间t9到时间t10和从时间t10到时间t11的每一间隔中的电压纹波校正后的U相瞬时功率的幅值大于在每一相同间隔中的电压纹波校正前的U相瞬时功率的幅值。

具体地说，例如，在第三实施例中，相位差(功率因数角)θ根据校正电压的相位角被校正到校正后功率因数(校正后相位)θ′。

这使得电压纹波校正前的瞬时功率的相位能够进行变化。例如，校正电压纹波校正前的瞬时功率的相位使得在时间t4到时间t5的间隔中的其峰值能够移动。这使得在时间t4到时间t5的间隔中的电压纹波校正前的瞬时功率的峰值能够移动到电压纹波校正后的瞬时功率的从时间t5到时间t6和/或从时间t6到时间t7的间隔中。这使得与电压纹波校正前的瞬时功率相比，能够分散电压纹波校正后的瞬时功率的峰值。

注意，在第三实施例中，如图12A和图12B中所示，瞬时功率包括其频率为基频(U相输出电压、U相输出电流)两倍的第二谐波和其频率为基频四倍的第四谐波。与电压纹波校正前的瞬时功率相比分散电压纹波校正后的瞬时功率的峰值使得能够抑制出现在瞬时功率中的纹波幅度和被施加到每一单相逆变器1U、1V和1W的每一开关元件上的直流电压的波动。

作为第三实施例的改进，校正相位增益计算单元17可包括图11B中所示的函数(function)表17a。

具体地说，当校正增益Gv作为参数改变时，对应于改变的校正增益Gv的相位差增益G已被事先测量。在每一校正增益Gv和每一相位差增益G2之间的一对一的对应已作为函数数据被存储在函数表17a中。

在该改进中，当校正增益设置单元15设置其中的一个校正增益Gv时，校正相位增益计算单元17迅速地获得该相位差增益G中对应的一个而无需计算。该改进使得能够除第三实施例的效果外实时获得校正电压的相位角。

以上已对本发明的实施例和改进进行了描述，但应当理解，也可进行本发明未进行描述的各种改进，本发明的后附权利要求涵盖在本发明的精神和范围内的所有变化。

Claims (9)

1、一种功率逆变器***，包括：

逆变器单元，其包括第一至第三单相逆变器，第一至第三单相逆变器中的每一个包括：

直流电源；

平滑电路，与直流电源并联连接；

多个开关元件，与直流电源并联连接；

参考频率计算单元，被配置成计算第一至第三单相逆变器中的每一个的参考频率；

参考电压计算单元，被配置成计算每一单相逆变器的参考电压；

电压校正单元，被配置成将校正电压与由参考电压计算单元所计算的参考电压相加，所述校正电压具有为参考频率三倍高的频率。

2、根据权利要求1的功率逆变器***还包括：校正相位计算单元，被配置成计算在功率逆变器***的输出电压和输出电流之间的相位差，其中参考电压计算单元被配置成计算比相位差大两倍的相位量，并确定所计算的相位量作为校正电压的相位校正量。

3、根据权利要求1的功率逆变器***，其中电压校正单元被配置成确定校正电压使得校正电压的幅值等于或低于功率逆变器***能够输出的最大电压。

4、根据权利要求1的功率逆变器***还包括：校正相位计算单元，被配置成计算在输出电压和输出电流之间的相位差，其中电压校正单元被配置成根据参考电压的幅值和预定增益获得校正电压的幅值，参考电压计算单元被配置成将预定增益与所计算的相位差相乘以获得相位量，由此确定所获得的角作为校正电压的相位校正量。

5、一种功率逆变器***，包括：

逆变器单元，包括第一至第三单相逆变器，第一至第三单相逆变器中的每一个包括：

直流电源；

平滑电路，与直流电源并联连接；

多个开关元件，与直流电源并联连接；

参考电流设置单元，被配置成设置表示第一轴上的第一参考电流分量的第一参考电流命令值，和设置表示第二轴上的第二参考电流分量的第二参考电流命令值，第一轴和第二轴彼此正交；

参考频率计算单元，被配置成计算第一至第三单相逆变器中的每一个的参考频率；

第一逆变器，被配置成将来自第一至第三单相逆变器的第一至第三输出电流变换为表示第一轴上的第一输出电流分量的第一电流命令值和表示第二轴上的第二输出电流分量的第二电流命令值；

第一减法器，被配置成从第一参考电流命令值中减去第一电流命令值；

第二减法器，被配置成从第二参考电流分量中减去第二电流命令值；

第一电流控制放大器，被配置成调整在第一轴上表示第一电压分量的第一电压命令值使得在第一参考电流命令值和第一电流命令值之间的差根据第一减法器相减的结果被降为0；

第二电流控制放大器，被配置成调整在第二轴上表示第二电压分量的第二电压命令值使得在第二参考电流命令值和第二电流命令值之间的差根据第二减法器相减的结果被降为0；

第二变换器，被配置成根据参考频率将第一和第二电压命令值变换为第一相至第三相电压命令值和将第一相至第三相电压命令值分别输出到第一至第三单相逆变器；

相位差计算单元，被配置成根据第一、第二电流命令值和第一、第二电压命令值计算在功率逆变器***的输出电压和输出电流之间的相位差；

电压校正单元，被配置成根据相位差、参考频率和第一和第二电压命令值计算校正电压，并被配置成将所计算的校正电压与第一相至第三相电压命令相加，所述校正电压具有为参考频率三倍高的频率。

6、根据权利要求5的功率逆变器***，其中电压校正单元被配置成计算比相位差大两倍的相位量，并被配置成确定所计算的角作为校正电压的相位校正量。

7、根据权利要求5的功率逆变器***，其中电压校正单元被配置成确定校正电压使得校正电压的幅值等于或低于功率逆变器***能够输出的最大电压。

8、根据权利要求5的功率逆变器***，其中电压校正单元还包括：

第一单元，被配置成根据参考电压和预定增益的幅值获得校正电压的幅值；

第二单元，被配置成将预定增益和由相位差计算单元所计算的相位差相乘以获得相位量，由此确定所获得的相位量作为校正电压的相位量。

9、一种校正提供到功率逆变器***的电压的方法，该功率逆变器***包括逆变器单元，所述逆变器单元具有第一至第三单相逆变器，第一至第三单相逆变器中的每一个均具有：直流电源、与多个直流电源并联连接的平滑电路和与直流电源并联连接多个开关元件，该方法包括：

计算第一至第三单相逆变器中的每一个的参考频率；

计算每一个单相逆变器的参考电压；

将校正电压与通过参考电压计算步骤所计算的参考电压相加，该校正电压具有为参考频率三倍高的频率。

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