CN1063382A - 消除或减少谐波和/或谐振的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

一种由带中间直流电路的变流器(1-4)供电的 交流电机(7)，该电机带有与之并联的电容器(CR、 CS、CT)，并形成谐振***，在电机电压和电流的基 波振荡和常规谐波上叠加了带有共振点频率的附加 谐波。在交流电机(7)的转速范围下借助于淬灭电路 (3)在每个电流段的始端和末端形成电流隙衰减11 和13次谐波，在电流段的中间形成电流隙衰减7次 谐波。为了衰减5次谐波，可通过点火角差值信号 (Δα_M)来修正点火角基本值信号(α_M)，由此将受激励 的或已经存在的谐波调整到0或接近于0。

Description

本发明涉及消除或至少减少变流器的谐波和/或消除或至少减少变流器的谐振的方法，该方法包括将变流器至少与一个网络振荡回路和/或负载振荡回路、或者至少与一个电抗性负载（CR、CS、CT;7）有效连接。本发明还涉及实施该方法的装置，该装置包括将变流器至少与一个网络振荡回路和/或负载振荡回路、或者至少与一个电抗性负载（CR、CS、CT;7）有效连接，所述变流器是桥式逆变器，桥式逆变器的桥臂上具有可控硅管（Th₁-Th₆），其控制输入与逆变器触发脉冲转换器有效连接。

本发明所涉及的已有技术可从EP-A₂-0296840中获知。该文献公开了一种感应电机的驱动方法和装置，其中对来自感应电机以及并联电容器的振荡器回路的不利谐波进行了衰减。在电机加速时，特别受5、7、11及13次谐波的干扰。该电机由带中间直流环节的流交变流器的逆变器供电。通过预先给定的角位移在逆变器的可控硅管的基本脉冲上附加一些脉冲，获得了对上述谐波的衰减。

上述技术的缺点是可控硅管必须在较高的脉冲频率下工作。

本发明的任务是，进一步改进上述方法及装置，使可控硅管在谐波衰减时能在较低的脉冲频率下工作。本发明是通过以下方式实现的，即借助于在相移方向上接通时刻的推移，改变依附于经过交流电电流或负载电流的至少一个谐振频率范围的至少一个控制时刻或至少一个变流器的可控硅管（Th₁-Th₆）的点火角基本值信号，和/或在变流器电流的各电流段中形成至少一个电流间隙。适合于该方法的装置具有以下特征，即将变流器至少与一个网络振荡器回路和/或负载振荡回路、或至少与一个电抗性负载有效连接，所述变流器是桥式逆变器，桥臂上具有可控硅管，它的输入端与逆变器触发脉冲转换器有效连接，该转换器与加法器的输出端保持可控连接，加法器的输入端输入点火角基本值信号或频率信号和点火差值信号或频率差值信号和点火角差值信号或频率差值信号。针对振荡回路的5次谐波，设置谐振衰减电路作为点火角控制电路，并在衰减电路的输入端输入电流信号或变流器电流信号、或负载电流信号、或电容器电流信号、或电压信号或负载电压信号，这些信号包含要衰减的谐波;谐振衰减电路的输出端与加法器保持有效连接。谐振衰减电路的输入端拥有三相/两相座标转换器，该转换器的两相输出包含要消除或减少的谐波在相同部分上互相垂直的两个分量，座标转换器的输出经低通滤波器与后接的比例积分控制器再与一个两相/三相座标转换器的两相输入端保持有效连接在两相/三相座标转换器的标轴角输入，经测角函数发生器与相位控制电路保持有效连接，与三相/两相座标转换器一样，谐振衰减电路的输入信号送入相位控制电路。测角函数发生器的输出端经具有预定转角的转角器与两相/三相座标转换器的标轴角输入端保持有效连接。本发明装置的进一步构成包括，设置作为点火角控制器的转角器，转角器的输入端与带通滤波器保持有效连接，转角器的输出端与触发脉冲发生器保持有效连接，在带通滤波器的输入端输入电流信号或变流器电流信号、或负载电流信号、或电容器电流信号、或者电压信号或负载电压信号，这些信号中包含要衰减的谐波。

本发明的优点在于，能将慢速高截止的可控硅作为整流管来使用。这样能保持约6.5KV伏的反向电压，并需要约400微秒至500微秒的截止时间。快速可控硅管需要约100微秒的截止时间，但只能保持约3KV的反向电压。与带有GTO-可控硅管的逆变器设备相比，变流器的效率约提高1%。特别是在为功率大于或等于1MW的机器供电方面，具有显著的经济效益。

下面将通过实施例来说明本发明。

图1是带有直流中间电路和淬灭电路的变流器方块图，淬灭电路用于向三相交流电机供电的变流器的逆变器上。

图2是根据图1的变流器的第一控制电路的方块图，

图3是变流器的逆变器第三控制电路的原理图，

图4是根据图1的变流器的第二控制电路的方块图，

图5是根据图1，在谐振衰减时变流器逆变器的点火角模拟信号图，

图6、8、10、12是根据图1，在R相位上无谐振衰减情况下，交流电机的转矩、逆变器电流、负载电流及负载电压的模拟信号图，

图7、9、11、13是邻图6、8、10、12中相同量的模拟信号图，但具有5次谐波，

图14是通过矩形脉冲激励谐振***的信号图，

图15是激励与图14同样的谐振***的信号图，但在变流器电流中带有电流间隙，

图16a）-c）是3个交流相的逆变器电流图，所述交流相带有位于脉冲段中间的电流隙以衰减7次谐波，

图17a）是在图1的淬灭电路上熄灭脉冲的时间顺序，用以产生电流间隙和衰减11、13次谐波，

图17b）至d）是三个交流相的交流电流信号图，三个交流相在脉冲阻断端处具有电流间隙，用以衰减11、13次谐波，和

图18是图2所示控制电路的点火角差值时间推移的信号图。

为简单起见，将下面的各物理量以及比例信号同时标出。

在图1中，标号（1）表示三相桥式整流器，该整流器的交流端与相线导体（L₁-L₃）相连，直流端（+，-）通过中间电路扼流圈（2）与以三相桥式连接的逆变器相连。整流器（1）、中间电路扼流圈（2）、淬灭电路（3）以及逆变器（4）一起构成举有中间直流电路的变流器，该变流器的交流输出端通过三个负载扼流圈或整流扼流圈（5）和用于补偿谐波的三个星形连接的或三角形连接（未示出）的负载电容器（CR、CS、CT）与马达或交流电机或三相异步电机或三相同步电机（7）连接。

在相线导体（L₁）和（L₃）的电流路径中的电流互感器（8）用于控制整流器电流（i_L1）和（i_L3），由电流（i_L1）和（i_L3）可推导出中间电路电流（idx）的大小。也可以用耗费大的直流器来控制中间电路电流（idx）。用变压器（10）控制相线导体（L₁）上的输入交流电压（V_L1）。用同样的方式控制另外两个相线导体（L₂）及（L₃）（未示出）的交流电压。变压器（10）输出端与整流器触发脉冲转换器（12）连接，该转换器的输出端6的触发脉冲（S₁₂）送入整流器（1）的可控硅管上。也可以将整流器做成12脉冲式的。

并联在逆变器（4）直流侧的淬灭电路（3）为由淬灭电路电容器（C₁）及可控硅管（T₂）构成的第一串联电路，可控硅管（T₂）的阴极端连接到供电端子负端（一）。在淬灭电路电容器（C₁）的并联支路中，设置了由有感电阻或转换变感扼流圈（D_r）和可控整流器或可控硅管（T₁）构成的串联电路，可控硅管（T₁）的阴极端与可控硅管（T₂）的阳极相连，可控硅管（T₃）反向并联到可控硅管（T₁）。特别是在低中间电路电压下，可设置二极管来代替可控硅管（T₂）（未示出）。标号（60）表示直流电压检测器，该直流电压检测器测量淬灭电路电容器（C₁）上的直流电压（U_c1），该电压输出一个未示出的控制设备，该控制设备控制淬灭电路（3）。

将本变流器设计为，例如具有2.4KV中间电路电压和840安的中间电路电流（idx）。淬灭电路电容器（C₁）的电容量为133微法，转换变感扼流圈（D_r）的电感量为0.1mH。

与常规的总淬灭设备相比，例如EP-B₁-0161738所公开的总淬灭设备，本发明的总淬灭设备（3）具有以下优点：能可变地控制可控硅（Th₁-Th₆）的断路持续时间。能将转换变感扼流圈（D_r）的尺寸确定得比较小，以至于所述总淬灭电路只需要很小的地方。

可以将可控硅管（T₃）与可控硅管（T₂）一起在并联支路中与可控硅管（T₁）相连，从而代替将可控硅管（T₃）反向并联到可控硅管（T₁），这样，使可控硅管（T₂）的阴极与可控硅管（T₃）的阳极连接（未示出）。

逆变器（4）给出6个可控硅管（Th₁-Th₆），6个可控硅管通过逆变器触发脉冲转换器（14）得到触发脉冲（S₁₄），在此为了清楚起见只标出了与可控硅管（Th₁）的连接。

加法器（13）把从输入侧输入的点火角基本值信号（α_M）和点火角差值信号（△α_M）相加，在输出端得到点火角信号（α ＊_M），该端出端的点火角信号输入逆变器触发脉冲转换器（14）。

逆变器（14）提供逆变器输出端电流（i_4R），该电流（i_4R）分为通过电容器（CR）的电容器电流（i_CR）和通过与交流相R有关的负载（7）的负载电流（i_R）。这种分流同样适用于另外两相。借助于电流互感器（9）检测逆变器电流（i_4R），借助于电压互感器（11）检测负载电压（U_R）。负载（U_R）的比例信号通过积分器（15）送入锁相回路或相位控制回路（16），相位控制回路（16）的输出信号（S₁₆）输入逆变器触发脉冲转换器（14）。积分器（15）的输出信号符合定子交联磁通。上述过程对交流相（S、T）也相应适用。

标号（6）表示与交流电机（7）连接的测速发电机，它的输出端提供转速信号（n）。

图2表示第一点火角控制方法的电路。在此，将转速信号（n）送入斜坡发生器（23）和加法器（18）的反向输入端。斜坡发生器（23）的输出端为加法器（24）的正向输入端提供电压额定值信号（U_W），三个负载电压（U_R、U_S、U_T）最大值的总信号（｜U_X｜）输入加法器（24）的反向输入端。加法器（24）的输出端与带有双向限幅器（25）的比例积分控制器或PI控制器相连，双向限幅器（25）的输出端为座标转换器（20）提供电流分量信号（i_d）。在输入端将预定的转速额定值信号（n_W）经另一个斜坡发生器（17）输入，然后通过加法器（18）以及在其后连接的具有双向限幅器（19）的PI控制器将另一个电流分量信号（iq）输入座标转换器（20），该电流分量信号（iq）在坐标转换器（20）中作为与电流分量信号（id）正交的信号来判读。斜坡发生器（17）的输出端与加法器（18）的正向输入端相连。

从座标转换器（20）的总输出（｜i｜）可分接出中间电路电流额定值信号（idw），该信号（idw）送入加法器（21）的正向输入端。加法器（21）的反向输入端接收与中间电路电流（idx）成比例的信号。加法器（21）的输出端与带有双向限幅器（22）的PI控制器相连，双向限幅器（22）的输出信号（S₂₂）送入整流器触发脉冲转换器（12）。

座标转换器（20）的角输出（φ）与加法器（26）的正向输入端相连，在加法器（26）的输出端可分接出点火角基本值信号（α_M）。加法器（26）的另一个正向输入是180℃信号。

在谐振衰减电路（27）中产生用于5次谐波的点火角差值信号（△α_M）。该电路（27）将变流器电流的5次谐波控制在零。标号（31）表示三相/两相座标转换器，该转换器（31）的三相输入引向与电流信号成比例的逆变器电流（i_4R，i_4S，i_4T）。三相/两相座标转换器（31）的两相输出（d）经低通滤波器（32）的第二级、加法器（34）以及PI控制器（36）与两相/三相座标转换器（30）的两相输入（d）连接。低通滤波器（32）的输出端与加法器（34）正向输入端连接。加法器（34）的另一个正向输入端引入作为额定值的零信号。三相/两相坐标转换器（31）的另一个两相输出端同样经低通滤波器（33）的第二级、加法器（35）以及在其后接的PI控制器（37），与两相/三相座标转换器（30）的第二个两相输入端（q）连接。低通滤波器（33）的输出端与加法器（35）的反向输入端连接。加法器（35）的正向输入端输入作为额定值的零信号。

逆变器电流信号（i_4R，i_4S，i_4T）输入相位控制电路（28），相位控制电路（28）的输出端提供正弦信号Sin（ω₁·t），和余弦信号cos（ω₁·t），该信号送入测角函数发生器（29）。该函数发生器（29）向转动回路或转角器（59）提供正弦信号Sin（2·ω₁·t）和余弦信号cos（2·ω₁·t），与相位附加信号对应的转角（ψ）最好以-90℃送入转角器（59）。这里，（ω₁）表示交流电机（7）定子的角频率，t表示时间。转角器（59）的输出端与两相/三相座标转换器（30）的Sinε及cosε输入端连接，这里，ε表示两座标系之间的夹角。在函数发生器（29）的其它两输出端可分接出函数Sin（5·ω₁·t）和cos（5·ω₁·t）的信号，该信号输入三相/两相座标转换器（31）的Sinε和cosε输入端。

不言而喻，借助于函数发生器（29），也能产生其它作为规定测角函数的测角函数。然后将相应地对点火角基本信号（α_M）进行修正。

座标转换器（31）将R值、S值、T值变换到α·β直角座标系中，并按照以下变换公式将这个座标系数转变到转动（ε）角的d、q直角坐标系中，所依据的变换公式为：

α＝2·R/3-S/3-T/3

β＝（1/

）·（S-T）

d＝2·cosε+β·sinε

q＝-αsinε+β·cosε

两相/三相座标转换器（30）通过转动角度（ε），将d、q直角座标系变换到α、β座标系，并将α、β座标变换到三相R、S、T坐标，所依据的变换公式为：

α＝d·cosε-q·Sinε

β＝d·Sinε+q·cosε

R＝α

S＝-0.5α+0.5·

·β

T＝-0.5α-0.5·

·β

图2所示谐振衰减方法也特别适合于其它耗费大的驱动控制，例如矢量控制，可能的话，该矢量控制可通过点火角（α_M）影响逆变器（4）。点火角（α_M）的基准可以是如图1所示的电机电压（U_R、S、T）。原则上可以考虑利用其它基准，例如，用转子交联磁通或相应的EMK作为点火角（α_M）的基准。

图4表示用于第2点火角控制方法的电路。经过斜坡发生器（48），将预定的转速额定值信号（nw）送入加法器（50）的正向输入端。转速信号（n）送入加法器（50）的反向输入端。通过带双向限幅器（52）的PI控制器和乘法器（54），将加法器（50）的输出与加法器（56）的正向输入端连接。将转速信号（n）送入加法器（56）的另一个正向输入端。乘法器（54）把带有双向限幅器（52）的PI控制器的输出信号值与预定的系数（k）相乘，该系数（k）是表示转矩转差频率关系的仪器参数。乘法器（54）的输出信号相当于交流电机（7）的转子频率（f₂），加法器（56）的输出信号相当于定子频率（f₁）。将该输出信号输入加法器（58）的正向输入端和乘法器（47）。根据图2，将谐振衰减电路（27）的输出信号输入加法器（58）的另一个正向输入端，加法器（58）相当于图2中的加法器（13），在此，谐振衰减电路（27）的输出信号相当于频率差值信号（△f₁）而不再是点火角差值信号（△α_M）。

将作为另一个系数信号的定子交联磁通额定值信号（ψ_1W）送入乘法器（47）。保持在乘法器（47）输出端的电压额定值信号（U_W）输入加法器（49）的正向输入端。负载电压（U_X）的总信号输入加法器（49）的反向输入。加法器（49）的输出端，按照图2，通过带有双向限幅器（51）的PI控制器和数值计算器（53），与加法器（21）的正向输入端连接。将中间电路电流信号（idx）送入加法器（21）的反向输入端。加法器（21）的输出端，经带有双向限幅器（22）的PI控制器与整流器触发脉冲转换器（12）连接。此外，数值计算器（53）的输入端进一步与PI控制器（52）的输出连接，数值计算器计算指示器的数值，该数值依据

，由其输入信号（x）和（y）的正交分量构成。

图4所示的通过（△f₁）进行谐振衰减的方法也同样适用于所有其它控制方法，例如矢量控制，该矢量控制通过频率信号（f₁）影响逆变器（4）。

结合图3说明第3种触发脉冲控制方法。与交流相（R、S、T）有关的负载电压信号（U_R、U_S、U_T）简记为（U_R、S、T）经低通滤波器（38）和使输入信号转到点火角基本值信号（α_M）的转角器（40），输入有180°导通持续时间的数字电路（42），该电路的输出端接入SR触发电路（45）的置位输入端。借助于数字电路（42）打开点火窗。根据上述的控制方法，参照图2和图4也能获得点火角基本值信号（α_M）。

负载电流信号（i_R，i_S，i_T）简记为（i_R，S，T），通过带通滤波器（39）和转角器（41）送入触发脉冲发生器（43），触发脉冲发生器的输出端和与门电路（46）的输入端保持连接。转角（ω₁）最好以90°输入转角器（41）。在由导通持续时间发生器（42）形成的点火窗内，当谐振正向通过零点时，触发脉冲发生器（43）产生短时间的触发脉冲。由此，由可控硅管（Th₁-Th₆）控制的触发脉冲比点火角基本值信号（α_M）在时间上有所推移，相当于点火角调制。

与门电路（46）的第二输入与SR触发电路（45）的Q输出端连接。与门电路（46）的输出端与SR触发电路（45）的复位输入端以及可控制硅管（Th₁）的控制输入端连接。SR触发电路（45）和与门电路（46）是触发脉冲逻辑电路（44）中属于可控硅管（Th₁）的部分，脉冲逻辑电路（44）的输出信号用（S₄₄）表示，该输出信号（S₄₄）相当于图1中的触发脉冲信号（S₁₄）。为了使可控硅管（Th₂-Th₆）点火，触发脉冲逻辑电路（44）包括如同用于可控硅管（Th₁）的相应电路。

在带通滤波器（39）的输入端可用电容电流信号（i_CR，CS，CT）（相当于（i_CR，i_CS，i_CT）代替负载电流信号（i_R，i_S，i_r）或负载电压信号（U_R、S、T）（相当于U_R，U_S，U_T）。

第三种控制方法同样是借助于逆变器（4）的点火角基本值信号的点火角调制进行的谐波衰减（最好是5次谐波）。在前两种控制方法中都是把差值信号（△α_M）或（△f₁）加到所述点火角基本值信号（α_M）或频率信号（f₁），参照图1和图4，差值信号（△α_M）或（△f₁）一般说来定义如下：

△α_M＝k₁

或

△f₁＝k₁

这里，a_k和f_k是常量，k是变量，k₁是大于1的常量，ω₁是网络振荡电路和/或负载振荡电路的角频率，t是时间，r是相位角。调制信号sin（k·ω₁·t）最好与逆变器电流（i_4R，i_4S，i_4T）同步。调制信号可以通过适当选择r_k来设置，使得点火角差值信号（△α_M）不影响逆变器（4）的6个点火时刻中的两个。例如，也可以利用该边界条件，将逆变器输出电流（i_4R：……）中的5次谐波调到零。特别是利用

△α_M＝a₂·Sin（2·ω₁·t+r₂）或

△f₁＝f₂·Sin（2·ω₁·t+r₂）

通过仅移动4个点火时刻（t₅，t₆，t₈，t₉）而不是6个，也能消除5次谐波，从而不会在变流器电流中直接出现偶数谐波系或直流系，参照图18，在点火时刻（t₄）和（t₇）上实现了无移动。

图5表示在额定转速的40%时（相当于交流电机（7）额定转矩的约1/4），在5次谐波的谐振点上，发出的点火角信号（α ＊_M）与时间（t）的关系。

下面的图6、8、10和12表示未衰减5次谐波时，交流电机（7）的电转动力矩（M），或逆变器电流（i_4R），或负载电流（iR），或负载电压（U_R），而相邻的图7、9、11和13而表示衰减了5次谐波时的相同物理量。借助于计算机模拟可获得所描述的时间关系曲线，它们很清楚地表明了在交流相（R）的实例中的衰减效果。

变流器（1-4）通过它的直流中间电路（2、3）向由它的输出端子接通的***提供注入电流。该注入的矩形电流能在网络上或电机上激励闭合***中存在谐振点。特别是这些激励也能通过电流中所含的谐波而产生，因此这样的***能将谐波增强到非常强。特别是有这样一种情况，即相应的谐波频率与谐振频率完全一致时，在振荡回路中产生较高品质因数的有声振荡，该振荡的振幅只是通过欧姆消耗来限定。这种谐振***，在上面所称的I变流器中形成带有负载电容器（CR、CS、CT）的电容器层和交流电机（7）的漏电感。

用L₇表示交流电机（7）的漏电感总和，用C表示电容器层的电容，则按照

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Res}}=1/\sqrt{L_7\·C}$

得出谐振角频率。例如，对于50H_z的交流电机（7），谐振频率值f_Res≈100H_z。当处于某个转速时，逆变器（4）的交流电流的谐波完全附合这个谐振频率。对于第m次谐波，在输出频率f₁＝R_Res/m时出现上述现象。

在利用

△α_M＝a₂·Sin（α·w₁·t）

进行点火角调制时，通过付里叶分析，如下确定最佳的a₂值，（OS＝谐波，n_Nenn＝额定频率）：

5.os a₂＝0.43 n＝0.4n_Nenn

7.os a₂＝0.78 n＝0.286n_Nenn

11.os a₂＝0.19 n＝0.19n_Nenn

13.os a₂＝0.32 n＝0.154n_Nenn

通过采用附加的调制信号，例如采用sin（4·ω₁·t）还可以将谐波的总和保持得更低些。

在驱动装置的转速范围下，最简单的方法是通过选择最佳的操作顺序，消除上述的谐振激励。在这种情况下，如图15所清楚表明的那样，通过谐振频率（f_Res），依据

D＝1/（6·f_Res）

电流间隙持续时间D能自身确定。该电流间隙持续时间（D）是独立于瞬时转速的常量。通过GTO变流器或强制换向的I变流器中的整流管转换，或者通过电机侧的逆变器（4）的总淬灭电路（3）形成所述的电流间隙。对总淬灭电路（3）而言，在所有变流器电流中同时出现电流间隙。

图14的虚线表示谐振***的激励，如电机电流（iR）是通过矩形电流脉冲，例如负载电流（iR）来激励的。

图15表示最佳电流间隙，该最佳电流间隙在转速范围下的逆变器电流（i_4R）中具有电流间隙持续时间（D），如同图14所示，纵座标表示电流（i），横座标表示时间（t）。由负载电流（iR）的曲线可以看出，电流的振荡被强烈衰减。利用这样一个在矩形电流脉冲始端和末端之间电流间隙持续时间（D）的间隔中的间隙，首先有效地衰减11和13次谐波。

图17b）至17d）表示和交流电流相（R、S、T）有关的逆变器电流信号（i_4R，i_4S，i_4T）与时间t的关系，在图中的电流段内部，用阴影线表示具有电流间隙持续时间（D）的电流间隙。借助于总淬灭电路（3）形成电流间隙。图17a）表示用于接通总淬灭电路（3）的可控硅管（T₁）或（T₃）的点火信号的时间顺序，也就是说熄灭逆变器（3）的可控硅管（T₁）或（T₃）的点火信号的时间顺序，也就是说熄灭逆变器（4）的可控硅管（Th₁-Th₆）。在每个电流段的始端和末端之间电流间隙持续时间（D）的间隔中，通过电流间隙持续时间（D）的电流间隙对交流电机（7）的转速范围下的11和13次谐波进行衰减。此外，在每个电流段的中间强制附加的三个相应的电流间隙是不希望的，但没有害处。

如果交流电机进一步加速，则在整流器输出频率f₁＝f_Res/7（＝0.286）时，产生7次谐波干扰。参照图16a）至16d），通过在每个电流段中间的具有电流间隙持续时间（D）的电流间隙对7次谐波进行衰减，图中表示了逆变器电流信号（i_4R，i_4S，i_4T）与时间（t）的关系。同样借助于总淬灭电路（3）产生用阴影线表示的电流间隙参照图16a），在时刻（t₁），借助总淬灭电路（3），切断如图16c）所示的逆变器电流（i_4T）。参照图16b），这样，在逆变器电流（i_4S）中，在上述电流段的中间，自动形成电流间隙。将该电流间隙的持续时间调整为（D）。在较晚的时刻（t₂），借助总淬灭电路（3），切断逆变器电流（i_4S）。这样在该逆变器电流（i_4R）的电流段中间自动形成电流间隙。在时刻（t₃），切断逆变器电流（i_4R），在逆变器电流（i_4r）的电流段的中间形成电流间隙等等。

图1所示的总淬灭电路（3）还特别允许通过控制可控硅管（T₂），对预定的固定分量（C₁）和电流间隙持续时间（D_r）进行相应改变，并由此调整到最佳状态。

在5次谐波遇到谐振点（f₁＝f_Res/s＝0.4）的范围内，通过选择逆变器（4）的最佳点火时间，将重叠的谐振振幅维持得较低。在这种情况下，必须把逆变器电流（i_4R，…）中的5次谐波调到零，或者检测并计算电压中或电机电流中或电容电流（i_CR）中的谐振。在基频脉冲中实施所有这些调制方法。特别是与简单、缓慢、高负载的可控硅管结合时，这种方法使得进行高效能大功率驱动成为可能。

标号表

1、整流器

2、中间电路扼流圈

3、淬灭电路，总淬灭电路

4、逆变器

5、负载扼流圈，整流扼流圈

6、测速电机

7、马达、交流电机、同步电机、异步电机

8、9、电流互感器

10、11、电压互感器

12、整流器触发脉冲转换器

13、18、21、26  加法器

34、35、49、50、56

14、逆变器触发脉冲转换器

15、积分器

16、28、相位控制电路

17、23、48  斜坡发生器

19、22、25、51、52带双向限幅器的积分比例控制器

20、座标转换器

27、用于5次谐波的谐振衰减电路

29、测角函数发生器

30、两相/三相座标转换器

31、三相/两相座标转换器

32、33、低通滤波器第2级

36、37、PI控制器

38、低通滤波器

39、带通滤波器

40、41、60、转角器

42、数字电路

43、触发脉冲发生器

44、触发脉冲逻辑电路

45、SR触发电路

46、与门电路

47、54、乘法器

53、数值计算器

59、角度旋转器、转向元件

60、直流电压检测器

C₁、淬灭电路电容器

CR、CS、CT、负载电容器

D、电流间隙持续时间

Dr、转换变感扼流圈

f₁、定子频率，频率信号

f₂、转子频率

△f₁、频率差值信号，频率差

f_Res、振荡回路的谐振频率

i、电流

i_CR、电容器电流

i_CR，CS，CT、通过CR、CS、CT的电流的电容器电流信号

id，iq、互相垂直的电流分量

idx、中间电路电流

idw、中间电路电流额定值

i_L1，i_L3、整流器电流

i_R，i_S，i_R＝i_R，S，T负载电流，R、S、T相的电机电流。

i_4R，i_4S，i_4T逆变器电流相R、S、T的逆变器电流，变流器电流信号

K、常量，系数

L₁，L₂，L₃相线导体

M  转矩

n  电机7的转速

nw  转速额定值

S₁₂，S₁₄触发脉冲

S₁₆，S₂₂，S₄₄，16，22，44的输出信号

OS、谐波

R、S、T  交流相

t  时间

t₁-t₉、时刻、点火时刻

T₁-T₃，Th₁-Th₆，可控硅管

U  电压

U_CR、CR上的电压

U_C1、C₁上的直流电压

U_L1，L₁上的输入交流电压

U_R，U_S，U_T＝U_R、S、T在R、S、T上的负载电压

U_W、电压额定值

U_X、总值信号，负载电压

α_M、点火角基本值信号

α_M、点火角信号

△α_M、点火角差、差值信号

ε、两座标系之间的夹角

ψ、ψ₁、转动角

ψ、转动角

ψ₁、定子交联磁通

ψ_1W、定了交联磁通额定值

ω₁、角频率

Claims (10)

1、消除或至少减少变流器(4)的谐波的方法，变流器(4)至少与网络振荡回路和/或负载振荡回路、或者至少与电抗性负载(CR、CS、CT、7)有效连接；和/或消除或减少上述网络振荡回路和/或负载振荡回路的谐振的方法，其特征在于，

a)借助于在相移方向上接通时刻的推移，改变依附于经过交流电流或负载电流(i_R，i_S，i_T)的至少一个谐振频率范围的至少一个控制时刻或变流器(4)的至少一个可控硅管(Th₁-Th₆)的点火角基本值信号(α_M)，

b)和/或在变流器电流的各电流段中形成至少一个电流间隔。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，

a）针对5次谐波的衰减，通过点火角差值信号（△α_M）或通过频率差值信号（△f₁），按照以下测角函数：

△α_M＝K₁

$\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_k\·\sin (k{\·\mathrm{\ω}}_1\·{t+r}_k)$ 或

△f₁＝k₁

$\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{f}_k\·\sin \left(k{\·\mathrm{\ω}}_1{\·t+r}_k\right)$

改变点火控制时刻或点火角基本值信号（α_M）或者改变频率信号（f₁），这里a_k和f_k是常量，k是变量，k₁是大于1的常量，ω₁是网络振荡回路和/或负载振荡回路的角频率，t是时间，r_k是相位角，

b）特别是选择信号Sin（k·ω₁·t）与变流器电流（i_4R，i_4S，i_4T）的相位同步。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，来自电流信号或变流器电流信号（i_4R，i_4S，i_4T），或者负载电流信号（i_R，i_S，i_T），或者电压信号或负载电压信号（U_R，S，T）的点火角差值信号（α_M）或频率差值信号（f₁）是由旋转座标系中的变换器（31），该旋转座标系的旋转频率至少相当于接近要消除或减少的谐波频率，通过与之相接的低通滤波器（32、33），和随后相接的比例积分控制器（36、37），特别在互相垂直的座标系中，再通过接通变换器（30）在以预定频率旋转的座标系中产生。

4、如权利要求1-3之一所述的方法，其特征在于，为了特别是衰减11和13次谐波，在所述变流器电流的电流段开始后和结束前的预定间隔内，产生具有预定电流间隙持续时间（D）的电流间隙。

5、如权利要求1-4之一所述的方法，其特征在于，为了特别衰减7次谐波，在所述变流器电流的电流段中间，产生具有预定电流间隙持续时间（D）的电流间隙。

6、如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，

a）所述预定的持续时间或电流间隙持续时间（D）等于：

D＝1/（6·f_Res）

f_Res为所述振荡回路的基频，

b）特别是，通过变流器（4）的所有可控硅管共有的总淬灭电路或淬灭电路（3）的总熄灭脉冲或熄灭脉冲或者通过变流器（4）中的强迫短路形成具有预定电流间隙持续时间（D）的电流间隙。

7、如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过带有对升高了零点的滤波信号进行后续检测（41）的带通滤波器（39），使依赖于电流信号或负载电流信号（i_R，i_S，i_T），或电容器电流信号（i_CR，CS，CT），或电压信号或负载电压信号（U_R，S，T）的至少一个可控硅管（Th₁-Th₆）的接通时刻产生推移。

8、消除或至少减少变流器（4）的谐波的装置，变流器（4）至少与一个网络振荡回路和/或负载振荡回路、或至少与一个电抗性负载（CR、CS、CT、7）有效连接;和/或消除或减少网络振荡回路或负载振荡回路中的谐振的装置，

a）所述变流器是桥式逆变器，桥臂上具有可控硅管（Th₁-Th₆），其可控输入端与逆变器触发脉冲转换器有效连接，其特征在于，

b）设置加法器（13），在加法器（13）的输入端输入点火角基本信号（α_M）或频率信号（f₁），和点火角差值信号（△α_M）或频率差值信号（△f₁），加法器（13）的输出端与逆变器触发脉冲转换器（14）保持可控连接，

c）特别针对振荡回路中的5次谐波，设置谐振衰减电路（27）作为点火角控制电路，在电路（27）的输入端输入电流信号或变流器电流信号（i_4R，i_4S，i_4T）、或负载电流信号（i_R，i_S，i_T），或电容器电流信号（i_CR，CS，CT）、或电压信号或负载电压信号（U_R，S，T），这些信号中包含要衰减的谐波。

d）谐振衰减电路（27）的输入端拥有三相/两相坐标转换器（31），该坐标转换器（31）的两相输出作为含有要消除和衰减的谐波的两个互相垂直分量的相同量分别经过低通滤波器（32，33）与后接的PI控制器（36、37）再与两相/三相坐标转换器（30）的两相输入保持有效连接，在两相/三相坐标转换器（30）的两相输入保持有效连接，在两相/三相坐标转换器（30）的输出端获取点火角差值信号（△α_M）或频率差值信号（△f₁），

e）三相/两相坐标转换器（31）的标轴角输入，经过测角函数发生器（29）与相位控制电路（28）保持有效连接，如同三相/两相坐标转换器（31）一样，将谐振衰减电路（27）的输入信号输入相位控制电路（28），和

f）测角函数发生器（29）的输出端经过具有预定转角（ψ）的转角器（59）与两相/三相坐标转换器（30）的标轴角输入端保持有效连接。

9、消除或至少减少变流器（4）的谐波的装置，变流器（4）至少与一个网络振荡回路和/或负载振荡回路、或至少与一个电抗性负载（CR、CS、CT;7）保持有效连接;和/或消除或减少网络振荡回路或负载振荡回路的谐振的装置，所述变流器是桥式逆变器，桥臂上具有可控硅管（Th₁-Th₆），其输入端与逆变器触发脉冲转换器（43）保持有效连接，其特征在于，设置转换器（41）作为点火角控制器，转角器（41）的输入端与带通滤波器（39）保持有效连接，转角（41）的输出端与触发脉冲发生器（43）保持有效连接，这里，在带通滤波器（39）的输入端输入电流信号或变流器电流信号（i_4R，i_4S，i_4T）、或负载电流信号（i_R，i_S，i_T）或电容器电流信号（i_CR，CS，CT）、或者电压信号或负载电压信号（U_R，S，T），这些信号中包含要衰减的谐波。

10、如权利要求8或9所述的装置，其特征在于，

a）将总淬灭电路（3）并联到逆变器（4），

b）至少用一个灭弧电容器（C₁）和至少一个第一可控硅管（T₂）构成第一串联，该第一串联电路与正供电端子（+）和负供电端子（-）保持有效连接，

c）在至少与一个灭弧电容器（C₁）并联的支路中设置一个由至少一个有感电阻（D_r）和第二可控硅管（T₁）构成的第二串联，第二可控硅管（T₁）的负电位端与灭弧电容器（C₁）保持有效连接，

d）在与第二可控硅管（T₁）并联的支路中，设置一个第三可控硅管（T₃），在此，第二可控硅管（T₃）的电流方向与第二可控硅管（T₁）的电流方向相反。

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