CN1832466B - Ofdm信号传输方法和设备 - Google Patents

Abstract

利用多个发射天线传送OFDM信号的正交频分复用(OFDM)信号传输设备包括为副载波设置信号的副载波设置装置，使得使用所述OFDM信号的一些副载波作为导频副载波以传送导频信号，而使用其余副载波作为数据副载波以传送数据信号，所述副载波设置装置改变每个发射天线的导频副载波的极性。

Description

OFDM信号传输方法和设备

相关申请

本发明基于以下在先日本专利申请，并要求其优先权：2004年3月12日提交的No.2004-71732、2004年6月14日提交的No.2004-176096、2004年6月14日提交的No.2004-235349以及9月2日提交的No.2004-256247。

技术领域

本发明涉及使用多个发射天线的正交频分复用(OFDM)信号传输方法和设备。

背景技术

OFDM信号传输设备，尤其是通过多个发射天线同时传输不同数据的***，能够以高的传输来传输数据。另一方面，容易降低数据误码率特性。已知一种方法，其中在发射机侧，在一个或多个特定副载波上叠加接收机已知的信号(被称为导频符号)，以形成导频副载波。在接收机侧，根据导频副载波，对每个副载波进行信道均衡或频率偏移补偿，由此获得具有改善的数据误码率性能的被解码的信号。

在如上所述通过使用相同频率的导频副载波来将单个已知信号从多个发射天线传送时，各个导频副载波的传输信号相互干扰，形成方向射束。在IEEE802.11a标准中，存在52个副载波，其中四个被指派作为导频副载波。但是，所有导频副载波的方向射束几乎都指向相同方向，这是因为导频副载波之间的间隙(大约4.4MHz)小于载波频率(5GHz)。在这种情况下，零点(各个方向射束的电场在那里突然减少)也指向相同方向。因此，几乎不可能接收零点方向上的导频副载波，并且接收性能显著降低。

为了解决这个问题，日本专利申请KOKAI No.2003-304216公开了一种技术，其中只从一个发射天线传送导频副载波，并且从其余发射天线传送导频副载波的频带中的零信号。根据这个技术，避免了在从多个发射天线传送导频副载波时所出现的导频副载波之间的相互干扰问题。因此，能够防止由于方向射束形成的接收性能的任何降低。

在从单个发射天线传送导频副载波的方法中(如日本专利申请KOKAI No.2003-304216)，与从多个发射天线传送导频副载波的***相比，导频副载波总的传输功率低。这降低了接收机的接收性能。

当使来自单个发射天线的导频副载波的传输功率高于来自每个发射天线的数据副载波的传输功率时，能够增加导频副载波总的传输功率，并且改善接收性能。但是，当来自单个发射天线的导频副载波的传输功率增加时，在OFDM信号的频带中发生传输功率的变化。这可能导致三重差拍合成(composite triple beat，CTB)或者增加传输信号的动态范围，以使接收机的数模(D/A)转换器的规范(尤其是输入动态范围)严格。

发明内容

本发明的目的是提供一种OFDM信号传输设备，其降低了三重差拍合成，而没有降低导频副载波的传输功率。本发明的另一个目的是增加可能进行高质量接收的区域。

本发明的第一方面提供了利用多个发射天线传送OFDM信号的正交频分复用(OFDM)信号传输设备，包括：被配置为将OFDM信号的一些副载波设置到用于传送导频信号的导频副载波、并且将其他副载波设置到用于传送数据信号的数据副载波的副载波设置装置，在发射天线中导频副载波的极性不同。

附图说明

图1是根据本发明的实施例的OFDM通信***的框图；

图2A和2B是表示根据本发明的第一实施例从两个发射天线传送的OFDM信号中副载波位置的示意图；

图3是图1所示OFDM信号传输设备的框图；

图4是根据本发明的第一实施例的导频副载波***单元的框图；

图5是图1所示OFDM信号接收设备的框图；

图6是解释根据本发明的第一实施例的残余相位差错检测原理的示意图；

图7示意性表示第一和第二发射天线中每一个的射束模式，以及当从第一和第二发射天线传送具有相同极性模式的导频副载波时与第一和第二发射天线结合的射束模式。

图8根据第一实施例示意性表示第一和第二发射天线中每一个的射束模式，以及当从第一发射天线传送的第一导频副载波的极性模式与第二导频副载波的极性模式不同时与第一和第二发射天线结合的射束模式；

图9表示当利用本发明的实施例传送导频副载波时接收装置中导频副载波的平均标准化的接收级别；

图10是当利用特定极性数据传送第一和第二导频副载波时的接收功率；

图11A到11D是表示当本发明的第一实施例扩展到具有四个发射天线的OFDM设备时从各个发射天线所传送的导频副载波的极性模式的示意图；

图12是根据本发明的第二实施例的导频副载波***单元的框图；

图13是表示根据本发明的第二实施例的从各个发射天线所传送的导频载波的不同极性模式的示意图；

图14是根据本发明的第三实施例的导频副载波***单元的框图；

图15是表示OFDM信号的无线分组的结构的例子的示意图；

图16是根据本发明的第四实施例的导频副载波***单元的框图；

图17A和17B是表示根据本发明第四实施例从两个发射天线所传送的OFDM信号中副载波位置的示意图；

图18是解释根据本发明的第四实施例的残余相位差错检测原理的示意图；

图19是根据本发明的第五实施例的导频副载波***单元的框图；

图20A和20B是表示根据本发明的第五实施例从两个发射天线所传送的OFDM信号中副载波位置的示意图；

图21是根据本发明的第六实施例的导频副载波***单元的框图；

图22A和22B是表示根据本发明的第六实施例从两个发射天线所传送的OFDM信号中副载波位置的示意图；

图23A和23B是解释根据本发明第六实施例的残余相位差错检测原理的示意图；

图24是根据本发明的第七实施例的导频副载波***单元的框图；

图25A和25B是表示根据本发明第七实施例从两个发射天线所传送的OFDM信号中副载波位置的示意图；

图26是表示无线通信前置码信号的例子的示意图；

图27是表示基于IEEE802.11a标准的无线通信前置码信号的示意图；

图28是接收图26所示的无线分组的OFDM信号接收设备的框图；

图29是用于解释根据本发明第八实施例的残余相位差错检测器所执行的处理的示意图；

图30A和30B是表示根据现有技术的、从两个发射天线所传送的OFDM信号中副载波位置的示意图；

图31是根据本发明第九实施例的OFDM信号传输设备的框图；

图32是表示根据本发明第十实施例从第一发射天线所传送的OFDM信号中导频副载波位置的示意图；

图33是表示根据本发明第十实施例从第二发射天线所传送的OFDM信号中导频副载波位置的示意图；

图34是表示根据本发明第十实施例从第三发射天线所传送的OFDM信号中导频副载波位置的示意图；

图35是表示根据本发明第十实施例从第四发射天线所传送的OFDM信号中导频副载波位置的示意图；

图36是表示根据本发明第十实施例的导频副载波的极性数据的例子的示意图；

图37是根据本发明第十实施例的导频副载波的极性数据的另一个例子的示意图；

图38是根据本发明第十实施例的导频副载波***单元的框图；

图39是根据本发明第十实施例的OFDM信号接收设备的框图；

图40是根据本发明第十实施例的OFDM信号接收设备的修改的框图；以及

图41是根据本发明第十实施例的导频副载波***单元的修改的框图。

具体实施方式

以下参考附图介绍本发明的实施例。

(第一实施例)

如图1所示，在根据本发明第一实施例的OFDM***中，为具有多个发射天线101a和101b的OFDM信号接收设备100传送OFDM信号。由具有多个接收天线201a和201b的OFDM信号接收设备200接收被传送的OFDM信号。在这里所描述的***中，OFDM信号传输设备100具有两个发射天线101a和101b，OFDM信号接收设备200具有两个接收天线201a和201b。但是，本发明并不限于此，而是对具有三个或更多发射天线和接收天线的***也是有效的。

在这个实施例中，如图2A和2B中示意性所示，OFDM信号传输设备100由两个不同传输数据形成两个OFDM信号，并从不同发射天线101a和101b传送OFDM信号。在图2A中所示的第一OFDM信号中，叠加传输数据DATA_a(N，K)。在图2B中所示的第二OFDM信号中，叠加传输数据DATA_b(N，K)。DATA_a(N，K)表示从发射天线101a所传送的数据，更具体地，表示由第N个符号的K个副载波所传送的信号。DATA_b(N，K)表示从发射天线101b所传送的数据，更具体地，表示由第N个符号的K个副载波所传送的信号。后面将描述导频副载波。

假设Haa是从发射天线101a到接收天线201a的信道的转移函数(后面，信道的转移函数被称为信道响应值)，Hab是从发射天线101a到接收天线201b的信道响应值，Hba是从发射天线101b到接收天线201a的信道响应值，而Hbb是从发射天线101b到接收天线201b的信道响应值。接收天线201a的接信号Rxa和接收天线201b的接收信号RXb被表示为下式

$\left[\frac{\mathrm{RXa}}{\mathrm{RXb}}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Haa}& \mathrm{Hba}\\ \mathrm{Hab}& \mathrm{Hbb}\end{array}\right]\left[\frac{\mathrm{TXa}}{\mathrm{TXb}}\right]---\left(1\right)$

其中TXa和TXb分别是来自发射天线101a和101b的传输信号。当接收信号RXa和RXb乘以由信道响应值Haa、Hab、Hba、以及Hbb所构成的矩阵的逆矩阵时，能够解调传输信号TXa和TXb。

在第一实施例中，与传送数据的数据副载波无关地使用传送用于补偿频率偏移或时钟偏移的残余相位差错的已知信号的导频副载波。更具体地，在接收模式中，残余相位差错被检测，并利用由导频副载波所传送的已知信号补偿。

这里为了比较目的而进行介绍。日本专利申请KOKAINo.2003-304216，从第二发射天线传送图30A中所示的信号。即，如图30A所示，只从第一发射天线传送由阴影线部分所表示的导频副载波。如图30B所示，从第二发射天线不传送导频副载波。在对应于导频副载波的频率中，传送由空白部分所表示的零信号。既然导频副载波被传送而没有任何干扰，那么由于方向射束，接收特性不降低。但是，导频副载波总的传输功率变低。

根据第一实施例，通过从两个发射天线101a和101b传送导频副载波而充分保证导频副载波总的传输功率，同时，能够获得满意的接收特性。

以下参考图3描述图1所示的OFDM信号传输设备100。OFDM信号传输设备100包括编码器102，串行-并行转换器103，调制器104a和104b，串行-并行转换器105a和105b，导频副载波***单元106，以及快速傅立叶逆变换(IFFT)单元107a和107b。

输入传输数据是具有后面将描述的结构的无线分组。编码器102对传输数据进行编码。被编码的数据被串行-并行转换器103进行串行-并行转换，并被分割为对应于发射天线101a的第一传输数据和对应于发射天线101b的第二传输数据。第一和第二传输数据分别被调制器104a和104b进行副载波调制。使用例如二相移相键控(BPSK)、四相移相键控(QPSK)、16正交调幅(QAM)或64QAM作为调制器104a和104b的调制方法，尽管本发明并不限于这些方法。

从调制器104a所输出的被调制的数据被串行-并行转换器105a分割为多个第一数据副载波。从调制器104b所输出的被调制的数据被串行-并行转换器105b分割为多个第二数据副载波。

分配给第一和第二数据副载波的被调制的数据(以下称为第一数据副载波和第二数据副载波)被输入到导频副载波***单元106。在导频副载波***单元106中，一些OFDM信号的副载波被分配给导频副载波，以传送导频信号，而其余副载波被分配给数据副载波，以传送数据信号。

更具体地，导频副载波***单元106在第一数据副载波之间***由至少一个第一导频副载波所传送导频信号(以下在说明书中称为第一导频副载波)。另外，导频副载波***单元106在第二数据副载波之间***由至少一个第二导频副载波所传送的导频信号(以下在说明书中称为第二导频副载波)。一组第一数据副载波和第一导频副载波将被称为第一副载波信号。一组第二数据副载波和第二导频副载波将被称为第二副载波信号。

从导频副载波***单元106所输出的第一和第二副载波信号分别被IFFT单元107a和107b进行快速傅立叶逆变换。作为快速傅立叶逆变换的结果，因为第一和第二副载波信号被从频率轴上的信号转换为时间轴上的信号，所以它们被复用。因此，产生所图2A和2B中所示的第一OFDM信号a和第二OFDM信号b。OFDM信号a和b分别被通过无线传输单元(未标出)发送到发射天线101a和101b，并从发射天线101a和101b被传送。

下面参考图4描述导频副载波***单元106。

在导频副载波***单元106中，来自串行-并行转换器105a的第一数据副载波和来自串行-并行转换器105b的第二数据副载波被直接输出到IFFT单元107a和107b。这时，第一导频副载波被***在第一数据副载波之间，而第二导频副载波被***在第二数据副载波之间。

在这个实施例中，表示四个第一导频副载波和四个第二导频副载波。

序列产生器110产生伪随机噪声(PN)序列，如M序列。通过使乘法单元111a到111d获得PN序列PN(i)与存储在ROM121a中的第一导频副载波的极性数据Sa(j)之间的乘积而产生第一导频副载波。通过使乘法单元112a到112d获得PN序列PN(i)与存储在ROM121中的第二导频副载波的极性数据Sb(j)的乘积而产生第二导频副载波。用PN(i)和Sa(j)的乘积来表示从发射天线101a所传送的第一导频副载波的基带信号Pa(i，j)，如下式

Pa(i，j)＝PN(i)×Sa(j)                  (2)

其中i是时域中的符号编号，而j是频域中的导频副载波编号。类似地，用PN(i)和Sb(j)的乘积表示来自发射天线101b的导频副载波的基带信号Pb(i，j)，如下式

Pb(i，j)＝PN(i)×Sb(j)                   (3)

在第一实施例中，从每个发射天线101a和101b所传送的导频副载波的数量是4(j＝1到4)。从发射天线101a和101b所传送的第一和第二导频副载波的极性数据Sa(j)和Sb(j)(j＝1，2，3，4)按如下设置：

Sa(1)＝1，Sa(2)＝1，Sa(3)＝1，Sa(4)＝-1        (4)

Sb(1)＝1，Sb(2)＝-1，Sb(3)＝1，Sa(4)＝1         (5)

即，将乘以从发射天线101a所输出的第一导频副载波中的PN序列的导频数据Sa(j)与将乘以从发射天线101b所输出的第二导频副载波中的PN序列的极性数据Sb(j)不同。因此，第一导频副载波的极性模式与第二导频副载波的极性模式不同。第一导频副载波的极性模式指示第一导频副载波的极性组合的模式。第二导频副载波的极性模式指示第二导频副载波的极性组合的模式。后面将详细描述利用用于第一和第二导频副载波的不同极性模式所获得的效果。利用实数来表示每个导频副载波的极性数据和PN序列。实际上，也能够使用用复数代表的极性数据和用复数代表的PN序列。

以下参考图5介绍图1所示的OFDM信号接收设备200。OFDM信号接收设备200包括快速傅立叶变化(FFT)单元202a和202b、干扰抑制电路203、残余相位差错检测器204、相位补偿单元205a和205b、串行-并行转换器206以及解码器207。

接收天线202所接收的OFDM信号通过无线接收单元(未标出)输入到FFT单元202a。信号被傅立叶变化分割为多个副载波信号。由接收天线201b所接收的OFDM信号也被FFT单元202b进行傅立叶变换，并被分割为多个副载波信号。

如图1所示，在接收天线201a所接收的信号中，叠加从发射天线101a和101b所传送的OFDM信号。在接收天线201b所接收的信号中，叠加从发射天线101a和101b所传送的OFDM信号。干扰抑制电路203抑制干扰，以解复用和从发射天线101a和101b接收OFDM信号。为之使用的干扰抑制***是已知技术。在这个例子中，介绍用由式(1)所代表的信道响应所形成的矩阵的逆矩阵乘以被接收的信号的***。由式(1)代表的信道响应所形成的矩阵的逆矩阵可以被写为

${\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Haa}& \mathrm{Hba}\\ \mathrm{Hab}& \mathrm{Hbb}\end{array}\right]}^{-1}=\frac{1}{|\mathrm{HaaHbb}-\mathrm{Hba}\mathrm{Hab}|}\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hbb}& -\mathrm{Hba}\\ -\mathrm{Hab}& \mathrm{Haa}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right]---\left(6\right)$

当式(6)所代表的逆矩阵与由从接收天线201a和201b输出的接收信号所产生接收信号矢量相乘时，来自发射天线101a和101b的OFDM信号被解复用。在多路径环境中，在副载波之间，信道响应值变化。因此，为每个副载波执行逆矩阵系数的导出以及逆矩阵的乘法。被干扰抑制电路203所解复用的信号被发送到残余相位差错检测器204。

残余相位差错检测器204检测剩余成分，例如利用无线分组(未标出)前置码补偿的频率偏移或时钟偏移。残余相位差错检测器204还利用副载波所传送的已知信号检测被接收信号的残余相位差错，并发送残余相位差错到相位补偿单元205a和205b。

图6表示残余相位差错检测器204的检测原理。这里介绍一个例子，其中对没有干扰抑制的信号施加残余相位差错检测。对于导频副载波，用单位矩阵或通过加权和组合来自FFT单元202a和202b而获得的矩阵来表示式(6)所代表的加权矩阵(式(6)的右侧成分)，以使S/N比率最大化，即最大比率组合(MRC)矩阵。当利用两个发射天线101a和101b传送由两个值的PN序列所产生的两个值的导频副载波时，在干扰抑制前，在OFDM信号接收设备中出现2²＝4个候选的被接收信号点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，以及(-1，-1)，如图6所示。例如，(1，-1)表示在副载波处从发射天线101a传送被调制的信号“1”，而在副载波处从发射天线101b传送被调制的信号“-1”。

如第一实施例中那样，当由公共PN序列所产生的第一和第二导频副载波被从发射天线101a和101b传送时，接收信号点的组合是(1，1)和(-1，-1)，或者(1，-1)和(-1，1)。在无线分组接收期间，这个组合不变化。例如，当接收信号点的组合是(1，-1)和(-1，1)时，对于OFDM信号接收设备而言，好象是BPSK信号被从信号发射天线传送。

下面介绍这样一种情况，其中利用第(-k+1)个副载波所传送的导频副载波Pa(1)和Pb(1)检测残余相位差错。只考虑连接到接收天线201的FFT单元202。假设Haa是在第(-k+1)个副载波中从发射天线101a到接收天线201a的信道响应值。假设Hba是从发射天线101b到接收天线201a的信道响应值。当用式(4)和(5)表示导频副载波的极性时，对应于第(-k+1)个导频副载波的极性是Sa(1)＝1和Sb(1)＝1。由于来自两个发射天线的信号在其中被复用的导频信号被乘以信道响应值Haa+Hba，所以接收两个点(1，1)和(-1，-1)。因此，残余相位差错检测器利用信道响应值Haa和Hba计算信道响应值Haa+Hba，并产生参考信号点(1，1)和(-1，-1)。

假设用下一个OFDM符号传送(1，1)，并且这时被接收的信号点是图6中的“下一个符号”。这时，残余相位差错检测器204能够检测下一个符号和当前接收信号点(1，1)之间的相位差θ，作为残余相位差错。能够从输出(即接收天线201a的***的输出和接收天线201b的***的输出)的两个极性中获得残余相位差错值。在这种情况下，两个值的平均值或被加权的平均值能够被输出到相位补偿器205a和205b。

在第一实施例中，执行使用导频副载波的残余相位差错检测，而不使用干扰抑制。但是，在执行干扰抑制以后，可以检测残余相位差错。在这种情况下，导频副载波的接收信号点在数量上等于来自发射天线101a和101b的传输信号点。当在干扰抑制以后执行使用导频副载波的残余相位差错检测时，导频副载波的S/N比率低。因此，估计精度降低。

相位补偿单元205a和205b根据残余相位差错为接收信号执行相位旋转，由此对相位进行补偿。相位补偿后的两个接收信号被串行-并行转换器206转换为串行信号，并被解码器207解码，使得获得对应于传输信号的接收信号。

如上所述，使用导频副载波来检测残余相位差错。如果导频副载波的信噪比低，则残余相位差错检测的性能将降低。在这种情况下，由于相位补偿单元205a和205b根据错误的残余相位差错检测结果执行相位补偿，所以很可能错误的接收全部数据副载波。因此，不夸张地说，导频副载波的接收功率决定OFDM信号接收设备的接收性能。为了解决这个问题，在这个实施例中，如上所述，从发射天线101a传送的第一导频副载波和从发射天线101b传送的第二导频副载波具有不同的极性。

图7示意性地表示当从天线101a和101b传送具有相同极性模式的导频副载波时每个发射天线101a和101b的射束模式和与天线101a和101b结合的射束模式。用式(4)表示从发射天线101a所传送的第一导频副载波的极性数据Sa(1)、Sa(2)、Sa(3)以及Sa(4)。用下式表示从发射天线101b所传送的第二导频副载波的极性数据Sb(1)、Sb(2)、Sb(3)以及Sb(4)：

Sb(1)＝1，Sb(2)＝1，Sb(3)＝1，Sb(4)＝-1(7)

假设发射天线101a和101b是图7上侧所示的全方向天线。当从天线101a和101b同时传送相同极性的导频副载波时，传输信号相互干扰，并且它们的组合射束模式形成方向射束。基于IEEE802.11a标准，导频副载波之间的间隔(4.4MHz)比OFDM信号5.5GHz的中央频率(载波频率)小很多。因此，如图7下侧所示，四个导频副载波的方向射束几乎指向相同方向。所以，将存在这样的区域，其中所有四个导频副载波的接收功率大大的降低，即静区，OFDM信号接收设备的性能在那里降低。

图8示意性地表示当从天线101a传送的第一导频副载波的极性模式和从天线101b传送的第二导频副载波不同时，每个发射天线101a和101b的射束模式以及与天线101a和101b结合的射束模式。用式(4)表示从发射天线101a所传送的第一导频副载波的极性数据Sa(1)、Sa(2)、Sa(3)以及Sa(4)。用式(5)表示从发射天线101b所传送的第二导频副载波的极性数据Sb(1)、Sb(2)、Sb(3)以及Sb(4)。

根据式(4)和(5)，例如，根据极性数据Sa(1)控制的第一导频副载波和根据极性数据Sb(1)控制的第二导频副载波之间的相位差是0。相反，根据极性数据Sa(2)控制的第一导频副载波和根据极性数据Sb(2)控制的第二导频副载波之间的相位差是180°。因此，如例如图8下侧所示，由具有极性Sa(1)和Sb(1)的导频副载波所形成的方向射束和由具有极性Sa(2)和Sb(2)的导频副载波所形成的方向射束指向差180°的方向。

图9表示当使用本发明的实施例传送导频副载波时接收机中导频副载波的平均标准化的接收级别。使用两个发射天线。使用根据式(4)和(5)的四个导频副载波Pa(1)、Pa(2)、Pa(3)和Pa(4)，以及四个导频副载波Pb(1)、Pb(2)、Pb(3)和Pb(4)。因为对于每个导频副载波的极性，OFDM信号的中央频率是5GHz，所以信号带宽大约为20MHz，天线单元间隔是半个波长，而每个单元是全方向的。使用IEEE802.22-03-940/rl“TGn Channel model”中所示的“Channel modelD(NLOS)”作为信道模型。图9中的X轴表示从发射天线看的角度，而Y轴表示对应于特定传输角度的四个导频副载波的接收功率。

如图9所示，在特定角度，与其他角度相比，导频副载波的功率降低。但是，在这一点上，剩余导频副载波的接收功率很高。因此，接收机能够利用高级别的导频副载波来补偿残余相位差错。

图10表示当利用式(4)和(7)传送导频副载波时的接收功率。即，图10表示当使用具有相同极性的导频信号时的特性。如图10所示，在特定角度，与其他角度相比，导频副载波的功率降低。剩余的导频副载波也具有这个趋势。因此，所有导频副载波的功率同时降低。所以，依赖于角度的接收机很难利用导频副载波来补偿残余相位差错。

在接收侧，即使一个导频副载波的接收功率很低，利用第一实施例，剩余导频副载波的接收功率很大概率是高的。由于能够减少其中所有导频副载波的接收功率同时都降低的静区，所以高质量接收的区域可能被扩展。

在第一实施例中，由于从所有天线传送导频副载波，所以不需要为所有发射天线101a和101b特别增加副载波的传输功率。因此，三重差拍合成不增加，并且D/A转换器的输入动态范围不需要专门被扩展。

在上述描述中，OFDM信号传输设备100具有两个发射天线101a和101b。但是，本发明也能够被扩展到具有三个或更多发射天线的OFDM设备。图11A和11B表示从四个发射天线101a到101d的每一个传送的第一到第四导频副载波的两种极性模式的例子。图11C和11D表示从三个发射天线101a到101c的每一个传送的第一到第四导频副载波的两种极性模式的例子。为第一到第四导频副载波的每一个准备两种导频副载波极性1和2。导频副载波极性1是使用实数时的极性模式。导频副载波极性2是使用虚数时的极性模式。可以利用傅立叶矩阵系数产生导频副载波极性2。

在图11A中所示的四个发射天线的导频副载波极性1中，第一导频副载波的极性是Sa(1)＝1，Sa(2)＝1，Sa(3)＝1，以及Sa(4)＝-1。第二导频副载波的极性是Sb(1)＝1，Sb(2)＝-1，Sb(3)＝1，以及Sb(4)＝1。第三导频副载波的极性是Sc(1)＝1，Sc(2)＝-1，Sc(3)＝-1，以及Sc(4)＝-1。第四导频副载波的极性是Sd(1)＝1，Sd(2)＝1，Sd(3)＝-1，以及Sd(4)＝1。对于从特定频率传送的导频副载波，将矢量(其中每个具有各自的极性)视为单元。从每个发射天线传送四个导频副载波。由于存在四个发射天线，所以四个以下矢量(每个具有四个单元作为极性数据)能够被定义为极性模式：

s(1)＝[1，1，1，1]

s(2)＝[1，-1，-1，1]

s(3)＝[1，1，-1，-1]           (8)

s(4)＝[-1，1，-1，1]

在这种情况下，s(1)到s(4)是各不相同的矢量。例如，即使矢量s(1)乘以标量值，它不变化为其他矢量。当从特定频率传送的导频副载波的矢量与从另一个频率所传送的导频副载波的矢量不同时，各个导频副载波的方向射束指向不同的方向。因此，能够减少静区。注意，s(1)到s(4)相互正交。即使它们相互不正交，方向射束也能够指向不同的方向。

在图11B所示的四个发射天线的导频副载波极性2中，第一导频副载波的极性是Sa(1)＝1，Sa(2)＝1，Sa(3)＝1，以及Sa(4)＝1。第二导频副载波的极性是Sb(1)＝1，Sb(2)＝-j，Sb(3)＝-1，以及Sb(4)＝-j。第三导频副载波的极性是Sc(1)＝1，Sc(2)＝-1，Sc(3)＝1，以及Sc(4)＝1。第四导频副载波的极性是Sd(1)＝1，Sd(2)＝j，Sd(3)＝-1，以及Sd(4)＝j，其中j是虚数单位。在这种情况下，如上所述，对于从特定频率传送的导频副载波，考虑矢量(每个具有各自的极性)作为单元。在复数域内，这些矢量各不相同。它们在复数域内相互正交。但是，它们不需要总是相互正交。

在图11C所示的三个发射天线的导频副载波极性1中，第一导频副载波的极性是Sa(1)＝1，Sa(2)＝1，Sa(3)＝1，以及Sa(4)＝-1。第二导频副载波的极性是Sb(1)＝1，Sb(2)＝-1，Sb(3)＝1，以及Sb(4)＝1。第三导频副载波的极性是Sc(1)＝1，Sc(2)＝-1，Sc(3)＝-1，以及Sc(4)＝-1。在这种情况下，如上所述，对于从特定频率传送的导频副载波，考虑矢量(每个具有各自的极性)作为单元。矢量相互不同。

在图11D所示的三个发射天线的导频副载波极性2中，第一导频副载波的极性是Sa(1)＝1，Sa(2)＝1，Sa(3)＝1，以及Sa(4)＝-1。第二导频副载波的极性是Sb(1)＝1，Sb(2)＝-j，Sb(3)＝-1，以及Sb(4)＝-j。第三导频副载波的极性是Sc(1)＝1，Sc(2)＝-1，Sc(3)＝1，以及Sc(4)＝1。在这种情况下，如上所述，对于从特定频率传送的导频副载波，考虑矢量(每个具有各自的极性)作为单元。矢量相互不同。即使每个矢量在复数域中被乘，它也不变化为另一个矢量。

当以这样的方式确定导频副载波的位置时，各个导频副载波的方向射束指向不同方向。因此，减少静区。

在复数域中，图11A到11D所示的导频副载波极性能够由下式给出：

$s_k\left(i\right)=\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(k-1)i\right)---\left(9\right)$

其中，s_k(i)是导频副载波的极性，j是虚数单位，i是导频副载波编号，k是发射天线的天线编号。例如，k的第一单元表示从发射天线101a传送的信号，而k的第二单元表示从发射天线101b传送的信号。

根据式(9)，从k＝2的天线101b所传送的第一到第四导频副载波之间的相位差是-90°。从k＝3的天线101c所传送的导频副载波之间的相位差是-180°。从k＝4的天线101d所传送的导频副载波之间的相位差是-270°。当发射天线改变时，天线的导频副载波之间的相位差改变。因此，如上所述，由于对应于各自导频副载波的方向射束指向不同方向，所以能够减少静区。

相位差-90°等于相位差270°，相位差-270°等于相位差90°。为了如实地表示图11A到11D，式(9)的指数项中需要负号。但是，由于如上所述，无需任何负号就能够得到相同的结果，所以在式(9)中省略了符号。

根据图11A和11B，对于从第一发射天线101a传送的导频副载波，与第一到第三导频副载波不同，第四导频副载波具有相反的极性，被表示为：

[S_k(1)，S_k(2)，S_k(3)，S_k(4)]＝[s_k(1)，s_k(2)，s_k(3)，-s_k(4)](10)

换言之，由下式给出第一到第四导频副载波的极性：

$s_k\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(k-1)i\right)& i=\mathrm{0,1,2}\\ -\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(k-1)i\right)& i=3\end{array}\right.---\left(11\right)$

更一般地，根据导频副载波编号i，由下式给出导频副载波的极性：

$s_k\left(i\right)=\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(k-1)i\right)---\left(12\right)$

或者

$s_k\left(i\right)=-\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(k-1)i\right)---\left(13\right)$

在上述描述中，i是导频副载波的编号。但是，i可被改变为导频副载波的频率。更具体地，例如可以使用-21、-7、+7作为值i。考虑傅立叶变换函数的周期性，也可以由下式表示导频副载波极性。

$s_k\left(i\right)=\exp \left(\frac{j2\mathrm{\π}(k-1)i}{N}\right)---\left(14\right)$

其中，s_k(i)是导频副载波的极性，j是虚数单位，i是导频副载波的频率，k是发射天线的天线编号，而N是傅立叶逆变换中输入点的编号。

甚至在式(14)中，当发射天线改变时，导频副载波之间的相位差改变。因此，能够减少静区。考虑傅立叶传输对，式(14)的表书与沿着时域为每个发射天线一个采样接一个采样地周期移位传输信号等价。

以下将介绍本发明的其他实施例。以下将介绍的其他实施例与第一实施例的区别在于OFDM信号传输设备100中的导频副载波***单元106。

(第二实施例)

如图12所示，根据第二实施例的导频副载波***单元106具有存储第一和第二导频副载波的极性数据的ROM121a和121b，以及副载波模式控制器122。如图13所示，ROM121a和121b存储表示第一导频副载波极性Sa(1)到Sa(4)的极性数据的三个模式(模式A，模式B，以及模式C)。由提供给ROM121a和121b的地址数据来确定将从ROM121a和121b读出模式A、模式B、和模式C中的哪个极性数据。

在第二实施例中，对于每个无线分组，从发射天线101a和101b传送的第一和第二导频副载波的极性不是固定的，而是变化的。更具体地，从ROM121a和121b为每个无线分组读出不同模式的极性数据，并由乘法器111a到111d和112a到112d将其与由PN序列产生器110所产生的PN序列相乘。

如图12所示，设置在导频副载波***单元106外的无线分组计数器121对输入到图3所示的编码器102的传输数据中的无线分组的数量进行计数，并将计数值发送到副载波模式控制器122。每次无线分组计数器123的计数值增加1时，副载波模式控制器122改变将被提供给ROM121a和121b的地址数据。由此，副载波模式控制器122改变从ROM121a和121b读出的第一和第二导频副载波的极性数据的模式。

例如，当传送无线分组时，读出模式A的极性数据。当传送下一个无线分组时，读出模式B的极性数据。当传送第三无线分组时，读出模式C的极性数据。因此，对于每个无线分组，导频副载波的极性模式是变化的。例如，对每个无线分组随机地进行由副载波模式控制器122改变的极性数据模式。

从ROM121a和121b读出的极性数据被输入到乘法器111a到111d，并乘以PN序列产生器110所产生的PN序列，使得产生第一和第二导频副载波，如第一实施例中的那样。所产生的第一和第二导频副载波分别被***在第一数据副载波之间和第二数据副载波之间，使得产生第一和第二副载波。

当第一和第二副载波被输入到图3所示的IFFT单元107a和107b时，产生第一和第二OFDM信号。第一和第二OFDM信号通过无线传输单元(未标出)被发送到发射天线101a和101b，如图3所示，并且从发射天线101a和101b被传送。

根据第二实施例，例如，由天线101a和101b所形成的方向射束的模式在由模式A的极性数据所控制的导频副载波的传输和由模式B的极性数据所控制的导频副载波的传输之间的变化。

在设置在其中对于例如模式A的导频副载波接收功率低的地方的OFDM信号接收设备中，当传送与模式A不同的模式B的导频副载波时，导频副载波的接收功率被恢复的概率很高。因此，当对每个无线分组改变导频副载波模式时，能够减少静区。

导频副载波的极性数据模式不需要总是随机改变。例如，对于导频副载波的极性数据的不同模式，可以根据每个OFDM信号接收设备存储确保满意的接收性能的模式。在这种情况下，能够利用根据传输目的地处OFDM信号接收设备而存储的模式来传送导频副载波。

(第三实施例)

以下介绍本发明的第三实施例。在第三实施例中，只有当在前面被传送的无线分组中发生错误、并且所述分组是用于重新传输时才改变导频副载波的极性模式。如图14所示，根据第三实施例的导频副载波***单元106与图12所示的导频副载波***单元106相同，除了用重新传输检测器124代替图12中的无线分组计数器123。

如图15所示，无线分组包含将被OFDM信号接收设备用于同步的唯一字，指定传输源地址(OFDM信号传输设备的地址)的源地址字段，指定传输目的地地址(OFDM信号接收设备的地址)的目的地地址字段，指示无线分组是否是重新传输分组的重新传输字段，以及确定在每个字段中是否已经发生错误的错误检验字段。然后是多个数据符号。

输入到图3所示的编码器102的传输信号也被输入到重新传输检测器124。重新传输检测器124分析传输信号中的重新传输字段，即无线分组。如果无线分组是重新传输分组，则重新传输检测器124通知它的副载波模式控制器122。被通知无线分组是重新传输分组以后，副载波模式控制器122改变将被提供给ROM121a和121b的地址数据，由此控制从ROM121a和121b所读出的第一和第二导频副载波的极性数据模式。因此，包含与前面传送的无线分组的导频副载波极性模式不同的极性模式的导频副载波的无线分组被传送到相同的传输模式。

在第三实施例中，通过分析重新传输字段来确定无线分组是否是重新传输分组。但是，执行无线接入控制的上级层(IEEE802.11a标准中的媒体接入控制(MAC)层)可以直接通知副载波模式控制器无线分组是用于重新传输。

如上所述，在第三实施例中，利用与前面从OFDM信号传输设备100传送的无线分组导频副载波的极性模式不同的极性模式来将重新传输分组传送到相同的传输伙伴。因此，由多个发射天线所形成的方向射束的模式在重新传输中改变。由此，OFDM信号接收设备能够以高的概率正确地接收被传送的分组。

(第四实施例)

根据本发明的第四实施例的导频副载波***单元106包括两个PN序列产生器110a和110b，如图16所示。第一PN序列产生器110a产生调制从发射天线101a所传送的第一导频副载波的第一PN序列PNa。第二PN序列产生器110b产生调制从发射天线101b所传送的第二导频副载波的第二PN序列PNb。

第一和第二副载波的极性模式可以是相同的或者不同的。这里将描述这样的情况，其中为第一和第二副载波使用相同的极性数据S。根据PN序列PNa和导频副载波极性数据S对第一导频副载波进行如下调制。

Pa(i，j)＝PNa(i)×S(j)        (15)

根据PN序列PNb和导频副载波极性数据S对第二导频副载波进行如下调制。

Pb(i，j)＝PNb(i)×S(j)       (16)

图17A和17B表示包含以这个方式调制的数据副载波和导频副载波的第一和第二OFDM信号。第一和第二OFDM信号分别被发送到IFFT单元107a和107b，并从发射天线101a和101b传送。

图18表示根据第四实施例的如图5所示的残余相位差错检测器204的检测原理。将描述这样的情况，其中在干扰抑制前估计残余相位差错。当如第一实施例的图6所示的那样，从两个发射天线101a和101b传送两个值的PN序列和两个值的导频副载波时，出现2²＝4个候选的接收信号点(1，1)，(1，-1)，(-1，1)，以及(-1，-1)。在第一实施例中，出现接收信号点(1，1)和(-1，-1)，或(1，-1)和(-1，1)的组合。在第四实施例中，因为用不同的PN序列调制从发射天线101a和101b传送的导频副载波，所以对于每个OFDM符号能够出现所有四个接收信号点。

在第四实施例中，例如能够考虑这样的情况，其中传送(1，-1)和(-1，1)的组合，以及这样的情况，其中传送(1，1)和(-1，-1)的组合。前一个组合中，来自发射天线101a和101b的信号之间的相位差是180°。在后一个组合中，相位差是0°。由于传输的方向射束在前一个组合的传输和后一个组合的传输之间变化，所以接收功率改变。如第一实施例中所述，通过将从发射天线到接收天线的信道响应与导频副载波所传送的信号结合，能够得到四个候选的接收信号点(1，-1)，(-1，1)，(1，1)，以及(-1，-1)。

以下将介绍残余相位差错测量方法。假设导频副载波的被接收符号是(1，1)。在这个情况下，在第一实施例中，(1，1)又作为下一个符号被传送，或者传送(-1，-1)。在接收侧看，好象从信号天线接收BPSK信号。因此，接收功率没有改变。

在第四实施例中，(-1，1)也能够作为下一个符号被传送。因此，包含相位差错的被接收符号可以是如图18所示的“下一个符号1”或“下一个符号2”。当下一个符号的被接收信号点是(1，1)或(-1，-1)，则残余相位差错检测器204检测相位差θ1作为残余相位差错。另一方面，当下一个符号的接收信号点是(-1，1)或(1，-1)，残余相位差错检测器204从当前信道响应值创建接收信号(-1，1)的复本，并检测(-1，1)和“下一个符号2”之间的相位差θ2作为残余相位差错。

相位补偿单元205a和205b根据残余相位差错复用接收信号的相位旋转，由此对相位进行补偿。相位补偿后的两个被接收信号由串行-并行转换器206转换为串行信号，并由解码器207解码，使得获得对应于传输信号的接收信号。在第四实施例中，在干扰抑制前测量残余相位差错。也能够在干扰抑制后检测残余相位差错。在这个情况下，从天线传送的导频副载波表现为干扰抑制后的输出。由此，只出现两个接收信号点。

如上所述，根据第四实施例，如图17所示，在每个OFDM符号中传送(1，1)和(-1，-1)的组合或者(1，-1)和(-1，1)的组合。由此，接收功率对于每个OFDM符号改变。甚至当特定OFDM符号中导频副载波的接收功率变低、并且不能正确检测残余相位差错时，在下一个符号中也能够恢复被接收的功率，并且能够正确地检测相位差错。因此，能够消除所有导频副载波的被接收功率降低的静区。

(第五实施例)

如图19所示，通过将图12所示的第二实施例或图14所示的第三实施例与图16所示的第四实施例组合而形成根据本发明第五实施例的导频副载波***单元106。更具体地，在第五实施例中，导频副载波极性在发射天线之间改变，而调制导频副载波的PN序列在发射天线之间改变。因此，由下式分别给出对应于发射天线101a和101b的导频副载波的基带信号：

Pa(i，j)＝PNa(i)×Sa(j)        (17)

Pb(i，j)＝PNb(i)×Sb(j)        (18)

在这个情况下，获得图20A和20B所示的导频副载波。由发射天线101a和101b根据导频副载波而形成的方向射束对于每个频率指向不同的方向，并且在不同方向上沿着时域的符号或OFDM符号。因此，甚至当在特定频率或时间处导频副载波的接收级别低，也能够在另一个频率或OFDM符号处接收导频副载波，使得减少静区。

(第六实施例)

在根据本发明第六实施例的导频副载波***单元106中，如图21所示，来自PN序列产生器110a和110b的PN序列被输入到传输分集(diversity)电路125a和125b，使得如下式那样传送导频副载波：

Pa(2i-1，j)＝PN(2i-1)               (19)

Pa(2i，j)＝-PN(2i)^＊                (20)

Pb(2i-1，j)＝PN(2i)                 (21)

Pb(2i，j)＝-PN(2i-1)                (22)

其中*是共轭。如式(19)到(22)所示，利用使用两个发射天线101a和101b以及两个符号的传输分集来传送PN序列。式(19)到(22)所表示的传输分集方法与美国专利No.6,185,258B1中所公开的一样。

由式(19)到(22)所给出的详细的导频副载波信号被施加到图22A和22B所示的第(-k+1)个副载波和第(k-4)个副载波。式(19)到(22)表示第j个导频副载波。对于另一个副载波，能够改变传输方法。更具体地，这能够表示为：

Pa(2i-1，j)＝PN(2i               (23)

Pa(2i，j)＝-PN(2i-1)             (24)

Pb(2i-1，j)＝PN(2i-1)            (25)

Pb(2i，j)＝-PN(2i)^*              (26)

由式(23)到(26)所给出的详细的导频副载波信号被施加到图22A和22B所示的第(-k+4)个副载波和第(k-1)个副载波。在图5所示的OFDM信号接收设备的残余相位差错检测器204中，例如当利用美国专利No.6,185,258B1所公开的解码方法执行对应于传输分集的解码时，导频副载波的信噪比能够被最大化。

如式(19)到(26)所示，在这个实施例中，利用双OFDM符号持续时间来执行传输分集。当只接收到一个符号时，不获得分集增益。图23A和23B表示利用式(23)达到(26)调制第(-k+4)个副载波所获得的信号。如图23A和23B所示，符号1中，由只有一个符号的接收信号检测残余相位差错。由于能够使用前面接收的符号，所以能够利用符号1和2的接收信号，根据第二符号检测符号2的残余相位差错。相似地，能够利用符号2和3的接收信号检测符号3的残余相位差错。即，能够通过产生两个连续的符号来检测相位差错。也能够只利用当前接收的一个符号来检测所有残余相位差错。

如上所述，根据第六实施例，利用传输分集传送导频副载波。因此，能够精确地检测残余相位差错，并且能够改善接收机的性能。

(第七实施例)

根据本发明第七实施例的导频副载波***单元106包括对发射天线101a和101b之间的导频副载波和数据副载波的变化进行定位的副载波定位设备126a和126b，如图24所示。副载波定位设备126a和126b对发射天线之间的导频副载波和数据副载波改变进行定位。以下参考图24详细介绍导频副载波***单元106。

通过使PN序列与极性Sa(1)到Sa(4)相乘而得到的、发射天线101a的被调制信号被输入到副载波定位设备126a，作为导频副载波Pa(1)到Pa(4)。副载波定位设备126a重新设置数据副载波和导频副载波，并将其输入到IFFT单元107a。对发射天线101b的信号的处理也是同样的，并且省略对其的介绍。

图25A和25B表示第七实施例中的副载波位置。如图25A和25B所示，副载波中，只从一个发射天线传送导频副载波。被PN序列调制的导频副载波PN(1)作为第-k个副载波从发射天线101a被传送。数据副载波(DATA)从发射天线101b被传送。对于第(-k+2)个副载波，导频副载波从发射天线101a被传送，并且数据副载波(DATA)从发射天线101b被传送。

由于能够假设数据信号为随机的，所以从发射天线101a传送的第一数据副载波和从发射天线101b传送的第二数据副载波之间的相关通常很低。因此，从发射天线101a传送的副载波和那些从发射天线101b传送的副载波之间的相位差在第-k个副载波和第(-k+2)个副载波之间变化。由此，在很大概率上，由第k个副载波传送的导频副载波的方向射束与由第(-k+2)个副载波所传送的导频副载波的方向射束不同。

根据第七实施例，因为所有导频副载波的接收功率由于零点的影响同时降低的概率非常低，所以不形成静区。另外，即使导频副载波的功率碰巧在一个符号间隔中很低，数据信号也很大可能地在当前符号和下一个符号之间变化。由此，导频副载波的接收功率很大可能地能够在下一个符号中恢复。如上所述，根据第七实施例，能够增加导频副载波的接收概率，并且能够减少静区。

在无线分组中，导频副载波位置也能够变化。在例如IEEE802.11a标准中，估计所有副载波信道响应的导频副载波被***在图15所示的唯一字中。基于导频信号，能够获得由式(1)所表示的信道响应。在数据符号中，字利用导频副载波传送导频信号。因此，如果信道中的临时变化很快，则很难跟踪信道响应。但是，当导频副载波位置在无线分组中变化，并且导频信号也从其他副载波传送时，能够执行对其他副载波的信道响应的跟踪。由此，当使用这个***时，精确接收是可能的。在第七实施例中，导频副载波的极性相同。但是，也能够使用与第一到第六实施例相同的设置。

(第八实施例)

根据本发明，即使接收包含来自单个天线的传输数据的部分和来自多个天线的传输数据的部分二者的无线分组，也能够精确地执行对残余相位差错的补偿。根据Jan Boer等人在“BackwardsCompatibility”，IEEE802.11-03/714r0中所提出的无线通信前置码信号***，如图26所示，从一个发射天线101a传送用于时间同步、频率同步、以及AGC的短的前置码序列x01，用于信道响应估计的长的前置码序列x02，以及包括表示调制方法和无线分组长度的字段的第一信号字段x03。然后，传送用于IEEE802.11n的第二信号字段x04。在第二信号字段中描述将被复用的发射天线数量和复用方法。然后，从发射天线101b连续地传送用于信道响应估计的长的前置码序列x05。在传送前置码信号以后，从多个发射天线101a和101b同时传送传输数据x08和x09。

图26所示的无线通信前置码信号与图27中所示的基于IEEE802.11a标准的无线通信前置码信号相同，它是基于从发射天线101a传输从短的前置码x01到第一信号字段x03。通过这种设置，已经接收图26所示的前置码信号的、基于IEEE802.11a标准的无线接收装置能够识别被接收的分组作为基于IEEE802.11a标准的无线分组。因此，图26所示的前置码信号允许从一个无线设备上的多个天线同时传送不同数据的IEEE802.11n与从单一信号天线传送数据的IEEE802.11a共存。

在图27所示的IEEE802.11a无线分组中，导频副载波被从SIGNAL字段***。基于导频副载波，能够执行对残余相位差错的补偿。当本发明被应用到图26所示的无线分组时，导频副载波被***到SIGNAL字段和SIGNAL2字段。导频副载波也位于DATA部分x08和x09中。由传输数据x08和x09，本发明第一到第七实施例中所描述的导频副载波被定位。在第八实施例中，将介绍这样一种情况，其中利用第一实施例传送导频副载波。

参考图28介绍接收图26所示的无线分组中的详细控制。图28表示接收图26中所示无线分组的接收装置。图28与图5的区别在于，解码器207的输出被输入到SIGNAL分析单元208，而基于SIGNAL分析单元208的结果控制残余相位差错检测器204。

接收短的前置码x01的接收机利用AGC和时间同步装置来检测长的前置码序列x02的开始，以检测FFT窗口。同时进行对频率偏移的估计和补偿。接收长的前置码序列x02的接收机利用已知导频副载波测量所有副载波的信道响应。特别地，导频副载波的信道响应被传送到残余相位差错检测器204。可以用已知技术实现以上处理，这里省略对其的介绍。

然后，接收SIGNAL字段x03。由FFT单元202a和202b对SIGNAL字段进行FFT。FFT输出被输入到干扰抑制电路。但是，由于SIGNAL字段被从单个天线输出，所以不需要执行干扰抑制。因此，干扰抑制电路所执行的处理是乘以单位矩阵的处理或者对FFT单元202a和202b的输出进行加权和组合以增加信噪比的处理。干扰抑制电路的输出被输入到残余相位差错检测器204。

图29是表示根据第八实施例，残余相位差错检测器所执行的处理概念的示意图。假设信道响应在接收从发射天线101a传送并被接收天线201a接收的长的前置码时是图29所示的Haa。当BPSK传送导频副载波时，数据部分所接收的导频副载波的被接收信号点能够作为图29所示的点(1)或(-1)。基于作为参考的这个点，检测残余相位差错。

当SIGNAL部分的导频副载波的被接收点是图29所示的“单个天线传输中的下一个符号”时，残余相位差错检测器测量点(1)和“单个天线传输中的下一个符号”点之间的相位差θ1作为残余相位差错。相位补偿器校正残余相位差错。在接收SIGNAL2部分中，能够以相同的方式检测残余相位差错。

解调器207解调SIGNAL2部分，并将解码结果传送到SIGNAL分析单元208。SIGNAL分析单元208分析第二信号字段，分析被复用的发射天线的数量，以及关于在长的前置码后面将存在的来自多个天线的传输的信息。SINGAL分析单元208传送分析结果到残余相位差错检测器204。

然后，接收机接收来自发射天线101b的长的前置码，并测量来自发射天线101b的信道响应。以下介绍这样一种情况，其中接收DATA部分x08和x09。在以下介绍中，在DATA部分中复用来自两个发射天线101a和101b的信号，并且被复用的导频副载波具有式(4)和(5)表示的极性。如上所述，由来自SIGNAL分析单元208的信号能够识别被复用的发射天线的数量。

在四个导频副载波中，注意具有式(4)和(5)中最左边的极性的导频副载波。由这个频率所传送的导频副载波的极性是Sa(1)＝1和Sb(1)＝1。当从发射天线101a到接收天线201a的信道响应是Haa，而从发射天线101b到接收天线201a的信道响应是Hba时，DATA部分所接收的导频副载波的信道响应值是图29所示的Haa+Hba。残余相位差错检测器基于测量的信道响应值Haa+Hba和来自SIGNAL分析单元208的信息利用组合的信道响应值Haa+Hba获得参考点，并从参考点检测偏移。

更具体地，由于由PN序列所调制的BPSK信号传送导频副载波，所以接收图29所示的点(1，1)和(-1，-1)。即，当接收单个天线时，能够基于图29中的点(1)和(-1)检测残余相位差错。当操作切换到来自多个天线的传输，即x08或x09的传输时，必须基于点(1，1)和(-1，-1)检测残余相位差错。

如上所述，残余相位差错检测器204的操作必须在单个天线传输和多个天线传输之间切换。在第八实施例中，通过分析图26所示的第二信号字段x04(SIGNAL2)来实现这个操作。在第二信号字段中，描述在传送侧复用的信号数量或复用方法。因此，当分析第二信号字段时，能够获得信道响应值的参考点。另外，能够进行在当接收来自单个天线的传输信号时的参考点和当接收从多个天线所传送的信号时的参考点之间切换。因此，根据是接收来自单个天线的信号还是接收来自多个天线的信号的情况，能够适当地切换参考信号。在这两种情况下，当无线分组包含来自单个天线的导频副载波和来自多个天线的信道品副载波时，即无线分组包括基于IEEE802.11a和IEEE802.11n的分组时，残余相位差错都能够被适当地检测和补偿。在这个实施例中，假设从单个天线传送x01、x02、x03、x04，它能够利用循环延迟传输分集从多个天线传送。相位补偿的过程与这个实施例中所写的相同，并且起作用。

(第九实施例)

在以上实施例中，OFDM信号传输设备对应于发射天线传送不同的信号。但是，本发明也能被应用于使用对应于多个传输射束的传送不同信号的传输方法的OFDM信号传输设备。

图31表示根据本发明第九实施例的OFDM传输装置，它对应于多个传输射束传送不同的信号。参考图31，编码器102、串行-并行转换器103、调制器104a和104b、串行-并行转换器105a和105b、以及导频副载波***单元106与第一到第八实施例中的相同，这里省略对其的描述。

根据第九实施例，通过导频副载波***单元106将导频副载波***在数据副载波之间而获得的副载波被输入到射束形成设备108。射束形成设备108对串行-并行转换器105a的输出和串行-并行转换器105b的输出进行加权和组合，并输出信号到IFFT单元107a和107b。从发射天线101a和101b输出IFFT后的输出。

射束形成设备108是执行形成(射束形成)多个传输射束的过程的设备。可以利用已知技术实现射束形成设备108。可以为每个副载波独立地形成传输射束。或者，可以为所有副载波形成同样的射束。参考图31，射束形成设备108被***在IFFT单元107a和107b之前。射束形成设备108可以被***在IFFT单元107a和107b之后。

已知的射束形成方案大致分为两种方案。在第一射束形成模式中，无线传输装置与无线接收装置之间的信道响应是完全已知的。根据信道响应计算射束形成加权，以操纵射束朝着接收装置。在第二射束形成模式中，信道响应不是完全已知的，并使用预定的射束形成加权。因此，射束不***纵朝着接收装置。John Ketchum等通过文献ftp://ieee:[email protected]/11/01/11-04-0870-00-000n-8 02-11-ht-system-description-and-operating-principles.doc，就作为第一射束形成方案之一的Eigenvector steering(ES)方案和作为第二射束形成方案之一的Spatial spreading(SS)方案进行了论述。根据John Ketchum在文献中的描述，能够通过利用射束形成来取得分集效果。

射束形成设备108具有例如ES方案和SS方案，以对应第一射束形成方案和第二射束形成方案。对于数据副载波，能够利用如JohnKetchum等所述ES方案或SS方案中的任意一个来有效地进行射束形成。另一方面，对于导频副载波，以John Ketchum等所提示的办法进行射束形成并不太理想。这是因为导频副载波在接收侧为已知信息，并且必须在接收侧总是准确被接收。

接着就利用了ES方案和SS方案的导频副载波构成方法进行说明。

在ES方案中，如John Ketchum等在文献的第10页中所写的那样，对无线传输装置与无线接收装置之间的信道响应进行测定，并使传输射束朝向无线接收装置的方向。由于导频信号到达无线接收装置，而不管导频副载波***单元106产生导频副载波，所以不形成静区。因而，在利用ES方案形成射束时，对导频副载波的极性进行与第一到第八实施方式同样的设定。另一方面，在信道响应不是完全已知、并使用预定值作为射束形成加权时，SS模式是射束形成方案。因此，它不能保证导频副载波总是到达无线接收装置。

在传输天线的数量为4时，用下面的矩阵P来表示导频副载波。

$P=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& -1\\ 1& -j& -1& -j\\ 1& -1& 1& 1\\ 1& j& -1& j\end{array}\right]---\left(27\right)$

矩阵P的列数与在频率轴上的导频副载波数相同。矩阵P的第一行代表从每个天线发射的第一导频副载波的记性。矩阵P的行数与射束形成设备108的输入端数相同。即，矩阵P表示图11B。由下式给出利用John Ketchum等在文献中所介绍的Walsh矩阵的射束形成矩阵Q。

$Q=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right]---\left(28\right)$

矩阵Q的列数与射束形成设备108的输入端的数量、即传输射束的数量相等。矩阵P的行数与传输天线的数量相等。矩阵Q的第i行表示对应于第i个传输射束的加权(在这个例子中，i＝1，2，3，4)。射束形成设备108进行矩阵P与矩阵Q的乘法运算，以得到如下面那样的矩阵QP。

$\mathrm{QP}=\left[\begin{array}{cccc}4& 0& 0& 0\\ 0& 0& 4& 0\\ 0& 2-2j& 0& -2-2j\\ 0& 2+2j& 0& -2+2j\end{array}\right]---\left(29\right)$

矩阵QP的列数与频率轴上导频副载波的数量相同。矩阵QP的行数与传输天线的数量相等。例如，关注矩阵QP的第1列。这对应于仅从第一传输天线发射功率为“16”(即幅值为4)的导频。关注矩阵QP的第2列。这对应于仅从第三传输天线和第四传输天线发射功率为“8”(即幅值为8的平方根)的导频信号。如上所述，尤其对于第一导频副载波，只从第一传输天线以高的功率发射它。对于第二导频副载波，只从第三和第四传输天线发射导频信号。因此，传输功率在OFDM信号的频带内变化。因此，发生在现有技术中指出的问题，即三重差拍合成以及传输信号的动态范围增大。

更具体地，当基于SS方案的射束形成被应用到导频副载波，则导频副载波的正交性就会破坏。对于特定导频副载波，一些传输天线不发射到品信号。由此，减弱了空间分集效果。在第九实施例中，当射束形成设备108使用基于SS方案的射束形成时，SS方案被用于数据副载波，如John Ketchum等在文献所描述的那样。但是，对于导频副载波则不执行射束形成。更具体地，对于导频副载波，矩阵Q应该为如下的识别(identify)矩阵Q’。

由于矩阵P直接出现在矩阵Q’P，由在频率轴及时间轴上相互正交的导频副载波发射导频信号，所以Q’的第一行代表对应于地i传输天线的加权(在这个例子中，i＝1，2，3，4)。

在使用SS方案时，循环延迟分集(CDD)被分别应用到来自每个天线的传输信号。具体地，通过50ns的循环移位，将来自第一传输天线的传输信号产生到来自第二传输天线的传输信号。由于John Ketchum等在文献中已经介绍了CCD方案，所以省略对其的解释。

如上所述，在第九实施方式中，在根据第二射束模式以及，例如不利用信道响应信息的SS方案执行射束形成时，发射导频信号，而不需将射束形成应用到导频副载波。因此，能够防止只来自单一天线的导频信号传输，并且能够防止传输信号动态范围的任何增加。另外，能够通过空间分集的效果防止接收侧的任何静区。

在以上介绍中，射束形成不被应用到第二射束形成模式(乘以识别矩阵)中的导频副载波。但是，例如，在由下式假设地给出由射束形成设备107乘以矩阵P的射束形成矩阵Q’

由下式给出矩阵Q’P

从每个天线发射在频率轴和空间轴上相互正交的导频副载波，使得可以表现矩阵Q’P。这是图11A所示的导频副载波极性模式。因此，避免了只从单一天线发射导频负载拨，并扩展了传输信号的动态范围。

因此，在第二模式中，它是这样的模式，通过使到数据副载波的传输射束的等待时间、以及到导频副载波的传输射束的等待时间为不同值，它不基于信道响应，但形成传输射束。避免了导频信号倾斜，以及被从单一天线发射，并且由于从每个天线发射在频率轴和空间轴上相互正交的导频副载波，所以避免了在接收侧产生静区。

在这个实施例中，为了描述方便，在无线分组中，导频副载波的极性模式是固定的。即使在无线分组中，即对于每个OFDM符号，极性模式被改变，也能够获得本发明的效果。如图12所示，无线发射机在ROM中存储多个极性模式。用对OFDM符号的数量进行计数的无线计数器代替无线分组计数器。可以通过根据计数器为每个天线选择多个极性模式中的一个而改变导频副载波的极性模式。

(第十实施例)

以下介绍本发明的第十实施例。这个实施例与第一到第九实施例的区别在于，导频副载波的极性对于每个OFDM符号变化，并且导频副载波的频率，即导频副载波的位置周期地变化。当导频副载波的位置周期地变化时，能够在数据部分期间估计所有副载波的信道。

图32到35表示根据这个实施例，当发射天线的数量是4时的导频副载波位置。图32表示从第一发射天线传送的OFDM信号中的导频副载波位置。相似地，图33、34和35表示分别从第二、第三、和第四发射天线传送的OFDM信号中的导频副载波位置。参考图32到35，横坐标表示副载波数量(这个例子中是-26到26)，即副载波的频率(位置)。纵坐标表示OFDM符号数量(这个例子中为DATA1到DATA12)。导频副载波位于除空白小区外的小区内。小区内的符号指示导频副载波的极性。图32到35中没有表示PN序列。也没有表示数据副载波的描述。

在这个实施例中，在发射天线之间的多个单位时间里，导频副载波相互正交。在图32到35所示的例子中，一个OFDM符号时间被定义为单位时间。在4-OFDM符号的间隔中，在四个发射天线之间，导频副载波相互正交。导频副载波的频率(位置)在对应于多个单位时间的整数倍数的周期处改变，例如在对应于4个OFDM符号的周期处改变。

利用与图9中相同的描述，用下式给出图32到35中所示的每个导频副载波的极性：

${\mathrm{Sp}}_{\mathrm{pos}(i,t)k,t}=\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(k-1)i\right)\×p_{\mathrm{rot}}(i,t)---\left(30\right)$

其中Sp_{pos(i，t)k，t}表示第(Sp_pos(i，t))个副载波被用做导频副载波，k是发射天线编号，而t是OFDM符号编号。在式(30)中，式(9)右侧项乘以由下式给出的极性数据P_rot(i，t)：

$p_{\mathrm{rot}}(i,t)=\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}(t-1)i\right)---\left(31\right)$

其中，P_pos(i，t)是由导频副载波编号i和OFDM符号编号t转换副载波编号的转换函数。更具体地，能够用下式表示P_pos(i，t)：

$p_{\mathrm{pos}}(i,t)=\left\{\begin{array}{ccc}-20& \mathrm{for}& i=0\\ -7& \mathrm{for}& i=1\\ +7& \mathrm{for}& i=2\\ +20& \mathrm{for}& i=3\end{array}\right.1\≤t\≤4$

$p_{\mathrm{pos}}(i,t)=\left\{\begin{array}{ccc}-17& \mathrm{for}& i=0\\ -4& \mathrm{for}& i=1\\ +10& \mathrm{for}& i=2\\ +23& \mathrm{for}& i=3\end{array}\right.5\≤t\≤8$

$p_{\mathrm{pos}}(i,t)=\left\{\begin{array}{ccc}-14& \mathrm{for}& i=0\\ -1& \mathrm{for}& i=1\\ +13& \mathrm{for}& i=2\\ +26& \mathrm{for}& i=3\end{array}\right.9\≤t\≤12$

                                  (32)

图36表示通过将发射天线编号k和OFDM符号编号t代入式(31)而获得的极性数据P_rot(i，t)的值。如图36所示，式(31)具有OFDM符号编号t的周期。在这个实施例中，周期是4-OFDM符号的间隔。

更具体地，当t＝1和t＝5时，极性数据P_rot(i，t)具有相同的值。

如式(32)所示，导频副载波的位置(频率)根据式(31)的周期变化。例如，在从第一到第四发射天线所传送的副载波中，导频副载波位于对应于第一个4-OFDM符号间隔(从DATA1到DATA4的间隔)中的副载波编号-20、-7、+7和+20的位置上，其中t＝1到4。

例如，注意位于副载波编号为-20的导频副载波。从第一发射天线传送的导频副载波的极性是“1，1，1，1”。从第二发射天线传送的导频副载波的极性是“1，j，-1，-j”。从第三发射天线传送的导频副载波的极性是“1，-1，1，-1”。从第四发射天线传送的导频副载波的极性是“1，-j，-1，j”。从第一到第四发射天线传送的导频副载波在4-OFDM符号间隔中相互正交。这也应用到位于其余副载波编号-1，+7和+20的导频副载波。导频副载波在4-OFDM符号间隔中相互正交。

在下一个4-OFDM符号间隔(从DATA5到DATA8的间隔)中，其中t＝5到8，传送副载波编号-17、-4、+10、和+23的导频副载波。从第一到第四发射天线传送的导频副载波的极性与在第一4-OFDM符号间隔(其中t＝1到4)中的相同，使得导频副载波相互正交。

如图32到35和式(30)所示，甚至在频率轴上，导频副载波相互正交。例如，注意从第二发射天线传送的、图33所示的导频副载波。在第一4-OFDM符号间隔(从DATA1到DATA4)中，其中t＝1到4，位于副载波编号-20的导频副载波的极性是“1，j，-1，-j”。位于副载波编号-7的导频副载波的极性是“-j，1，j，-1”。位于副载波编号+7的导频副载波的极性是“-1，-j，1，j”。位于副载波编号+20的导频副载波的极性是“-j，1，j，-1”。导频副载波相互正交。

式(31)的周期不需要总是等于式(32)指示的导频副载波位置的改变周期。式(32)的周期只需要是式(31)的周期的整数倍数。由傅立叶系数产生式(32)。它们只需要是相对于时间轴t正交的序列。图37表示使用实数时极性数据P_pos(k)的另一个例子。

以下参考图38介绍根据这个实施例的导频副载波***单元106。包括导频副载波***单元106的OFDM信号传输设备的整体构造与图3中相同，这里省略对其的介绍。在图38所示的导频副载波***单元106中，来自图3中串行-并行转换器105a和105b的传输数据被分别输入到副载波定位设备126a和126b。

通过使乘法单元111a到111d获得来自PN序列产生器110的PN序列和存储在ROM121a中的第一导频副载波的极性数据Sa(j)的乘积而产生的第一导频副载波被输入到副载波定位设备126a。相似地，通过使乘法单元112a到112d获得来自PN序列产生器110的PN序列和存储在ROM121b中的第二导频副载波的极性数据Sb(j)的乘积而产生的第二导频副载波被输入到副载波定位设备126b。式(30)到(32)所表示的P_rot(i，t)作为极性数据Sa(j)和Sb(j)存储在ROM121a和121b中。

按以下方式执行为每个OFDM符号改变导频副载波的极性或位置的处理。在传送DATA1中，计数器131对OFDM符号周期的时钟信号130进行计数，并认可是传送DATA1的时间。计数器向副载波定位控制器132和导频模式控制器133输出指令，以控制副载波定位和DATA1的导频模式。在传送DATA2中，计数器131用时钟信号130认可是传送DATA2的时间。计数器131向副载波定位控制器132和导频模式控制器133输出指令，以控制副载波定位和DATA2的导频模式。更具体地，导频模式控制器133根据式(30)和(31)从ROM121a和121b中读出值。副载波定位控制器132在根据式(32)的位置上***导频副载波。以这样的方式，形成图32到35中表示的导频副载波。

以下参考图39介绍具有接收式(30)指示的导频副载波并检测残余相位差错的功能的OFDM信号接收设备。

接收天线201a所接收的OFDM信号通过无线接收单元(未标出)被输入到FFT单元202a，并通过傅立叶变换分为副载波信号。FFT单元202b也对接收天线201b所接收的OFDM信号进行傅立叶变换，并且通过傅立叶变换将OFDM信号分为副载波信号。

在从FFT单元202a和202b输出的副载波中，数据副载波被输入到干扰抑制电路203，而导频副载波被输入到残余相位差错检测器204和信道变化检测器210。残余相位差错检测器204所检测到的残余相位差错被相位补偿器205a和205b补偿。信道变化检测器210所检测到的信道变化被信道变化补偿器211a和211b补偿。除残余相位差错检测器204、信道变化检测器210、和信道变化补偿器211a和211b外的单元与图5中所示的OFDM接收装置中的相同，这里省略对其的介绍。

在这个实施例中，相位补偿器204和信道补偿器211a和211b被独立设置。这些设备能够被视为补偿信号失真的设备。因此，能够用一个补偿器实现相位补偿器204和信道补偿器211a和211b。在这个实施例中，在干扰抑制电路203的输出侧设置相位补偿器204和信道补偿器211a和211b。但是，它们也可以被设置在输入侧。

残余相位差错检测器204利用导频副载波检测残余相位差错。在OFDM信号接收设备中已知每个OFDM符号的导频副载波的极性数据和乘以极性数据的PN序列。因此，残余相位差错检测器204能够利用第一实施例中介绍的图6所示检测原理、第四实施例中介绍的图18所示检测原理、第六实施例中介绍的图23A和23B所示检测原理、以及第八实施例中所介绍的图29所示检测原理中的一个来检测残余相位差错。

以下介绍使用导频副载波的传播路径估计。例如，将介绍第20个导频副载波。假设Haa是从发射天线101a到接收天线201a的信道响应值，Hba是从发射天线101b到接收天线201a的信道响应值，Hca是从发射天线101c(未标出)到接收天线201a的信道响应值，而Had是从发射天线101d(未标出)到接收天线201a的信道响应值。

在这种情况下，当噪声分量被移动时，能够由下式给出间隔DATA1、DATA2、DATA3、和DATA4中的信号接收：

r_DATA1＝H_aa+H_ba+H_ca+H_da               (33)

r_DATA2＝(H_aa+jH_ba-H_ca-jH_da)exp(jθ)    (34)

r_DATA3＝(H_aa-H_ba+H_ca-H_da)exp(j2θ)     (35)

r_DATA4＝(H_aa-jH_ba-H_ca+jH_da)exp(j3θ)   (36)

存在去除残余相位差错之前的信号，而exp(jnθ)(n＝1，2，3)表示残余相位差错。能够通过执行下式给出的处理而得到Haa的信道估计值：

${\hat{H}}_{\mathrm{aa}}=r_{\mathrm{DATA}1}+r_{\mathrm{DATA}2}+r_{\mathrm{DATA}3}+r_{\mathrm{DATA}4}$

$=H_{\mathrm{aa}}(1+\exp \left(\mathrm{j\θ}\right)+\exp \left(j2\mathrm{\θ}\right)+\exp \left(j3\mathrm{\θ}\right))$

$+H_{\mathrm{ba}}(1+\mathrm{jexp}\left(\mathrm{j\θ}\right)-\exp \left(j2\mathrm{\θ}\right)-\mathrm{jexp}\left(j3\mathrm{\θ}\right))$        (37)

$+H_{\mathrm{ca}}(1-\exp \left(\mathrm{j\θ}\right)+\exp \left(j2\mathrm{\θ}\right)+\exp \left(j3\mathrm{\θ}\right))$

$+H_{\mathrm{da}}(1-\mathrm{jexp}\left(\mathrm{j\θ}\right)-\exp \left(j2\mathrm{\θ}\right)+\mathrm{jexp}\left(j3\mathrm{\θ}\right))$

由于能够假设由残余相位差错exp(jnθ)(n＝1，2，3)表示的多个符号之间的相位差充分地接近1，所以能够由式(37)得到Haa的估计值。这是因为如图32到35所示，在导频副载波相互正交的周期(这个实施例中是4-OFDM符号间隔)处传送导频副载波。

也能够由下式得到Hba的估计值：

${\hat{H}}_{\mathrm{ba}}=r_{\mathrm{DATA}1}-{\mathrm{jr}}_{\mathrm{DATA}2}-r_{\mathrm{DATA}3}+{\mathrm{jr}}_{\mathrm{DATA}4}---\left(38\right)$

一般地，当执行使用图32到35所示序列的的复共轭作为系数的计算时，能够得到对应于每个发射天线的信道响应值。例如，如第八实施例所描述的那样，当使用图26所示的无线分组结构时，能够用分组开始处长的前置码部分来估计所有副载波的信道响应。但是，信道响应能够在分组中根据环境变化而变化。特别地，当无线分组的长度大于信道变化时，由长的前置码部分所得到的信道估计值可以与DATA1到DATA4部分所估计的估计值不同。甚至在这个情况中，信道变化补偿器211a和211b能够通过使导频副载波在多个发射天线之间的多个单位时间内相互正交、并在对应于单位时间的整数倍数的周期处改变导频副载波的频率(位置)而对变化进行补偿。

在以上描述中，利用残余相位差错补偿前的信号估计信道变化值。也能够利用残余相位差错补偿后的信号估计信道变化。在这种情况下，由于能够忽略式(33)到(36)中的残余相位差错分量，所以能够准确地得到信道变化值。

图40表示利用残余相位差错补偿后的信号估计信道变化的OFDM接收装置的构造。参考图40，FFT单元202a和202b的输出被传送到残余相位差错检测器204和相位补偿器205a和205b。利用已经由相位补偿器205a和205b进行相位补偿的信号，信道变化检测器210检测信道响应中的变化。

如上所述，在这个实施例中，导频副载波的位置对于导频副载波的每个正交间隔变化。正交间隔指示这样一种间隔，其中导频副载波在发射天线和图32到35所示的例子中的4-OFDM符号间隔中相互正交。当利用这个正交间隔中的接收信号执行式(37)表示的处理时，能够获得来自发射天线的信道估计值。在一个正交间隔中传送导频副载波以后，使用其他副载波作为导频副载波。因此，能够获得对应于所有副载波的信道估计值。

在以上描述中，由于发射天线的数量是4，所以使用这样的序列(例如图32到35)，其中导频副载波的正交周期是4-OFDM符号间隔。当发射天线的数量是3或2时，能够使用具有短的正交周期的序列。在这个实施例中，通过改变导频副载波的极性实现正交化。但是，也能够通过改变每个发射天线的PN序列类型而实现正交化，从而进行信道估计。更具体地，如第四实施例所述，为每个发射天线准备PN序列，以使导频副载波在时间轴上相互正交，由此执行第十实施例的信道估计。

图41表示当通过改变PN序列而使导频副载波在时间轴上正交时导频副载波***单元106的构造。这个导频副载波***单元与图38所示的有以下区别。在图38所示的导频副载波***单元中，为每个OFDM符号，即每个DATA，改变导频副载波的极性。在图41所示的导频副载波***单元中，为各个发射天线准备PN序列产生器110a和110b。

如上所述，根据第十实施例，在多个发射天线之间，在多个单位时间内，导频副载波相互正交。另外，在对应于单位时间整数倍数的周期处改变导频副载波的频率(位置)。而且，导频副载波恰好在频率轴上相互正交。因此，由发射天线在传送导频副载波中所形成的方向模式能够被不同的变化。

如第一到第九实施例中的那样，能够减少静区，其中所有四个导频副载波的接收功率同时降低。能够扩展其中高质量的接收是可能的区域。同时，能够防止发射机的任何三重差拍合成。在接收侧，能够在数据部分期间很容易地获得对应于每个发射天线的信道估计值。

在这个实施例中，传送导频信号的副载波每次都变化。甚至当传送导频信号的副载波由于衰落而降低，从而使得很难测量残余相位差错时，而导频信号也在下一个OFDM符号中从其他副载波传送。因此，导频信号能够很大概率地在数据部分期间准确地被接收。

根据本发明，即使当导频副载波的接收功率很低，另一个副载波的接收功率也很可能变高。因此，能够减少静区，其中所有导频副载波的接收功率同时降低，并且可能扩展其中高质量接收是可能的区域。另外，由于来自发射天线的导频副载波的传输功率与数据副载波的传输功率相同，所以能够避免任何三重差拍合成。另外，D/1转换器的输入动态范围不需要被特别地扩展。

对于本领域技术人员，其他优点和修改是显而易见的。因此，本发明在其宽的方面不限于这里所示和所述的特定的细节和代表性实施例。因此，可以进行多种修改，而不会背离由权利要求书及其等价物所限定的一般发明构思的精神或范围。

Claims (7)

1.一种至少利用第一天线和第二天线传送正交频分复用OFDM信号的OFDM信号传输设备，包括：

导频副载波***装置，被配置为将正交频分复用OFDM信号的一些副载波设置为用于传送导频信号的导频副载波，并将其余副载波设置为用于传送数据信号的数据副载波；以及

IFFT单元，被配置为输出由所述导频副载波***装置所设置的OFDM信号，其中

利用一个序列和表示所述每个导频副载波的多个极性模式的数据的乘积生成导频信号，以及

所述导频信号的极性在所述第一天线和所述第二天线之间不同。

2.根据权利要求1的设备，其中所述导频副载波用于补偿频率偏移。

3.根据权利要求1的设备，其中所述导频副载波用于补偿相位差错。

4.根据权利要求1的设备，其中所述导频副载波***装置使得导频信号的极性在所述第一天线和所述第二天线之间彼此正交。

5.根据权利要求1的设备，其中每个所述导频副载波都包括极性模式，所述极性模式在所述第一天线和第二天线之间相互正交。

6.根据权利要求1的设备，其中

所述导频副载波***装置包括

存储第一极性数据的第一存储器，

存储第二极性数据的第二存储器，

使所述序列与所述第一极性数据相乘以产生所述第一天线的导频信号的第一乘法单元，以及

使所述序列与所述第二极性数据相乘以产生所述第二天线的导频信号的第二乘法单元。

7.根据权利要求1的设备，其中基于第一序列产生所述第一天线的导频信号，基于与所述第一序列不同的第二序列产生所述第二天线的导频信号。

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