JP4405411B2 - Ｏｆｄｍ信号送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の送信アンテナを用いるＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号送信装置に関する。

ＯＦＤＭ信号送信装置の中でも、特に複数の送信アンテナによってそれぞれ異なるデータを同時に送信する方式は、大容量のデータを高速に送信できるという利点を有する反面、データの誤り率特性が劣化しやすい。そこで、送信側でパイロットシンボルと呼ばれる既知信号を特定の一つまたは複数のサブキャリアに重畳することでパイロットサブキャリアを形成し、受信側でパイロットサブキャリアに基づいて各サブキャリアの伝搬路補償あるいは周波数オフセット補償を行うことで、誤り率特性の良い受信信号を得る方法が知られている。

このように複数の送信アンテナにより同一周波数のパイロットサブキャリアを用いて同一の既知信号を送信する場合、各々のパイロットサブキャリアの送信信号が互いに干渉し合うことにより、指向性ビームが形成される。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に基づくＯＦＤＭ信号のように、パイロットサブキャリアの間隔（約４．４ＭＨｚ）に比較してキャリア周波数（５ＧＨｚ帯）が高い場合、各々のパイロットサブキャリアに対応する指向性ビームはほぼ同一の方向を向く。この場合、各々の指向性ビームの電界が急激に落ち込むヌル点も同じ方向を向いてしまうため、ヌル点の方向ではパイロットサブキャリアを受信することがほとんど不可能になり、受信特性は急激に悪化する。

このような問題に対処するため、特許文献１にはある一つの送信アンテナのみによってパイロットサブキャリアを送信し、その他の送信アンテナではパイロットサブキャリアの周波数帯でヌル信号を送信する手法が開示されている。この手法によると、複数の送信アンテナからパイロットサブキャリアが送信されることによる各パイロットサブキャリア間の相互干渉の問題が回避されるため、指向性ビームの形成による受信特性の悪化を防止できる。
特開平２００３−３０４２１６号公報

特許文献１のように単一の送信アンテナのみからパイロットサブキャリアを送信する方法では、複数の送信アンテナからパイロットサブキャリアを送信する場合に比較してパイロットサブキャリアの全送信電力が低下することになり、これは受信機の受信性能を悪化させる。

単一の送信アンテナからのパイロットサブキャリアの送信電力を各送信アンテナからのデータサブキャリアの送信電力よりも大きくすれば、パイロットサブキャリアの全送信電力を増大させることができ、受信性能は向上する。反面、単一の送信アンテナからのパイロットサブキャリアの送信電力を大きくすることは、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域内で送信電力にむらを生じさせることになるから、複合三次歪みを発生させたり、送信信号のダイナミックレンジを増大させて受信機のＤ／Ａ変換器の仕様（特に、入力ダイナミックレンジ）を厳しくしてしまう。

本発明の目的は、パイロットサブキャリアの送信電力を低下させることなく、複合３次歪みを減少させるＯＦＤＭ信号送信装置を提供することにある。さらに、本発明は高品質な受信が可能になるエリアを増大させることを目的とする。

本発明の一観点に係るＯＦＤＭ信号送信装置は、複数の送信アンテナを用いてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号を送信するＯＦＤＭ信号送信装置において、前記ＯＦＤＭ信号の一部のサブキャリアがパイロット信号を送信するためのパイロットサブキャリアとして用いられ、残りのサブキャリアがデータ信号を送信するためのデータサブキャリアとして用いられるように各サブキャリアで送信される信号を設定すると共に、前記送信アンテナ毎にパイロットサブキャリア用の信号の極性を異ならせるサブキャリア設定手段と、前記ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置との間のチャネル応答によらず送信ビームを形成するモードを有し、前記モードではデータサブキャリアとパイロットサブキャリアとで異なるウェイトを用いて前記送信ビームを形成するビーム形成器とを具備することを特徴とする。

また、前記ビーム形成器は、前記モードでは前記データサブキャリアに対してのみ前記送信ビームを形成することを特徴とする。

さらに、前記ビーム形成器は、例えば前記パイロットサブキャリアに関して、前記モードでは前記パイロットサブキャリアを表す入力行列に対し単位行列を乗じることを特徴とする。

本発明によると、ある一つのパイロットサブキャリアの受信電力が小さくとも、他のパイロットサブキャリアの受信電力が大きくなる可能性が高くなる。従って、全てのパイロットサブキャリアの受信電力が同時に落ち込んでしまうような、いわゆる不感帯を減らすことができ、高品質な受信が可能になるエリアが増大する。また、各送信アンテナからのパイロットサブキャリアの送信電力を均一にできるため、複合３次歪みの発生がなく、Ｄ／Ａ変換器の入力ダイナミックレンジを特に大きくする必要もなくなる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１の実施形態）
図１に示されるように、本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭシステムでは、複数の送信アンテナ１０１ａ，１０１ｂを有するＯＦＤＭ信号送信装置１００からそれぞれＯＦＤＭ信号が送信される。送信されたＯＦＤＭ信号は、複数の受信アンテナ２０１ａ，２０１ｂを有するＯＦＤＭ信号受信装置２００によって受信される。ここでは、ＯＦＤＭ信号送信装置１００が二つの送信アンテナ１０１ａ，１０１ｂを有し、ＯＦＤＭ信号受信装置２００が二つの受信アンテナ２０１ａ，２０１ｂを有する場合について述べるが、これに限られず、３つ以上の送信アンテナ及び受信アンテナを有する場合にも本発明は有効である。

図２（ａ）（ｂ）に模式的に示すように、本実施形態ではＯＦＤＭ信号送信装置１００において異なる２つの送信データから２つのＯＦＤＭ信号を形成し、これらを異なる送信アンテナ１０１ａ，１０１ｂから送信する。図２（ａ）に示す第１ＯＦＤＭ信号は、送信データＤＡＴＡ_a（Ｎ，Ｋ）が重畳されており、図２（ｂ）に示す第２ＯＦＤＭ信号は、送信データＤＡＴＡ_b（Ｎ，Ｋ）が重畳されている。ここで、ＤＡＴＡ_a（Ｎ，Ｋ）は、送信アンテナ１０１ａから送信されるデータでＮシンボル目のＫサブキャリアで送信されている信号を表す。ＤＡＴＡ_b（Ｎ，Ｋ）は、送信アンテナ１０１ｂから送信されるデータでＮシンボル目のＫサブキャリアで送信されている信号を表す。パイロットサブキャリアについては後述する。

今、送信アンテナ１０１ａから受信アンテナ２０１ａまでの伝搬路の伝達関数（以下、伝搬路の伝達関数を伝搬路応答値という）をHaa、送信アンテナ１０１ａから受信アンテナ２０２ｂまでの伝搬路応答値をHab、送信アンテナ１０１ｂから受信アンテナ２０１ａまでの伝搬路応答値をHba、送信アンテナ１０１ｂから受信アンテナ２０２ｂまでの伝搬路応答値をHbbとすれば、受信アンテナ２０１ａの受信信号RXa及び受信アンテナ２０１ｂの受信信号RXbは、次のように記述できる。

TXa及びTXbは、それぞれ送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからの送信信号を示す。受信信号RXa及びRXbに、伝搬路応答値Haa, Hab, Hba, Hbbで形成される行列の逆行列を乗じることにより、送信信号TXa及びTXbを復調することができる。
第１の実施形態では、データを送信するためのデータサブキャリアとは別に、周波数オフセットやクロックオフセットの残留位相誤差の補償に用いる既知信号を送信するためのパイロットサブキャリアが用いられる。すなわち、受信時にはパイロットサブキャリアにより送信されてくる既知信号を用いて残留位相誤差の検出及び補償を行う。

ここで、比較のために説明すると先の特許文献１では、第１の送信アンテナから図３０（ａ）に示すＯＦＤＭ信号が送信され、第２の送信アンテナから図３０（ｂ）に示すＯＦＤＭ信号が送信される。すなわち、図３０（ａ）に示されるように第１のアンテナのみから斜線で示すパイロットサブキャリアが送信される。第２のアンテナからは、図３０（ｂ）に示されるようにパイロットサブキャリアが送信されず、パイロットサブキャリアに相当する周波数では空白で示すようにヌル信号が送信される。従って、パイロットサブキャリアは互いに干渉することなく送信されるため、指向性ビームによって受信特性が悪化するようなことはなくなるが、パイロットサブキャリアの全送信電力が低下する。

一方、第１の実施形態によれば、二つの送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからパイロットサブキャリアを送信してパイロットサブキャリアの全送信電力を十分に確保しつつ、良好な受信特性を得ることができる。

次に、図３を用いて図１中に示すＯＦＤＭ信号送信装置１００について説明する。ＯＦＤＭ信号送信装置１００は符号化器１０２、シリアル・パラレル変換器１０３、変調器１０４ａ及び１０４ｂ、シリアル・パラレル変換器１０５、パイロットサブキャリア挿入部１０６、ビーム形成器１０７及び逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１０８ａ及び１０８ｂを有する。

入力される送信データは後述するような構造の無線パケットであり、符号器１０２によって符号化される。符号化されたデータはシリアル・パラレル変換器１０３によってシリアル・パラレル変換が施されることにより、送信アンテナ１０１ａに対応する第１送信データと送信アンテナ１０１ｂに対応する第２送信データとに振り分けられる。第１送信データ及び第２送信データは、それぞれ変調器１０４ａ及び１０４ｂによってサブキャリア変調される。変調器１０４ａ及び１０４ｂの変調方式としては、これらに限られないが、例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)，ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)，１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)あるいは６４ＱＡＭが用いられる。

変調器１０４ａから出力される変調データは、シリアル・パラレル変換器１０５ａにより複数の第１データサブキャリアに振り分けられる。同様に変調器１０３ｂから出力される変調データは、シリアル・パラレル変換器１０５ｂにより複数の第２データサブキャリアに振り分けられる。

第１データサブキャリア及び第２データサブキャリアにそれぞれ割り当てられた変調データ（以下、これを第１データサブキャリア及び第２データサブキャリアと称する）は、パイロットサブキャリア挿入部１０６に入力される。パイロットサブキャリア挿入部１０６では、ＯＦＤＭ信号の一部のサブキャリアがパイロット信号を送信するためのパイロットサブキャリアに割り当てられ、残りのサブキャリアがデータ信号を送信するためのデータサブキャリアに割り当てられる。

具体的には、パイロットサブキャリア挿入部１０６は、第１データサブキャリアの間に少なくとも一つの第１パイロットサブキャリアで送信されるパイロット信号（以下、本明細書ではこれを第１パイロットサブキャリアと称する）をそれぞれ挿入し、第２データサブキャリアの間に少なくとも一つの第２パイロットサブキャリアで送信されるパイロット信号（以下、本明細書ではこれを第２パイロットサブキャリアと称する）をそれぞれ挿入する。第１データサブキャリアと第１パイロットサブキャリアの集合を第１サブキャリア信号と呼び、第２データサブキャリアと第２パイロットサブキャリアの集合を第２サブキャリア信号と呼ぶことにする。

パイロットサブキャリア挿入部１０６から出力される第１サブキャリア信号及び第２サブキャリア信号は、ビーム形成器１０７に入力される。ビーム形成器１０７では、シリアル・パラレル変換器１０５ａからの出力とシリアル・パラレル変換器１０５ｂからの出力をそれぞれ重み付け合成して複数の送信ビームを形成するためのビームフォーミング処理を行う。ビーム形成器１０７については、後に送信アンテナ数がより多い場合を例にとり詳しく説明する。

ビーム形成器１０７からの出力信号は、ＩＦＦＴユニット１０８ａ及び１０８ｂによりそれぞれ逆高速フーリエ変換が施される。ＩＩＦＦＴ後の出力は送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから出力される。図３では、ビーム形成器１０７はＩＦＦＴユニット１１７ａ，１０８ｂの前に挿入されているが、ＩＦＦＴユニット１１７ａ，１０８ｂの後に挿入してもよい。ＩＦＦＴユニット１０８ａ及び１０８ｂでの逆高速フーリエ変換の結果、ビームフォーミング処理後の第１サブキャリア信号及び第２サブキャリア信号は周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換されることによって多重化され、図２（ａ）（ｂ）に示されるような第１ＯＦＤＭ信号ａ及び第２ＯＦＤＭ信号ｂを生成する。ＯＦＤＭ信号ａ及びｂは、図示しない無線送信ユニットを介して送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂへそれぞれ送られ、これらのアンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信される。

次に、図４を用いてパイロットサブキャリア挿入部１０６について説明する。
パイロットサブキャリア挿入部１０６では、シリアル・パラレル変換器１０５ａからの第１データサブキャリア及びシリアル・パラレル変換器１０５ｂからの第２データサブキャリアは、ビーム形成器１０７へそのまま出力される。このとき第１データサブキャリアの間及び第２データサブキャリアの間に、それぞれ少なくとも一つの第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアが挿入される。本実施形態では、第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアはそれぞれ４つ存在する。

系列発生器１１０は、擬似ランダム系列として例えばM系列のようなpseudorandom noise（ＰＮ）系列を発生する。第１パイロットサブキャリアは、擬似ランダム系列ＰＮ(i)とＲＯＭ１２１ａに格納された第１パイロットサブキャリアの極性データＳa(j)との積を乗算ユニット１１１ａ〜１１１ｄで求めることにより生成される。同様に第２パイロットサブキャリアは、擬似ランダム系列ＰＮ(i)とＲＯＭ１２１ｂに格納された第２パイロットサブキャリアの極性データＳb(j)との積を乗算ユニット１１２ａ〜１１２ｄで求めることにより生成される。送信アンテナ１０１ａから送信される、第１パイロットサブキャリアのベースバンド信号をPa(i,j)とすれば、Pa(i,j)は以下のようにＰＮ(i)とＳa(j)との積で表される。

ただし、ｉはシンボル番号であり、時間方向に並ぶ。ｊはパイロットサブキャリアの番号であり、周波数方向に並ぶ。同様に、送信アンテナ１０１ｂからのパイロットサブキャリアのベースバンド信号Ｐb(i,j)は次のようにＰＮ(i)とＳb(j)との積で表される。

第１の実施形態では、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからそれぞれ送信されるパイロットサブキャリアの数を共に４個とし(j=1〜4)、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからそれぞれ送信される第１及び第２パイロットサブキャリアの極性データSa(j)及びSb(j) (j=1, 2, 3, 4)を以下のように設定する。

すなわち、送信アンテナ１０１ａから送信される第１パイロットサブキャリアと送信アンテナ１０１ｂから送信される第２パイロットサブキャリアとでは、擬似ランダム系列に乗算する極性データSa(j)及びSb(j)がそれぞれ異なっており、これによって第１パイロットサブキャリアの極性パターンと第２パイロットサブキャリアの極性パターンが異なっている。ここで、第１パイロットサブキャリアの極性パターンとは、第１パイロットサブキャリアの各々の極性の組み合わせのパターンである。同様に第２パイロットサブキャリアの極性パターンとは、第２パイロットサブキャリアの各々の極性の組み合わせのパターンである。このように第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアの極性パターンを異ならせることによる効果については、後に詳しく述べる。ここではパイロットサブキャリアの極性データ及び擬似ランダム系列は実数を用いて表現されているが、複素数の極性データあるいは複素数の擬似ランダム系列を用いることも可能である。

次に、図５を用いて図１中のＯＦＤＭ信号受信装置２００について説明する。ＯＦＤＭ信号受信装置２００はＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット２０２ａ及び２０２ｂ、干渉除去回路２０３、残留位相誤差検出器２０４、位相補償ユニット２０５ａ及び２０５ｂ、シリアル・パラレル変換器２０６及び復号化器２０７を有する。

受信アンテナ２０１ａで受信されるＯＦＤＭ信号は、図示しない無線受信ユニットを介してＦＦＴユニット２０２ａへ入力され、フーリエ変換が施されることにより各サブキャリアの信号に分割される。同様に、受信アンテナ２０１ｂで受信されるＯＦＤＭ信号も、ＦＦＴユニット２０２ｂによってフーリエ変換が施されることにより各サブキャリアの信号に分割される。

図１に示したように、受信アンテナ２０１ａで受信される信号は送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信されるＯＦＤＭ信号が重畳されており、受信アンテナ２０１ｂで受信される信号も送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信されるＯＦＤＭ信号が重畳されている。干渉除去回路２０３においては、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからのＯＦＤＭ信号をそれぞれ分離して受信するために干渉除去を行う。このための干渉除去方式は公知の技術であるが、ここでは数式（１）の伝搬路応答で作られている行列の逆行列を受信信号に乗算する方式について説明する。数式（１）の伝搬路応答で作られている行列の逆行列は、次のように書ける。

数式（６）の逆行列をそれぞれ受信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂから出力される受信信号より作られる受信信号ベクトルに乗算することで、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからのＯＦＤＭ信号が分離される。マルチパス環境ではサブキャリア毎に伝搬路応答値が異なるため、伝搬路応答値はサブキャリアの数だけ存在し、逆行列の係数の導出及び逆行列の乗算は、サブキャリア毎に行われる。こうして干渉除去回路２０３によって分離された信号は、残留位相誤差検出器２０４へ送られる。

残留位相誤差検出器２０４では、図示しない無線パケットのプリアンブルを用いて補償された周波数オフセットやクロックオフセット等の残留成分を検出する。残留位相誤差検出器２０４は、さらにパイロットサブキャリアにより伝送された既知信号を用いて二つの受信信号RXa及びRXbの残留位相誤差を検出し、これを位相補償ユニット２０５ａ及び２０５ｂへ送出する。

図６に、残留位相誤差検出器２０４の検出原理を示す。ここでは、残留位相誤差の検出は、干渉除去を行わない信号について適用する場合を例にして説明する。すなわち、パイロットサブキャリアに関しては、数式（６）で示された行列（数式（６）の右辺）は、単位行列で表される場合、あるいはＦＦＴユニット２０２ａ及び２０２ｂの出力を重み付け合成して、信号電力対雑音電力比を最大にする行列、すなわち受信ダイバーシチを行う行列またはベクトルで表せる場合である。２個の送信アンテナ１０１ａ及び１０２ｂを用いて２値の擬似ランダム系列から生成される２値のパイロットサブキャリアを送信する場合、干渉除去前のＯＦＤＭ信号受信装置においては図６に示すように２² =４個の受信信号点（１，１），（１，−１），（−１，１），（−１，−１）の候補が存在する。ここで、例えば（１，−１）は送信アンテナ１０１ａから“１”の変調信号が送信され、送信アンテナ１０１ｂから“−１”の変調信号が送信されることを表す。

第１の実施形態のように送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂで共通の擬似ランダム系列から生成される第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアを送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信する場合、受信信号点は（１，１）及び（−１，−１）の組み合わせ、あるいは（１，−１）及び（−１，１）の組み合わせとなる。この組み合わせは、無線パケット受信中に変化することがない。例えば、受信信号点の組み合わせが（１，−１）及び（−１，１）の場合、ＯＦＤＭ信号受信装置にとってはあたかも単一の送信アンテナからＢＰＳＫ信号が送信されたのと同様に見える。

次に、（−ｋ＋１）番目のサブキャリアで送信されるパイロットサブキャリアPa(1)及びPb(1)を用いて残留位相誤差を検出する場合について説明する。いま、受信アンテナ２０１ａに接続されているＦＦＴ２０２ａのみを考え、（−ｋ＋１）番目のサブキャリアにおける送信アンテナ１０１ａから受信アンテナ２０１ａまでのパイロットサブキャリア伝搬路応答値をHaaとする。同様に、送信アンテナ１０１ｂから受信アンテナ２０１ａまでの伝搬路応答値をHbaとする。パイロットサブキャリアの極性が数式（４）及び（５）で表されている場合、（−ｋ＋１）番目のパイロットサブキャリアに対応する極性はSa(1)＝１及びSb(1)＝１である。よって、二つの送信アンテナからの信号が多重されたパイロット信号はHaa＋Hbaという伝搬路応答値が乗算されるため（１，１）及び（−１，−１）の二つの点が受信される。よって、残留位相誤差検出器は伝搬路応答値Haa及びHbaを用いて合成された伝搬路応答値Haa＋Hbaを計算し、基準信号点（１，１）及び（−１，−１）を作成する。

さて、次のＯＦＤＭシンボルで（１，１）が送信されたとし、この時の受信信号点が図６で示す「次シンボル」であったとする。このとき、残留位相誤差検出器２０４は現在の受信信号点（１，１）と次シンボルとの位相差θを残留位相誤差として検出することができる。なお、残留位相誤差検出値は、受信アンテナ２０１ａの系統の出力と、受信アンテナ２０１ｂの系統の出力と複数の出力の両方から得ることができる。この場合、両者の平均値や重み付け平均値を位相補償器２０５ａ及び２０５ｂへ出力することが可能である。

第１の実施形態では、パイロットサブキャリアを用いた残留位相誤差検出は干渉除去を用いずに行ったが、干渉除去を行った後に残留位相誤差の検出を行うことも可能である。この場合、パイロットサブキャリアの受信信号点は送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからの送信信号点と等しい数しか現れないことになる。なお、パイロットサブキャリアを用いた残留位相誤差の検出を干渉除去を行った後で適用する場合、パイロットサブキャリアの信号電力対雑音電力比が悪化するため、推定精度は悪化することになる。

位相補償ユニット２０５ａ及び２０５ｂでは、受信信号に対して残留位相誤差分だけ位相回転を施すことにより位相補償を行う。位相補償後の二つの受信信号はパラレル・シリアル変換器２０６によりシリアル信号とされ、続く復号化器２０７により復号されることにより、送信信号に対応する受信信号が得られる。

前述のように、パイロットサブキャリアは残留位相誤差を検出するために用いられる。パイロットサブキャリアの受信電力が低いために例えば雑音に埋もれた状態でパイロットサブキャリアが受信された場合には、残留位相誤差の検出を誤ってしまう可能性がある。その場合、位相補償ユニット２０５ａ及び２０５ｂでは誤った残留位相誤差検出結果に従って位相補償が行われるため、全てのデータサブキャリアが誤って受信されてしまう可能性が高い。従って、パイロットサブキャリアの受信電力がＯＦＤＭ信号受信装置の受信特性を決定してしまうと言っても過言ではない。この問題を解決するため、本実施形態では前述したように、送信アンテナ１０１ａから送信される第１パイロットサブキャリアと送信アンテナ１０１ｂから送信される第２パイロットサブキャリアの極性を異ならせている。

図７は、二つの送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから同一極性パターンのパイロットサブキャリアを送信する場合のアンテナ１０１ａ及び１０１ｂの送信指向性イメージと、アンテナ１０１ａ及び１０１ｂによる送信合成ビームパタンを模式的に示している。送信アンテナ１０１ａから送信される第１パイロットサブキャリアの極性データSa(1), Sa(2), Sa(3), Sa(4)は数式（４）とし、送信アンテナ１０１ｂから送信される第２パイロットサブキャリアの極性データSb(1), Sb(2), Sb(3), Sb(4)は次の数式（７）としている。

送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂは、図７の上側に示されるような無指向性のアンテナを仮定する。このため、アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから同時に同一極性のパイロットサブキャリアが送信されると、各々の送信信号は互いに干渉し合い、合成ビームパタンは指向性ビームを形成する。さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合を例にとると、ＯＦＤＭ信号の中心周波数（キャリア周波数）である５ＧＨｚであるのに対して、パイロットサブキャリアの間隔は約４．４ＭＨｚと非常に小さいため、４つのパイロットサブキャリアの指向性ビームは図７の下側に示されるようにほぼ同じ方向を向く。この結果、４つのパイロットサブキャリアの受信電力が共に大きく低下する場所、すなわちＯＦＤＭ信号受信装置の受信特性が大幅に劣化するような不感帯が生じる可能性がある。

一方、図８は第１の実施形態に従い送信アンテナ１０１ａから送信される第１パイロットサブキャリアの極性パターンと送信アンテナ１０１ｂから送信される第２パイロットサブキャリアの極性パターンを異ならせた場合のアンテナ１０１ａ及び１０１ｂの送信指向性イメージと、アンテナ１０１ａ及び１０１ｂによる送信合成ビームパタンを模式的に示している。送信アンテナ１０１ａから送信される第１パイロットサブキャリアの極性データSa(1), Sa(2), Sa(3), Sa(4)は数式（４）とし、送信アンテナ１０１ｂから送信される第２パイロットサブキャリアの極性データSb(1), Sb(2), Sb(3), Sb(4)は数式（５）としている。

数式（４）及び（５）に従うと、例えば極性データSa(1)に従って制御された第１パイロットサブキャリアと極性データSb(1)に従って制御された第２パイロットサブキャリア間の位相差は０であるのに対して、極性データSa(2)に従って制御された第１パイロットサブキャリアと極性データSb(2)に従って制御された第２パイロットサブキャリア間の位相差は180°である。この結果、例えば図８の下側に示されるように、極性Sa(1)及びSb(1)のパイロットサブキャリアで形成される指向性ビームの方向と、極性Sa(2)及びSb(2)のパイロットサブキャリアパイロットサブキャリアで形成される指向性ビームの方向は180°異なる。

図９は、本発明の実施形態を用いてパイロットサブキャリアを送信した場合の受信機におけるパイロットサブキャリアの平均正規化受信レベルを示したものである。送信アンテナは２本であり、数式（４）及び（５）を用いたPa(1),Pa(2),Pa(3),Pa(4)及びPb(1)、Pb(2),Pb(3),Pb(4)の4本のパイロットサブキャリアを用いている。なお、パイロットサブキャリアの極性はＯＦＤＭ信号の中心周波数は５ＧＨｚであり、信号帯域幅は約２０ＭＨｚ、アンテナ素子間隔は半波長であり、各々の素子は無指向性であるとしている。伝搬路モデルはIEEE802.11-03-940/r1 “TGn Channel model”に示されている「Channel model D(NLOS)」を用いている。図９のX軸は、送信アンテナからみた角度を示しており、ある送信角度に応じた4つのパイロットサブキャリアの受信電力がY軸に示されている。

図９から分かるように、ある角度においてはパイロットサブキャリアの電力が他の角度と比較して落ち込むことがある。しかしながらその場所では、他のパイロットサブキャリアの受信電力が高くなるため、受信機はレベルの高いパイロットサブキャリアを用いて残留位相誤差の補償を行うことが可能である。

一方、図１０は、数式（４）及び（７）を用いてパイロットサブキャリアを送信した場合の受信電力を示したものである。すなわち、同一の極性のパイロット信号を用いた場合の特性である。図１０から分かるように、ある角度においては、パイロットサブキャリアの電力が他の角度と比較して落ち込むことがある。そして、その傾向は他のパイロットサブキャリアでも同じであり、すべてのパイロットサブキャリアの電力が同時に落ち込む。よってそのような角度に存在する受信機では、ため、他のパイロットサブキャリアを用いても残留位相誤差の補償を行うことが困難である。

従って、受信側ではある一つのパイロットサブキャリアの受信電力が小さくても、他のパイロットサブキャリアの受信電力が大きくなる可能性が高くなる。このため、全てのパイロットサブキャリアの受信電力が同時に落ち込んでしまうような不感帯を減らすことが可能になり、高品質な受信が可能なエリアが拡大される。

また、第１の実施形態では全てのアンテナ送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂに関してサブキャリアの送信電力を特に大きくするなどの必要がないため、複合３次歪みが増大することがなく、Ｄ／Ａ変換器の入力ダイナミックレンジを特に拡大させる必要もない。

以上の説明では、ＯＦＤＭ信号送信装置１００が２個の送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂを有する例について述べたが、送信アンテナ数が更に多い場合にも拡張可能である。図１１（ａ）（ｂ）には、例として４個の送信アンテナ１０１ａ〜１０１ｄを用いた場合に各々の送信アンテナから送信される第１〜第４パイロットサブキャリアの二種類の極性パターンの例を示す。図１１（ｃ）（ｄ）には、同様に３個の送信アンテナ１０１ａ〜１０１ｃを用いた場合に各々の送信アンテナから送信される第１〜第４パイロットサブキャリアの二種類の極性パターンの例を示す。ここでは、第１〜第４パイロットサブキャリアについて二種類のパイロットサブキャリア極性１及び２が用意されている。パイロットサブキャリア極性１は実数を用いた場合の極性パターンであり、パイロットサブキャリア極性２は虚数を用いた場合の極性パターンである。パイロットサブキャリア極性２は、フーリエマトリクスの係数を用いて生成している。

図１１（ａ）に示す４送信アンテナの場合のパイロットサブキャリア極性１では、第１パイロットサブキャリアの極性をSa(1)＝１，Sa(2)＝１，Sa(3)＝１， Sa(4)＝−１とし、第２パイロットサブキャリアの極性をSb(1)＝１，Sb(2)＝−１，Sb(3)＝１，Sb(4)＝１とし、第３パイロットサブキャリアの極性をSc(1)＝１，Sc(2)＝−１，Sc(3)＝−１，Sc(4)＝−１とし、第４パイロットサブキャリアの極性をSd(1)＝１，Sd(2)＝１，Sd(3)＝−１，Sd(4)＝１としている。ここで、ある周波数から送信されるパイロットサブキャリアについて、各々の極性を要素として持つベクトルを考える。パイロットサブキャリアはそれぞれのアンテナから４本送信され、送信アンテナは４本あるため、パイロットサブキャリアの極性パターンとして４つの極性データの要素を持つ次の４つのベクトルが定義できる。

s(1)〜s(4)は互いに異なっているベクトルであり、例えばs(1)のベクトルを何倍しても他のベクトルになることはない。このように、ある周波数から送信されるパイロットサブキャリアのベクトルが他の周波数から送信されるパイロットサブキャリアのベクトルと異なっていることで、各パイロットサブキャリアの指向性ビームが異なる方向を向くため、不感地帯を減らすことが可能である。なお、s(1)〜s(4)は互いに直交の関係にあるが、必ずしも直交の関係でなくとも、指向性ビームを異なる方向に向けることは可能である。

図１１（ｂ）に示す４送信アンテナの場合のパイロットサブキャリア極性２では、第１パイロットサブキャリアの極性をSa(1)＝１，Sa(2)＝１，Sa(3)＝１，Sa(4)＝−１とし、第２パイロットサブキャリアの極性をSb(1)＝１，Sb(2)＝−ｊ，Sb(3)＝−１，Sb(4)＝−ｊとし、第３パイロットサブキャリアの極性をSc(1)＝１，Sc(2)＝−１，Sc(3)＝１，Sc(4)＝１とし、第４パイロットサブキャリアの極性をSd(1)＝１，Sd(2)＝ｊ，Sd(3)＝−１，Sd(4)＝ｊとしている。ここで、ｊは虚数単位である。この場合も上で説明したように、ある周波数から送信されるパイロットサブキャリアについて、各々の極性を要素として持つベクトルを考えると、それぞれのベクトルは互いに複素領域で異なっており、複素領域で直交の関係にあるが、必ずしも直交の関係でなくとも良い。

一方、図１１（ｃ）に示す３送信アンテナの場合のパイロットサブキャリア極性１では、第１パイロットサブキャリアの極性をSa(1)＝１，Sa(2)＝１，Sa(3)＝１，Sa(4)＝−１とし、第２パイロットサブキャリアの極性をSb(1)＝１，Sb(2)＝−１，Sb(3)＝１，Sb(4)＝１とし、第３パイロットサブキャリアの極性をSc(1)＝１，Sc(2)＝−１，Sc(3)＝−１，Sc(4)＝−１としている。この場合も上で説明したように、ある周波数から送信されるパイロットサブキャリアについて、各々の極性を要素として持つベクトルを考えると、それぞれのベクトルは互いに異なっている。

次に、図１１（ｄ）に示す３送信アンテナの場合のパイロットサブキャリア極性２では、第１パイロットサブキャリアの極性をSa(1)＝１，Sa(2)＝１，Sa(3)＝１，Sa(4)＝−１とし、第２パイロットサブキャリアの極性をSb(1)＝１，Sb(2)＝−ｊ，Sb(3)＝−１，Sb(4)＝−ｊとし、第３パイロットサブキャリアの極性をSc(1)＝１，Sc(2)＝−１，Sc(3)＝１，Sc(4)＝１としている。この場合も上で説明したように、ある周波数から送信されるパイロットサブキャリアについて、各々の極性を要素として持つベクトルを考えると、それぞれのベクトルは互いに異なっており、各ベクトルを複素領域で何倍しても他のベクトルになることはない。

このようにパイロットサブキャリアの配置を決定することにより、各パイロットサブキャリアの指向性ビームが異なる方向を向くため、不感地帯を減らすことが可能である。

ところで、図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示したパイロットサブキャリア極性は、複素領域において以下の数式（９）で表すことができる。

ただし、ｓ_k(i)はパイロットサブキャリアの極性、ｊは虚数単位、ｉはパイロットサブキャリアの番号、ｋは送信アンテナのアンテナ番号であり、例えばｋの一番目の要素は送信アンテナ１０１ａから送信される信号を示し、ｋの二番目の要素は送信アンテナ１０１ｂから送信される信号を示す。

数式（９）によると、ｋ＝２のアンテナ１０１ｂから送信される第１〜第４パイロットのサブキャリア間の位相差は−９０°である。ｋ＝３のアンテナ１０１ｃから送信されるパイロットサブキャリア間の位相差が−１８０°であり、ｋ＝４のアンテナ１０１ｄから送信されるパイロットサブキャリア間の位相差は−２７０°である。このように送信アンテナが異なると、パイロットサブキャリア間の位相差が異なる。従って、先と同様に各々のパイロットサブキャリアに対応する指向性ビームが異なる方向を向くため、不感帯を減少させることが可能になる。

なお、位相差−９０°と位相差２７０°は同じであり、位相差−２７０°と位相差９０°も同じである。よって図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）を忠実に表すためには、数式（９）における指数項にはマイナスの符号が必要であるが、上述の議論よりマイナスの符号がない場合でも同じであるため、数式（９）では符号を省略している。

また、図１１（ａ）（ｂ）に従うと、以下の数式（１０）で示すように、１番目の送信アンテナ１０１ａから送信されるパイロットサブキャリアのうち第４パイロットサブキャリアの極性は第１〜第３パイロットサブキャリアに対して反転している。

言い換えると、第１〜第４パイロットサブキャリアの極性は次の数式（１１）で表される。

さらに、一般化するとパイロットサブキャリアの極性はパイロットサブキャリアの番号ｉによって数式（１２）または（１３）となる。

上記の説明では、ｉはパイロットサブキャリアの番号としたが、ｉをパイロットサブキャリアの周波数に置き換えることも可能である。具体的には、ｉの値として例えば−２１，−７，＋７，２１を使用する。この際、フーリエ変換関数の周期性を考慮して、次の数式（１４）のようにパイロットサブキャリア極性を表現することも可能である。

ただし、ｓ_k(i)はパイロットサブキャリアの極性、ｊは虚数単位、ｉはパイロットサブキャリアの周波数、ｋは送信アンテナのアンテナ番号、Ｎは逆フーリエ変換における入力ポイント数である。

数式（１４）を用いても、送信アンテナが異なると各パイロットサブキャリア間の位相差が異なるため、不感帯を減少することが可能になる。なお、フーリエ変換対を考慮すると、数式（１４）の表現は時間軸において送信信号を送信アンテナ毎に一サンプルずつシフトさせることと等価である。

これまで説明では、送信アンテナ毎に異なる信号を送信する場合について説明したが、本実施形態は実際にはビーム形成器１０７によって形成される複数の送信ビーム毎に異なる信号を送信する。以下、ビーム形成器１０７について詳しく説明する。

ビーム形成器１０７は、複数の送信ビームを形成するための処理（ビームフォーミング）を行うための装置であり、その実現法については公知の技術を用いることができる。ビーム形成法には、大別して二通りのモードが知られている。第１のモードは無線送信装置と無線受信装置との間のチャネル応答が完全に分かっている場合のビーム形成モードであり、ビームを受信装置に向けるためにチャネル応答に従ってビーム形成のための重み（ウェイト）が計算される。第２のモードは、チャネル応答が完全に分かっていない場合のビーム形成モードであり、ビーム形成のために予め定められた重み（ウェイト）が用いられる。従って、ビームは必ずしも受信装置を向くとは限らない。

John Ketchumらは文献” ftp://ieee:[email protected]/11/04/11-04-0870-00-000n-802-11-ht-system-description-and-operating-principles.doc“により、第１のビーム形成モードの一つであるEigenvector steering（ＥＳ）方式と、第２のビーム形成モードの一つであるSpatial spreading（ＳＳ）方式について述べている。また、John Ketchumらの文献では、ビーム形成を用いることによりダイバーシチ効果が得られるとの説明がある。

ビーム形成器１０７は、第１のビーム形成モードと第２のビーム形成モードに対応するために、例えばＥＳ方式とＳＳ方式を有する。データサブキャリアに対しては、ＥＳ方式またはＳＳ方式のいずれを用いた場合でも、John Ketchumらが述べているようにビーム形成を行うことが有効である。一方、パイロットサブキャリアに対しては、John Ketchumらが教示する手法でビーム形成を行うことは好ましくない。パイロットサブキャリアは受信側で既知の情報であり、また受信側で必ず正確に受信される必要があるからである。

次に、ＥＳ方式とＳＳ方式を用いた場合のパイロットサブキャリアの構成方法について説明する。
ＥＳ方式では、John Ketchumらによる文献の１０ページに書かれている通り、無線送信装置と無線受信装置との間のチャネル応答を測定し、無線受信装置の方向に送信ビームを向ける。よって、パイロットサブキャリア挿入部１０６においていかなるパイロットサブキャリアを生成しても、パイロット信号は無線受信装置に到達するため、不感帯は発生しない。よって、ＥＳ方式を用いてビーム形成を行う場合は、パイロットサブキャリアの極性に関して、第１〜第８の実施形態と同様の設定を行えばよい。一方、ＳＳ方式はチャネル応答が完全には分かっていない場合のビーム形成モードであり、予め定められたビーム形成のための重み係数（ウェイト）が用いられるため、パイロットサブキャリアが必ず無線受信装置に到達することを保証しない。

いま、送信アンテナの数が４の場合のパイロットサブキャリアを以下の行列Ｐで表すとする。

行列Ｐの列の数は、周波数軸上でのパイロットサブキャリア数と同じである。第１列目は、各アンテナから送信される第１のパイロットサブキャリアの極性を示す。行列Ｐの行の数は、ビーム形成器１０７の入力ポート数と同じである。すなわち、行列Ｐは図１１（ｂ）を表している。一方、John Ketchumらの文献で例示されているWalsh行列を用いたビームフォーミング行列Qを以下に示す。

ここで、行列Ｑの列の数は、ビーム形成器１０７の入力ポートの数、すなわち送信ビームの数に等しい。行列Ｑの行の数は、送信アンテナの数に等しい。行列Ｑの第ｉ行目が第ｉ番目の送信ビームに対応するウェイトを表す（この例ではｉ＝１，２，３，４）。ビーム形成器１０７では、行列Ｐと行列Ｑとの乗算を行い、以下のような行列ＱＰを得る。

行列ＱＰの列の数は、パイロットサブキャリアの数と同じである。行列ＱＰの行の数は、送信アンテナの数に等しい。例えば、行列ＱＰの第１列に注目すると、これは第１の送信アンテナのみから電力が“１６”（つまり振幅が４）のパイロットを送信することに相当する。行列ＱＰの第２列に注目すると、第３の送信アンテナと第４の送信アンテナのみから電力が“８”（つまり振幅が√８）のパイロットを送信することに相当する。このように第１のパイロットサブキャリアについては、第１の送信アンテナからのみ高い電力で送信されることになる。また、第２のパイロットサブキャリアについては、第３および第４の送信アンテナからのみパイロット信号が送信される。この結果、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域内で送信電力にむらが生じ、複合三次歪みの発生、送信信号のダイナミックレンジの増大といった従来技術で指摘した問題点が起こる。

すなわち、ＳＳ方式に基づいたビーム形成をパイロットサブキャリアに適用すると、パイロットサブキャリアの直交性が崩れてしまう。また、あるパイロットサブキャリアについては、パイロット信号を送信しない送信アンテナが生じるため、空間ダイバーシチの効果が薄れる。

そこで、第９の実施形態ではビーム形成器１０７においてＳＳ方式に従うビーム形成を用いる場合、データサブキャリアに対してはJohn Ketchumらの文献と同様にＳＳ方式を用いるが、パイロットサブキャリアについてはビーム形成を行わない。具体的には、パイロットサブキャリアに対しては行列Ｑを単位行列とする（これをQ´とする）。

行列Ｑ′の第ｉ行目が第ｉ番目の送信ビームに対応するウェイトを表す（この例ではｉ＝１，２，３，４）。こうすると、行列Ｑ′Ｐには行列Ｐがそのまま現れるため、周波数軸及び空間軸上で互いに直交したパイロットサブキャリアによってパイロット信号が送信される。 なお、ＳＳ方式を用いた場合、各アンテナからの送信信号はそれぞれcyclic delayed diversity（ＣＤＤ）が施される。具体的には、第２の送信アンテナからからは第１の送信アンテナから送信される信号よりも例えば５０nsecサイクリックシフトされた信号が送信される。ＣＤＤ方式についてはJohn Ketchumらの文献の文献に記載されているため、説明を省略する。

このようにチャネル応答の情報を用いない第２のビーム形成モードに従って、例えばＳＳ方式によりビーム形成を行う際に、パイロットサブキャリアにはビーム形成を適用せずにパイロット信号の送信を行う。この結果、パイロット信号が単一のアンテナのみから送信されて送信信号のダイナミックレンジを大きくすることがなくなる。さらに、空間ダイバーシチの効果により受信側に不感帯が発生するのを避けることができる。

なお、上記した例では第２のビーム形成モードでは、パイロットサブキャリアはビームフォーミングしない（単位行列を掛ける）方法について述べたが、これに代えて以下のようにしてもよい。

ビーム形成器１０７で行列Ｐに乗算するビームフォーミング行列Ｑ′を

としたとき、得られる行列Ｑ’Ｐは

となる。行列Ｑ′Ｐから分かるように、各アンテナからは周波数軸及び空間軸上で互いに直交したパイロットサブキャリアが送信される。これは、図１１（ａ）に示すパイロットサブキャリアの極性パターンになっている。この結果、パイロット信号が単一のアンテナのみから送信されて送信信号のダイナミックレンジを大きくすることがなくなる。

このように、チャネル応答によらず送信ビームを形成するモードである第２のモードにおいて、データサブキャリアに対する送信ビームのウェイトとパイロットサブキャリアに対する送信ビームのウェイトとを異なる値にすることによって、パイロット信号が単一のアンテナから偏って送信されることがなくなり、各アンテナからは周波数軸及び空間軸上で互いに直交したパイロットサブキャリアが送信されるので、受信側に不感帯が発生するのを避けることができる。

次に、本発明の他の実施形態について説明する。以下に説明する他の実施形態は、いずれもＯＦＤＭ信号送信装置１００におけるパイロットサブキャリア挿入部１０６が第１の実施形態と異なる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部１０６は、図１２に示されるように、第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアのための極性データを格納したＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂと、サブキャリアパターン制御器１２２が追加されている。ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂには、図１３に例示されているように第１パイロットサブキャリアの極性Sa(1)〜Sa(4)を表す極性データ及び第２パイロットサブキャリアの極性Sb(1)〜Sb(4)を表す極性データが３パターン（パターンＡ，パターンＢ及びパターンＣ）ずつ格納されている。ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂからパターンＡ，パターンＢ及びパターンＣのいずれの極性データを読み出すかは、ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂに与えるアドレスデータによって決定される。

第２の実施形態では、各送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信される第１パイロットサブキャリア及び第２のパイロットサブキャリアの極性は固定でなく、無線パケット毎に変化する。すなわち、ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂから無線パケット毎に異なるパターンの極性データが読み出され、乗算器１１１ａ−１１１ｄ及び１１２ａ〜１１２ｄによって擬似ランダム系列発生器１１０により発生される擬似ランダム系列と乗算される。

図１２に示すパイロットサブキャリア挿入部１０６の外部に設けられた無線パケットカウンタ１２３は、図３中の符号化器１０２に入力される送信データ中の無線パケットの数をカウントし、カウント値をサブキャリアパターン制御器１２２へ渡す。サブキャリアパターン制御器１２２は、無線パケットカウンタ１２３のカウント値が１個インクリメントする毎に、ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂに与えるアドレスデータを変更する。これによりサブキャリアパターン制御器１２２は、ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂからそれぞれ読み出される、第１及び第２パイロットサブキャリアの極性データのパターンを変化させる。

例えば、ある無線パケットの送信時にはパターンＡの極性データを読み出し、次の無線パケットの送信時にはパターンＢの極性データを読み出し、さらに次の無線パケットの送信時にはパターンＣの極性データを読み出す。この結果、パイロットサブキャリアの極性パターンが無線パケット毎に変更される。サブキャリアパターン制御器１２２による極性データのパターンの変更は、例えば無線パケット毎にランダムに行われる。

こうしてＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂから読み出される極性データは、第１の実施形態と同様に乗算器１１１ａ〜１１１ｄに入力され、擬似ランダム系列発生器１１０により発生される擬似ランダム系列と乗じられることにより、第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアが生成される。生成される第１パイロットサブキャリア及び第２パイロットサブキャリアは、それぞれ第１データサブキャリアの間及び第２データサブキャリアの間に挿入されることによって、第１サブキャリア及び第２サブキャリアが生成される。

第１サブキャリア及び第２サブキャリアが図３中に示したＩＦＦＴユニット１０８ａ及び１０８ｂに入力されることにより、第１ＯＦＤＭ信号及び第２ＯＦＤＭ信号が生成される。第１ＯＦＤＭ信号及び第２ＯＦＤＭ信号は、図示しない無線送信ユニットを介して図３中に示したように送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂへそれぞれ送られ、これらのアンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信される。

第２の実施形態によると、例えばパターンＡの極性データによって制御されたパイロットサブキャリアを送信する場合と、パターンＢの極性データによって制御されたパイロットサブキャリアを送信する場合とで、アンテナ１０１ａ及び１０１ｂにより形成される指向性ビームのパターンが異なる。

ここで、例えばパターンＡのパイロットサブキャリアに対して受信電力が低い場所に位置しているＯＦＤＭ信号受信装置においては、パターンＡと異なるパターンＢのパイロットサブキャリアが送信された場合には、パイロットサブキャリアの受信電力が回復する可能性が高い。従って、無線パケット毎にパイロットサブキャリアのパターンを変更することにより、パイロットサブキャリアの受信電力がいつまで経っても低くいために全く受信ができないような場所を減らすことが可能になる。

パイロットサブキャリアの極性データのパターンを無線パケット毎に変更する際、変更をランダムにする必要は必ずしもない。例えば、パイロットサブキャリアの極性データの種々のパターンのうち、ＯＦＤＭ信号受信装置毎に受信特性が良好になるようなパターンを記憶しておき、送信先のＯＦＤＭ信号受信装置に対応して記憶されているパターンを用いてパイロットサブキャリアの送信を行うことも可能である。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態では、前回送信した無線パケットがエラーを起こし、再送パケットを送信する際にだけパイロットサブキャリアの極性パターンを変化させる。図１４に示されるように、第３の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部１０６では、図１２における無線パケットカウンタ１２３が再送検出器１２４に置き換えられていること以外は、図１２に示したパイロットサブキャリア挿入部１０６と同様である。

無線パケットは、図１５に例示されるようにＯＦＤＭ信号受信装置が同期をとるために用いるユニークワード、送信元（ＯＦＤＭ信号送信装置）を特定するための送信元フィールド、送信先（ＯＦＤＭ信号受信装置）を特定するための送信先フィールド、当該無線パケットが再送パケットかそうでないかを示す再送フィールド、及び各フィールドに誤りが生じたかを判断するための誤り検出フィールドを含み、その後に複数のデータシンボルが続く。

図３中の符号化器１０２に入力される送信信号は、再送検出器１２４にも入力される。再送検出器１２４は送信信号である無線パケット中の再送フィールドを解析し、当該無線パケットが再送パケットであった場合には、その旨をサブキャリアパターン制御器１２２に通知する。サブキャリアパターン制御器１２２は、無線パケットが再送パケットである旨の通知を受けると、ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂに与えるアドレスデータを変更し、ＲＯＭ１２１ａ及び１２１ｂからそれぞれ読み出される、第１及び第２パイロットサブキャリアの極性データのパターンを制御する。この結果、同一の送信相手に対して、前回送信した無線パケットのパイロットサブキャリアとは異なる極性パターンのパイロットサブキャリアを含む無線パケットが送信される。

第３の実施形態では、無線パケットが再送である旨は再送フィールドを解析して判断したが、無線アクセス制御を行う上位層(例えばIEEE802.11aの規格ではMedium Access Control : MAC層)が直接サブキャリアパターン制御機器へ、該無線パケットが再送パケットであることを通知することも可能である。

このように第３の実施形態では、同一の送信相手に対して、ＯＦＤＭ信号送信装置１００が前回送信した無線パケットのパイロットサブキャリアと異なる極性パターンに従って再送パケットが送信される。この結果、再送時には複数の送信アンテナによって形成される指向性ビームのパターンが変わり、ＯＦＤＭ信号受信装置が正しく再送パケットを受信できる確率が大きくなる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部１０６では、図１６に示されるように二つの擬似ランダム系列発生器１１０ａ及び１１０ｂが設けられる。第１擬似ランダム系列発生器１１０ａでは、送信アンテナ１０１ａから送信される第１パイロットサブキャリアを変調する第１擬似ランダム系列ＰＮａが発生される。第２擬似ランダム系列発生器１１０ｂでは、送信アンテナ１０１ｂから送信される第２パイロットサブキャリアを変調する第２擬似ランダム系列ＰＮｂが発生される。

第１パイロットサブキャリアと第２パイロットサブキャリアの極性パターンは全て同じであっても異なってもよいが、ここでは全て同じ極性データＳを使用した場合について説明する。第１パイロットサブキャリアは、擬似ランダム系列ＰＮａとパイロットサブキャリアの極性データＳに従って次のように変調が施される。

同様に、第２パイロットサブキャリアは擬似ランダム系列ＰＮｂとパイロットサブキャリアの極性データＳに従って次のように変調が施される。

図１７に、このように変調が施されたデータサブキャリアとパイロットサブキャリアを含む第１ＯＦＤＭ及び第２ＯＦＤＭ信号を示す。第１ＯＦＤＭ信号及び第２ＯＦＤＭ信号は、それぞれＩＦＦＴユニット１０８ａ及び１０８ｂへ送られ、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信される。

図１８に、第４の実施形態に従う図５中に示した残留位相誤差検出器２０４の検出原理を示す。ここでは干渉除去を行う前に残留位相誤差を推定する場合について説明する。二つの送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂで２値の擬似ランダム系列及び２値のパイロットサブキャリアを送信した場合、第１の実施形態の場合の図６と同様に、２² =４個の受信信号点（１，１），（１，−１），（−１，１），（−１，−１）の候補が存在する。第１の実施形態では、受信信号点は（１，１）及び（−１，−１）の組み合わせ、あるいは（１，−１）及び（−１，１）の組み合わせが存在する。これに対して、第４の実施形態では送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからそれぞれ送信されるパイロットサブキャリアを異なる擬似ランダム系列により変調しているため、ＯＦＤＭシンボル毎に４つの全ての受信信号点が現れる可能性がある。

例えば、第４の実施形態では（１，−１）、（−１，１）の組み合わせが送信される場合と、（１，１）、（−１，−１）の組み合わせが送信される場合の二通りが考えられる。前者の組み合わせは送信アンテナ１０１ａ及び送信アンテナ１０１ｂからの信号の位相差が１８０°であるが、後者の組み合わせは０°である。よって、前者の組み合わせが送信された場合と後者の組み合わせが送信された場合では、送信の指向性ビームが異なるため、受信電力が変化することになる。なお、（１，−１）、（−１，１）、（１，１）、（−１，−１）の４つの受信信号点の候補は、第１の実施形態で説明したように、各送信アンテナ及び受信アンテナまでの伝搬路係数をパイロットサブキャリアで送信される信号と組み合わせることによって求めることが可能である。

次に、残留位相誤差の測定方法について説明する。今、パイロットサブキャリアの受信シンボルが（１，１）であったとする。この場合、第１の実施形態では次シンボルも（１，１）が送信されるか、あるいは（−１，−１）が送信されるため、受信側ではあたかも単一のアンテナからＢＰＳＫ信号が受信されたように見え、受信電力は変化しない。

一方、第４の実施形態では次シンボルとして（−１，１）が送信される可能性もあるため、位相誤差を含んだ受信シンボルは図１６に示す「次シンボル１」及び「次シンボル２」の２通りが考えられる。次シンボルの受信信号点が（１，１）あるいは（−１，−１）であった場合、残留位相誤差検出器２０４は位相差θ１を残留位相誤差として検出する。一方、次シンボルの受信信号点が（−１，１）あるいは（１，−１）であった場合、残留位相誤差検出器２０４は現在の伝搬路応答値から（−１，１）の受信信号のレプリカを作成し、（−１，１）と「次シンボル２」との位相差θ２を残留位相誤差検出器２０４として検出する。

位相補償ユニット２０５ａ及び２０５ｂでは、受信信号に対して残留位相誤差分だけ位相回転を施すことにより、位相補償を行う。位相補償後の二つの受信信号はパラレル・シリアル変換器２０６によりシリアル信号とされ、続く復号器２０７により復号されることにより、送信信号に対応する受信信号が得られる。なお、第４の実施形態では、干渉除去を行う前に残留位相誤差を測定する方法について述べたが、干渉除去を行った後に残留位相誤差を検出することも可能である。干渉除去を行った場合は、干渉除去後の出力にはそれぞれ単一のアンテナから送信されたパイロットサブキャリアが現れるため、受信信号点は2つしか現れない。

このように第４の実施形態によると、図１７に示すようにＯＦＤＭシンボルで（１，１）、（−１，−１）の組み合わせが送信される場合と、（１，−１），（−１，１）の組み合わせが送信される場合がある。よってＯＦＤＭシンボル毎に受信電力が変化する。従って、あるＯＦＤＭシンボルでパイロットサブキャリアの受信電力が低下して残留位相誤差の検出が不可能になった場合でも、次シンボルでは受信電力が回復する可能性がある。この結果、パイロットサブキャリアの受信電力が全て低下してしまうことによる不感帯をなくすことができる。
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部１０６は、図１９に示されるように図１２に示した第２の実施形態または図１４に示した第３の実施形態と、図１６に示した第４の実施形態を組み合わせている。すなわち、第５の実施形態では送信アンテナ毎にパイロットサブキャリアの極性が異なっており、さらに送信アンテナ毎にパイロットサブキャリアを変調する擬似ランダム系列が異なっている。従って、パイロットサブキャリアのベースバンド信号は、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂに対してそれぞれ次のように書くことができる。

この場合、パイロットサブキャリアは図２０のようになり、パイロットサブキャリアについて送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂにより形成されるそれぞれ指向性ビームは、周波数毎に異なる方向を向き、シンボル時間方向でも異なる方向を向く。従って、ある周波数またはある時間でパイロットサブキャリアの受信レベルが低かったとしても、別の周波数または別のシンボルでパイロットサブキャリアを受信でき、不感帯を減らすことが可能になる。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部１０６では、図２１に示されるように擬似ランダム系列発生器１１０ａ及び１１０ｂからの擬似ランダム系列が送信ダイバーシチ回路１２５ａ及び１２５ｂに入力されることによって、パイロットサブキャリアは次のように送信される。

ただし、「＊」は複素共役を示す。数式（１９）−（２２）で示しているように、擬似ランダム系列は二つの送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂと二つのシンボルを使って送信ダイバーシチを用いて送信される。数式（１９）−（２２）で示した送信ダイバーシチ方法は、米国特許第６，１８５，２５８Ｂ１号明細書で開示されている送信ダイバーシチ方法と同じである。

数式（１９）−（２２）で示した具体的なパイロットサブキャリアの信号は、図２２における−ｋ＋１番目のサブキャリア及びｋ−４番目のサブキャリアに適用されている。数式（１９）−（２２）はｊ番目のパイロットサブキャリアに対して示したものであり、他のサブキャリアでは送信方法を変えることも可能である。具体的には、以下のように記述することができる。

数式（２３）−（２６）で示した具体的なパイロットサブキャリアは、図２２における−ｋ＋４番目のサブキャリア及びｋ−１番目のサブキャリアに適用されている。図５に示したＯＦＤＭ信号受信装置における残留位相誤差検出器２０４では、例えば米国特許第６，１８５，２５８Ｂ１号明細書で開示されている復号方法を用いて送信ダイバーシチに対応する復号を行うことにより、パイロットサブキャリアの信号対雑音電力比を最大にすることが可能になる。

数式（１６）−（１９）から分かるように、ここでは２シンボル時間を使ってダイバーシチ送信を行っているので、１シンボルのみを受信しただけではダイバーシチ利得が得られない。図２３は、−ｋ＋４番目のサブキャリアが数式（１６）−（１９）を用いて変調された場合の信号を示している。図２３に示すように、シンボル１では１シンボルのみを受信した信号で残留位相誤差の検出を行うが、２シンボル目からは前回受信したシンボルを利用できるため、シンボル１とシンボル２の受信信号を用いてシンボル２の残留位相誤差の検出を行うことが可能である。同様に、シンボル２とシンボル３の受信信号を用いてシンボル３の残留位相誤差の検出を行うことも可能である。すなわち、二つのシンボル間をオーバラップさせて、位相誤差の検出を行うことが可能である。なお、全ての残留位相誤差検出を現在受信している単一シンボルのみを用いて行うことも可能である。

このように第６の実施形態によれば、パイロットサブキャリアを送信ダイバーシチを用いて送信することにより、精度の良い残留位相誤差を検出することができ、受信性能が向上する。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部１０６では、図２４に示されるようにパイロットサブキャリアとデータサブキャリアの位置を送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂで異ならせるためのサブキャリア配置装置１２６ａ及び１２６ｂが設けられる。サブキャリア配置装置１２６ａ及び１２６ｂはパイロットサブキャリアとデータサブキャリアの場所が送信アンテナで異なっていることである。次に図２４を参照してパイロットサブキャリア挿入部６０７の具体的な説明をする。

送信アンテナ１０１ａ用に擬似ランダム系列と極性Sa(1)-Sa(4)を乗算された変調信号は、それぞれパイロットサブキャリアPa(1)-Pa(4)としてサブキャリア配置装置１２６ａへ入力される。サブキャリア配置装置１２６ａでは、データサブキャリアとパイロットサブキャリアの並べ替えを行い、ＩＦＦＴユニット１０８ａへ入力する。送信アンテナ１０１ｂも同様であるため説明を省略する。

図２５に、第７の実施形態におけるサブキャリア配置を示すように、サブキャリアのうちパイロットサブキャリアは単一の送信アンテナからのみ送信される。例えば、送信アンテナ１０１ａからは−ｋ番目のサブキャリアとして擬似ランダム系列で変調されたパイロットサブキャリアＰＮ(1)が送信され、送信アンテナ１０１ｂからはデータサブキャリア(DATA)が送信される。−ｋ＋２番目のサブキャリアについても同様に、送信アンテナ１０１ａからはパイロットサブキャリアが送信され、送信アンテナ１０１ｂからはデータサブキャリア(DATA)が送信される。

データ信号はランダムな信号であるから、送信アンテナ１０１ａから送信される第１データサブキャリアと送信アンテナ１０１ｂから送信される第２データサブキャリア間の相関は一般に低い。このため、送信アンテナ１０１ａから送信されるサブキャリアと送信アンテナ１０１ｂから送信されるサブキャリア間の位相差は、−ｋ番目のサブキャリアと−ｋ＋２番目のサブキャリアとで異なるため、k番目のサブキャリアで送信されるパイロットサブキャリアと、-k+2番目のサブキャリアで送信されるパイロットサブキャリアの指向性ビームは異なる可能性が高い。

従って、第７の実施形態によると全てのパイロットサブキャリアの受信電力がヌルの影響で同時に落ちこむ確率が非常に小さくなるため、不感帯が生じるようなことはない。また、１シンボル区間でたまたまパイロットサブキャリアの電力が低下しても、現シンボルと次シンボルでデータ信号が異なる可能性は高いため、次シンボルでパイロットサブキャリアの受信電力が回復する可能性は高い。このように第７の実施形態によると、パイロットサブキャリアを受信できる確率を大きくし、不感帯を減らすことができる。

パイロットサブキャリアの配置の変更は、無線パケットの中で行うことも可能である。

例えばIEEE 802.11aの規格では、図１５に示すユニークワードの中に、全サブキャリアの伝達関数を推定するためのパイロット信号が挿入されており、これを元に数式（１）で示した伝搬路応答を求めることが可能である。ところが、データシンボル中には、パイロット信号はパイロットサブキャリアのみを用いて送信されているため、伝搬路の時間的な変動が早い場合は、伝搬路応答の追従が困難である。ところが、パイロットサブキャリアの配置を無線パケット間で変更し、他のサブキャリアからもパイロット信号を送信することで、他のサブキャリアの伝搬路応答を追従することが可能になる。よって本方式を用いることで精度の良い受信を行うことができる。なお、第７の実施形態でパイロットサブキャリアの極性を全て同じとしたが、第１〜第６の実施形態と同様にすることも可能である。

(第８の実施形態)
本発明によると、一つの無線パケットの中で単一のアンテナからデータを送信する部分と複数のアンテナからデータを送信する部分が混在する無線パケットを受信する場合にも、残留位相誤差の補償を正確に行うことが可能である。Jan Boerらによって“Backwards compatibility,” IEEE 802.11-03/714r0で提案された無線通信用プリアンブル信号案によると、図２６に示されるように、まず一つの送信アンテナ１０１ａから時間同期、周波数同期及びＡＧＣに用いるショートプリアンブル列x01、伝搬路応答推定用のロングプリアンブル列x02、無線パケットの変調方式や長さを示すフィールドを含む第１シグナルフィールドx03を送信し、引き続きIEEE 802.11nで用いる第２シグナルフィールドx04を送信する。なお、第２シグナルフィールドには、多重化される送信アンテナの数や、多重化方法などが記載されている。次に、送信アンテナ１０１ｂから伝搬路応答推定用のロングプリアンブル列x05，を順に送信する。このようにしてプリアンブル信号の送信が終了した後に、複数の送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信データx08，x09を同時に送信する。

図２６に示した無線通信用プリアンブル信号は、ショートプリアンブルx01から第１シグナルフィールドx03までは送信アンテナ１０１ａからの送信を基本とした図２７に示すIEEE 802.11a規格の無線通信用プリアンブル信号と同一である。これにより、図２６に示すプリアンブル信号を受信したIEEE 802.11a規格に基づく無線受信装置は、受信パケットをIEEE 802.11a規格に基づく無線パケットと認識することができる。従って、図２６に示すプリアンブル信号は、一つの無線機上で複数のアンテナから異なるデータを同時に送信するIEEE 802.11nを単一のアンテナからデータを送信するIEEE 802.11a規格と共存させることを可能とする。

さて、図２７に示したIEEE 802.11aの無線パケットではSIGNALフィールド以降にパイロットサブキャリアが挿入されており、これを元に残留位相誤差の補償を行うことが可能である。一方、本発明を図２６に示した無線パケットに適用する場合、SIGNALフィールド及びSIGNAL2フィールドにパイロットサブキャリアが挿入されており、その後X08〜X09のＤＡＴＡ部にもパイロットサブキャリアを配置する構成が考えられ、後X08〜X09以降では、本発明の第１〜第７の実施形態で説明したパイロットサブキャリアを配置する構成が考えられる。第８の実施形態では、第１の実施形態を用いたパイロットサブキャリアが送信されている場合について説明する。

そこで、図２８を用いて図２６で示した無線パケットを受信する際の具体的な制御について説明する。なお、図２８は図２６で示した無線パケットを受信する際の、受信装置を示したものである。図２８に関して、図５と異なる点は復号器２０７の出力がSIGNAL解析部２０８へ入力され、SIGNAL解析部２０８の結果を元に、残留位相誤差検出部２０４を制御する点である。

ショートプリアンブルx01を受信した受信機は、図示しないＡＧＣ及び時間同期手段を用いてロングプリアンブル列x02の先頭を検出し、ＦＦＴウィンドウの検出を行う。また同時に周波数オフセットの推定及び補償を行う。ロングプリアンブル列x02を受信した受信機は既知のパイロットサブキャリアを用いて全てのサブキャリアの伝搬路応答を測定する。特にパイロットサブキャリアの伝搬路応答は、残留位相誤差検出器204に渡される。以上の処理は公知の技術で実現できるため、説明を省略する。

次に、無線受信機はSIGNALフィールドx03を受信する。SIGNALフィールドはＦＦＴ２０２ａ及びＦＦＴ２ｂにおいてＦＦＴが施される。ＦＦＴ出力は干渉除去回路に入力されるが、SIGNALフィールドは単一のアンテナから送信されているため、干渉除去を行う必要がない。よって、干渉除去回路で施される処理は、単位行列を乗算する処理か、あるいはFFT202a及び202bの出力を重み付け合成して信号電力対雑音電力比を向上させる処理になる。次に干渉除去回路の出力は残留位相誤差検出器204に入力される。

図２９は、第８の実施形態の残留位相誤差検出器で行われる処理の概念図を示す。今、送信アンテナ１０１ａから送信され、受信アンテナ２０１ａで受信されたロングプリアンブルを受信した場合の伝搬路応答が図２９に示すHaaであったとする。パイロットサブキャリアがＢＰＳＫで送信された場合、データ部で受信されるパイロットサブキャリアが取りうる値は図２９に示す（１）の点あるいは（−１）の点であり、これを基準点として残留位相誤差の検出を行う。

次に、SIGNAL部のパイロットサブキャリアの受信点が図２９に示す「単一アンテナ送信時の次シンボル」であった場合、残留位相誤差検出器は（１）の点と「単一アンテナ送信時の次シンボル」の点との位相差θ1を残留位相誤差として計測し、位相補償器でこれを補正する。ＳＩＧＮＡＬ２部を受信する場合も同様にして、残留位相誤差を検出することが可能である。

なお、SIGNAL2部を復調した復調器２０７は、復号結果をSIGNAL解析部２０８へ渡す。SIGNAL解析部２０８では、第２シグナルフィールドを解析し、多重化されている送信アンテナの数や多重化方法を解析し、残留位相誤差検出部２０４へ渡す。

次に、受信機は送信アンテナ１０１ｂからのロングプリアンブルを受信し、送信アンテナ１０１ｂからの伝搬路応答の測定を行う。次にDATA部X08〜X09を受信する場合について説明する。ここでは、DATA部は二つの送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからの信号で多重されており、多重されるパイロットサブキャリアは数式（４）及び（５）の極性を持っている場合について説明をする。先ほど述べたように、多重化されている送信アンテナの数はSIGNAL解析部２０８からの信号により認識が可能である。

ここで、4つのパイロットサブキャリアのうち、数式（４）及び（５）の一番左に記してあるSa(1)及びSb(1)の極性を持つパイロットサブキャリアに着目する。この周波数で送信されるパイロットサブキャリアの極性はSa(1)=1及びSb(1)=1である。よって、いま送信アンテナ１０１ａからの受信アンテナ２０１ａまでの伝搬路応答がHaaで、送信アンテナ１０１ｂから受信アンテナ２０１ａまでの伝搬路応答がHbaの場合、ＤＡＴＡ部で受信されるパイロットサブキャリアの伝搬路応答値は図２９で示すHaa＋Hbaとなる。よって、残留位相誤差検出器は測定された伝搬路応答値Haa及びHbaと、SIGNAL解析部２０８からの多重化情報を元に、合成された伝搬路応答値Haa＋Hbaを用いて基準点を求め、この基準点からのずれを検出する。

具体的には、パイロットサブキャリアはそれぞれ擬似ランダム系列で変調されたＢＰＳＫ信号で送信されるため、図２９に示す（１，１）及び（−１，−１）の点が受信される。すなわち、単一アンテナを受信している場合には、図２９の（１）及び（−１）の点を基準に残留位相誤差を検出することが可能であるが、複数アンテナからの送信に切り替わった場合は、（１，１）及び（−１，−１）の点を基準に残留位相誤差を検出する必要がある。

このように、単一アンテナ送信の場合と、複数アンテナ送信の場合では、残留位相誤差検出器の動作を切り替える必要があるため、第８の実施形態では図２６に示す第２シグナルフィールドX04(SIGNAL2)を解析することにより実現している。第２シグナルフィールドには、送信側で多重される信号の数あるいは多重の方式が記載されているため、これを解析することで伝搬路応答値の基準点を求めることができ、かつ、単一アンテナからの送信信号を受信している場合の基準点と、複数アンテナから送信されている信号を受信している場合の基準点を切り替えることが可能である。よって単一アンテナからの信号を受信している場合も、複数のアンテナからの信号を受信している場合も、いずれの場合でも適切に基準信号点を切り替えることが可能になり、いずれの場合でも適切な残留位相誤差の検出及び保証を行うことが可能になる。

本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムのブロック図 本発明の第１の実施形態に従って二つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 図１中のＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図 本発明の第１の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 図１中のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図 本発明の第１の実施形態に対応する残留位相誤差検出原理を説明する図 二つの送信アンテナから同一極性パターンのパイロットサブキャリアを送信する各送信アンテナの送信指向性イメージ及び送信合成ビームパタンを模式的に示す図 第１の実施形態に従い二つの送信アンテナから異なる極性パターンのパイロットサブキャリアを送信する各送信アンテナの送信指向性イメージ及び送信合成ビームパタンを模式的に示す図 本発明の実施形態を用いてパイロットサブキャリアを送信した場合の、受信装置におけるパイロットサブキャリアの平均正規化受信レベルを示す図 ある極性データを用いて第１及び第２のパイロットサブキャリアを送信したときの受信電力を示す図 本発明の第１の実施形態を４つの送信アンテナを有するＯＦＤＭ装置に拡張する場合に各送信アンテナから送信されるパイロットサブキャリアの極性パターンを示す図 本発明の第２の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 本発明の第２の実施形態における各送信アンテナから送信されるパイロットサブキャリアの種々の極性パターンを示す図 本発明の第３の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 ＯＦＤＭ信号の無線パケットの構造の一例を示す図 本発明の第４の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 本発明の第４の実施形態に従って二つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の第４の実施形態に対応する残留位相誤差検出原理を説明する図 本発明の第５の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 本発明の第５の実施形態に従って二つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の第６の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 本発明の第６の実施形態に従って二つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の第６の実施形態に対応する残留位相誤差検出原理を説明する図 本発明の第７の実施形態に従うパイロットサブキャリア挿入部のブロック図 本発明の第７の実施形態に従って二つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 無線通信用プリアンブル信号の一例を示す図 IEEE 802.11a規格の無線通信用プリアンブル信号を示す図 図２６で示した無線パケットを受信する際のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図 本発明の第８の実施形態における残留位相誤差検出器で行われる処理を説明する図 従来技術に基づいて二つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図

符号の説明

１００…ＯＦＤＭ信号送信装置；
１０１ａ，１０１ｂ…送信アンテナ；
１０２…符号化器；
１０３…シリアル・パラレル変換器；
１０４ａ，１０４ｂ…変調器；
１０５ａ，１０５ｂ…シリアル・パラレル変換器；
１０６…パイロットサブキャリア挿入部；
１０７…ビーム形成器；
１０８ａ，１０８ｂ…ＩＦＦＴユニット；
２０１ａ，２０１ｂ…受信アンテナ；
２０２ａ，２０２ｂ…ＦＦＴユニット；
２０３…干渉除去回路；
２０４…残留位相誤差検出器；
２０５ａ，２０５ｂ…位相補償ユニット；
２０６…パラレル・シリアル変換器；
２０７…復号化器

Claims (8)

1. 複数の送信アンテナを用いてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号を送信するＯＦＤＭ信号送信装置において、
   前記ＯＦＤＭ信号の一部のサブキャリアがパイロット信号を送信するためのパイロットサブキャリアとして用いられ、残りのサブキャリアがデータ信号を送信するためのデータサブキャリアとして用いられるように各サブキャリアで送信される信号を生成すると共に、前記送信アンテナ毎にパイロットサブキャリアの極性を異ならせる生成手段と、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置との間のチャネル応答によらず送信ビームを形成するモードを有し、前記モードでは前記データサブキャリアに対してのみ前記送信ビームを形成するビーム形成器とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号送信装置。
2. 前記パイロットサブキャリアの各々は、前記送信アンテナ間で互いに直交する極性パターンを有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
3. 前記生成手段は、前記送信アンテナ毎にパイロットサブキャリアの極性を異ならせるように極性を示すデータを設定するものであって、前記極性を示すデータと特定の信号系列との積を用いて、前記パイロットサブキャリアで送信される前記パイロット信号を生成することを特徴する請求項１に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
4. 前記生成手段は、複数の極性パターンのうち、第１の極性パターンに対応する第１の極性データを記憶する第１の記憶部と、前記第１と異なる第２の極性パターンに対応する第２の極性データを記憶する第２の記憶部と、前記信号系列に前記第１の極性データを乗算して第１パイロットサブキャリア用の信号を生成する第１乗算ユニットと、前記信号系列に前記第２の極性データを乗算して第２パイロットサブキャリア用のパイロット信号を生成する第２乗算ユニットとを有する請求項３に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
5. 前記ＯＦＤＭ信号送信装置で送るべき送信データはパケット化されており、前記生成手段は、前記第１の極性パターン及び第２の極性パターンを前記送信データのパケット毎に変化させるサブキャリアパターン制御手段を有する請求項３に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
6. 前記送信データは再送パケットを含み、前記生成手段は、前記送信データが前記再送パケットの場合に前記第１の極性パターン及び第２の極性パターンを変化させるサブキャリアパターン制御手段を有する請求項３に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
7. 前記ビーム設定器は、前記モードではデータサブキャリアとパイロットサブキャリアとで異なるウェイトを用いることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
8. 前記ビーム形成器は、前記パイロットサブキャリアに関して、前記モードでは前記パイロットサブキャリアを表す入力行列に対し単位行列を乗じることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。

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