CN1757194B - 用于通***中多载波信号的自动增益控制的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种接收器通过相应数目的内环路和外环路AGC处理来操作以AGC多载波信号。通过校准模式处理来确定用于表示具有有限数量干扰的多载波信号的第一比特数。第一比特数提供了对外环路AGC上的多载波信号的量化，以达到最高量化水平。在接收信号能量估计达到预定的“ON”门限之后，外环路AGC以高于第一比特数的第二比特数操作以允许根据第一比特数和第二比特数的差异来量化可能出现的干扰。当接收信号能量估计落到预定“OFF”门限以下时，外环路AGC切换回使用第一比特数。

Description

用于通***中多载波信号的自动增益控制的方法和装置
相关申请
本申请要求于2003年2月1日提交的，名为“提高具有很少几个相邻小区的低几何学的解调性能”，序列号为60/444,283的美国临时申请的优先权。
技术领域
本发明总体涉及通信领域，更具体而言，涉及通***中多载波信号的自动增益控制。
背景技术
一般地，信号的不同形式的自动增益控制(AGC)是已知的。接收信号的AGC处理可以便于在接收信号的解调处理之前限制接收信号的失真程度。AGC操作通常包括将接收信号的信号强度与门限进行比较。根据相对于门限电平的信号强度电平，用于为接收器处理放大接收信号的放大器可以改变放大电平。另一方面，该放大处理可以根据接收信号强度电平转换成接收信号的衰减。对于正常的信号解调来说，接收器一般可以具有在信号路径中的滤波器，该滤波器会在一定程度上滤除掉携带接收数据的信号频率范围以外的信号。结果是，接收信号强度电平主要指示了带内信号的信号强度。在信号的AGC处理了之后，该信号被继续传送到解调器以提取接收信息。
然而，对于多载波信号的接收处理，前端滤波器具有可供多载波的整个频带之用的宽频带。本领域的普通技术人员可以理解，多载波信号的解调处理包括了对多载波信号中每个载波的不同解调。因此，多载波信号的每个载波可能需要独立的AGC处理。通过利用多载波信号的宽带滤波器，AGC处理中的接收信号强度将是多载波信号中所有载波的信号强度的指示。因此，需要一种方法和装置，用于多载波信号的前端AGC处理，以及通***中每个载波信号的独立AGC处理和解调。
发明内容
接收器可以通过相应数目的内环路和外环路AGC处理来操作以AGC多载波信号。如提出的用于确定衰减水平的外环路校准和操作模式使内环路可以有效地处理多载波信号中的每个载波，并能使接收信号期望部分的量化失真最小化。通过校准模式的处理来确定用于表示带有有限数量干扰的多载波信号的第一比特数。该第一比特数提供外环路AGC上的载波信号的校准，以达到最大校准水平。在接收信号能量估计达到预定“ON”门限之后，外环路AGC用高于第一比特数的第二比特数工作，以允许依照第一和第二比特数的差别校准可能存在的干扰。当接收信号能量估计落到预定“OFF”门限以下时，外环路AGC切换回使用第一比特数。此外，外环路AGC可以在使用第一比特数时固定衰减电平(待用或“OFF”状态)，而在使用第二比特数时切换到使用或“ON”状态。该ON和OFF门限可能在不同的电平上，以避免在使用第一和第二比特数之间来回切换时的滞后现象。
附图说明
联系附图，根据以下提出的具体描述，本发明的特征、目的、和优点将变得更明显，附图中相同的附图标记始终表示相同的部分：
图1图示说明了用于处理接收信号的接收器部分；
图2图示说明了用于处理接收多载波信号的接收器部分，该部分能够依照本发明的不同方面进行操作；
图3图示说明了自动增益控制操作框图，该控制用于控制接收多载波信号接收器的内环路和外环路的增益；和
图4图示说明了接收多载波信号的接收器部分的外环路和内环路。
具体实施方式
总体而言，本发明的不同方面提供了通过相应数目的内环路和外环路AGC处理来进行多载波信号的自动增益控制的接收器。如提出的外环路校准和操作模式提供了至少利用两个不同比特数的操作，该操作用于量化接收信号，该量化使内环路可以有效地处理多载波信号的每个载波，并能最小化接收信号期望部分的量化失真，同时最大化外环路AGC的模拟数字转换器(ADC)可以吸收的无用信号的数量。被吸收的无用信号可以被内环路AGC中每个信道数字处理(DCP)功能块除去。在此所述的一个或多个示例性实施例是以数字无线数据通信***为背景提出的。尽管在这种背景中使用很有益处，但本发明的不同实施例可以被并入到不同环境或配置中。一般而言，可以使用软件控制的处理器、集成电路、或离散逻辑形成在此所述的不同***。本申请中可能会通篇引用的数据、指令、命令、信息、信号、符号、和码片都可以用电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其上的组合来表示。另外，每个方框图中所示的功能块可以表示硬件或方法步骤。
更具体而言，本发明的不同实施例可以被引入到根据不同标准列出和公开的通信标准工作的无线通信***中，其中该标准由电信工业协会(TIA)和其它标准组织出版。这样的标准包括了TIA/EIA-95标准，TIA/EIA-IS-2000标准，IMT-2000标准，UMTS和WCDMA标准，GSM标准，在此全部引入作为参考。可以通过向TIA，标准和技术部(地址为：2500 Wilson Boulevard，Arlington，VA 22201，United States ofAmerica)写信获得这些标准的复本。此处引入作为参考的，标识为UMTS标准的这些标准可以通过联系3GPP支持处(地址为：650RouteDes Lucioles-Sophia Antipolis，Valbonne-France)获得。
图1图示说明了用于接收信号，自动增益控制接收信号，以及为解调处理将接收信号从模拟转换到数字的接收器部分100。解调器并未示出。前端滤波器按照带内频率带宽滤波接收信号。选择带内频率带宽使得滤波器101能使携带信息的信号通过并滤除掉其它所有无用信号。滤波后的信号被传送到前端衰减器/放大器102，该衰减器/放大器102用于根据由AGC 105生成的自动增益控制(AGC)信号来衰减或放大接收信号。模拟数字转换器(ADC)103转换作为结果的信号并将该信号传送到解调器。能量估计器电路104确定ADC 103输出的信号强度。该信息被传送到AGC 105。AGC 105将估计出的信号强度与门限进行比较。如果该信号强度低于门限，则AGC 105指示衰减器/放大器102增高接收信号的放大水平或者降低接收信号的衰减水平。如果信号强度高于门限，则AGC 105指示衰减器/放大器102降低接收信号的放大水平或者增高接收信号的衰减水平。选择门限使ADC 103处的输入信号电平维持在ADC 103的量化限度内。因此，接收ADC 103的输出的解调器处理在某些程度上无不必要失真的信号。
通常，信号能量的数字化计算是基于随机处理的。如果“x”表示信号的采样，“E(x2)”表示信号能量。则信号能量E(x2)通常等于“x”的方差，Var(x)，加上“x”平均值的平方，“E2(x)”，即，“E(x2)＝Var(x)+E2(x)”。当平均值接近于零时，信号能量等于“x”的方差，即“E(x2)＝Var(x)”。接收器前端可以操作来除去信号的DC分量以生成零平均值的信号，例如依照已知的直流转换处理。在这种情况下，接收信号的平均值接近于零。如上所述，通过计算信号能量，Var(x)从而也被确定了。
信号的采样的标准偏差(Sigma)，在零平均值情况下，等于E(x2)的平方根，即，Var(x)的平方根。为了限制对信号失真的处理，表示信号所需的比特数是基于信号采样的标准偏差的。操作所需比特的标准数目可以表示为log2(Sigma+1)+1。对于四比特ADC来说，最佳Sigma可以等于3，以达到最大的信号-量化噪声比率。实质上两比特可以被用于表示信号幅度。一个比特可以被保留用于采样的符号，且一个比特被用于抵消(back-off)以防止ADC 103输入的饱和。那么信号的E(x2)在数字域中可以有九个单元。对于四比特ADC，由于信号-量化噪声比率略低于20dB，为了复数信号的处理，最佳输入信号电平约等于18(每信号相位为9)。由ADC 103生成的数字采样被数字化的呈现给解调器，用于适当的解调处理。接收器部分100也可以有下转换变频器和其它功能块，但为了简明起见并未示出。此外，可以通过几个滤波阶段实现滤波处理。
多载波信号组成一个以上相邻的或不相邻的载波频率信号。在前端处理之后，可以独立地且利用不同的解调资源对每个载波进行数字解调。参考图2，显示了能按照根据本发明不同方面操作的多载波接收器部分200的框图。滤波器201，衰减器/放大器202，ADC 203，能量估计205和AGC 204的操作类似于图1中的相应功能块。前端滤波201的带宽可以对应于几个相邻载波(例如，3个相邻cdma2000载波)的带宽。如果相同的接收器被用于处理cdma2000多载波波形(最多至3个相邻载波)且被用于WCDMA，则前端滤波的带宽可能被要求为5MHz。
信道数字化处理(DCP)功能块206-208为接收多载波信号的每个载波处理ADC采样。对于每个载波信号，内环路AGC操作以将对应载波的数字采样保持在可接受的量化水平，以将信号电平限制在为解调每个载波信号使用的解调器的限度内。例如，由DCP 206、能量估计器214和AGC 209形成的内环路AGC工作以控制传送给第一解调器的信号采样的量化。第一解调器(未示出)工作以提取与DCP 206为处理所选的信号对应的载波信号所携带的信息。由DCP 207、能量估计器213和AGC 210形成的第二内环路AGC工作以控制传送给第二解调器的数字采样的量化。第二解调器(未示出)提取与DCP 207为处理所选的信号对应的载波信号所携带的信息。由DCP 208、能量估计器212和AGC 211形成的第三内环路AGC工作以控制传送给第三解调器的数字采样的量化。第三解调器(未示出)提取与DCP 208为处理所选的信号对应的载波信号所携带的信息。每个DCP内的处理可以包括采样速率下变换，伴随着可以增强对每个载波信号的带外无用信号的频率滤除的滤波。因此，每个DCP功能块为每个载波信号的信息处理而调节信号。
较宽的前端滤波使得有必要使用比特数大的ADC 203，例如与图1显示的单载波实现中使用4比特相比的14比特，以在数字表示接收信号时提供较大数目的电平。结果是，DCP 206-208可以处理较大数目的接收数字采样电平以允许适当的滤波和数字化处理。内环路AGC为每个解调器控制数字采样形式的信号能量。对于4比特解调器来说，内环路AGC可以使去往解调器的采样的能量达到复数域中为18的平均信号能量水平，如为图1所示的单信号接收器所作的那样。每个诸如接收器部分200这样的宽带接收器，可以具有一个外环路AGC，和对于多载波信号的每个载波的内AGC环路。内环路AGC经由其AGC功能块计算的增益适用于相应的DCP功能块。DCP功能块相应地增加或减少该信号增益。每个内环路AGC可以在不同时刻，带有相同或不同的AGC门限情况下，具有不同的增益水平。内环路AGC可具有和传统接收器的AGC环路时间常量相差不大的时间常量，诸如图1所示的那样。时间常量可能约为100微秒。每个内环路AGC的时间常量也可以不同。因此，内环路AGC可以彼此独立地进行工作。联合外/内环路AGC的适当操作可能要求外环路AGC的时间常量比内环路的时间常量大几个数量级。例如，对于外环路AGC时间常量来说，约为100毫秒的值将会比较合理。
外环路AGC控制前端衰减/放大水平，该水平被要求能根据本发明的不同方面，最小化信号有用部分的失真，并且还最大化ADC 203可以吸收的无用信号的数量。在理想情况下当无用信号(带外信号)的电平可以忽略时，外环路AGC控制在ADC 203的输入端接收到的多载波信号能量水平，包括任意附加接收器噪声，这样就使较小比特数被用于数字化该信号。该较小比特数可能与处理单载波信号使用的比特数相差不大。在这种情况下，当干扰水平可以忽略时，使用的比特数可能在4到6比特的范围内。在这样的情况(待用状态)下，外环路AGC是“断开的”并且不能改变在ADC 203输入端的信号和接收器噪声的增益/衰减。在其它情况下(使用状态)，当干扰水平大于理想情况下，ADC 203使用较大比特数来提供对期望信号和非期望信号组合的数字化。很重要的是要注意到，信号处理固有地包含了处理任意接收器噪声。在每个内环路DCP功能块上通过数字信号处理滤除掉通过了前端滤波的无用信号。DCP功能块操作以尽可能多地去除所有无用信号。在内环路AGC的每一个处，无用信号包括多载波信号的其它载波信号和其它可能存在的干扰。每个DCP处理其中一个载波的信号。
下面的表1概括了ADC为处理期望信号(包括任意接收器生成的噪声)维持的比特数与为处理干扰信号维持的比特数之间的比较，其中该干扰信号为能被ADC吸收的干扰信号。总的容许Sigma(“σ”)包括了为信号和干扰计算出的Sigma的组合。由于干扰和信号被认为是分开处理的，总Sigma以配给信号和干扰的Sigma平方(“σ2”)的线性组合为基础。
13比特的总的容许Sigma为4095
                               表1
  信号/噪声的比特   信号/噪声的Sigma   干扰的Sigma   干扰的比特   信号上的干扰dB
  3   3   4095.00   13.00   62.70
  4   7   4094.99   13.00   55.34
  信号/噪声的比特   信号/噪声的Sigma   干扰的Sigma   干扰的比特   信号上的干扰dB
  5   15   4094.97   13.00   48.72
  6   31   4094.88   13.00   42.42
  7   63   4094.52   13.00   36.26
  8   127   4093.03   13.00   30.16
  9   255   4087.05   13.00   24.10
  10   511   4062.99   12.99   18.01
  11   1023   3965.16   12.95   11.77
  12   2047   3546.66   12.79   4.77
  13   4095   0.00   1.00   -∞
根据表1，在前端接收器饱和之前留下一定数目的比特作为代表无用信号的空间，这种做法的重要性是很明显的。由于分配更少数目的比特来表示信号-量化噪声，期望信号的信号-量化噪声可能会降低。然而，ADC可能会为容纳ADC内的无用信号而收回额外的空间。通过内环路的DCP的滤波可以滤除掉经过ADC 203的带外无用信号。
外环路AGC 203使引入信号/噪声比达到若干个比特(例如，6比特)以便于在没有无用信号时保证较好的信号-量化比。由于在这种情况下前端增益/衰减是固定的，即使存在无用信号的情况下，只要无用信号的能量在一个实例中如表1所示的范围内，这种表示信号/噪声的较小比特数就会被维持。因此，即使在无用信号存在时，相同的信号-量化比也会被保持。内环路DCP最有可能滤除掉在多载波信号每个载波的解调处理之前的无用信号。当无用信号的能量大于表1所示的范围时，ADC 203切换成使用较大比特数，并且外环路AGC可以控制包括了期望和不期望信号的输入信号的前端增益/衰减，以接近全ADC范围(例如，14比特)。外环路AGC在表1中有效地“向上”移动(例如，为信号/噪声分配的比特从6比特到3或4比特)。最大衰减可以是固定的以便于外环路AGC至少维持在3比特用于表示信号/噪声。超过这样的固定水平的更多衰减，可能会减弱有用信号。
总体而言，一种方法和装置提供了用于处理多载波信号的通信***接收器。第一比特数为表示具有有限量的干扰的多载波信号而被确定。第一比特数使在接收处理的外环路AGC处的多载波信号量化可以达到由确定的第一比特数提供的最大量化水平。在待用状态中，当第一比特数被用于量化接收信号时，外环路AGC增益/衰减被固定到预定水平。在使用状态下，当检测到接收信号的能量估计已经达到“ON”门限之后，外环路AGC利用高于第一比特数的第二比特数运行。在这种情况下，接受信号和可能出现的干扰的量化与第二比特数相一致，并且外环路AGC转变成“ON”以操作控制信号电平。内环路信道DCP为滤除掉经过前端滤波的无用信号提供数字信号处理。在外环路，当带有干扰的多载波信号达到“OFF”门限之后，外环路AGC利用第一比特数工作，并且转变到“OFF”以在固定增益/衰减水平上工作，进入待用状态。
对于接收器部分200的校准模式和正常操作模式，一种或多种算法可以被采用。当第一比特数被用于量化处理时，校准模式可能会被要求适当确定功能块203前端增益/衰减的固定值。该固定值被用于正常操作模式期间外环路AGC的待用状态。校准模式可能在制造或安装接收器部分时，以及在零件更换的情况下被执行。
校准模式可以要求终止接收器的输入、滤波器201的输入，以防止获得任何不必要的信号。这种情况下，ADC 203可能正好对接收器热噪声进行数字化。这种操作模式的目的是将前端衰减设置到一个值以使ADC输入端的信号能量(热噪声)符合特定的期望值。换句话说，ADC正使用确定的比特数来数字化该热噪声。在操作模式期间存在多个载波信号时可以使用相同的比特数，因为CDMA信号本身就低于噪声电平。由于14比特的ADC可以被使用，则为达到非常高的信号-量化比，AGC电平调整(leveling)可以被设置在4-6比特。以下表2概括了AGC为利用不同比特数表示信号要达到的标准偏差。
表2：比特数与目标标准偏差的映射
  #比特   σsetpoint
  3   3
  4   7
  5   15
  6   31
对CDMA反向链路的正常操作可能会致使热噪声的增加量(riseover thermal)(ROT)不高于3-4dB。因此，用终止输入端，将连接到AGC的接收器校准到4-6比特且具有14比特的ADC可能会使引入信号的适当数字化操作超过所有标称范围。对于校准模式来说，AGC功能块可以收敛到能在AGC的输出端获得期望的标准偏差的前端增益/衰减(例如，如果将ADC设置为6比特，则σsetpoint＝31)。收敛的增益/衰减水平的值被用作外环路AGC待用操作的固定值。
图3显示了用于校准的AGC功能块204的操作框图。在功能块301输入端处σsetpoint的值取决于用来数字化热噪声电平的比特数。表2提供了一些可以被使用的值的实例。“Gloop”参数输入是第一级环路的环路增益，且其值取决于期望达到的时间常量。最后，为了在AGC功能块204的输出端得到幅度衰减值，可能需要从“dB”域到线性域的转换。这种衰减水平可能必须要在其应用之前进行适当的量化。例如，为了0.5dB的分辨率，求和累积输出被量化到0.5dB分辨率。
无论何时执行校准，通过等待多个时间常量(5个时间常量应该就足够了)使得该环路收敛。经过几轮运行可以获得“Atten”和“σ”的平均值。这种求平均值的处理并不是时间严格的，因而可以在软件中执行以避免固件中的附加计算。根据衰减值的量化度，σ的值可能更接近σsetpoint目标值或与σsetpoint目标值相差更远。
当使用小数目的比特量化时，得到的平均衰减值可以变成外环路AGC的标称衰减。该值被当作在外环路正常操作模式中使用的固定衰减值(Atten0)使用。同时，作为校准处理的部分，可以为内环路执行类似的操作以存储内环路AGC增益值的平均值。在描述的其它部分中，内环路AGC增益值的使用可能变得明显。
根据下面的状态图，该常规操作模式将更容易理解，其中该状态图显示了这种操作模式的状态机：
Figure A20048000598200131
在待用状态期间，外环路AGC是打开的，且因此前端衰减被固定到校准期间得到的值(Atten0)。然而，接收器保持监视ADC 203输出端处的总能量。每当被测σ高于一定门限(Thr0)时，就触发一次状态的改变，并且该处理从待用状态转变成使用状态。每当接收器接收的无用信号超过可感知的水平时，在使用状态中或转变成使用状态将是更可取的。一旦在使用状态中，外环路AGC可能就会闭合并且允许AGC处理以在ADC的输入/输出端提供一定数目的比特。为了充分利用ADC的动态范围，外环路AGC可能尝试使AGC为13比特(比ADC的全范围少一比特)。在使用状态，可能存在一对选择。第一种选择是设置最大的前端衰减水平，所以分配最小数目的比特来表示ADC输入端处的信号/噪声输入。第二种选择是不对最大前端衰减设置任何限制。通过不对最大前端衰减设置任何限制，有用信号可以被从ADC生成的信号中除去。事实上，第一种选择保留最小数目的比特分配给有用信号，代价是不将该环路闭合至使用状态设定点且因此允许一些额外的饱和。如果无用信号能量如此之大以至于使最大衰减允许的ADC严重饱和，则恢复有用信号可能也变成不可能实现。然而，如果该衰减并没有太严重，则信号可以被恢复。
当关于前端输入(在前端衰减之前)的被测σ也就是(σ×Atten)低于某个门限(表示为Thr1×Atten0)时，该处理可以返回到已知ADC能利用默认前端衰减Atten0数字化引入信号的算法的待用状态。在待用状态，该算法可以断开该环路并存储默认前端衰减(Atten0)。通常，为了向从使用状态到待用状态的触发以及从待用状态到使用状态的触发中添加一定滞后作用，Thr1可以被设置成比Thr0小的值。“Thr1”可以被称为“OFF”门限，且“Thr0”可以被称为“ON”门限。
图4再次显示了与确定热噪声的增量(ROT)描述有关的接收器部分(用于多载波信号的一个载波)的操作框图400。通过DCP 405的增益包括固定部分和可变部分。固定部分对于热噪声增量水平的大小和热噪声水平的大小起到相同的作用，并且，因此，可能对ROT估计不起作用。可变部分由功能块405-407形成的内环路AGC增益(G)组成。忽略通过ADC 402的标准偏差压缩，则仅剩下的可变量是功能块401的前端衰减。因而，ROT可以写成：
ROT ^ ( dB ) = 20 * log 10 ( σ 0 G × Atten σ 0 G 0 × Atten 0 ) = 20 * log 10 ( G 0 × Atten G × Atten 0 )
其中：
●Atten0是从校准获得的标称衰减。
●G0是也在校准期间存储的内部AGC环路增益。
●Atten是前端衰减器当前使用的值。
●G是在内部AGC环路中使用的平均当前使用增益。
●σo是用于校准模式和正常操作模式的内环路AGC作为目标的标准偏差
通过将ROT值补偿一个等于接收器前端的最低噪声基准的值，接收信号能量(RSSI)可以很容易被估计出。接收器的最低噪声基准可以在制造接收器的期间被确定，或可以被预定为基于不同的设计标准的已知值。因此，接收器可以通过内环路和外环路AGC处理来操作以AGC多载波信号。如提出的用于确定衰减电平的外环路校准和操作模式使内环路可以有效地处理多载波信号的每个载波，同时对于接收信号的期望部分的量化失真最小。
此外，具有很少几个邻近小区的低几何学上的改进调节性能可以是改进的定义。术语“导频丢弃”(PilotDrop)指的是用户站或接入终端用来起动活动集或候选集中导频的导频丢弃计时器的值。导频丢弃的值可以由网络传送给用户站。从概念上来讲，导频丢弃的值设置了这样一个信号强度的门限，低于该门限的导频应该不再被用于解调。术语“导频丢弃计时器”指的是这样一个计时器的值，即在该值之后接入终端对于某导频信号会采取一定行动，其中该导频信号是活动集或候选集中的一员，且其能量还没有变得比导频丢弃定义的值更大。如果该导频是活动集中的一员，则路由更新或类似的消息在相连状态中可以被传送。如果导频是候选集中的一员，则可能会移动至邻近集。术语“活动集”指的是与当前正在为接入终端服务的扇区相关联的导频的集合(由导频的PN补偿和导频的CDMA信道指定)。当连接被断开时，在存在前向业务信道、反向业务信道和反向功率控制信道被分配给接入终端时，扇区被认为正在为该接入终端服务。当连接没有被断开时，在接入终端正监视某扇区的控制信道时，则该扇区被认为正在为该接入终端服务。术语“候选集”指的是这样一组导频的集合(由导频的PN补偿和导频的CDMA信道指定)，该组导频不在活动集中，但接入终端接收到的这组导频具有足够能量指示发射它们的扇区是包含在活动集中的较好候选。解调器可能包括带有分离多径耙指(finger)的RAKE接收器。这些耙指可以被看作是解调器中的主要资源并且它们是受限制的。每个耙指可以被用于跟踪和解调引入信号的单个信号路径。因而，通过具有多个耙指，路径分集可以被利用。通过在解调器中有效地分配有限数量的资源，即耙指，可以得到最佳性能。“耙指锁定”和“锁定门限”的概念可以被用来达到这个目的。解调器可以被用来连续监视由其每个耙指跟踪的导频的强度。根据该监视，解调器能够为每个耙指标定为“锁定中”(in clock)或“没有锁定”(out-of-lock)。这种标定被表示为“耙指锁定状况”。图1显示了作为导频信号强度的函数的耙指锁定状况的实例。对于这个特定实例来说，在状况转变中存在着滞后现象。在解调器的一个实施例中，可能存在一种算法，该算法解除分配(de-allocate)已经一段时间处于没有锁定状态的耙指。当为了解调的目的应该丢弃导频时，网络可以使用导频丢弃值向用户站传达。事实上，每当导频信号强度达到导频丢弃门限以下这种情况持续了长于导频丢弃计时器的时间期限时，用户站可以丢弃那个用于解调的导频，且因而将具有一个空闲的耙指。网络操作员将尽力相对于导频丢弃自身的网络来优化导频丢弃的值，因为导频丢弃取决于网络拓扑、邻近小区的数目、等等。解调器的一个实施例中，耙指锁定门限和导频丢弃门限之间的链路可以存在以优化性能。在过去，耙指锁定门限一直是固定的调制解调器参数。这些门限通常在调制解调器中被设定。人们可以轻易设想出网络能够传送较低值的导频丢弃的几种情况。这将意味着网络被期待着具有很少几个对移动终端可见的导频。例如，对于具有很少几个邻近小区的非常大的农村或郊区小区来说，用户站将几乎只能发现一个很强的而没有多路径分集的导频。因而，大部分时间内解调器将不会受耙指限制。甚至是，该解调器可以承担跟踪实质上任何它看到的导频而不论该导频多弱。在小区的边缘，有可能可用导频非常弱以至于标称耙指锁定门限将不允许解调器跟踪和解调它们。因而，在一个解调器的实施例中，导频丢弃可能与耙指锁定门限的值联系起来。该联系可以差不多是取决于特定应用、总体设计参数、或其它任何本领域技术人员认为相关的因素的任何东西。该联系可能是与范围相关的，换句话说，对于导频丢弃的通用值，耙指锁定门限可以被留在它们的默认值。然而，如果网络传达了未预料到的低导频丢弃值，则可能触发终端处耙指锁定门限的改变。终端处耙指锁定门限的改变可能会扩展耙指被保持锁定中的范围，且因而可能会允许解调弱导频。可替代的，导频丢弃和耙指锁定门限之间的联系可以是线性的。在一些情况下，二者之间更复杂的映射可以被使用。由于滞后现象在较低耙指锁定门限和较高耙指锁定门限之间可能存在差异。解调器可以被配置成在较低和较高门限之间保持相同的比率，或者该比率可以被改变。由于滞后现象是耙指锁定门限的一部分，则返回耙指“锁定中”状态可能需要很长一段时间，在这段时间内，发送给用户站的帧或分组可能会被丢失。通过将默认耙指锁定门限改变成低于通常的值，解调器可以将其耙指保留在较弱信号的路径上，从而提高了解调性能。另外，解调器在信道条件一恢复就解调数据的响应时间可以提高。
本领域的技术人员将会更进一步理解联系此处公开的实施例所述的不同示例性逻辑功能块、模块、电路、和算法步骤可以被实现为电子硬件、计算机软件、或两者的结合。为了清楚的说明这种硬件和软件的互换性，上述不同说明性组件、功能块、模块、电路、和步骤通常按照其功能性被描述。这种功能性被实施为硬件还是软件取决于整个***施加的特定应用和设计限制。技术人员可以为每个特定应用以不同的方式实施所述的功能性，但这样的实施决定不应该被解释为造成对本发明范围的脱离。
与此处公开的实施例相关的所述不同说明性逻辑功能块、模块、和电路可以利用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门序列(FPGA)或其它的可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件部件、或其中设计成执行此处所述功能的任意组合来实施或执行。通用处理器可以是微处理器，但可替代的是，该处理器可以是任意传统处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器也可以被实施为计算装置的组合，例如，DSP和微处理器，多个微处理器，一个或多个与DSP核心相连的微处理器，或其它任意这样的配置的组合。
联系此处公开的实施例所描述的方法或算法的步骤可以被直接嵌入到硬件中，由处理器执行的软件模块中，或组合中。软件模块可以驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或其它任意形式的业内已知的存储媒介中。示例性存储媒介被连接到处理器上，这样该处理器就能从该存储媒介中读取信息，并能将信息写到该存储媒介中。可替代的，存储媒介可以被集成到处理器中。处理器和存储媒介可以驻留在ASIC中。该ASIC可以驻留在用户终端中。可替代的，处理器和存储媒介也可以驻留为用户终端中的分立部件。
以上对优选实施例的描述被提供以使任何本领域的技术人员能制造和使用本发明。对于本领域的技术人员来说，对这些实施例的不同修改将会很明显，且此处定义的基本原则可适用于其它实施例而无需使用创造力。这样，本发明并不想要被限制到此处所述的实施例，而符合与此处公开的原则和新颖性特征相一致的最宽范围。

Claims (7)

1.一种用于通信***接收器以处理多载波信号的方法，包括：
为所述处理确定用于在所述多载波信号的外环路自动增益控制过程中量化所述多载波信号的第一比特数；
通过将所述外环路的衰减水平固定到固定值在待用状态中以所述第一比特数量化所述多载波信号来操作所述外环路自动增益控制，并且当所述多载波信号的能量估计达到ON门限时在使用状态中以第二比特数量化所述多载波信号来操作所述外环路自动增益控制；
当所述多载波信号信号的所述能量估计达到OFF门限时，操作所述外环路自动增益控制，以从所述使用状态中的所述第二比特数切换到所述待用状态中的所述第一比特数，其中所述第二比特数高于所述第一比特数。
2.如权利要求1所述的方法，进一步包括：
内环路数字信号处理，以滤除通过了外环路信号处理的无用信号，其中所述外环路信号处理包括所述外环路自动增益控制。
3.一种用于通信***的方法，包括：
依照外环路自动增益控制的操作来控制多载波信号的增益，其中所述外环路自动增益控制通过将所述外环路的衰减水平固定到固定值来在待用状态中以第一比特数量化所述多载波信号，并且当所述多载波信号的能量估计达到ON门限时在使用状态中以第二比特数量化所述多载波信号，其中所述第二比特数高于所述第一比特数。
4.如权利要求3所述的方法，其中所述控制多载波信号的增益进一步包括当所述多载波信号的所述能量估计达到OFF门限时，从所述使用状态中的所述第二比特数切换到所述待用状态中的所述第一比特数。
5.如权利要求3所述的方法，进一步包括：
经由内环路数字信号处理，滤除通过了外环路信号处理的无用信号，其中所述外环路信号处理包括所述外环路自动增益控制。
6.一种用于处理多载波信号的装置，包括：
用于控制所述多载波信号的增益的外环路自动增益控制装置，包括：
用于通过将所述外环路的衰减水平固定到固定值上来在待用状态中以第一比特数量化所述多载波信号，并且当所述多载波信号的能量估计达到ON门限时在使用状态中以第二比特数量化所述多载波信号的装置；和
用于在所述多载波信号的所述能量估计达到OFF门限时，从所述使用状态中的所述第二比特数切换到所述待用状态中的所述第一比特数的装置，其中所述第二比特数高于所述第一比特数。
7.如权利要求6所述的装置，进一步包括：
内环路数字信号处理器，用于滤除通过了外环路信号处理的无用信号，所述外环路信号处理包括所述多载波信号的每个载波的所述外环路自动增益控制。
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