CN1741359A - 用于校准斜坡信号的方法和设备 - Google Patents

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CN1741359A CNA2005101067264A CN200510106726A CN1741359A CN 1741359 A CN1741359 A CN 1741359A CN A2005101067264 A CNA2005101067264 A CN A2005101067264A CN 200510106726 A CN200510106726 A CN 200510106726A CN 1741359 A CN1741359 A CN 1741359A
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Abstract

本发明涉及一种用于将振荡斜坡信号校准到可变DC参考信号的电路，包括：用于设定预定时间周期并从而确定斜坡振荡器频率的电路，在该预定时间周期期间，充电电容器可以充电；用于将充电电流提供给充电电容器的可变电流源；用于选择由该可变电流源供给所述充电电容器的充电电流的电路；以及用于比较该振荡斜坡信号和可变DC参考信号并且提供该选择电路的信号以控制供给所述充电电容器的电流量从而确定在所述预定时间周期终点通过所述电容器的充电电压的电路。

Description

用于校准斜坡信号的方法和设备
相关申请的交叉引用
本申请要求2004年8月24日提交的名称为“IR1150斜坡往复循环校准技术”、申请号为60/604,176的美国临时申请的权益和优先权，其全部内容合并在此以供参考。
技术领域
本发明涉及相互校准第一和第二信号，尤其涉及一种用于通过将斜坡(RAMP)信号校准到补偿信号电平(level)来补偿斜坡信号的***。特别是，该补偿信号可以是误差放大器的输出，该误差放大器产生的信号与DC到DC转换器的功率因数校正级(stage)的电压反馈信号和参考信号之间的差值成比例。该斜坡信号用来控制该控制输出切换器(switch)的脉宽调制，例如该DC到DC转换器的功率因数校正(PFC)输出级或一个或多个切换器。在典型应用中，该斜坡信号被提供给PWM比较器的一个输入端，而该PWM比较器的另一个输入端与该误差放大器的输出端相连，从而该PWM比较器的输出包括脉宽调制信号，该脉宽调制信号的占空比(duty control)控制该输出级的切换。
背景技术
期望的是将斜坡信号校准到例如误差放大器输出的补偿信号，以便获得高精度PFC。在单循环PFC控制器(Single Cycle PFC Controller)中获取接近理想功率因数(PFC)校正的关键要求是建立表示基于往复循环基础上的误差电压(COMP)的数学积分的脉宽调制(PWM)斜坡波形。在每个切换时钟周期(cycle)的开始，该积分设置为零并且该积分在整个周期过程中连续。一个切换周期的时间宽度由控制器切换频率决定。对于固定的COMP误差电压而言，在每次切换周期开始时，该PWM斜坡波形从零伏开始，在整个周期中线性上升，接着当每个周期完成时在COMP电压处终止(结束)。
在运行期间，该COMP电压随着输入线路频率(line frequency)而连续改变以试图提供最高的PFC品质因数(quality)。因为该COMP电压以与该控制器切换频率相比更慢的频率发生变化，所以可以有效地假定该COMP电压是“固定的”。下面的图1详细地图示出两个不同COMP电压VCOMP 1和VCOMP 2期望的RAMP波形。在每种情况下，期望周期结束时该斜坡在该补偿电压处终止。
当非理想电路参数例如运算放大器偏移、电路响应时间、封装(package)压力变化、温度和工艺变化开始在RAMP斜率中引入误差时，困难就出现了。另外，在单个循环控制器(例如IR1150)中引起斜坡误差的重要原因是，用户可以将切换频率设定在50KHz到200KHz，这意味着该RAMP斜率需要在频率上进行4X的变化。由于振荡器和斜坡电容器、充电电流、电路延迟以及阈值电压之间的不匹配，使得其难以在严格的精确性要求下实现。
发明内容
本发明的目的是在切换周期就要结束时，例如一旦该内部振荡器波形达到其最大峰值电压时，使被脉宽调制器利用的斜坡波形在可变DC参考电压即补偿电压处终止。该峰值电压与振荡器最大占空比一致。该最大占空比一般由脉冲确定。因此，该补偿信号，例如误差放大器的输出，设定斜坡波形的峰值电压。因为该斜坡波形的频率是固定的，所以该斜坡波形的斜率被控制使得该斜坡的峰值与该补偿电压一致。
对于适当的功率因数校正控制来说，将斜坡波形校准到补偿信号是有必要的，所述功率因数校正控制是由其中所述的以单循环控制方法工作的-类功率因数校正控制器中提供的。根据该单循环控制方法，该功率因数校正控制通过内部电流回路和外部电压回路两个控制回路实现。该内部电流回路较快，并且不需要检测输入电压以建立电流参考值。
基于对脉冲宽度调制器在输入线路电压上的工作(duty)信号的依赖性，该内部电流回路保持平均输入电流的正弦波形，以便确定该模拟输入线路电流。因此该电流回路使用嵌入的输入电压信号来控制该平均输入电流以跟随该输入电压。
该外部电压回路控制DC总线电压。该电压被输送给电压误差放大器以控制该积分器斜坡的斜率并且设定该平均输入电流的振幅。这两个回路结合以控制与输入电压相关的输入电流的振幅相位和波形，从而给出接近于1的功率因数。
因此，斜坡的斜率被控制以设定平均输入电流的振幅。如果该斜坡在高于或低于补偿电压处终止，则结果是，在功率因数控制器的输出中出现的谐波增加，从而导致不充分和无法接受的功率因数校正级。
根据本发明，对斜坡充电电流进行有效调制，从而使斜坡电压与补偿信号在与振荡器最大占空比一致的脉冲处相交。该斜坡充电电流由可变电流源调制。根据一个实施例，使用加减计数器来控制多个用于控制斜坡电容器充电的加权电流源(weighted current)的切换，从而调制电容的充电电流，确定该斜坡斜率。
本发明的优点在于，使用这种往复循环校准技术能够在宽频带的操作频率上实现接近理想功率因数校正。工艺、装置不匹配和温度变化也被校准排除。即使对于不能有效实现数字电路的双极工艺而言，该电路要求的死区也相对较小。
可选的解决方案将需要在晶片检测器进行微调(trim)，这增加了测试时间和复杂性，增加了用于微调焊盘(pad)和熔点(fuse)的芯片区域，并且该微调还没有考虑温度变化、振荡器频率变化或者导致偏移的后组合(post-package)压力。
附图说明
在以下详述中将对本发明进行更详细的说明，其中：
图1所示为斜坡波形和补偿信号及其预期关系的示例；
图2所示为具有其中使用本发明集成电路的功率因数校正电路的示例；
图3所示为图1的集成电路控制器的结构图；
图4所示为用于控制斜坡充电电流的电路的实施例的结构图；
图5所示为图4电路中的波形；
图6A和6B均示出图4电路的一个可选实施例；以及
图7所示为图6电路的波形。
具体实施方式
现在参照附图，图2所示为使用以上述单循环控制技术运行的集成电路1的功率因数校正控制器。IC 1可以是一类IR1150。集成电路1的GATE输出是脉宽调制信号，其提供给输出级晶体管Q1的栅极(gate)以控制晶体管Q1的切换操作，并因此促使输入电流和输入电压同相，即具有接近于1的功率因数。从而减少了能量需求，也减少了总谐波失真(THD)。该电路使用用于电流检测(sensing)的电流敏感电阻器RS和从输出到引脚VFB的反馈电压。
图3所示为IC 1的结构图。相应的方面，电压VFB由连接到到图2电路输出的电阻分压器反馈回来。误差放大器EA将反馈电压VFB与参考电压VREF比较并产生与该差值成比例的误差信号输出值VM。该误差信号是用于校准提供给PWM比较器的斜坡信号的补偿电压COMP。该PWM比较器在图3中用PWM表示，它将与该检测的电感电流有关的信号与误差放大器输出Vm求和，并将该和与RAMP振荡器信号做比较，尤其是与通过该积分充电电容器C产生的斜坡信号作比较。在***时钟(CLOCK)每次周期结束时处，该充电电容器C由电路FF复位从而产生斜坡信号。该PWM比较器的输出通过后续电路反馈以控制切换器Q1的栅极。电路50用于控制电容器C的充电速率，从而影响该斜坡斜率。
转到图4，该图示出图3所示的电路50的详图。在图3中，所示的包括放大器级的电路50，其控制对电容器C充电的电流源。图4所示为该电路的详图。如图4所示，电路50可以包括基于四位加减计数器60的计数所选择的多个加权电流源I、2I、4I和8I。该计数器Q0、Q1、Q2、Q3的输出使得可以选择基于0和15之间的一个计数的16种电流。来自该电流源的电流决定了对该电容器充电的电流，从而控制电容器充电速率，由此控制斜坡斜率。
如图3所示，补偿信号表示误差放大器的输出值VM。该斜坡信号和比较信号在图5中示出。其目的是校准该斜坡信号从而使其在可变DC COMP参考值处终止。振荡器信号COSC也在图5中示出，还示出信号MAXDTC，其为当获得振荡器最大占空比或峰值电压时产生的脉冲。
如图4所示，信号COMP和斜坡信号被提供给比较器55。比较器55的输出在图5中示出，并包括信号A。只要该斜坡信号超过信号COMP，该比较器输出为高，如图所示。
参照图4中的结构图和图5中的时序图，切换周期的终点用MAX_DTC脉冲标记，其与达到其峰值电压的COSC一致。该MAX_DTC脉冲的上升沿作为加减计数器60的时钟。峰值检测比较器55提供表示RAMP相对于COMP瞬时位置的逻辑输出。如果RAMP超过COMP，则该峰值检测比较器输出为高。RAMP与COMP的数字化关系控制加减计数器60的计数方向，该计数器的二进制输出控制该二进制加权调整电流I、2I、4I和8I。在产生MAX_DTC标记时RAMP超过COMP的情况下，该峰值检测比较器输出“高”以指示该计数器的计数减一。该RAMP二进制加权电流的最终振幅降低，使得下一个周期的RAMP斜率将小于前一个周期的RAMP斜率。在几个时钟周期以后，将获得理想的RAMP斜率，并且该加减计数器将在两个最接近的解决方案(solution)之间来回重复触发。该MIN和MAX计数检测门56和58，通过保持该二进制输出在全0和全1之间来防止加减计数器“翻转”。
最大计数检测器58监视计数器60获得最大计数(全为1)的时刻。最小计数检测器56监视计数器60获得最小计数(全为0)的时刻。从而，当得到最小计数(门56的输入全为0)时，门56的输出为高。由反门(inverter)56AA反相后，输出为低，与门59被禁用，防止了当达到最小计数时进一步减少计数。当达到最大计数(全为1)时，与门58促使计数减少，因为或门61的输出将为高，从而促使计数减少。
从而，计数器60选择电容器C的充电速率，使得在每个载入时钟周期(上升或下降)中改变一位直到该充电速率是这样的，即在每个时钟周期终点，COMP信号和斜坡信号之间的差值最小。这就促使该斜坡信号在时钟周期中达到预期斜率。
图6示出一个可选实施例，在图6中，对切换电流I、2I、4I和8I求和以产生IDIV，反过来控制由分流器获得的电容器C的充电电流，即IRAMP＝V(COMP)/R1×IOSC/IDIV，其中R1是内部电阻，其未示出，而IOSC等于振荡电容器充电电流，并且IVDIV是通过选择电流源I、2I、4I和8I而获得的预期斜坡振幅的电流。
图6中的计数控制逻辑反过来说明电容器充电电流的切换电流的相反的作用。在图4中，相反地是，峰值检测比较器55输出为高产生计数减少命令，以减少该电容器充电电流，从而减小斜坡斜率。在图6中，当斜坡峰值超过COMP时，同样配置的峰值检测比较器55A产生相同的输出为高。然而，该高控制信号产生计数增加命令，以增加电容器充电电流IDIV的分母，减小斜坡斜率。因为该计数控制逻辑是相反的，所以该最小-最大计数检测器也是相反的，并且逻辑电路58AA、59A和61A如所述实施例中所示。
图7所示为图6电路的波形。
四位加减计数器60用于控制和选择斜坡斜率。该四位输出与电流调制器50的二进制加权电流一致。选择该斜坡信号的默认充电电流，使得在理想条件下，该四位加减计数器位于其计数中心，即大约从7到8。如果在最大DTC时钟时斜坡高于COMP，那么该计数增加1，其增加图6的电路中的IDIV，从而减小斜坡斜率；在图4的电路中，该计数减少，从而减小充电电流。如果在最大DTC处斜坡低于COMP电压，则在图6电路中计数减1，从而增加斜坡斜率；在图4的电路中，当斜坡低于COMP时，计数器计数增加以增大该斜率。一旦***被调整，该斜坡将以1个LSB(最低有效位)的斜率触发。
采用该最大和最小计数器防止每个电路中的计数器翻转，即该计数器不能低于零或高于15。
在图6的电路中，根据I(RAMP)＝V(COMP)/R1*IOSC/IDIV，IDIV的增加导致RAMP斜率的减小。因此，如果RAMP超过COMP，则产生计数增加(COUNT-UP)信号以增加二进制加权电流，这将减小下一个切换周期的斜率。与图4的电路相反，其中电流源直接向电容器充电，从而如果RAMP超过COMP，则产生计数减少信号以减小RAMP斜率。
因此，本发明的电路促使RAMP信号(图3中电容器C两端的电压)在往复循环基础上自校准到COMP信号，如图5和7的时序图所示。通过调制电流源电路50，供给定时电容器C的电流量根据COMP信号与斜坡信号的关系而改变。斜坡信号的斜率被调整以确保该斜坡信号在与COMP信号交叉时终止。
尽管本发明对其中特定实施例进行了说明，然而对于本领域技术人员来说，其它的许多变化和修改以及其它应用也是显而易见的。因此本发明不限于其中特定的公开内容，而仅由所附的权利要求限定。

Claims (21)

1、一种用于将振荡斜坡信号校准到可变DC参考信号的电路，包括：
设定电路，其用于设定预定时间周期并从而确定斜坡振荡器频率，在该预定时间周期期间，充电电容器可以充电；
可变电流源，其用于将充电电流提供给充电电容器；
选择电路，其用于选择由该可变电流源供给所述充电电容器的充电电流；以及
比较电路，其用于比较该振荡斜坡信号和可变DC参考信号并且为选择电路提供信号以控制供给所述充电电容器的电流量从而确定在所述预定时间周期的终点跨于所述电容器的充电电压。
2、如权利要求1所述的电路，其中，该比较电路包括：
比较器，所述比较器用于比较该振荡斜坡信号和可变DC参考信号，并用于当出现该振荡斜坡信号和该可变DC参考信号之间的预定关系时产生输出。
3、如权利要求2所述的电路，其中，该可变DC参考信号包括用于检测调整器输出电压和参考电压之间差值的误差放大器的输出。
4、如权利要求2所述的电路，其中，该选择电路包括用于在由设定该预定时间周期的电路设定的预定时间周期期间计数的数字加减计数器。
5、如权利要求4所述的电路，其中，该计数器在预定时间周期期间增加或减少1位。
6、如权利要求4所述的电路，其中，该可变电流源包括由所述加减计数器选择的多个可选电流源，并且其中所述多个可选电流源确定所述充电电容器的充电电流，从而影响跨于所述电容器产生的振荡斜坡信号的斜率。
7、如权利要求6所述的电路，其中，该可变电流源包括由所述加减计数器选择的多个可选电流源，并且其中所述多个可选电流源调制为所述充电电容器提供充电电流的另一电流源的电流，从而确定用于所述电容器的充电电流，以影响跨于所述电容器产生的振荡斜坡信号的斜率。
8、如权利要求7所述的电路，其中，所述多个可选电流源和所述另一电流源包括分流器，用于确定由所述另一电流源提供的电流。
9、如权利要求4所述的电路，进一步包括用于防止所述加减计数器的计数低于最小计数和高于最大计数的电路。
10、如权利要求5所述的电路，其中，所述计数器增加或减少1位，取决于所述比较器在由具有所述预定时间周期信号确定的时刻的所述输出状态。
11、如权利要求10所述的电路，其中，所述具有预定时间周期的信号包括确定所述预定时间周期终点的脉冲信号，所述预定时间周期由***时钟设定。
12、一种用于将振荡斜坡信号校准到可变DC参考信号的方法，包括：
设定充电电容器可以充电的预定时间周期从而确定斜坡振荡器频率；
将可选的充电电流提供给充电电容器；
选择由该电流源供给所述充电电容器的充电电流；以及
比较该振荡斜坡信号和可变DC参考信号，并且提供控制供给所述充电电容器电流量的信号，从而确定在所述预定时间周期终点跨于所述电容器的充电电压。
13、如权利要求12所述的方法，其中，该比较步骤包括：
比较该振荡斜坡信号和可变DC参考信号，并且当出现该振荡斜坡信号和该可变DC参考信号之间的预定关系时产生输出。
14、如权利要求13所述的方法，其中，该可变DC参考信号包括用于检测调整器输出电压和参考电压之间差值的误差放大器的输出。
15、如权利要求13所述的方法，其中，该选择步骤包括在该预定时间周期期间计数。
16、如权利要求15所述的方法，其中，该计数步骤包括在该预定时间周期期间计数增加或减少1位。
17、如权利要求15所述的方法，其中，该提供可选电流源的步骤包括提供多个可选电流源，并且进一步包括选择所述多个可选电流源中的一个以确定所述充电电容器的充电电流，从而影响跨于所述电容器产生的振荡斜坡信号的斜率。
18、如权利要求17所述的方法，其中，该提供可选充电电流的步骤提供多个可选电流源，并且进一步包括选择所述多个可选电流源中的一个以调制为所述充电电容器提供充电电流的另一电流源的电流，从而确定用于所述电容器的充电电流，以影响跨于所述电容器产生的振荡斜坡信号的斜率。
19、如权利要求15所述的方法，进一步包括防止计数低于最小计数和高于最大计数。
20、如权利要求16所述的方法，其中，所述计数步骤包括基于在由具有所述预定时间周期信号确定的时刻所述比较步骤的结果，计数增加或减少1位。
21、如权利要求20所述的方法，其中，所述具有预定时间周期信号包括确定所述预定时间周期终点的脉冲信号，所述预定时间周期由***时钟设定。
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