CN1713514A - 压控振荡器，和pll电路及使用其的无线通信设备 - Google Patents

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Abstract

一种由用于振荡高频信号的差分电路构成的压控振荡器，包括：电感电路，可变电容电路和高频开关电路，负电阻电路及频率控制部分和频率调节敏感度控制部分。所述频率控制部分通过控制包括在高频开关电路中的开关元件的ON/OFF转换振荡频率。所述频率调节敏感度控制部分根据要使用的波段调节可变电容电路的总电容相对于控制电压的变化率。所述频率调节敏感度控制部分与不同差分信号的虚接地点相连。

Description

压控振荡器，和PLL电路及使用其的无线通信设备
(1)技术领域
本发明涉及压控振荡器，和PLL电路及使用其的无线通信设备。本发明特别涉及具有波段转换功能的振荡器，及PLL电路及使用其的无线通信设备。
(2)背景技术
压控振荡器被广泛地用作用于为无线通信设备产生本机振荡信号的部件。压控振荡器当制成高频IC时，需要一个宽范围来容忍由半导体制造处理引起组件中的变化。近来，为了支持采用不同频带的通信***，需要一种振荡频率可以在宽范围内变化的压控振荡器。
图13为示出具有波段转换功能的传统压控振荡器500的示例结构。在图13中，传统压控振荡器500包括电感501、502、电源端503、可变电容元件504、505、压控端506、振荡晶体管507、508、电源509、电容元件511、512、开关元件513、514和压控端515的图。在图13中，偏置电路等未示出。
以下将参照图13描述传统的压控振荡器。在图13所示的压控振荡器中，电感501、502串联，且将用于提供电源Vdd的电源端503连接在电感501和电感502之间。电感501、502和电源端503构成一个电感电路502。压控端506与可变电容元件504和可变电容元件505的连接点相连。可变电容元件504、505和压控端506构成可变电容电路530。两个振荡晶体管507、508交叉连接，构成负电阻电路。电容元件511、512和开关元件513、514构成高频开关电路(波段转换电路)510。压控端515与开关元件513和开关元件514的连接点相连以将一控制电压提供给开关元件513、514。
振荡晶体管507、508相互连接并与电源509的一个端相连。电源509的另一端接地。各开关元件513、514的一个端分别与电容元件511、512相连，其另一端接地，它还有一个端与压控端515相连。
电源Vdd从电源端505分别经过电感501、502提供给振荡晶体管507、508。将振荡晶体管507、508中的一个输出反馈给另一晶体管的栅极。籍此，振荡电路在由电感电路520、可变电容电路530和高频开关电路510所组成的并联谐振电路确定的谐振频率附近振荡。具体来说，来自压控端506的控制电压Vt和电源Vdd之间的差分电压被施加在各可变电路元件504、504上。可变电容元件504、505具有根据差分电压确定的电容。因此，振荡频率根据从压控端506输入的控制电压Vt而变化。根据从压控端515输入的控制电压Vctrl将开关元件513、514切换到ON/OFF，从而确定整个波段转换电路510的电容值。因此，通过将开关元件513、514切换到ON/OFF，可以转换振荡频率。
图14A为示出在传统压控振荡器中振荡频率是如何转换的图。典型地，传统压控振荡器为了获得其中振荡频率变化的宽范围采用多个高频开关电路。在图14A中，有9个波段。因此，在图13的压控振荡器500中，可以通过控制电压Vt连续地改变振荡频率，另外，可以通过控制控制电压Vctrl改变振荡频率波段。
图13的压控振荡器500的振荡频率f0表示成：
f0＝1/(2π(2L·C′/2)1/2)＝1/(2π(L·C′)1/2)，
C′＝C1+C2+C3
其中，L表示各电感501、502的电感值，C1表示各可变电容元件504、505的电容值，C2表示各高频开关元件的电容元件511、512的电容值，和C3表示剩余的差分寄生电容组件。
当切换到OFF时，开关元件513、514中断，因此电容元件511、512相对高频信号不与谐振电路连接。因此，在此情况下，振荡频率f0_off表示成：
f0_off＝1(2π(L·(C1+C3)1/2)
另一方面，当切换到ON时，开关元件513、514导通，因此电容511、512相对高频信号与谐振电路连接。因此，在此情况下，振荡频率f0_on表示成：
f0_on＝1(2π(L·(C1+C2+C3)1/2)。
如本文所使用的，术语“频率调节敏感度”指振荡频率的变化与控制电压Vt的比。根据可变电容电路的电容的变化量与谐振电路的总电容值的比确定该频率调节敏感度。频率调节敏感度随该比的增加而增加。f0_off具有比f0_on高的频率调节敏感度。
因此，当开关元件513、514切换到OFF时获得更高的振荡频率和更高的频率调节敏感度。
如图14A所示，随着通过在高频开关电路中使用更多个开关元件增加波段的个数，最高振荡频率波段和最低振荡频率波段之间的频率调节敏感度差增加。
然而，压控振荡器的控制电压Vt和振荡频率之间的关系最好在所有波段，即，所有振荡频率具有基本相同的斜率。这是因为当用压控振荡器构成锁相环路(PLL)电路时，PLL电路的瞬时响应特征或噪声频带特征取决于对控制电压的频率调节敏感度，因此，当频率调节敏感度根据频率变化时，PLL电路本身的特征根据频率变化。
当在半导体基片上实施压控振荡器时，振荡频率也需要可以在宽范围内变化。在图13的传统压控振荡器500中，可以用高频开关电路获得宽波段的可变频率。然而，很难在宽可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度。
为了解决上述问题，已经提出了一些电路(见，例如，日本专利公开号：2003-174320和2004-15387)。
图15为示出采用在宽可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度的改进的方法的传统压控振荡器600的电路图。
在图15中，不再解释用相同的标号标出的具有与图13的传统压控振荡器500相似功能的部分。在图15中，传统压控振荡器600与传统压控振荡器500的不同之处在于传统压控振荡器600包括可变电容元件551、552、561、562、571、572和开关元件553、554、563、573、574。
在图15的压控振荡器600中，第一、第二和第三可变电容电路550、560、570并联。在第一可变电容电路550中，开关元件553、554与串联的可变电容元件551、552的另一端连接。在第二可变电容电路560中，开关元件563、564与串联的可变电容元件561、562的另一端连接。在第三可变电容电路570中，开关元件573、574与串联的可变电容元件571、572的另一端连接。第一、第二和第三可变电容电路550、560、570通过压控端506接收控制电压Vt。
随着振荡频率的降低，可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比减小，导致频率调节敏感度降低。因此，对于具有较低振荡频率的波段，通过将可变电容电路中的开关元件切换到ON以增加连接到谐振电路的可变电容电路的个数来增加下述可变电容元件的电容变化量，可以使频率调节敏感度基本上与振荡频率高时基本相同。
例如，为了提供图14中具有最高振荡频率的波段，在第一至第三可变电容电路550、560、570中只有第一可变电容电路550的开关元件553、554切换到ON而其它的切换到OFF。又，例如，为了提供具有图14中从上往下数第5个振荡频率的波段，第一至第三可变电容电路550、560、570中的第一和第二可变电容电路的开关元件553、554、563、564切换到ON而其它的切换到OFF。又，例如，为了提供具有图14所示具有低振荡频率的波段，所有第一至第三可变电容电路550、560、570的开关元件553、554、563、564、573、574切换到ON。因此，随着振荡频率的提高，与谐振电路并联的可变电容电路的个数增加了，从而增加了电容的变化量。结果，可以在整个振荡频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度。图14B为示出当在整个振荡频率范围内获得基本相同频率时压控振荡器600的特性的示意图。
然而，在图15的传统改进后的方法中，在流过高频信号的部分可变电容电路550、560、570中设置了开关元件553、554、563、564、573、574，因此，由于开关元件中的损耗相位噪声特性劣化。例如，当开关元件为MOS开关时，导通电阻会产生损耗，导致相位噪声特性劣化。
日本专利公开号：2003-324316公开了一种用于防止相位噪声特性劣化的压控振荡器。图16A为示出该文件中所述的传统压控振荡器700的电路图。图16B为示出该文件的传统压控振荡器700的特性的图。在传统压控振荡器700中，可变电容元件和电感707并联。传统压控振荡器700将开关元件708-711切换到ON/OFF，籍此改变可变电容元件的个数。结果，改变了LC振荡器的电容，从而改变了振荡频率波段。在图16B中，A指示当仅将控制电压CTRL加到可变电容元件701和702之间的中点，而将Vss加到可变电容元件703和704的中点及可变电容元件705和706的中点时的特性；B指示当仅将开关元件708和710中的一个切换到ON时的特性；和C指示将开关元件708和710都切换到ON时的特性。对于波段A，虽然谐振电路的总电容最大(最低振荡频率)，可变电容电路的电容变化量与总电容的比小。因此，频率调节敏感度对波段A是最低的。因此，频率调节敏感度随波段的不同而变化。
(3)发明内容
因此，本发明的目的是提供一种能抑制相位噪声特性劣化并控制在宽波段上的可变频率的范围以获得在可变频率范围内的基本相同的频率调节敏感度的压控振荡器，和PLL电路及使用其的无线通信设备。
本发明具有以下特征来达到上述目的。本发明的第一方面针对由用于振荡高频信号的差分电路构成的压控振荡器，包括：具有电感的电感电路、n(n是2或2以上的自然数)个与该电容并联的可变电容电路，它们各具有一个根据所加的控制电压改变电容值的可变电容元件，以反馈控制振荡频率，m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端、与电感电路并联的负电阻电路、转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分、及根据要用的波段调节n个可变电容电路的总电容相对控制电压的变化率的频率调节敏感度控制部分。该频率调节敏感度控制部分与n个可变电容电路的差分信号的虚接地点相连。
根据本发明的第一方面，压控振荡器可以用高频开关电路切换振荡频率波段，以提供具有宽范围的可变频率的压控振荡器。另外，根据要用的波段调节电容变化率，从而可以在可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度。另外，频率调节敏感度控制部分与虚接地点相连，从而高频信号不从压控振荡器流出。结果，在频率调节敏感度控制部分中不产生损耗，从而Q因数不会劣化。因此，可以抑制相位噪声特性的劣化。
例如：频率控制部分可以根据要用的波段将用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压输入至高频开关电路的开关控制端，且频率调节敏感度控制部分可以选择性地切换预定的参考电压和与开关控制电压同步的控制电压，从而将选择的预定参考电压或控制电压用作要加到n个可变电容电路的各个可变电容元件的一端的电压。
籍此，根据要使用的波段确定用作输入了参考电压的固定电容的可变电容电路和用作输入了控制电压的可变电容的可变电容电路。通过调节用作可变电容的可变电容电路的个数，可以调节相对于控制电压的电容变化率，从而可以在可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度。
例如，频率调节敏感度可包括n个频率频率调节敏感度控制开关元件，而频率调节敏感度控制开关元件可以被连接到n个可变电容电路的各个虚接地点并被选择性地切换以确定加到各可变电容电容的电压是预定参考电压还是控制电压。
因此，连接到虚接地点的频率调节敏感度控制开关元件可用于有效地切换参考电压和控制电压及抑制相位噪声。
例如，频率调节敏感度控制部分可包括n-1个频率调节敏感度控制开关元件，该频率调节敏感度控制开关元件可以连接至n-1个可变电容电路的各虚接地点并可以被选择性地切换，以确定要加到各可变电容电路上的电压是预定参考电压还是控制电压，并且可以将控制电压提供给剩余的一个可变电容电路的虚接地点。
籍此，至少一个可变电容电路需用作可变电容。
例如，参考电压可以是在控制电压变化的范围的中点处的电压。
籍此，当可变控制电压的范围的中点为中心时，压控振荡器可以获得基本相同的频率调节敏感度。
例如，参考电压可以具有振荡频率为反馈控制时的控制电压的值，从而频率是固定的。
籍此，在用作可变电容的可变电容电路的个数改变之前和之后谐振电路的总电容值不变。因此，即使在反馈控制集中时，输出频率也不改变。因此，压控振荡器可以在可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度同时输入一个希望的频率。
例如，当m个高频开关电路的所有开关元件为OFF时，频率调节敏感度控制部分会控制频率调节敏感度控制开关元件，使得仅将该控制电压提供给n个可变电容电路中的一个并将参考电压供给剩余的n-1个可变电容电路。
籍此，至少一个可变电路电路用作可变电容。
例如，当m个高频开关电路的所有开关元件都为ON时，频率调节敏感度控制部分可以控制频率调节敏感度控制开关元件，以将控制电压供给所有n个可变电容电路。
籍此，当高频开关电路的所有开关元件都为ON时，不需要用作固定电容的可变电容电路，从而缩小了控制振荡器的电路规模。
例如，频率调节敏感度控制部分可以预先确定各可变电容电路是被用作要由频率控制部分转换的各个波段的可变电容还是固定电容，并将控制信号输入至用作可变电容的可变电容电路，并将预定参考电压输入至用作固定电容的可变电容电路。
籍此，根据要使用的波段确定一个输入了参考电压并用作固定电容的可变电容电路和一个输入了控制电压并用作可变电容的可变电容电路。通过用作可变电容的可变电容的个数，可以调节相对于控制电压的电容变化率，从而可以在可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度。
最好在PLL电路上设置压控振荡器。在PLL电路锁定时，控制电压可用作预定参考电压。
籍此，谐振电路的总电容值在用作可变电容的可变电容电路的个数改变之前和之后不变。因此，即使在锁定PLL电路时，从PLL电路输出的频率不变。因此，压控振荡器可以在可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度同时输出希望的频率。
本发明的第二方面针对由用于振荡高频信号的差分电路所构成的压控振荡器，包括：具有电感的电感电路、n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，其中，用于隔离直流成分的隔直电容器设置在n个可变电容电路的相对两端，m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端、与电感电路并联的负电阻电路、转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分、将用于反馈控制振荡频率的控制电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的一个端的控制端、和将参考电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的另一端的参考电压控制部分，根据要使用的波段调节参考电压，和调节相对于控制电压的振荡频率中的变化率。
根据本发明的第二方面，可以根据要使用的波段通过调节参考电压在可变频率范围内获得基本相同的频率调节敏感度。
例如，参考电压控制部分可以控制要与输入到高频开关电路的开关控制端的开关控制电压同步输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端的参考电压。
籍此，可以改变可变电容电路的电容。
例如，参考电压控制部分可以将输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端的参考电压的第(n+1)/2个参考电压作为n为奇数时在控制电压变化范围的中点处的电压，并将第n/2个参考电压和第(n+1)/2个参考电压作为当n为偶数时在控制电压变化范围的中点处的电压。
籍此，可以在邻近参考电压可变电容范围内获得基本相同的频率调节敏感度。
例如，当n为奇数时，参考电压控制部分可以将输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端的第(n+1)/2个参考电压作为当通过反馈控制振荡频率锁定振荡频率时获得的控制电压；而当为偶数时，可以将第n个参考电压和第(n+1)/2个参考电压之间的中点电压作为当通过反馈控制振荡频率锁定振荡频率时获得的控制电压。
籍此，即使当反馈控制集中时，输入频率也不变。因此，控制振荡器可以在可变频率范围内获得基本相同的频率同时输出希望的频率。
例如，当m个高频开关电路的所有开关元件都是OFF时，参考电压控制部分可以调节参考电压，使振荡频率相对于控制电压的变化率在控制电压上基本上连续，并且在m个高频开关电路的所有开关元件都为OFF时之外的其它状态中，在可变电容电路中，参考电压控制部分可以调节n为奇数时第(n+1)/2个参考电压及n为偶数时在第n/2个参考电压和第(n+1)/2个参考电压之间的中点电压。
籍此，可以调节电容变化率，使振荡频率相对于控制电压的变化量实际上与邻近参考电压或中点电压的所有开关元件都为OFF时基本相同。
例如，当以输入其的参考电压的次序排列n个可变电容电路时，最大的第一，要输入到第k个可变电容电路(k为2或2以上和n或小于n的自然数)的可变电容元件的参考电压与要输入到第(k-1)个可变电容电路的可变电容元件的参考电压之间的差：当m个高频开关电路的所有开关元件都为OFF时为最大值；当m个高频开关电路的所有开关元件都为ON时为最小值；和在m个高频开关电路的所有开关元件都为ON或OFF时之外的状态中为最大和最小值之间的中间值。
上述压控振荡器中任何一个都可以用于PLL电路中。
上述压控振荡器可以用于无线通信设备中。
本发明的第三个方面针对用于固定振荡频率的PLL电路，它包括由用于振荡高频信号的差分电路所构成并根据控制电压调节振荡频率的压控振荡器，和用于反馈由压控振荡器输出的高频信号的反馈控制电压调节电路，它比较高频信号和参考信号之间的相位差并调节要输入到压控振荡器的控制电压。压控振荡器包括：具有电感的电感电路、n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，该元件的电容值根据所施加的控制电压而变化，以反馈控制振荡频率，m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端、与电感电路并联的负电阻电路、转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分、连接到n个可变电容电路的虚接地点的频率调节敏感度控制部分，并根据由m个高频开关电路的开关元件的ON/OFF的振荡频率的转换，选择性地切换预定参考电压和控制电压作为要输入到n个可变电容电路的各可变电容元件的一个端的电压。该频率调节敏感度控制部分将从反馈控制电压调节电路输出的控制电压用作参考电压。
根据本发明的第三个方面，在用作可变电容的可变电容电路的个数改变之前或之后谐振电路的总电容值不变。因此，即使当锁定PLL时，从PLL电路输出的频率也不变。因此，PLL电路可以在可变频率范围内获得基本相同的频率同时输出希望的频率。
因此，本发明提供一种具有满意的相位噪声特性并能控制宽波段上频率范围以获得基本相同的频率调节敏感度的压控振荡器和一种PLL电路及使用其的无线通信设备。
通过结合附图详细描述本发明可以使本发明的其它目的、特征、方面和优点变得更明显。
(4)附图说明
图1为示出根据本发明的第一实施例的压控振荡器100的电路图，
图2A为示出当开关153与电压控制端181相连而开关163、173与参考电压端182相连时压控振荡器100的振荡频率的图，
图2B为解释为所有波段获得基本相同的频率调节敏感度的操作的图，
图3A为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝1，及波段数为16时的振荡频率特性的图，
图3B为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝5(可变电容电路A、B、C、D、E)，及波段数为16时的振荡频率特性的图，
图3C为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝1，及波段数为16时的振荡频率特性的图(对应于图3A)，
图3D为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝5，及波段数为16时的振荡频率特性的图(对应于图3B)，
图4为示出各波段的频率调节敏感度的图，
图5为指示确定是否将各可变电容电路A到E用作可变电容或固定电容的规则的表格，
图6A为示出根据本发明的第二实施例的PLL电路的结构的方框图，
图6B为示出根据本发明的第二实施例的压控振荡器303的操作的流程图，
图7为根据本发明的第二实施例示出频率特性是如何由控制改变的图，
图8为示出根据本发明的第三实施例的压控振荡器中所使用的可变电容电路的结构的电路图，
图9A为用于说明传统模式的问题的图，
图9B为用于说明传统模式的问题的图，
图9C为用于说明传统模式的问题的图，
图10A为用于说明本发明的第三实施例的压控振荡器中的可变电容的电容值的图，
图10B为用于说明本发明的第三实施例的压控振荡器中的可变电容的电容值的图，
图10C为用于说明本发明的第三实施例的压控振荡器中的可变电容的电容值的图，
图11为示出本发明的第三实施例的压控振荡器的振荡频率的图，
图12为示出采用根据本发明第一到第三实施例中任何一个的压控振荡器的无线通信装置400的结构的方框图，
图13为示出具有波段转换功能的传统压控振荡器500的示例结构的图，
图14A为示出在传统压控振荡器中振荡频率是如何转换的，
图14B为示出当在整个振荡频率范围内获得基本相同频率调节敏感度时压控振荡器600的特性的图，
图15为示出采用在可变频率的宽范围内获得基本相同的频率调节敏感度的改进的方法的传统压控振荡器600的电路图，
图16A为示出传统压控振荡器700的电路图，和
图16B为示出传统压控振荡器700上的特性的图。
(5)具体实施方式
下面将参照附图描述本发明的实施例。
第一实施例
图1为为示出根据本发明的第一实施例的压控振荡器100的电路图。注意偏置电路等在图1中未示出。
在图1中，压控振荡器100包括：电感电路120、负电阻电路140、高频开关电路(波段转换电路)110、第一可变电容电路150(下文称为可变电容电路A)、第二可变电容电路160(下文称为可变电容电路B)、第三可变电容电路170(下文称为可变电容电路C)、频率调节敏感度控制部分180和频率控制部分190。电感电路120、负电阻电路140、高频开关电路110、第一可变电容电路A、可变电容电路B、可变电容电路C并联构成一振荡电路。
电感电路120包括电感101、与电感101串联的电感102和连接在电感101和电感102之间且通过其供给电源Vdd的电源端103。
负电阻电路140包括两个相互交叉耦合的晶体管107和108。
高频开关电路110包括：电容元件111、开关元件113、开关元件114和电容元件112。控制端连接到开关元件113和开关元件114的连接点，以将控制电压Vctrl供给开关元件113、114。
可变电容元件A包括：可变电容元件151和与可变电容元件151串联的可变电容元件152。
可变电容元件B包括：可变电容元件161和与可变电容元件161串联的可变电容元件162。
可变电容元件C包括：可变电容元件171和与可变电容元件171串联的可变电容元件172。
可变电容元件A、可变电容元件B和可变电容元件C构成压控振荡器100的可变电容电路130。
高频开关电路110、电感电路120和可变电容电路130构成压控振荡器110的谐振电路。
晶体管107、108的源极相互连接并与电源109的一个端相连。电源109的另一端接地。
可变电容元件151、152、161、162、171、172利用CMOS处理中所使用的栅电容。
在可变电容电路A中，切换直流电压的开关153与可变电容元件151和可变电容元件152的一个连接点(下文称为连接点a)相连。
在可变电容电路B中，开关163与可变电容元件161和可变电容元件162的一个连接点(下文称为连接点b)相连。
在可变电容电路C中，开关173与可变电容元件171和可变电容元件172的一个连接点(下文称为连接点c)相连。
开关153、163、173的一端相互连接并与控制电压端181相连。开关153、163、173的另一端连接至参考电压端182。开关153、163、173构成频率调节敏感度控制部分180。
频率控制部分190的一个输出连接着控制电压端115。频率控制部分190将控制电压Vctrl提供给控制电压端115。频率控制部分190的另一输出连接着频率调节敏感度控制部分180。频率控制部分190将用于将开关153、163、173切换到ON和/或OFF的控制电压Vsw供给频率调节敏感度控制部分180。
控制电压端181提供电压Vt。控制电压Vt是通过反馈振荡频率并将该振荡频率与PLL电路中的参考频率相比较而获得的，且被用于控制振荡频率(反馈控制)。参考电压端182提供一个参考电压Vs。
接着，将对这样获得的本发明的第一实施例的压控振荡器100的操作进行说明。
图2A为示出当开关153与电压控制端181相连而开关163、173与参考电压端182相连时压控振荡器100的振荡频率的图。在此情况下，可变电容电路A作为可变电容。可变电容电路B和可变电容电路C作为固定电容。这里假设有多个高频开关电路。图2A示出具有最高振荡频率的波段(下文称为波段H)、具有最低振荡频率的波段(下文称为波段L)、和具有中间振荡频率的波段(下文称为波段M)。
通过改变从电压控制端181供给的控制电压Vt，可以改变可变电容电路130的电容值，从而以模拟的方式(水平方向)改变振荡频率。频率控制部分190可以改变要供给控制电压端115的控制电压Vctrl，以将高频开关电路110的开关元件113、114切换到ON和/或OFF，从而以数字方式改变振荡频率(垂直方向)。
当开关153与电压控制端181相连而开关163、173与参考电压端182相连时，对波段H的频率调节敏感度是最高的，并按波段M、波段L的次序减小。
这是因为频率调节敏感度是根据可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比确定的。因为对波段H将高频开关电路的所有开关元件都切换到OFF而对波段L切换到ON，波段L的谐振电路的总电容值大于波段H。因此，波段L的可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比大于波段L的比，因此，波段H的频率调节敏感度高于波段L。
因此，如图1的第一实施例的压控振荡器100中那样，频率调节敏感度控制部分180和频率控制部分190用于使频率调节敏感度控制部分180的开关153、163、173与高频开关电路110同步切换，从而可以对各波段改变可变电容电路中所使用的并联可变电容元件个数，以便在多个波段获取基本相同的频率调节敏感度。如这里使用的，术语″并联的可变电容电路的个数″指用作可变电容电路150至170中的可变电容的可变电容电路的个数。
接着，将参照图2B描述为所有波段获取基本相同的频率调节敏感度的操作。
例如，在波段H的情况中，与波段M和波段L相比，振荡频率最高而谐振电路的总电容值最小。因为谐振电路的总电容值小，相对于可变电容电路中的电容变化，频率调节敏感度高。在此情况中，只有开关153与控制电路端181相连，从而可变电容电路A被用作可变电容元件，同时剩余的开关163、173与参考电压端182相连，从而可变电容电路B和C被用作固定电容元件而非可变电容元件。在此情况中，振荡频率相对控制电压Vt的变化由图2B中的实线L1表示，其中振荡频率是最高的。
在波段L的情况中，与波段H和M相比，振荡频率最低而谐振电路的总电容值最大。因此，与波段H相似，当只有开关153与控制电路端181相连而剩余的开关163、173与参考电压端182相连时，与波段H相比频率调节敏感度降低了。在此情况中，振荡频率相对控制电压Vt的变化由图2B中的虚线L2表示，其中振荡频率是最低的。
因此，在波段L的情况中，当将开关153、163、173与控制电路端181相连从而将所有的可变电容电路A、B和C都用作可变电容元件时，可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比可以比仅将可变电容电路A用作可变电容时大，从而可以获得与波段H基本相同的频率调节敏感度。在此情况中，振荡频率相对控制电压Vt的变化由图2B中的实线L3表示，其中振荡频率是最低的。当将实线L3与虚线L2相比时，可以理解该频率调节敏感度基本与波段H的一样高。
例如，如图2B所示，由控制电压端181提供的可变控制电压Vt的范围的中点由Vm[V]表示，和由参考电压端183供给的参考电压Vs由Vm表示。在波段L的情况中，将只将开关153与控制电压端181相连时(虚线L2)与将开关153、163、173与控制电压端相连时(实线L3)相比较。在此情况中，如图2B所示，获得以下频率特性。假设从参考电压端182供给的参考电压Vs(＝Vm)为中心，当Vt＜Vm时，振荡频率在实线L3上比虚线L2上低。当Vt＞Vm时，振荡频率在实线L3上比虚线L2上高。结果，频率调节敏感度在实线L3上比虚线L2上高。当Vt＝Vm时，振荡频率不变。
在波段M的情况中，与波段H和L相比，振荡频率居中，且谐振电路的总电容值也居中。因此，与波段H相似，当只将开关153与控制电压端181相连并将开关163、173与参照电压端182相连时，频率调节敏感度取波段H和L之间的中间值。在此情况中，振荡频率相对控制电压Vt的变化由图2B中的虚线L4表示，其中振荡频率是中间的。
在波段M的情况中，为了获得与波段H基本相同的频率调节敏感度，可以将开关153、163与控制电压端181相连，可以将可变电容电路A和B用作可变电容元件，可以将剩余的开关173与参考电压端182相连并可将可变电容电路c用作固定电容元件而非可变电容元件。在此情况中，振荡频率相对控制电压Vt的变化由图2B中的实线L5表示，其中振荡频率是中间的。当比较虚线L4和实线L5时，会理解频率调节敏感度稍稍增加到与波段H基本相同的水平。
因此，通过使用开关为各波段确定要提供给多个并联的可变电容电路的直流电压是否被连接到控制电压端181或参考电压端182，调节整个可变电容电路(包括多个可变电容电路)相对控制电压Vt的电容变化率。籍此，可以在整个波段获得基本相同的频率调节敏感度。如这里所使用的，整个可变电容电路相对控制电压Vt的电容变化率是通过将在控制电压Vt改变了预定量时整个可变电容电路的电容变化量除以控制电压Vt的变化量而取得的。具体来说，整个可变电容电路相对控制电压Vt的电容变化率＝(在控制电压Vt改变了预定量时整个可变电容电路的电容变化量/控制电压Vt的变化量)。
所述的一系列操作是由频率控制部分190控制的。频率控制部分190将控制电压Vsw(该电压取决于要输入到高频开关电路110的控制电压端115的控制电压Vctrl)输入到频率调节敏感度控制部分180。控制电压Vctrl和控制电压Vsw之间的关系是预先确定的。具体来说，为了获得希望的频率，频率控制部分190确定控制电压Vctrl，从而确定要使用的波段，并与此同步地确定控制电压Vsw。频率控制部分190在转换波段时输出控制电压Vsw，用于确定频率调节敏感度控制部分180的开关是否于控制电压端181或参考电压端182相连，以为要使用的波段获取希望的频率调节敏感度值。频率调节敏感度控制部分180根据控制电压Vsw，根据预定值切换开关。
在波段H的情况中，仅将可变电容电路130的可变电容电路A用作可变电容电路。因此，在波段H的情况中，构成可变电容电路A的可变电容元件151、152可以具有一个使频率调节敏感度基本与其它波段相同的单元值。即，最好可变电容电路A中所使用的可变电容元件具有一个使频率调节敏感度适合于具有最高频率的波段的选定的单元值。
在波段L的情况中，可变电容电路130的可变电容电路A、B和C都用作可变电容电路。因此，在波段L的情况中，可变电容电路130中所使用的可变电容元件的总的单元值可以是使频率调节敏感度与其它波段基本相同的一个值。即，最好可变电容电路130中所使用的可变电容元件的和的最大值可以具有一个使频率调节敏感度适合于具有最低频率的波段的选定的单元值。可变电容电路的可变电容元件的单元值的和(例如，可变电容电路130的并联的可变电容电路A、B和C)可以具有一个使频率调节敏感度适合于具有最低频率的波段L的选定的值。
可变电容电路A的可变电容元件151、152的连接点a、可变电容电路B的可变电容元件161、162的连接点b及可变电容电路C的可变电容元件151、152的连接点c都是可变电容电路的差分信号的虚接地点。因此，高频信号不从连接点a，b和c流出。因此，当开关153、163、173用作频率调节敏感度控制部分180时，高频信号不发生损耗。压控振荡器的相位噪声特性与谐振电路的振荡频率的Q因数(指示器指示损耗)成比例。因此，谐振电路的损耗大。即，当Q因数低时，相位噪声恶化。在图1的可变电容电路130中，使用频率调节敏感度控制部分180时防止Q因数的劣化，从而避免相位噪声恶化。
因此，在本发明的第一实施例的压控振荡器100中所使用的可变电容电路130中，用于使频率调节敏感度对对所有波段基本相同的频率调节敏感度控制部分180设置在比连接点a，b和c(虚接地点)更靠近外面的地方，使得频率调节敏感度控制部分180中不发生高频信号的损耗。因此，谐振电路的Q因数与不使用频率调节敏感度控制部分180时的Q因数相同，从而防止相位噪声恶化。
图3A为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝1，及波段数为16时的振荡频率特性的图。这里假设可变电容电路中使用的可变电容元件的单元值(单元值也称为单元晶体管值或单位基本单元号)为12。图4用虚线示出各波段的频率调节敏感度。图4的水平轴表示按振荡频率的次序(最高为第一)排列的波段号0、1、2...、15。图4的垂直轴表示频率调节敏感度[MHz/V]。当将相同的可变电容电路用于所有波段时，频率调节敏感度随波段号的增加而减少，即，振荡频率减小，如图4所示。波段0的频率调节敏感度约为波段15的2.4倍。
图3B为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝5(可变电容电路A、B、C、D、E)，及波段数为16时的振荡频率特性的图。图5为指示确定是否将各可变电容电路A到E用作可变电容或固定电容的规则的表格。这里假设可变电容电路A至E的单元值比为A∶B∶C∶D∶E＝8∶2∶2∶2∶4。在图5中，圆指示将可变电容电路A-E用作可变电容，而叉指示将可变电容电路A-E用作固定电容。这里假设所使用控制电压Vt在0[V]到1.8[V]的范围内。假设参考电压Vs在可变控制电压Vt的范围当中，即，Vs＝0.9[V]。在图4中，各波段的频率调节敏感度由实线表示。如图5所示，对于波段0-2，可变电容电路A用作可变电容；对于波段3-5，可变电容电路A、B用作可变电容；对于波段6-8，可变电容电路A、B、C用作可变电容；对于波段9-12，可变电容电路A、B、C、D用作可变电容；及对于波段13-15，可变电容电路A、B、C、D、E用作可变电容。如图4中的实线所示，频率调节敏感度落在110[MHz/V]的±10％的范围内。因此，如图4中的虚线所示，应理解各波段之间的频率调节敏感度的差比使用相同可变电容电路时大大减小了。如上所述，通过改变逐步改变并联的可变电容电路的个数，但不对所有波段，可以获得对所有波段基本相同的频率调节敏感度。
图3C为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝1，及波段数为16时的振荡频率特性的图(对应于图3A)。图3D为示出当在可变电容电路130中并联的可变电路电容的个数为N＝5，及波段数为16时的振荡频率特性的图(对应于图3B)。从比较图3C和3D可以看出，即使当增加并联的可变电容电路的个数以调节各波段的整个可变电容电路的电容变化率时，相位噪声也不恶化。
注意例如用集成电路等实施频率控制部分190，其中，预定操作都被预先编程且预先存储图5的表格。频率控制部分190参照该表格根据用于切换到希望的波段的控制电压Vctrl确定将哪个可变电容电路用作可变电容，并将用于切换开关以将要用作可变电容的可变电容电路连接到控制电压端181的控制电压Vsw输入到频率调节敏感度控制部分180。例如用集成电路等实施频率调节敏感度控制部分180，其中，预定操作都被预先编程且预先存储一个表格，该表格根据从频率控制部分190输入的控制电压Vsw指示哪个开关与控制电压端181和/或参考电压端182相连。频率调节敏感度控制部分180参考该表格并根据输入的控制电压Vsw确定切换哪个开关并切换选定的开关。籍此，根据使用的波段调节可变电容电路130的电容变化量。
在第一实施例中，如图1所示，可变电容电路130由三个可变电容电路A、B、C组成。然而，并联的可变电容电路的个数不限于三个，也可以是图5中所示的5个，或2个，或4个或更多。即，可变电容电路的个数可以是n(n：2或2以上的自然数)。在此情况中，频率调节敏感度控制部分180可以与n个可变电容电路的虚接地点相连，并可调节整个可变电容电路(包括n个可变电容电路)相对控制电压Vt的电容变化率。对于任何n，获得与上述相似的效果。
虽然在图1中，高频开关电路110由一个包括电容元件111和开关元件113的高频开关电路，及一个包括电容元件112和开关元件114的高频开关电路构成，但本发明不限于此。高频开关电路110可由m个包括电容元件、与该电容元件相连的开关元件及接收用于控制开关元件的ON/OFF的控制电压的开关控制端的高频开关电路构成(m：1或1以上的自然数)。
在第一实施例中，可变电容电路130由可变电容电路A、B和C组成，且一个开关与其各连接点a，b和c相连。然而，开关不必连接到所有连接点。例如，在图5的结构中，可变电容电路A一直用作可变电容电路，连接点a可以不连接开关153，而直接连接控制电压端181。又在此情况下，获得与上述类似的效果。具体来说，当提供了n个可变电容电路时，频率调节敏感度控制部分可包括n-1个开关元件。开关元件可以与n-1个各可变电容电路的虚接地点相连，且可以选择性地切换，以确定要中到各可变电容电路的电压是不是预定参考电压或控制电压。可以将不经过开关元件将控制电压加到一个可变电容的虚接地点。
在第一实施例中，频率控制部分190具有两个与控制电压端115和频率调节敏感度控制部分180相连的输出端，并将控制电压Vctrl和控制电压Vsw分别加到其中。然而，不一定要输出该控制电压Vctrl。例如，频率控制部分190可以与从另一组件输出的控制电压Vctrl相同步地将控制电压Vsw加到频率调节敏感度控制部分180。又在此情况下，获得与上述类似的效果。
在第一实施例中，频率控制部分190具有与控制电压端115和频率调节敏感度控制部分180相连的两个输出端，并将控制电压Vctrl和控制电压Vsw分别加到其中。然而，本发明不限于此结构。例如，频率控制部分190可具有三个端，其中一个可以与参考电压端182相连，从而将参考电压Vs加到参考电压端182。在此情况下，频率控制部分190可以与控制电压Vctrl相同步地供给电压Vsw和参考电压Vs以获得所希望的用于使用的波段的频率调节敏感度。又在此情况下，获得与上述类似的效果。
在第一实施例中，在例如图5的电路结构中，多个可变电容电路的单元值比为8∶2∶2∶2∶4，从而所有可变电容电路A以外的可变电容电路都不具有相同的单元值。然而，本发明不限于此。例如，单元值的比可以是8∶2∶2∶2∶2(即，可变电容电路A以外的所有可变电容电路具有相同的单元值)、8∶2∶3∶4∶5(即，所有可变电容电路具有不同的单元值)或2∶2∶2∶2∶2(即，可变电容电路A-E具有相同的单元值)。又在此情况下，获得与上述类似的效果。
在第一实施例中，高频开关电路110由电容元件111、开关元件113、开关元件114和电容元件112组成。然而，本发明不限于此结构。可以使用任何允许逐步切换振荡频率波段的结构。又在此情况下，获得与上述类似的效果。
在第一实施例中，将参考电压端182提供的参考电压Vs设定成在从控制端181提供的可变控制电压Vt的范围的中点处的值Vm，但不一定限于Vm。例如，参考电压Vs可以是接地或电源Vdd，或是任何电压。当压控振荡器由PLL电压构成时，可以将振荡频率反馈控制成固定的且可以将产生的控制电压用作参考电压Vs。在任何这些情况下，获得与上述类似的效果。
现假设压控振荡器由m个高频开关电路组成。如图5的波段0所示，可以控制频率调节敏感度控制部分的开关元件，使得当m个高频开关电路的所有开关为OFF时，将控制电压只加到n个可变电容电路中的一个上，而将参考电压加到剩余的n-1个可变电容电路。如图5的波段15中所示，也可以控制频率调节敏感度控制部分中的开关元件，使得当m个高频开关电路的所有开关为ON时，将控制电压加到所有n个可变电容上。
第二实施例
图6A为示出根据本发明的第二实施例的PLL电路的结构的方框图。第一实施例的上述压控振荡器主要用于PLL电路中，例如图6A中所示。在图6A中，PLL电路300包括相位比较器301、环路滤波器、压控振荡器303和分频器304。PLL电路是将振荡频率锁定到希望频率的电路。压控振荡器303类似于第一实施例的压控振荡器。相位比较器301将输入参考信号的相位与通过用分频器304分频压控振荡器303的输出信号获得的信号的相位相比较。将相位比较器301的输出信号输入到环路滤波器302。该环路滤波器302将相位比较器301的输出信号转换成直流成分，而该成分又被输入到压控振荡器303。将从环路滤波器302输出的输出信号作为控制电压Vt输入到压控振荡器303的控制电压端181。从而从压控振荡器303输出一个希望的频率。
图6B为示出根据本发明的第二实施例的压控振荡器303的操作的流程图。下面将参照图6B说明压控振荡器303的操作。假设当PLL电路300开始工作时，可变电路电路150、160、170用作可变电容，且将控制电压Vt加至可变电容电路150、160、170。
首先，压控振荡器303的频率控制部分190检测到一个要从PLL电路300输出的希望的频率(步骤S1)。在此情况下，当PLL电路300锁定时，压控振荡器303的频率控制部分190可以通过检测PLL电路300的输出信号的频率或通过从确定希望频率及将一命令传送到PLL电路300的电路块检测到一个希望的频率来执行步骤S1的操作。
接着，压控振荡器303的频率控制部分190根据在步骤S1中检测到的并要从PLL电路300输出的频率确定一个要在压控振荡器303中使用的波段。
接着，根据预定波段，压控振荡器303的频率控制部分190确定用作可变电路电路130中的可变电容的并联的可变电容电路的个数(步骤S3)。具体来说，压控振荡器303的频率控制部分190预先存储一个表格(在该表格中，波段与用作可变电容的并联的可变电容电路的个数相关联)，并参考它确定用作可变电容的并联的可变电容电路的个数。
在步骤S3后，PLL电路300将振荡频率锁定在希望的频率。在PLL电路300锁定之后，压控振荡器303的频率控制部分190检测输入到其上的控制电压Vt(步骤S4)。
接着，压控振荡器303将控制电压Vt作为参考电压Vs(＝Vt)供给参考电压端182(步骤S5)。
最后，压控振荡器303的频率控制部分190将控制电压Vsw输入到频率调节敏感度控制部分180，使得在可变电容电路130中，用作可变电容的可变电容电路与控制电压端181相连，而用作固定电容的可变电容电路的开关与参考电压端182相连(步骤S6)。
图7为根据本发明的第二实施例示出频率特性是如何由控制改变的图。在此情况下，如图7中所示，振荡频率相对于控制电压Vt在Vs＞Vt的范围内减少并在Vs＜Vt的范围内增加(参考电压Vs为中心)。籍此，可以将频率调节敏感度设置成合适的值。在第二实施例中，当PLL电路锁定时参考电压Vs为控制电压Vt，因此，在并联的可变电容电路的个数改变之前和之后(在步骤S6的操作之前和之后)谐振电路的总电容值不变。这是因为在并联的可变电容电路的个数改变之前和之后将相同的控制电压输入到用作固定电容的可变电容电路和用作可变电容的可变电容电路中。因此，即使当已锁定PLL电路300时，在并联的可变电容电路的个数改变之前和之后从PLL电路输出的频率不变，从而输出一个不变的希望的频率。因此，提供了一种可以在可变频率范围内获得基本相同的频率同时输出不变的希望的频率的压控振荡器。
因此，在第二实施例的PLL电路中，上述控制方法可以用于改变频率调节敏感度并即使在PLL锁定时也不改变输出频率，从而提供合适的频率调节敏感度。
虽然第二实施例中使用分频器304，本发明不限于此。还可以使用混频器、或可使用分频器及混频器。
第三实施例
图8为示出根据本发明的第三实施例的压控振荡器中所使用的可变电容电路的结构的电路图。图8的可变电容电路用作图1的压控振荡器100的可变电容电路130。
压控振荡器的频率调节敏感度基本上是根据其中所使用的可变电容元件的特性而确定的。因此，可变电容元件最好具有使其电容在宽控制电压范围内适度变化的特性。实际上，当在半导体基片上实施压控振荡器时，很难使用高度线性的可变电容元件。
在第一实施例的压控振荡器中，频率调节敏感度大致为线性。然而，如上所述，根据压控振荡器中所使用的电容元件，频率调节敏感度可能不近似为线性。即使当使用低线性度的可变电容元件时，第三实施例的压控振荡器也可以在所有波段的希望频率附近获得基本相同的频率调节敏感度。
在图8中，可变电容电路200包括可变电容电路210(下文称为可变电容电路X)、可变电容电路220(下文称为可变电容电路Y)、可变电容电路230(下文称为可变电容电路Z)、高频隔离电阻215、216、225、226、235、236、参考电压控制部分240、控制电压端250和控制电压端115。控制电压端115起着也第一实施例中相同的作用。可变电容电路X、Y、Z并联。
可变电容电路X具有可变电容元件211、212的隔直电容元件213、214。可变电容元件211、212串联。将DC隔直电容元件213、214串联至可变电容元件211、212的串联电路的另一端，以隔离直流成分。可变电容电路X是由隔直电容元件213、可变电容元件211、可变电容元件212和隔直电容元件214依次连接而成的串联电路组成。
可变电容电路Y具有可变电容元件221、222和隔直电容元件223、224。可变电容元件221、222串联。将DC隔直电容元件223、224串联至可变电容元件221、222的串联电路的另一端，以隔离直流成分。可变电容电路Y是由隔直电容元件223、可变电容元件221、可变电容元件222和隔直电容元件224依次连接而成的串联电路组成。
可变电容电路Z具有可变电容元件231、232和隔直电容元件233、234。可变电容元件231、232串联。将DC隔直电容元件233、234串联至可变电容元件231、232的串联电路的另一端，以隔离直流成分。可变电容电路Y是由隔直电容元件233、可变电容元件231、可变电容元件232和隔直电容元件234依次连接而成的串联电路组成。
可变电容元件211、212、221、222、231、231为例如利用CMOS处理中所使用的栅电容的可变电容元件。
控制电压端250与在可变电容电路X中的可变电容元件211、212的一个连接点、在可变电容电路Y中的可变电容元件221、222的一个连接点和在可变电容电路Z中的可变电容元件231、232的一个连接点相连。
在可变电容电路X中，可变电容元件211和隔直电容元件213的连接点及可变电容元件212和隔直电容元件214的连接点分别通过高频隔离电阻215、216连接至参考电压控制部分240的第一输出。
在可变电容电路Y中，可变电容元件221和隔直电容元件223的连接点及可变电容元件222和隔直电容元件224的连接点分别通过高频隔离电阻225、226连接至参考电压控制部分240的第二输出。
在可变电容电路Z中，可变电容元件231和隔直电容元件233的连接点及可变电容元件232和隔直电容元件234的连接点分别通过高频隔离电阻235、236连接至参考电压控制部分240的第三输出。又，控制电压端151与参考电压控制部分240的输入端相连。
下面将对本发明的第三实施例的压控振荡器的操作进行描述。
当使用低度线性的可变电容元件时，可以通过以下述方法来提高其线性水平和平均频率调节敏感度，例如，Koji Takinami等人“A WIDE TUNING RANGE LC-VCOFOR 5 GHZ WIRELESS LAN USING A TUNING SENSITIVITY LINEARIZATION TECHNIQUE”，2003 Asia-Pacific Microwave Conference；及日本发明公开号：2004-147310。
图9A和图9B为用于说明传统模式的问题的图。如图9A和图9B中所示，可以用传统技术平均的频率调节敏感度，但不能获得对多个波段基本相同的频率调节敏感度.图9A示出具有最高振荡频率的波段(波段H)的可变电容特性。图9B示出具有最低振荡频率的波段(波段L)的可变电容特性。在图9A和9B中，水平轴表示控制电压Vt而垂直轴表示可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比。实线指示多个可变电容电路的电容特性，而虚线指示可变电容特性的和。在图9C中，水平轴表示控制电压Vt，而垂直轴表示振荡频率。实线指示振荡频率特性，而虚线指示在可变控制电压Vt的范围的中点附近的频率调节敏感度。获得图9C的频率调节敏感度的原因在于，如上所述，与上述图9A和9B中所示的高频率的波段H相比，波段L的可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比小，因此，即使当提高频率调节敏感度的线性时，也不可能获得图9C所示的对多个波段基本相同的频率调节敏感度。
在第三实施例中，使用通过控制电压端115输入的控制电压Vctrl使从参考电压控制部分240输出的电压与高频开关电路110的切换同步，从而可以获得对多个波段基本相同的频率调节敏感度。
从参考电压控制部分240输入到可变电容电路X、Y、Z的电压输入分别由Vref、Vref-Vy和Vref-Vz表示。注意假设Vy＜Vz。
假设Vz＝2×Vy。在此情况下，参考电压控制部分240输出三个相互不同的参考电压Vy。分别将该参考电压提供给可变电容电路X的可变电路元件211、212、可变电容电路Y的可变电路元件221、222、可变电容电路Z的可变电路元件231、232。
这里假设参考电压为Vref。还假设各可变电容元件的电容在控制电压Vth的附近变化。在此情况下，可变电容电路X、Y、Z的电容值相对于图10A中用实线指出的控制电压Vt变化。在图10A、10B和10C中，水平轴表示控制电压Vt、而垂直轴表示可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比。在各图中，实线指出可变电容电路X、Y、Z的可变电容特性，而虚线指出其和的可变电容特性。因此，可变电容电路X、Y、Z的总电容值相对于用图10A中的虚线指出的控制电压Vt适当地变化。结果，可以在宽控制电压范围内平均频率调节敏感度。
图10A为用示出具有最高振荡频率的波段H的可变电容特性的图。图10B为示出具有中间振荡频率的波段M的可变电容特性的图。图10C为示出具有最低振荡频率的波段L的可变电容特性的图。图10A、10B和10C波段H、M和L的频率调节敏感度分别由Kh、Km和Kl表示。
对于具有最高振荡频率的波段H，参考电压控制部分240控制将输出的电压Vref、Vref-Vy、Vref-Vz，从而使相对于控制电压Vt可变电容电路200中的电容变化适当，从而线性化频率调节敏感度Kh。例如，当所图8中所示，可变电容电路200由三个可变电容电路X、Y、Z构成时，从参考电压控制部分240输出的电压具有Vref＞Vref-Vy＞Vref-Vz的关系。在此情况下，通过将具有三个电压中的中间值的Vref-Vy设定成Vm(可变控制电压Vt的范围的中点)，可以线性化频率调节敏感度，其中Vm是可变控制电压Vt的范围的中心。
对于具有最低振荡频率的波段L，参考电压控制部分240使频率调节敏感度kl基本上与波段H的频率调节敏感度相同，其中Vm是可变控制电压Vt的范围的中心。如图9C中所示，波段L的可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比小于波段H。因此，例如，如图10C中所示，将电压Vref-Vy设定成与波段H的值相同并将Vy和Vz设定成小于波段H的。即，与波段H相比可变电容电路X、Y、Z的电容突变的区域集中在Vref-Vy附近的区域。结果，频率调节敏感度在Vref-Vy附近增加，即，在可变控制电压Vt的范围中心Vm的附近，从而可以得到与波段H基本相同的频率调节敏感度。
对于具有中间振荡频率的波段M，参考电压控制部分240以与波段L相似的方式使频率调节敏感度Km与波段H的频率调节敏感度Kh基本相同，其中Vm是可变控制电压Vt的范围的中心。如图9C所示，波段M的可变电容电路的电容变化量与谐振电路的总电容值的比具有波段H、L之间的中间值。因此，例如，如图10B所示，电压Vm(Vref-Vy)设定成与波段H的值相同的值，而Vy和Vz设定成波段H、L的的值的中间。结果，频率调节敏感度在Vref-Vy附近比波段H窄但比波段L宽的范围内增加，即，可变控制电压Vt的范围中心Vm的附近，但覆盖整个控制电压Vt，从而可以获得与波段H基本相同的频率调节敏感度。
因此，如图11所示，参考电压控制部分240相对控制电压Vt适度改变可变电容元件的电容并在具有最高振荡频率的波段H的宽控制电压范围内平均频率调节敏感度Kh。对于具有较低振荡频率的波段，参考电压控制部分240控制要输出的Vref、Vy、Vz使频率调节敏感度基本与Vm附近最高波段的频率调节敏感度Kh相同，但不是平均频率调节敏感度。
为了实现上述一系列操作，参考电压控制部分240根据通过高频开关电路110的控制电压端115输入的控制电压Vctrl确定要从其输出的Vref、Vref-Vy和Vref-Vz的值。该确定可由参考电压控制部分240参考预先存储的表格(其中，控制电压Vctrl与Vref、Vref-Vy和Vref-Vz相关联)来进行。具体来说，当转换波段时，参考电压控制部分240可以根据通过控制电压端115输入的控制电压Vctrl指定一个要使用的波段。参考电压控制部分240还可以与高频开关电路110相同步地调节要供给可变电容电路的输出Vref、Vref-Vy和Vref-Vz。结果，可以获得对所有波段基本上相同的频率调节敏感度。因此，可以通过实现对所有波段基本上相同的频率调节敏感度来抑制相位噪声。这是因为如果频率调节敏感度高，由Vt所携带的噪声成分引起的相位噪声恶化的影响是显著的。
在第三实施例中，当可变电容电路200由三个可变电容电路X、Y、Z构成时，具有从参考电压控制部分240输出的电压中的中间值的Vref-Vy被设定成控制电压Vt的中点Vm。然而，Vref-Vy不一定限于Vm，还可以是任意电压。又在此情况下，获得与上述类似的效果。例如，所第二实施例中所指出的，当将采用可变电容电路200的压控振荡器100用于PLL电路300中时，可以检测到在PLL电路300锁定时输入压控振荡器100的控制电压Vt且将检测到的控制电压Vt定义成Vref-Vy。在此情况下，可以获得对所有波段基本上相同的频率调节敏感度，其中PLL电路300锁定时的频率为中心。结果，即使在PLL电路300锁定之后，也可以将频率调节敏感度变到合适的值而不改变输出频率。
在第三实施例中，可变电容电路200由三个并联的可变电容电路X、Y、Z组成。然而，并联的可变电容电路的个数不限于三个，也可以是两个或四个或更多个。即，可变电容电路的个数可以是n(n：2或2以上的自然数)。在此情况中，频率调节敏感度控制部分可以与输入到高频开关电路的开关控制端的开关控制电压相同步地控制n个可变电容电路的可变电容元件的电压。对于任何n，可以获得与上述相似的效果。
在第三实施例中，参考电压控制部分240根据通过控制电压端115输入的控制电压Vctrl调节Vref、Vref-Vy和Vref-Vz。然而，Vref、Vref-Vy和Vref-Vz不一定是根据控制电压Vctrl调节的。例如，参考电压控制部分240可以自己确定一个提供希望频率的波段，将该控制电压Vctrl输出到控制电压端115并根据预定波段，调节Vref、Vref-Vy和Vref-Vz以获得基本上相同的频率调节敏感度。又在此情况下，获得与上述相似的效果。
在第三实施例中，参考电压控制部分240输入电位差Vref、Vref-Vy和Vref-Vz，其中Vz＝2×Vy而各电位之间的差一直是Vy。然而，可以提供不同的电位差。又在此情况下，获得与上述相似的效果。
在第三实施例的压控振荡器中，可以采用第二实施例的PLL电路。又在此情况下，获得与上述相似的效果。
现在，将对当设置了n个可变电容电路时使用的参考电压的较佳例子进行描述。当n为奇数时，参考电压控制部分可以使用第(n+1)/2个参考电压作为可变控制电压Vt的范围的中点的电压。当n为偶数时，参考电压控制部分可以使用第n/2个参考电压和(n+1)/2个参考电压之间的中点电压作为可变控制电压Vt的范围的中点的电压。籍此，可以对所有波段实现基本相同的频率调节敏感度，其中，控制电压Vt的中点电压为中心。
当n为奇数时，参考电压控制部分可以使用第(n+1)/2个参考电压作为在振荡频率通过反馈控制振荡频率锁定时的控制电压Vt。当n为偶数时，参考电压控制部分可以使用第n/2个参考电压和(n+1)/2个参考电压之间的中点电压作为在振荡频率通过反馈控制振荡频率锁定时的控制电压Vt。结果，即使当PLL已锁定时，在那之前和之后，从PLL电路输出的频率不变，从而输出不变的希望的频率。
注意当m个高频开关电路的开关元件都为OFF时，参考电压控制部分可以调节参考电压，使振荡频率相对于控制电压Vt的变化率在控制电压Vt上基本不变。在当m个高频开关电路的开关元件都为OFF时之外的情况下，参考电压控制部分调节第(n+1)/2个参考电压，使振荡频率相对于控制电压的变化率基本上与当在参考电压Vt或PLL电路锁定时的中点电压附近所有开关元件为OFF时相同，其中设置了n个可变电容电路(n为奇数)。又，在相似的状态中，当n为偶数时，参考电压控制部分调节第n个参考电压和第(n+1)/2个参考电压之间的中点电压，使振荡频率相对于控制电压的变化率基本上与当在参考电压Vt或PLL电路锁定时的中点电压附近所有开关元件为OFF时相同。例如，参考电压控制部分根据要使用的一个波段预先确定一个参考电压并输出该预先确定的参考电压，使振荡频率相对于控制电压的变化率基本上与当所有开关元件为OFF时相同。结果，可以最大化其中频率调节敏感度为平均的控制电压的范围。
当n个可变电容电路按照要输出到其的参考电压的次序(最大的第一)排列时，要输入到第k个可变电容电路(k为2或2以上及n或n以下的自然数)的可变电容元件的参考电压与要输入到第(k-1)个可变电容电路的可变电容元件的参考电压之间的差，在m个高频开关电路的所有开关元件为OFF时最大，在m个高频开关电路的所有开关元件为ON时最小。在m个高频开关电路的所有开关元件为ON或OFF时以外的情况下，该差可以具有最大值和最小值之间的中间值。结果，从参考电压控制部分240输出的Vref、Vref-Vy和Vref-Vz的范围是有限的，因此可以容易地控制。
第四实施例
图12为示出采用根据本发明第一到第三实施例中任何一个的压控振荡器的无线通信装置400的结构的方框图。
在图12中，无线通信设备400包括天线401、功率放大器件402、调制器403、开关404、低噪声放大器405、解调器406和PLL电路407。
PLL电路407是采用第一或第三压控振荡器的第二实施例的PLL电路。
在无线通信设备400中，在传送无线信号时，调制器403用基带调制信号调制从PLL电路407输出的希望的高频信号。从调制器403输出的高频调制信号由放大器402放大并经过开关404从天线401发送。
当接收到无线电信号时，从天线401接收到的高频调制信号经开关404输入到低噪声放大器405并被放大，并将产生的信号输入到解调器406。解调器406用从PLL电路407输出的高频信号将所输入的高频信号解调成基带调制信号的。
如图12中所示，PLL电路407包括：压控振荡器是用于产生高频信号的基本电路。在第四实施例中，无线通信设备400具有图12的结构。本发明不限于此。例如，可以将不同的PLL电路分别用于发送和接收。另，可以将多个PLL电路用于各发送和接收。另外，PLL电路还具有调制器的功能。
在第一至第四实施例中，各可变电容元件利用CMOS处理中所使用的栅电容。各可变电容元件可以是其它类型。又在此情况中，可以获得同上述相似的效果。
在第一至第四实施例中，MOS晶体管用作振荡晶体管。另，可以使用双极晶体管。
如上所述，根据本发明，当使用多个波段来获取宽范围的可变频率时，可以提供具有满意的相位噪声特性且对各波段都具有基本相同的频率调节敏感度的压控振荡器。本发明还提供一个PLL电路及使用其的无线通信装置。
本发明的压控振荡器，和PLL电路及使用其的无线通信设备具有满意的相位噪声特性并能控制宽波段的频率范围，因此，可用于无线通信等领域。
虽然详细描述了本发明，上述说明全部为示例而非限定。应理解可以得出多种修改的变形而不偏离发明的范围。

Claims (25)

1.一种由用于振荡高频信号的差分电路所构成的压控振荡器，其特征在于，包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与所述电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个根据所加的控制电压改变电容值的可变电容元件，以反馈控制振荡频率；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
用于转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；及
根据要用的波段调节n个可变电容电路的总电容相对控制电压的变化率的频率调节敏感度控制部分，
其中所述频率调节敏感度控制部分与n个可变电容电路的差分信号的虚接地点相连。
2.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述频率控制部分可以根据要用的波段将用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压输入至高频开关电路的开关控制端，且
所述频率调节敏感度控制部分选择性地切换预定的参考电压和与开关控制电压同步的控制电压，从而将选择的预定参考电压或控制电压用作要加到n个可变电容电路的各个可变电容元件的一端的电压。
3.如权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述频率调节敏感度控制部分可包括n个频率频率调节敏感度控制开关元件，且
所述频率调节敏感度控制开关元件可以被连接到n个可变电容电路的各个虚接地点并被选择性地切换以确定加到各可变电容电容的电压是预定参考电压还是控制电压。
4.如权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述频率调节敏感度控制包括n-1个频率调节敏感度控制开关元件，
所述频率调节敏感度控制开关元件可以连接至n-1个可变电容电路的各虚接地点并可以被选择性地切换，以确定要加到各可变电容电路上的电压是预定参考电压还是控制电压，
并且可以将控制电压提供给剩余的一个可变电容电路的虚接地点。
5.如权利要求3所述的压控振荡器，其特征在于，所述参考电压是在控制电压变化的范围的中点处的电压。
6.如权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述参考电压是控制电压变化范围的中点处的电压。
7.如权利要求3所述的压控振荡器，其特征在于，所述参考电压具有振荡频率为反馈控制时的控制电压的值，从而频率是固定的。
8.如权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述参考电压具有振荡频率为反馈控制时的控制电压的值，从而频率是固定的。
9.如权利要求3所述的压控振荡器，其特征在于，其中当m个高频开关电路的所有开关元件为OFF时，频率调节敏感度控制部分控制频率调节敏感度控制开关元件，使得仅将该控制电压提供给n个可变电容电路中的一个并将参考电压供给剩余的n-1个可变电容电路。
10.如权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，其中当m个高频开关电路的所有开关元件为OFF时，频率调节敏感度控制部分控制频率调节敏感度控制开关元件，使得仅将该控制电压提供给n个可变电容电路中的一个并将参考电压供给剩余的n-1个可变电容电路。
11.如权利要求3所述的压控振荡器，其特征在于，其中当m个高频开关电路的所有开关元件都为ON时，频率调节敏感度控制部分控制频率调节敏感度控制开关元件，以将控制电压供给所有n个可变电容电路。
12.如权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，其中当m个高频开关电路的所有开关元件都为ON时，频率调节敏感度控制部分控制频率调节敏感度控制开关元件，以将控制电压供给所有n个可变电容电路。
13.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述频率调节敏感度控制部分预先确定各可变电容电路是用作要由频率控制部分转换的各个波段的可变电容还是固定电容，并将该控制信号输入至用作可变电容的可变电容电路，和将预定的参考电压输入至用作固定电容的可变电容电路。
14.如权利要求13所述的压控振荡器，其特征在于，在PLL电路上设置压控振荡器，在PLL电路锁定时，所述控制电压用作预定参考电压。
15.一种用于振荡高频信号的差分电路所构成的压控振荡器，其特征在于，包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，其中，用于隔离直流成分的隔直电容器设置在n个可变电容电路的相对两端；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；
将用于反馈控制振荡频率的控制电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的一个端的控制端；和
将参考电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的另一端的参考电压控制部分，根据要使用的波段调节参考电压，和调节相对于控制电压的振荡频率中的变化率。
16.如权利要求15所述的压控振荡器，其特征在于，所述参考电压控制部分要与输入到高频开关电路的开关控制端的开关控制电压同步控制输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端的参考电压。
17.如权利要求16所述的压控振荡器，其特征在于，所述参考电压控制部分将输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端的参考电压的第(n+1)/2个参考电压作为n为奇数时在控制电压变化范围的中点处的电压，并将第n/2个参考电压和第(n+1)/2个参考电压作为当n为偶数时在控制电压变化范围的中点处的电压。
18.如权利要求16所述的压控振荡器，其特征在于，其中，当n为奇数时，参考电压控制部分可以将输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端的第(n+1)/2个参考电压作为当通过反馈控制振荡频率锁定振荡频率时获得的控制电压；而当为偶数时，可以将第n个参考电压和第(n+1)/2个参考电压之间的中点电压作为当通过反馈控制振荡频率锁定振荡频率时获得的控制电压。
19.如权利要求16所述的压控振荡器，其特征在于，其中，当m个高频开关电路的所有开关元件都是OFF时，参考电压控制部分可以调节参考电压，使振荡频率相对于控制电压的变化率在控制电压上基本上恒定，并且
在m个高频开关电路的所有开关元件都为OFF时之外的其它状态中，在可变电容电路中，参考电压控制部分可以调节n为奇数时第(n+1)/2个参考电压及n为偶数时在第n/2个参考电压和第(n+1)/2个参考电压之间的中点电压。
20.如权利要求16所述的压控振荡器，其特征在于，其中当以输入其的参考电压的次序排列n个可变电容电路时，最大的第一，要输入到第k个可变电容电路(k为2或2以上和n或小于n的自然数)的可变电容元件的参考电压与要输入到第(k-1)个可变电容电路的可变电容元件的参考电压之间的差：
当m个高频开关电路的所有开关元件都为OFF时为最大值；
当m个高频开关电路的所有开关元件都为ON时为最小值；和
在m个高频开关电路的所有开关元件都为ON或OFF时之外的状态中为最大和最小值之间的中间值。
21.一种包括由用于振荡高频信号的差分电路组成的压控振荡器，其特征在于，其中，
所述压控振荡器包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，该元件的电容值根据所施加的控制电压而变化，以反馈控制振荡频率；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；和
连接到n个可变电容电路的虚接地点的频率调节敏感度控制部分；
其中，所述频率调节敏感度控制部分与n个可变电容电路的虚接地点相连。
22.一种包括由用于振荡高频信号的差分电路组成的压控振荡器，其特征在于，其中，
所述压控振荡器包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，其中在n个可变电容电路的另一端设置了一个用于隔离直流成分的隔直电容器；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；
将用于反馈控制振荡频率的控制电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的一个端的控制端；和
将参考电压输入至n个可变电容电路的可变电容元件的另一个端的控制端，根据要使用的波段调节参考电压并调节振荡频率相对于控制电压的的变化率的参考电压控制部分。
23.一种用于固定振荡频率的PLL电路，其特征在于，包括：
压控振荡器，由用于振荡高频信号的差分电路所构成并根据控制电压调节振荡频率；和
反馈控制电压调节电路，用于反馈由压控振荡器输出的高频信号，比较高频信号和参考信号之间的相位差并调节要输入到压控振荡器的控制电压，其中所述压控振荡器包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，该元件的电容值根据所施加的控制电压而变化，以反馈控制振荡频率；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；和
连接到n个可变电容电路的虚接地点并选择性地切换的频率调节敏感度控制部分；
其中，所述频率调节敏感度控制部分与n个可变电容电路的虚接地点相连，并根据m个高频开关电路的开关元件由ON/OFF转换的频率，选择性地转换预定参考电压和控制电压作为要输入到n个可变电容电路的各可变电容元件的一个端的电压。
其中，所述频率调节敏感度控制部分将从反馈控制电压调节电路输出的控制电压用作参考电压。
24.一种包括由用于振荡高频信号的差分电路所构成的压控振荡器的无线通信设备，其特征在于，其中：
所述压控振荡器包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，该元件的电容值根据所施加的控制电压而变化，以反馈控制振荡频率；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
用于转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；及
根据要用的波段调节n个可变电容电路的总电容相对控制电压的变化率的频率调节敏感度控制部分，
其中所述频率调节敏感度控制部分与n个可变电容电路的差分信号的虚接地点相连。
25.一种包括由用于振荡高频信号的差分电路所构成的压控振荡器的无线通信设备，其特征在于，其中：
所述压控振荡器包括：
具有电感的电感电路；
n(n是2或2以上的自然数)个与该电感电路并联的可变电容电路，它们各具有一个可变电容元件，其中在n个可变电容电路的另一端设置了一个用于隔离直流成分的隔直电容器；
m(m是1或1以上的自然数)个与电感电路并联的高频开关电路，它们各具有一个电容元件、与电容元件相连的开关元件、和用于输入用于控制开关元件的ON/OFF的开关控制电压的开关控制端；
与电感电路并联的负电阻电路；
转换振荡频率的波段的m个高频开关电路的开关元件的控制ON/OFF的频率控制部分；
将用于反馈控制振荡频率的控制电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的一个端的控制端；和
将参考电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的另一端的参考电压控制部分，根据要使用的波段调节参考电压，和调节相对于控制电压的振荡频率中的变化率。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101496222A (zh) * 2006-06-02 2009-07-29 斯盖卡洛斯股份有限公司 用于自适应地控制天线参数以提高效率并维持小型天线尺寸的方法和设备
CN101542895B (zh) * 2007-03-09 2011-10-05 松下电器产业株式会社 局部振荡器及使用其的接收装置及电子设备
CN103634018A (zh) * 2012-08-24 2014-03-12 英特尔Ip公司 可调谐宽带分配电路
CN101064494B (zh) * 2007-04-11 2014-12-31 天津滨海鼎芯科技有限公司 一种频率可调的晶体振荡电路
CN107659267A (zh) * 2017-10-18 2018-02-02 苏州云芯微电子科技有限公司 一种调谐曲线线性化的全差分压控振荡器
CN108259036A (zh) * 2018-01-09 2018-07-06 上海顺久电子科技有限公司 Vco及其频率校准方法、电子设备及计算机存储介质
CN107248847B (zh) * 2017-05-23 2020-11-10 电子科技大学 一种差分考比兹压控振荡器

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7394329B2 (en) * 2005-09-14 2008-07-01 Silicon Laboratories Inc. Analog varactor
US20070188255A1 (en) * 2006-02-10 2007-08-16 Roland Strandberg Oscillator gain equalization
JP2007266700A (ja) * 2006-03-27 2007-10-11 Toshiba Corp 電圧制御発振器、および、電圧制御発振器の調整回路
US7646257B2 (en) * 2007-01-10 2010-01-12 Motorola, Inc. Method and apparatus to facilitate the provision and use of a plurality of varactors with a plurality of switches
US8067995B2 (en) * 2008-03-28 2011-11-29 Panasonic Corporation Voltage controlled oscillator, and PLL circuit and wireless communication device each using the same
US20110049999A1 (en) * 2009-08-31 2011-03-03 Yu Zhang Circuit for controlling a tuning gain of a voltage controlled oscillator
US9106179B2 (en) 2011-03-18 2015-08-11 Freescale Semiconductor Inc. Voltage-controlled oscillators and related systems
US8629732B2 (en) * 2011-09-30 2014-01-14 Freescale Semiconductor, Inc. Voltage-controlled oscillators and related systems
JP6217904B2 (ja) 2013-06-11 2017-10-25 セイコーエプソン株式会社 発振回路、振動デバイス、電子機器、移動体および振動デバイスの製造方法
JP6295572B2 (ja) * 2013-09-30 2018-03-20 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、電子機器及び移動体
JP6691287B2 (ja) * 2015-11-18 2020-04-28 株式会社ソシオネクスト 電圧制御発振回路及びｐｌｌ回路
CN111464179B (zh) * 2020-04-28 2024-03-01 恒玄科技(上海)股份有限公司 一种谐振频率控制电路

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003174320A (ja) 2001-12-05 2003-06-20 Rohm Co Ltd 電圧制御発振器並びにこれを用いた受信装置及び送信装置
JP2003324316A (ja) 2002-05-08 2003-11-14 Toshiba Corp 電圧制御発振器
JP2004015387A (ja) 2002-06-06 2004-01-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御型発振器及び周波数シンセサイザ
JP3993471B2 (ja) * 2002-06-13 2007-10-17 沖電気工業株式会社 周波数変調補正回路
JP2004147310A (ja) 2002-10-03 2004-05-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器、無線通信機器、電圧制御発振方法

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101496222A (zh) * 2006-06-02 2009-07-29 斯盖卡洛斯股份有限公司 用于自适应地控制天线参数以提高效率并维持小型天线尺寸的方法和设备
CN101542895B (zh) * 2007-03-09 2011-10-05 松下电器产业株式会社 局部振荡器及使用其的接收装置及电子设备
CN101064494B (zh) * 2007-04-11 2014-12-31 天津滨海鼎芯科技有限公司 一种频率可调的晶体振荡电路
CN103634018A (zh) * 2012-08-24 2014-03-12 英特尔Ip公司 可调谐宽带分配电路
CN107248847B (zh) * 2017-05-23 2020-11-10 电子科技大学 一种差分考比兹压控振荡器
CN107659267A (zh) * 2017-10-18 2018-02-02 苏州云芯微电子科技有限公司 一种调谐曲线线性化的全差分压控振荡器
CN107659267B (zh) * 2017-10-18 2023-11-21 苏州云芯微电子科技有限公司 一种调谐曲线线性化的全差分压控振荡器
CN108259036A (zh) * 2018-01-09 2018-07-06 上海顺久电子科技有限公司 Vco及其频率校准方法、电子设备及计算机存储介质

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