JP2003324316A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 位相雑音特性を劣化させることなく、また大
きな占有面積を必要とすることなく周波数可変範囲を広
くすることのできる電圧制御発振器を提供する。 【解決手段】 可変容量ダイオードＤ１とＤ２の接続点
Ｏ１に電圧制御発振器の発振周波数ｆを制御するための
制御電圧ＣＴＲＬが供給される。接続点Ｏ２，Ｏ３は、
スイッチング用トランジスタＳ４，Ｓ６を介して電源電
圧Ｖｃｃと接続される。接続点Ｏ２に電源電圧Ｖｃｃを
加えるか否かにより、発振周波数ｆ−制御電圧ＣＴＲＬ
の関係が切り換わる。スイッチング用トランジスタＳ４
−Ｓ７は、インダクタ１３及び可変容量ダイオードＤ１
−Ｄ６により構成される共振回路のループの外に配置さ
れている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、端子間電圧に応じ
て静電容量が変化する電圧可変容量素子を用いた電圧制
御発振器に関し、更に詳しくは、電圧制御発振器の発振
周波数の範囲を広くするための改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】電圧制御発振器として、発振器の発振周
波数を可変とするため、印加電圧の大きさによりその静
電容量が変化する可変容量素子を備えたものが広く知ら
れている。可変容量素子として代表的なものは可変容量
ダイオードであるが、この可変容量ダイオードはその静
電容量の可変範囲が狭いという問題がある。このため、
可変容量ダイオードを用いた電圧制御発振器の周波数可
変範囲Δは、寄生容量が全く無いと仮定しても、最大で
２２％程度に止まる。実際の回路では寄生容量が存在す
るので、周波数可変範囲Δはこれより小さくなる。な
お、ここでいう可変率Δは、周波数の最大値及び最小値
をそれぞれｆmax、ｆminとした場合、次の式で表され
る。

【０００３】

【数１】Δ＝（ｆmax−ｆmin）／（ｆmax＋ｆmin）×２

【０００４】また近年、微細プロセスにより電圧制御発
振器を共振器とともに同一のシリコン基板上に作成する
ことが検討されているが、この場合には、周波数の可変
範囲は更に小さくなると考えられる。可変容量ダイオー
ドの容量Ｃは、端子間電圧Ｖとの関係で、次の［数２］
で表される。

【０００５】

【数２】Ｃ＝Ｃo／（１−Ｖ／Ｖｊ）^MJ

【０００６】ただし、Ｃｏは接合の０Ｖバイアス時の容
量値、Ｖｊは接合のビルドインポテンシャル、ＭＪは接
合傾斜係数である。微細プロセスにおいては、不純物濃
度が高くなる傾向にあり、これにより接合のビルドイン
ポテンシャルが大きくなる。また、接合傾斜係数も小さ
くなる傾向にある。このため、微細プロセスで電圧制御
発振器を形成しようとする場合には、微細プロセスによ
らない場合に比べて更に周波数可変範囲Δが小さくな
り、最大でも１５％程度が限界となってしまう。また、
微細プロセスのスケーリングにより電源電圧が低下して
いくと、制御電圧の可変範囲も限られ、周波数可変範囲
Δをさらに狭めることになる。

【０００７】このような問題解決のため、幾つかの手段
が提案されている。例えば、「A.Kral, F.behbahanai,
A.Abidi, "RF-CMOS Oscillators with Switched
Tuning"， Proc． Of Custom IC Conference, Santa
Clara, CA, May, 1998 」では、LC共振器を持つ数個の
電圧制御発振器全体を切り換えて使うことにより全体と
して周波数可変範囲を２６％まで上げることができる、
としている。また、「T.H.Lin、 W.Kaiser, "A 900 MHz
2.5mA CMOS Frequency Synthesizer with an SC Tuni
ng Loop", IEEE Journal of Solid-state Circuits, VO
L.36, No.3, pp424-431, March, 2001」では、電圧制御
発振器が幾つかのＬＣ共振器を持っており、ＭＯＳトラ
ンジスタを用いたアナログスイッチにより切り換えるも
のを開示している。この電圧制御発振器は、図５に示す
ように、増幅器１１と増幅器１２とを備え、この一方の
増幅器の出力が他方の増幅器の入力端子に入力されるよ
うに接続されて帰還増幅器を構成している。この増幅器
１１、１２には、インダクタ１３、可変容量ダイオード
Ｄ１−Ｄ６からなるＬＣ共振器が接続されている。

【０００８】可変容量ダイオードＤ１とＤ２は、そのカ
ソードが接続されているとともに、その接続点Ｏ１には
制御電圧ＣＴＲＬが入力される。制御電圧ＣＴＲＬの大
きさが変化することにより、可変容量ダイオードＤ１、
Ｄ２の静電容量が変化し、電圧制御発振器の発振周波数
が変化する。Ｄ３とＤ４、Ｄ５とＤ６も同様に、それぞ
れ接続点Ｏ２、Ｏ３においてカソードが接続され、その
接続点Ｏ２、Ｏ３に制御電圧ＣＴＲＬが印加される。ま
た、スイッチング用ＭＯＳトランジスタＳ１、Ｓ２、Ｓ
３が、それぞれ可変容量ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５と
並列に配置されており、これらのトランジスタＳ１，Ｓ
２，Ｓ３は、それぞれスイッチング信号φA、φＢ、φ
Ｃによりオン、オフされる。このように、トランジスタ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を選択的にオンとすることにより、共
振回路の容量を切り替えることができ、全体として周波
数可変範囲を２６％まで上げることができる、としてい
る。

【０００９】しかし、前者の方法は電圧制御発振器を複
数個必要とするため、チップ面積が非常に大きくなると
ともに高価格になるという問題がある。また、後者の方
法では、共振回路のループ内にスイッチング用ＭＯＳト
ランジスタＳ１−Ｓ３が含まれており、そのオン抵抗が
高いことから、位相雑音特性が悪化したり、また発振強
度の低下を招くなどの問題がある。トランジスタＳ１−
Ｓ３のオン抵抗を下げた場合には、位相雑音特性は改善
するが、逆にソース若しくはドレインの寄生容量が大き
くなり、これにより周波数可変範囲Δが小さくなってし
まうという問題がある。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
点に鑑みなされたもので、位相雑音特性を劣化させるこ
となく、また大きな占有面積を必要とすることなく周波
数可変範囲を広くすることのできる電圧制御発振器を提
供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的の達成のため、
本出願の第１の発明に係る電圧制御発振器は、 発振周
波数を制御するため連続的に変化可能とされた制御電圧
が印加される第１電圧可変容量素子と、前記第１電圧可
変容量素子と併設され複数の固定電圧の１つが選択的に
印加される第２電圧可変容量素子と、前記第１電圧可変
容量素子及び第２電圧可変容量素子と共に共振回路を構
成するインダクタと、該共振回路の共振電流を正帰還さ
せる増幅回路と、前記共振回路のループの外に配置され
前記複数の固定電圧の１つを選択的に前記第２電圧可変
容量素子に供給するスイッチング手段とを備えたことを
特徴とする。

【００１２】この第１の発明によれば、スイッチング手
段により、前記第２電圧可変容量素子に印加すべき所定
の固定電圧の大きさが切り換えられる。この第２電圧可
変容量素子は前記第１電圧可変容量素子と併設されてい
る。このため、第２電圧可変容量素子へ印加する電圧の
大きさを切り換えることにより、共振回路の共振周波数
と制御電圧との関係を変化させることができる。また、
第１の電圧可変容量素子に加えて第２の電圧可変容量素
子を加えただけであるので、大きな占有面積を必要とし
ない。また、スイッチング手段は共振器回路のループの
外に配置されているので、位相雑音特性を劣化させるこ
とも無い。

【００１３】本出願の第２の発明に係る電圧制御発振器
は、発振周波数を制御するため連続的に変化可能とされ
た制御電圧が印加される第１電圧可変容量素子と、前記
第１電圧可変容量素子と併設され前記制御電圧又は所定
の固定電圧が選択的に印加される第２電圧可変容量素子
と、前記第１電圧可変容量素子及び第２電圧可変容量素
子と共に共振回路を構成するインダクタと、該共振回路
の共振電流を正帰還させる増幅回路と、前記共振回路の
ループの外に配置され前記第２電圧可変容量素子に前記
所定の固定電圧又は前記制御電圧のいずれかを選択的に
印加させるスイッチング手段を備えたことを特徴とす
る。この第２の発明によれば、スイッチング手段によ
り、前記第２電圧可変容量素子に前記所定の固定電圧又
は前記制御電圧のいずれかが選択的に印加される。この
第２電圧可変容量素子は前記第１電圧可変容量素子と併
設されている。この切り換えにより、共振回路の共振周
波数と制御電圧との関係を変化させることができる。ま
た、第１の電圧可変容量素子に加えて第２の電圧可変容
量素子を加えただけであるので、大きな占有面積を必要
としない。また、スイッチング手段は共振器回路のルー
プの外に配置されているので、位相雑音特性を劣化させ
ることも無い。

【００１４】この第２の発明において、前記スイッチン
グ手段は、所定の定電圧を印加することを選択した場
合、複数の固定電圧の大きさを切り換えることができる
ようにするのが好適である。

【００１５】上記第１乃至第３の発明において、前記第
１電圧可変容量素子及び前記第２電圧可変容量素子は、
互いのカソード同士が接続された一対の可変容量ダイオ
ードから構成されるとともに、このカソードに前記制御
電圧又は前記定電圧が印加されるように構成することが
できる。また、前記第１又は第３の発明において、前記
制御電圧の大きさを検知する制御電圧値検知手段を更に
備え、前記スイッチング手段は、前記制御電圧値検知手
段の検知結果に基づき前記第２電圧可変容量素子に印加
すべき前記固定電圧を選択するようにしてもよい。この
改良によれば、制御電圧が所定の値となったことが制御
電圧値検知手段により検知され、この検知結果に基づ
き、第２電圧可変容量素子へ印加する固定電圧の大きさ
がスイッチング手段により切り換えられ、発振周波数の
可変範囲がスイッチング手段の切換の前後で変化するこ
とになる。これにより、実質的に発振周波数の可変範囲
を広くすることができる。

【００１６】また、前記第２の発明において、前記制御
電圧の大きさを検知する制御電圧値検知手段を更に備
え、前記スイッチング手段は、制御電圧値検知手段の大
きさに基づき前記第２電圧可変容量素子に前記制御電圧
を印加するか前記所定の定電圧を印加するかを切り換え
るようにすることができる。

【００１７】また、前記制御電圧値検知手段は、前記制
御電圧が上限値又は下限値に達したか否かを検知するも
のであり、前記スイッチング手段は該上限値又は該下限
値が検知された場合に前記切換を実行するようにするこ
ともできる。制御電圧がその上限又は下限に達した場合
に発振周波数と制御電圧との関係が変化することになる
ので、ＰＬＬ回路などにおいて、任意の周波数への自動
調整が容易となる。

【００１８】

【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態について
詳細に説明する。 ［第１の実施の形態］図１に、本発明の第１の実施の形
態に係る電圧制御発振器の回路図を示す。なお、従来技
術のものと共通する部材については同一の番号を付して
説明する。

【００１９】本実施の形態では、増幅器１１，１２、イ
ンダクタ１３、可変容量ダイオードＤ１−Ｄ６の接続関
係は図５に示す従来技術と同様である。ただし、本実施
の形態では、制御電圧ＣＴＲＬは可変容量ダイオードＤ
１とＤ２の接続点Ｏ１にのみ供給され、他の接続点Ｏ
２，Ｏ３には、一定の電源電圧Ｖｃｃがスイッチング用
トランジスタＳ４，Ｓ６を介して供給される。スイッチ
ング信号φA、φＢがＭＯＳトランジスタＳ４，Ｓ６の
ゲートに入力されることにより、ＭＯＳトランジスタＳ
４，Ｓ６がオンとなり、これにより接続点Ｏ２、Ｏ３に
電圧Ｖｃｃが加わる。ＭＯＳトランジスタＳ４，Ｓ６が
オフとなっているときには、代わってＭＯＳトランジス
タＳ５，Ｓ７がスイッチング信号φＡ´、φＢ´により
オンとされ、これにより、接続点Ｏ２，Ｏ３の電位は接
地電位Ｖｓｓとなる。

【００２０】図１（ｂ）は、スイッチング信号φＡ，φ
Ｂ，φＡ´、φＢ´の切換により、接続点Ｏ２、Ｏ３の
電位を切り換えた場合の制御電圧ＣＴＲＬ−発振周波数
ｆの関係を示すグラフを示している。実線Ａは、制御電
圧ＣＴＲＬだけが接続点Ｏ１に印加され、接続点Ｏ２，
Ｏ３の電位が接地電位Ｖｓｓとされ、ＬＣ共振器の容量
が最も大きくなる場合である。破線Ｂは、スイッチング
用トランジスタＳ４，Ｓ６のいずれか一方がオンとされ
た場合であり、点線Ｃは、スイッチング用トランジスタ
Ｓ４，Ｓ６の両方がオンとされ、ＬＣ共振器の容量が最
も小さくなる場合である。

【００２１】このように、スイッチング用トランジスタ
Ｓ４−Ｓ７のオン、オフの切り替えにより、制御電圧Ｃ
ＴＲＬと発振周波数ｆとの関係を表すグラフがＡ，Ｂ，
Ｃと変化する。曲線Ａ，Ｂ，Ｃが、可変周波数範囲に関
し重複部分を有するように可変容量ダイオードの大きさ
やＶｃｃの大きさを選択すれば（例えば、グラフＡの最
大値が、グラフＢの最小値以上となるようにする）、実
質的に連続した周波数可変範囲を得ることができる。

【００２２】また、図１から明らかなように、本実施の
形態では、スイッチング用トランジスタＳ４−Ｓ７がイ
ンダクタ１３及び可変容量ダイオードＤ１−Ｄ６により
構成される共振回路のループの外にある。このため、ス
イッチング用トランジスタＳ４−Ｓ７のオン抵抗が高く
ても、位相雑音特性は劣化しないし、発振周波数の可変
範囲も減少しない。なお、本実施の形態では、６個の可
変容量ダイオードを３列に接続し、その１列に制御電圧
ＣＴＲＬを、残りに電源電圧Ｖｃｃを印加しているが、
本発明はこれに限られるものではない。例えば、ダイオ
ード列を２列のみとし、その１つに制御電圧ＣＴＲＬ
を、他方に一定の電源電圧Ｖｃｃを印加するようにして
もよい。また、ダイオード列を４列以上として、その一
部に制御電圧ＣＴＲＬを、残りのものに電源電圧Ｖｃｃ
を選択的に印加しても差し支えない。また、上記実施の
形態では接続点Ｏ２、Ｏ３に印加する電圧を共にＶｃｃ
としているが、両点に加わる電圧を異ならせてもよい。

【００２３】［第２の実施の形態］次に、本発明の第２
の実施の形態を、図２に基づいて説明する。増幅器１
１、１２及び共振回路の構成は第１の実施の形態や図５
に示す従来技術と同様である。説明の便宜上、可変容量
ダイオードはＤ１−Ｄ４の４個を２列に接続している
が、第１の実施の形態と同様に６個、又はそれ以上とし
ても差し支えない。本実施の形態は、制御電圧ＣＴＲＬ
が接続点Ｏ１だけでなく、接続点Ｏ２にも供給され得る
点で第１の実施の形態と異なる。

【００２４】すなわち、図２に示すように、接続点Ｏ１
には、制御電圧ＣＴＲＬのみが供給される一方、接続点
Ｏ２には、スイッチング用トランジスタＳ８−Ｓ１１の
切換により、制御電圧ＣＴＲＬ、一定の電圧ＢＩＡＳ
１、ＢＩＡＳ１とは異なる電圧値を持つ一定の電圧ＢＩ
ＡＳ２が選択的に印加される（例えば、ＢＩＡＳ１＝Ｖ
ｃｃ、ＢＩＡＳ２＝０Ｖ）。具体的には、スイッチング
用トランジスタＳ８がオンされ、Ｓ９がオフされている
場合（ケースＡ）には、制御電圧ＣＴＲＬが接続点Ｏ２
に供給される。また、Ｓ８とＳ１１がオフとされるとと
もにＳ９及びＳ１０がオンとされている場合（ケース
Ｂ）には、一定電圧ＢＩＡＳ１が接続点Ｏ２に供給され
る。また、Ｓ８とＳ１０がオフとされるとともにＳ９及
びｓ１１がオンとされている場合（ケースＣ）には、一
定電圧ＢＩＡＳ２が接続点Ｏ２に供給される。

【００２５】図２（ｂ）は、このような切換を行なった
場合における電圧制御発振器の発振周波数ｆと制御電圧
ＣＴＲＬの関係を示すグラフの変化を示す。上述のケー
スＡでは、この関係はグラフＡで表され、上述のケース
Ｂでは、この関係はグラフＢで表され、上述のケースＣ
では、この関係はグラフＣで表される。グラフＡの傾き
がグラフＢ、Ｃのそれよりも大きい。ケースＡの場合に
は、接続点Ｏ１、Ｏ２の双方に制御電圧ＣＴＲＬが加わ
り可変容量ダイオードＤ１−Ｄ４の静電容量が変化する
一方、ケースＢ，Ｃでは可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２
のみの静電容量が変化するためである。

【００２６】［第３の実施の形態］次に、本発明の第３
の実施の形態を、図３に基づいて説明する。この第３の
実施の形態の電圧制御発振回路は、制御電圧ＣＴＲＬの
大きさを検知するとともに、制御電圧ＣＴＲＬが所定の
大きさとなった場合に、接続点Ｏ２に印加される電圧を
自動的に切り換えるようにしている。ＰＬＬ回路に利用
される電圧制御発振器において、その発振周波数の大き
さを自動制御する場合に好適である。

【００２７】以下、本実施の形態の構成を図３に基づい
て詳細に説明する。なお、本実施の形態では、電圧制御
発振器をＰＬＬ回路に組み込んだものとして説明する。
本実施の形態に係る電圧制御発振器１は、定電流回路２
１と、増幅回路２２と、共振回路２３と、制御電圧値検
知部２４と、スイッチング部２５とから大略構成されて
いる。なお、制御電圧ＣＴＲＬは、図示しない位相比較
器、チャージポンプ回路及びループフィルタを介して電
圧制御発振器１に入力されるものとする。

【００２８】定電流回路２１は、カレントミラー接続さ
れたｐＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６から構成されてお
り、増幅回路２２に定電流を供給する。増幅回路２２
は、互いのドレインとゲートが交差接続されたｎＭＯＳ
トランジスタＭ１，Ｍ２と互いのドレインとゲートが交
差接続されたｐＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４とから構
成されている。また、トランジスタＭ１のドレインとト
ランジスタＭ３のドレインは接続されており、また、ト
ランジスタＭ２のドレインとトランジスタＭ４のドレイ
ン接続されている。さらに、トランジスタＭ１，Ｍ２の
ソースは共に接地電圧Ｖｓｓに接続され、トランジスタ
Ｍ３，Ｍ４のソースは定電流回路２１に接続されてい
る。そして、このドレインの接続点Ｏ４，Ｏ５から差動
出力信号が出力される。なお、上述のｎＭＯＳトランジ
スタＭ１及びＭ２のチャネル幅とチャネル長の比（Ｗ／
Ｌ）は、例えば１００μｍ／０．４μｍ、ｐＭＯＳトラ
ンジスタＭ３−Ｍ６のＷ／Ｌは、例えば２００μｍ／
０．４μｍとし、ほぼ等しいトランスコンダクタンスと
なるように設計するのが好適である。

【００２９】共振回路２３は第１及び第２の実施の形態
と同様に接続した可変容量ダイオードＤ１〜Ｄ４及びイ
ンダクタ１３を備えるとともに、直流カット用の固定コ
ンデンサＣ１，Ｃ２を備えている。このＣ１，Ｃ２の容
量はできるだけ大きいのが好ましく、本実施の形態では
２０ｐＦであるとする。インダクタ１３は、シリコン基
板上に形成したスパイラルインダクタとすることがで
き、そのインダクタンスは例えば１４．６ｎＨとするこ
とができる。また、各可変容量ダイオードＤ１−Ｄ４
は、単一の可変容量ダイオードにより構成することもで
きるが、複数個の可変容量ダイオードを並列に接続して
構成することもできる。例えば、０バイアス時に０．６
ｐＦを有する可変容量ダイオードを並列に接続したもの
を使用でき、例えば、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２は
可変容量ダイオードを１５個並列接続したもの、可変容
量ダイオードＤ３，Ｄ４は可変容量ダイオードを８個並
列接続したものとすることができる。これにより、単一
の大きな可変容量ダイオードで各可変容量ダイオードＤ
１−Ｄ４を構成した場合に比べ、寄生抵抗の影響を少な
くすることができる。なお、各可変容量ダイオードＤ１
−Ｄ４のアノードは、抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して接地電圧
Ｖｓｓに接続されており、これにより、各アノードの電
位は一定とされている。

【００３０】制御電圧検知部２４とスイッチング部２５
とは、制御電圧ＣＴＲＬの大きさに応じて、可変容量ダ
イオードＤ３，Ｄ４の接続点Ｏ２に制御電圧ＣＴＲＬを
加えるか、それとも接地電圧Ｖｓｓを加えるかを切換え
る機能を有する。

【００３１】制御電圧検知部２４は、比較器１４及び１
５を備えている。比較器１４は、制御電圧ＣＴＲＬと、
抵抗Ｒ４（抵抗値Ｒ４）と抵抗Ｒ５（抵抗値Ｒ５）によ
り構成される分圧抵抗１７から出力される基準電圧Ｖ１
７を比較するようにされている。そして、制御電圧ＣＴ
ＲＬがＶ１７以上になった場合に信号「Ｈ」を出力し、
それ以外では信号「Ｌ」を出力する。比較器１５は、制
御電圧ＣＴＲＬと、抵抗Ｒ６（抵抗値Ｒ６）と抵抗Ｒ７
（抵抗値Ｒ７）により構成される分圧抵抗１８からの出
力される基準電圧Ｖ１８を比較するようにされている。
そして、制御電圧ＣＴＲＬがＶ１８以下になった場合に
信号「Ｈ」を出力し、それ以外では信号「Ｌ」を出力す
る。なお、基準電圧Ｖ１７及びＶ１８は、それぞれ次の
［数３］で表される。

【００３２】

【数３】Ｖ１７＝Ｒ５・Ｖcc／（Ｒ４＋Ｒ５） Ｖ１８＝Ｒ７・Ｖcc／（Ｒ６＋Ｒ７）

【００３３】この基準電圧Ｖ１７、Ｖ１８は、制御電圧
ＣＴＲＬの可変範囲及びチャージポンプ回路（図示せ
ず）の動作余裕等を考慮して決定する。ここでは、制御
電圧ＣＴＲＬが０．５〜２．２〔Ｖ〕で変化し、Ｖ１７
＝２．３〔Ｖ〕、Ｖ１８＝０．３５〔Ｖ〕であるとす
る。

【００３４】スイッチング部２５は、ＲＳ−Ｆ／Ｆ回路
１６と、スイッチング用ｎＭＯＳトランジスタＭ７及び
Ｍ８を備えている。比較器１４，１５の出力は、それぞ
れＲＳ−Ｆ／Ｆ回路１６のＳ端子、Ｒ端子に入力され
る。ＲＳ−Ｆ／Ｆ回路１６の出力端子Ｑ，／Ｑは、スイ
ッチング用ｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８のゲートに
向けて出力される。各トランジスタＭ７、Ｍ８のドレイ
ンは接続点Ｏ２に接続されている。これにより、基準電
圧Ｖ１７、Ｖ１８に制御電圧ＣＴＲＬが等しくなると、
接続点Ｏ２の電圧が接地電圧Ｖｓｓと制御電圧ＣＴＲＬ
との間で切り替わる。すなわち、接続点Ｏ１とＯ２の双
方に制御電圧ＣＴＲＬが加わっている状態（ケースＡ´
´）と、接続点Ｏ１のみに制御電圧ＣＴＲＬが印加され
接続点Ｏ２には接地電圧Ｖｓｓが印加される状態（ケー
スＢ´´）との切換が行なわれる。ケースＡ´´では、
発振周波数ｆ−制御電圧ＣＴＲＬのグラフは図３（ｂ）
に示すグラフＡ´´のようになる。一方、ケースＢ´´
では、発振周波数ｆ−制御電圧ＣＴＲＬのグラフは図３
（ｂ）に示すグラフＢ´´のようになる。

【００３５】グラフＡ´´の場合、制御電圧ＣＴＲＬが
０．３５［Ｖ］から２．３［Ｖ］で変化すると、発振周
波数ｆはｆ_amin＜ｆ＜ｆ_amaxの範囲で変化する。グラフ
Ｂ´´の場合、制御電圧ＣＴＲＬが０．３５［Ｖ］から
２．３［Ｖ］との間で変化すると、発振周波数ｆはｆ
_bmin＜ｆ＜ｆ_bmaxの範囲で変化する。なお、本実施の形
態においては、ｆ_bmaxとｆ_aminは、発振周波数ｆの可変
範囲を連続的にするため、ｆ_bmax＜＝ｆ_aminとなるよう
にするのが好ましい。

【００３６】以上のように構成した第３の実施の形態の
電圧制御発振器の動作を説明する。接続点Ｏ１には、常
に制御電圧ＣＴＲＬが印加される。制御電圧ＣＴＲＬの
大きさは、図示しない位相比較器での比較結果により常
に変化している。この変化により、可変容量ダイオード
Ｄ１，Ｄ２の静電容量が変化し、これにより電圧制御発
振器１の出力周波数が変化する。

【００３７】一方、接続点Ｏ２には、前述したように、
制御電圧ＣＴＲＬと接地電圧Ｖｓｓとが選択的に印加さ
れる。この選択は、制御電圧値検知部２４とスイッチン
グ部２５により実行される。今、制御電圧ＣＴＲＬが接
続点Ｏ２に印加され、制御電圧ＣＴＲＬと発振周波数ｆ
が、図３（ｂ）に示すグラフＡ´´に従って変化してい
る場合を考える。このとき、目標とする発振周波数ｆの
値がｆ_tgt1（＜ｆ_amin）あるとした場合、制御電圧ＣＴ
ＲＬが下限値のＶ１８＝０．３５［Ｖ］まで下がると、
比較器１５が信号「Ｈ」を出力し、ＲＳ−ＦＦ回路１６
の出力端子／Ｑから信号「Ｈ」が出力され、出力端子Ｑ
から信号「Ｌ」が出力される。これにより、トランジス
タＭ８がオン、トランジスタＭ７がオフとなり、接地電
圧ＶｓｓがトランジスタＭ８を介して接続点Ｏ２に印加
されるようになる。これにより、発振周波数ｆ−制御電
圧ＣＴＲＬ特性は、グラフＡ´´からＢ´´に切り替わ
る。そして、制御電圧ＣＴＲＬが、目標周波数ｆ_tgt1を
得るための制御電圧Ｖ_tgt1まで引き上げられる。

【００３８】次に、接地電圧Ｖｓｓが接続点Ｏ２に印加
され、制御電圧ＣＴＲＬと発振周波数ｆとがグラフＢ´
´に従って変化しており、かつ、目標とする発振周波数
ｆの値がｆ_tgt2（＞ｆ_bmax）とされた場合を考える。グ
ラフＢ´´に沿って、制御電圧ＣＴＲＬが上限値のＶ１
７＝２．３［Ｖ］まで上がると、比較器１４が信号
「Ｈ」を出力し、ＲＳ−ＦＦ回路１６の出力端子Ｑから
信号「Ｈ」が出力され、出力端子／Ｑから信号「Ｌ」が
出力される。これにより、トランジスタＭ７がオン、ト
ランジスタＭ８がオフとなり、制御電圧ＣＴＲＬがトラ
ンジスタＭ７を介して接続点Ｏ２に印加されるようにな
る。これにより、発振周波数ｆ−制御電圧ＣＴＲＬ特性
は、グラフＢ´´からＡ´´に切り替わる。そして、制
御電圧ＣＴＲＬが、目標周波数ｆ_tgt2を得るための制御
電圧Ｖ_tgt2まで引き下げられる。以上の制御電圧ＣＴＲ
Ｌ、接続点Ｏ２の電位の時間的な推移を表すと、図４に
示すグラフのようになる。点線は制御電圧ＣＴＲＬ、実
線は接続点Ｏ２の電位を示している。

【００３９】本実施の形態によれば、接続点Ｏ２の電位
の切換えにより発振周波数ｆの可変範囲が実質的に広く
なるとともに、制御電圧値検知部２４及びスイッチング
部２５により、周波数可変範囲が自動的に切り換えられ
る。各素子（Ｄ１−Ｄ４、Ｍ１−Ｍ６等）のパラメータ
を上記のように設定することにより、中心周波数が７６
０ＭＨｚとした場合、従来では７．９％であった周波数
可変率が１０．１％まで増大した。また、本実施の形態
でも、スイッチング用トランジスタＭ７，Ｍ８は共振回
路２３のループ外にあるので、電圧制御発振器１の位相
雑音特性は劣化しない。この第３の実施の形態では、接
続点Ｏ２に制御電圧ＣＴＲＬ又は接地電圧Ｖｓｓを選択
的に印加する構成としているが、第１の実施の形態と同
様、一定の電源電圧Ｖｃｃ又は接地電圧Ｖｓｓのいずれ
かを選択的に印加するようにしてもよい。この場合に
は、図３において、トランジスタＭ７のドレインを電源
電圧Ｖｃｃに接続すればよい。

【００４０】以上、実施の形態について説明したが、本
発明はこれに限られるものではなく、例えば増幅回路を
バイポーラトランジスタにより構成してもよい。また、
増幅器を差動型増幅器とする代わりに単相出力型の回路
を用いてもよい。また、上記実施の形態ではカソード同
士を接続した一対の可変容量ダイオード群を構成し、そ
の接続点に制御電圧を印加していたが、アノード側を接
地しカソード側に制御電圧を印加する単一の可変容量ダ
イオードとしてもよい。

【００４１】

【発明の効果】以上述べたように、本発明に係る電圧制
御発振器は、位相雑音特性を劣化させることなく、また
大きな占有面積を必要とすることなく周波数可変範囲を
広くすることのできるという優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る電圧制御発振器の第１の実施の
形態を示す。

【図２】 本発明に係る電圧制御発振器の第２の実施の
形態を示す。

【図３】 本発明に係る電圧制御発振器の第３の実施の
形態を示す。

【図４】 制御電圧ＣＴＲＬの変化と、接続点Ｏ２の電
位の変化との関係を示すグラフである。

【図５】 従来の電圧制御発振器を説明するための図で
ある。

【符号の説明】

１１、１２・・・・・・増幅器 １３・・・・・・インダクタ Ｄ１−Ｄ６・・・・・・可変容量ダイオード Ｓ１−Ｓ１１・・・・・・スイッチング用ＭＯＳトランジスタ Ｍ１−Ｍ４・・・・・・ＭＯＳトランジスタ １４、１５・・・・・・比較器 １６・・・・・・ＲＳ−Ｆ／Ｆ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J081 AA02 CC07 CC22 DD04 DD11 EE02 EE03 EE18 FF10 FF12 FF21 FF23 FF25 GG01 KK02 KK09 KK22 KK23 LL05 MM01 MM03

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 発振周波数を制御するため連続的に変化
   可能とされた制御電圧が印加される第１電圧可変容量素
   子と、 前記第１電圧可変容量素子と併設され複数の固定電圧の
   １つが選択的に印加される第２電圧可変容量素子と、 前記第１電圧可変容量素子及び第２電圧可変容量素子と
   共に共振回路を構成するインダクタと、 該共振回路の共振電流を正帰還させる増幅回路と、 前記共振回路のループの外に配置され前記複数の固定電
   圧の１つを選択的に前記第２電圧可変容量素子に供給す
   るスイッチング手段とを備えたことを特徴とする電圧制
   御発振器。
2. 【請求項２】 発振周波数を制御するため連続的に変化
   可能とされた制御電圧が印加される第１電圧可変容量素
   子と、 前記第１電圧可変容量素子と併設され前記制御電圧又は
   所定の固定電圧が選択的に印加される第２電圧可変容量
   素子と、 前記第１電圧可変容量素子及び第２電圧可変容量素子と
   共に共振回路を構成するインダクタと、 該共振回路の共振電流を正帰還させる増幅回路と、 前記共振回路のループの外に配置され前記第２電圧可変
   容量素子に前記所定の固定電圧又は前記制御電圧のいず
   れかを選択的に印加させるスイッチング手段を備えた電
   圧制御発振器。
3. 【請求項３】 前記スイッチング手段は、所定の固定電
   圧を印加することを選択した場合、複数の固定電圧の中
   から１つを選択することを可能にした請求項２に記載の
   電圧制御発振器。
4. 【請求項４】 前記第１電圧可変容量素子及び前記第２
   電圧可変容量素子は、互いのカソード同士が接続された
   少なくとも一対の可変容量ダイオードから構成されると
   ともに、このカソードに前記制御電圧又は前記定電圧が
   印加されるように構成された請求項１乃至３のいずれか
   １項に記載の電圧制御発振器。
5. 【請求項５】 前記制御電圧の大きさを検知する制御電
   圧値検知手段を備え、前記スイッチング手段は、前記制
   御電圧値検知手段の検知結果に基づき前記第２電圧可変
   容量素子に印加すべき前記固定電圧を選択する請求項１
   に記載の電圧制御発振器。
6. 【請求項６】 前記制御電圧の大きさを検知する制御電
   圧値検知手段を備え、前記スイッチング手段は、前記制
   御電圧値検知手段の検知結果に基づき前記第２電圧可変
   容量素子に前記制御電圧を印加するか前記所定の固定電
   圧を印加するかを切り換える請求項２又は３のいずれか
   １項に記載の電圧制御発振器。
7. 【請求項７】 前記制御電圧値検知手段は、前記制御電
   圧が上限値又は下限値に達したか否かを検知するもので
   あり、前記スイッチング手段は該上限値又は該下限値が
   検知された場合に前記切換を実行する請求項５又は６の
   いずれか１項に記載の電圧制御発振器。
8. 【請求項８】 前記制御電圧値検知手段は、前記上限値
   又は前記下限値と前記制御電圧とを比較する比較器から
   構成され、前記スイッチング手段は、前記比較器からの
   入力に基づき出力信号を反転させるフリップフロップ回
   路と、このフリップフロップ回路からの出力信号に基づ
   き前記第二電圧可変容量素子への電圧の供給を切り換え
   るＭＯＳトランジスタとから構成される請求項７に記載
   の電圧制御発振器。