CN1476161A - 振荡器、锁相环电路、通讯设备和振荡方法 - Google Patents

振荡器、锁相环电路、通讯设备和振荡方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种振荡器或者提供一种锁相环电路，其能够平衡电路的特性而不受来自信号线或电源线噪声的影响。本发明提供一种包含谐振电路的振荡器，该谐振电路包含具有线圈和电源端子的第一串连电路，具有电容器和方向特性变容二极管的第二串连电路，以及一种具有电容器和方向特性变容二极管的第二串连电路。第一、第二、和第三串连电路它们是并行连接。这些变容二极管如此连接以致使它们相对第二和第三串连电路的连接一侧互相有相反的方向。变容二极管的电容量是通过外部控制来改变的。变化的电容量确定振荡频率。

Description

振荡器、锁相环电路、通讯设备和振荡方法
技术领域
本发明涉及到振荡器、锁相环路电路、通讯设备和一种振荡方法。
背景技术
电压控制振荡器广泛地被用作为产生无线通信设备本机振荡信号的装置(例如，参照日本专利申请公开号No.2000 224027)。图9显示常规电压控制振荡器的结构例子。在这个图中，电压控制振荡器由线圈101和102、电容器103和106、可变电容器(变容二极管)105、振荡晶体管107和108、电源116、电源端子110、和电压调节端子111等组成。在这个图中，忽略了偏置电路等。
参考图9，将描述常规电压控制振荡器的工作如下。
并联谐振电路由线圈101和102、电容器103、以及变容二极管105等组成。在这种情况下，变容二极管105的容量由施加于电压控制端子111和电源电压之间的差分电压来确定。依次，这确定谐振电路的共振频率。振荡晶体管107和108产生一个负阻以便抵销由谐振电路的寄生电阻分量所引起的损耗。因此，在图9所示的电压控制振荡器中，控制电压(控制信号)可用于改变振荡频率。
然而，这样的电压控制振荡器会产生以下问题：(1)如果噪音附加在电压控制线(即，电压控制端子的引线)上，则变容二极管105两端的电压可能改变从而改变振荡频率。(2)如果噪音附加在电源线(即，电源端子的引线)上，则变容二极管205两端的电压也可能改变从而改变振荡频率。另外，变容二极管105由于它的结构在每个结点对地具有不同的寄生电容。(3)这种不同的对地寄生电容可能不利地影响谐振电路。
为了解决问题(1)和(2)，在变容二极管105和线圈101之间***一个电容器104以便阻止电源电压，如图10所示。因此，控制信号是通过电压控制端子112和113输入到变容二极管105的相对两端。利用这种结构，即使噪音附加在控制信号上，来自电压控制端子112和113信号之间的差分电压施加跨过变容二极管105上。从而，消除了噪声分量。另外，电源电压没有施加跨过变容二极管105。即使通过电容器104和103的噪音附加在电源线上，具有噪声分量相同幅度的电压施加于变容二极管105的各自端。这用来防止电源线上噪音的不利影响。
还有，为了解决上述问题(3)，可以使用图11所示的电压控制振荡器，一个相对于变容二极管105反向排列而且与变容二极管105具有相同特性的变容二极管119安装在图9所示的电容器103处。在如上所述构成的电压控制振荡器中，在整个电路中变容二极管105和119结合平衡了对地的寄生电容。这避免不利地影响谐振电路。
然而，图11所示的电路不能解决上述问题(1)和(2)。因此，考虑到这点，可以使用图12所示的电路。除了如图11所示的变容二极管105和119组成的串联电路以外，图12所示的电路还具有一个由变容二极管114和115组成的串联电路，它们分别相对变容二极管105和119串联连接，这第二个串联电路与第一个串联电路是并联的。此外，电压控制端子113是连接在变容二极管105与119之间，同时电压控制端子112是连接在变容二极管114与115之间。这个电路能够解决上述问题(1)和(2)，同时在整个电路中平衡对地的寄生电容。
然而，图10所示的电路能够解决上述问题(1)和(2)而不能够解决问题(3)。
此外，利用图12所示的电路，如果每个变容二极管具有线性电压-电容特征就不会有问题发生。然而，如果这个特性是非线性的，图12中的电路不能解决问题(1)或者(2)。这将参考图13进行描述。
图13显示由图12中变容二极管105、119、114，和115组成的部分。首先，初始状态假定2V的电压施加在电压控制端子112，4V的电压施加在电压控制端子113，以及3V的电压施加在电源线。在这种情况下，1V的电压，即每个电压控制端子与电源电压之间的差分电压施加在每个变容二极管两端。当由每个变容二极管确定的电容量定义为C时，图13所示整个电路的电容量可以表示如下：
[方程式1]
(C×C)/(C+C)+(C×C)/(C+C)＝C
现在，假设噪音是附加在电压控制线上。因为每个电压控制线期望受到的噪音影响一样，所以相同相位的噪声分量附加在每条电压控制线上。假设0.1V的噪声分量影响施加在电压控制端子112的电压(即，2V)，就是说它变成了2.1V。同样地假设0.1V的噪声分量影响施加于在电压控制端子113的电压(即，4V)，因此它变成了4.1V。
在这种情况下，施加在变容二极管114与115上的电压是3-2.1＝0.9V。施加在变容二极管105与119上的电压是4.1-3＝1.1V。此时，如果每个变容二极管被认为具有线性特性，变容二极管114与115具有0.9C的电容量，而变容二极管105与119具有1.1C的电容量。如上所述，图13所示整个电路的电容量计算如下：
[方程式2]
(0.9C×0.9C)/(0.9C+0.9C)+(1.1C×1.1C)/(1.1C+1.1C)＝C
然而，每个变容二极管通常具有非线性的电压-电容量特性，例如，如图14所示。利用这样的非线性，例如，假设变容二极管114与115具有3C的电容量，而变容二极管105与119具有0.5C的电容量。在这种情况下，图13所示整个电路的电容量计算如下：
[方程式3]
(0.5C×0.5C)/(0.5C+0.5C)+(3C×3C)/(3C+3C)＝1.75C这背离了在假定每个变容二极管具有线性特性下获得的结果。如上所述，由于假定每个变容二极管的非线性，图12所示的电路不能解决上述问题(1)和(2)。此外，图21显示图12所示电路的变化(参见美国专利编号No.6292065)。在图21所示的电路中，偏置电压施加在端子162、164、166，和168上。信号电压输入到端子1118和1120。如果变容二极管122、124、126，和128具有非线性特性，这个电路也不能解决问题(1)，其原因类似于上面描述的那些原因。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种振荡器，其能够平衡电路的特性而不受来自信号线或者电源线的噪音影响，提供一种使用这种振荡器的锁相环电路，或者提供使用这种振荡器或者锁相环电路的通讯设备。
本发明的目的是提供一种振荡器，其能够平衡电路的特性而不受来自信号线的噪音影响，提供一种使用这种振荡器的锁相环电路，或者提供使用这种振荡器或者锁相环电路的通讯设备。
本发明的第一方面是一种包括谐振电路的振荡器，它包括：
具有电感性阻抗元件的第一串联电路；
具有第一电容性电抗元件的第二串联电路，第一可变电容性电抗元件与所述第一电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第二电容性电抗元件与所述第一可变电容性电抗元件串联连接；以及
具有第三电容性电抗元件的第三串联电路，第二可变电容性电抗元件与所述第三电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第四电容性电抗元件与所述第二可变电容性电抗元件串联连接，以及
其中所述第一串联电路、所述第二串联电路、和所述第三串联电路是并联的，而所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件，相对于所述第二串联电路和所述第三串联电路两者之一的连接一侧反向地连接，以及
其中所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件的可变电容量受外部控制而变化。
本发明的第二个方面是根据本发明的第一方面的振荡器，其中所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件的方向特性是对地的寄生电容，而且每个所述第一和第二可变电容性电抗元件具有较大对地寄生电容的端子定义为第一端子，而另一个具有较小对地寄生电容的端子定义为第二端子，而且第一控制电压施加在每个所述第一和第二可变电容性电抗元件的第一端子，第二控制电压施加在每个所述第一和第二可变电容性电抗元件的第二端子，调节所述第一控制电压和所述第二控制电压可以确定振荡频率。
本发明的第三方面是一种包括谐振电路的振荡器，它包括：
具有电感性阻抗元件的第一串联电路；
具有第一电容性电抗元件的第二串联电路，第一可变电容性电抗元件与所述第一电容性电抗元件串联连接而且具有预定的方向特性，第二可变电容性电抗元件与所述第一可变电容性电抗元件相对串联连接，而第二电容性电抗元件与所述第二可变电容性电抗元件串联连接；以及
具有第三电容性电抗元件的第三串联电路，第三可变电容性电抗元件与所述第三电容性电抗元件串联连接而且具有预定的方向特性，第四可变电容性电抗元件与所述第三可变电容性电抗元件相对串联连接，而第四电容性电抗元件与所述第四可变电容性电抗串联连接，以及
其中所述第一串联电路、所述第二串联电路，和所述第三串联电路是并行连接的，而所述第二可变电容性电抗元件和所述第四可变电容性电抗元件，相对于所述第二串联电路和所述第三串联电路两者之一的连接一侧反向地连接，以及
其中每个所述第一、第二、第三、和第四可变电容性电抗元件的具有所述预定特性较大值的端子定义为第一端子，而具有所述预定特性较小值的另一端子定义为第二端子，第一控制电压施加在每个所述第一、第二、第三、和第四可变电容性电抗元件的第一端子，而第二控制电压施加在每个所述第一第二、第三、和第四可变电容性电抗元件的第二端子，所述第一控制电压和所述第二控制电压是可调节的以便确定振荡频率。
本发明的第四方面是根据本发明第三方面的振荡器，其中所述预定特性值是一个对地的寄生电容。
本发明的第五方面是根据本发明第一方面的振荡器，其中所述可变电容性电抗元件采用由互补型金属氧化物半导体(CMOS)工艺形成的金属-氧化物-半导体晶体管(MOS晶体管)的栅极电容量。
本发明的第六方面是一种锁相环电路，其包括：
根据本发明第二方面的振荡器；
输入基准信号以及输入由所述振荡器输出的振荡信号的充电泵，根据所述基准信号和所述振荡信号之间的相位差，通过充电泵输出两个输出电压；和
低通滤波由所述充电泵输出的两个输出电压的环路滤波器，以及
其中，所述环路滤波器的两个输出连接到所述振荡器以致施加所述第一控制电压和所述第二控制电压到所述振荡器。
本发明的第七方面是一种锁相环电路，其包括：
根据本发明第二方面的振荡器；
输入基准信号和输入由所述振荡器输出的振荡信号的相位比较装置，通过它输出两个输出电压作为所述基准信号与所述振荡信号的异或(XOR)，以及作为通过反向所述异或获得的信号(XNOR)；和
低通滤波两个输出电压的环路滤波器，和
所述环路滤波器的两个输出连接到所述振荡器，以致施加所述第一控制电压和所述第二控制电压到所述振荡器。
本发明的第八方面是根据本发明的第六或者第七方面的锁相环电路，其中每个第一和第二开关的端子之一连接到所述环路滤波器两个输出中的一对应输出端，而且每个所述第一和第二开关的另一端连接到具有预定电压的直流电源。
本发明的第九方面是根据本发明第六或者第七方面的锁相环电路，其中对应于期望振荡频率的基准电压差利用期望的时间输入到所述振荡器。
本发明的第十方面是根据本发明第六或者第七方面的锁相环电路，其中中心电压检测装置连接到所述环路滤波器的两个输出，以便检测所述第一控制电压和所述第二控制电压之间的中心电压，而经过所述中心电压检测装置输出的中心电压检测信号反馈到所述充电泵。
本发明的第十一个方面是根据本发明的第六或者第七方面的锁相环电路，其中所述环路滤波器具有第一输入端和第二输入端，其输入由充电泵输出的相应输出电压，而第一输出端和第二输出端用于分别输出所述第一控制电压和所述第二控制电压给所述振荡器，而且被配置成以致从所述第一输入端到所述第一输出端的阻抗等于从所述第二输入端到所述第二输出端的阻抗，从所述第一输入端到所述第二输出端的阻抗等于从所述第二输入端到所述第一输出端的阻抗，而且整个环路滤波器的浮动电容量是平衡的。
本发明第十二方面是一种通讯设备，其包括一个发射电路、一个接收电路、和一个天线，其中所述发射与/或接收电路具有一个根据上面所述本发明第一方面的振荡器或者一个根据本发明第六或者第七方面的锁相环电路。
本发明的第十三方面是一种利用包括谐振电路的振荡电路的振荡方法，谐振电路包括：
具有电感性阻抗元件的第一串联电路；
具有第一电容性电抗元件的第二串联电路，第一可变电容性电抗元件与所述第一电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第二电容性电抗元件与所述第一可变电容性电抗元件串联连接；和
具有第三电容性电抗元件的第三串联电路，第二可变电容性电抗元件与所述第三电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第四电容性电抗元件与所述第二可变电容性电抗元件串联连接，以及
其中所述第一串联电路、所述第一串联电路、和所述第三串联电路是并联的，而所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件，相对于所述第一串联电路和所述第三串联电路两者之一的连接一侧反向地连接，以及
其中所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件的可变电容量是外部可控制以便改变其电容量。
附图说明
图1显示根据本发明实施例1的电压控制振荡器的结构电路图；
图2显示根据本发明实施例2的电压控制振荡器的结构电路图；
图3显示根据本发明实施例3的锁相环电路的结构电路图；
图4显示根据本发明实施例3的锁相环电路中环路滤波器的结构例子的电路图；
图5显示根据本发明实施例4的锁相环电路的结构电路图；
图6显示根据本发明实施例5的锁相环电路的结构电路图；
图7显示根据本发明实施例5的锁相环电路结构的另一个例子的电路图；
图8是一个图解说明根据本发明实施例5的锁相环电路的工作曲线图；
图9是一个显示常规电压控制振荡器结构的电路图；
图10是一个显示常规电压控制振荡器结构的电路图；
图11是一个显示常规电压控制振荡器结构的电路图；
图12是一个显示常规电压控制振荡器结构的电路图；
图13是一个显示常规电压控制振荡器的部分结构电路图；
图14是一个图解说明常规电压控制振荡器工作曲线图；
图15显示根据本发明实施例之一的电压控制振荡器演变的电路图；
图16显示根据本发明实施例之一的电压控制振荡器演变的电路图；
图17显示根据本发明实施例之一的锁相环电路演变的电路图；
图18是一个图解说明根据本发明实施例之一的锁相环电路的工作曲线图；
图19是一个图解说明根据本发明实施例之一的锁相环电路的工作曲线图；
图20是一个显示通讯设备结构的方框图，它包括根据本发明实施例之一的压控振荡器或者根据本发明实施例之一的锁相环电路；以及
图21是一个显示常规压控振荡器结构的电路图。
具体实施方式
实施例1
图1显示根据本发明实施例1的振荡器电路。图1所示电路具有第一串联电路88作为根据本发明第一串联电路的实例，电路包括：作为根据本发明的电感性阻抗元件的实例的一个线圈1，作为根据本发明的电感性阻抗元件的另一个实例的线圈2，该线圈2与线圈1串联，以及作为根据本发明的一个实例的电源端子17，该端子17连接线圈1和2之间用于供电；作为根据本发明第二串联电路的一个实例的第二串联电路89，该电路包括作为根据本发明的第一电容性电抗元件的一个实例的电容器5，作为根据本发明的第一可变电容性电抗元件的一个实例的变容二级管4，该变容二级管由与电容器5以及由短路金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的漏极和源极产生的电极连接的一个端子(以下简称“第一端子”)，以及作为根据本发明第二电容性电抗元件的一个实例的电容器3构成，该电容器3与一个端子(以下简称“第二端子”)连接以及与变容二级管4的栅极连接；和作为根据本发明第三串联电路的一个实例的第三串联电路90，该电路90包括作为根据本发明的第三电容性电抗元件的一个实例的一个电容器12，作为根据本发明的第二可变电容性电抗元件的一个实例的变容二级管11，该变容二级管11具有一个连接到电容器12的第二端子，以及作为连接到变容二级管11的第一端子的第四电容性电抗元件的一个实例的电容器10。第一串联电路88、第二串联电路89、和第三串联电路90以并联的方式连接，线圈1和电容器5和12连接到各自的串联电路，而线圈2和电容器3和10连接到各自的串联电路，以便形式一个谐振电路。
每个变容二级管4和11的第一端子是通过短路MOSFET晶体管(金属-氧化物-半导体晶体管)的漏极与源极产生，该MOSFET晶体管由如上所述CMOS工艺形成。它的第二端子包括MOSFET的栅极。因此，每个变容二级管4与11的容量包括栅极容量。从而，因为MOSFET晶体管的设计以致第一端子连接到衬底，所以第一端子具有比第二端子大的对地寄生电容。尤其是，变容二级管4与11每个具有对地方向的寄生电容。
在如上所述形成的谐振电路中，第二串联电路89与第三串联电路90是连接一起，以致变容二级管4与11相对于第二串联电路89与第三串联电路90二者之一的连接一侧具有相反的方向。
上述谐振电路中，电压控制端子18通过电阻6连接到变容二级管4的第一端子，以及通过电阻8连接到变容二级管11的第一端子，以便提供第一控制电压。另外，电压控制端子19通过电阻7连接到变容二级管4的第二端子以及通过电阻9连接到变容二级管11的第二端子，以便提供第二控制电压。
在如上所述形成的谐振电路中，晶体管15的栅极和晶体管16的漏极与线圈1以及电容器5和12的连接点相接。晶体管16的栅极和晶体管15的漏极与线圈2以及电容器3和10的连接点相接。另一方面，晶体管16的源极和晶体管15的源极连接一起并且连接到电源20的一端。电源20的另一端接地。
现在，将说明如上所述构成振荡器的工作。
电源电压是通过电源端子17分别经由线圈1和2提供给晶体管16和15。晶体管16和15的输出分别返回到晶体管15和16的栅极。因此，产生的振荡信号具有由谐振电路确定的频率。
另一方面，通过电压控制端18输入的第一控制电压Vt1经由电阻6施加到变容二级管4的第一端子，以及经由电阻8施加到变容二级管11的第一端子。通过电压控制端子19输入的第二控制电压Vt2经由电阻7施加到变容二级管4的第二端子，以及经由电阻9施加到变容二级管11的第二端子。因此，Vt1与Vt2之间的电压差施加到变容二级管4和11。在这种情况下，变容二极管4被电容器5和3阻止从而不能提供电源电压。同样地，变容二极管11被电容器12和10阻止提供电源电压。用这样的方式，变容二极管4和11具有仅仅由Vt1与Vt2之间的电压差来确定它们的电容量。
共振频率是由并联谐振电路来确定，该并联谐振电路由包含变容二极管4确定电容量的第二串联电路89，包含由变容二极管11确定电容量的第三串联电路90，和第一串联电路88组成。
在这种情况下，假设Vt1与Vt2受噪音的影响。如果一个具有上述振荡器锁相环电路构成移动通信终端等的无线部分和以大电流工作为基础的电路，并且这种锁相环电路安装在相同的衬底上，则噪音是由相对于接地或者电源电压发生在功率放大器前沿的电压变化而产生的，或者由天线发射电磁波而导致电磁场干涉而产生的。这种噪音可以影响具有相同相位的Vt1和Vt2。因为Vt1和Vt2之间的差分电压跨越的施加在变容二级管4和11上，所以这种噪音被消除而且不产生任何不利的影响。
另一方面，即使电源电压受噪音以及通过电容器5和3的噪声分量的影响，噪音影响的相同电压施加在变容二级管4的两端。因此，这些噪声分量被消除使变容二级管4免受电源电压噪音的影响。同样地，变容二级管11也不受电源电压噪音的影响。
此外，第二串联电路89和第三串联电路90连接一起以致变容二级管4和11具有相反的方向性。因此，在整个谐振电路中，保持对地寄生电容。这可以防止对电路振荡频率和平衡工作的不利影响。
如上所述，本实施例的振荡器可以消除来自电压控制线和电源线的噪音的不利影响。反过来也消除了谐振电路上对地寄生电容不平衡的不利影响。
实施例2
图2显示根据本发明实施例2的振荡器结构的电路。
在根据本实施例的该电路结构中，与根据实施例1的振荡器相同的那些元件用相同的参考数字表示。所以省略它们的描述。在下面描述的某些方面，本实施例与实施例1不同。第二串联电路91由电容器5、变容二极管21、变容二极管22和电容器3等组成，变容二极管21作为根据本发明的可变电容性电抗元件的一个实例，具有连接到电容器5的第一端子，变容二极管22作为根据本发明的第二可变电容性电抗元件的实例，具有连接到变容二级管21的第二端子的第二端子，电容器3与变容二级管22的第一端子连接。第三串联电路92由电容器12、变容二极管23、变容二极管24和电容器10等组成，变容二极管23作为根据本发明的第三可变电容性电抗元件的一个实例，具有连接到电容器12的第二端子，变容二极管24作为根据本发明的第四可变电容性电抗元件的实例，具有连接到变容二极管23的第一端子的第一端子，电容器10与变容二极管24的第二端子连接。
此外，电压控制端子18经由电阻27与第二串联电路的变容二极管21的第一端子连接，经由电阻28与变容二极管22的第一端子连接，以及经由电阻26与第三串联电路的变容二极管23和24的第一端子连接。电压控制端子19经由电阻29与第三串联电路的变容二极管23的第二端子连接，经由电阻30与变容二极管24的第二端子连接，以及经由电阻25与第二串联电路的变容二极管21和22的第二端子连接。
利用如上所述配置的振荡器，Vt1与Vt2之间的差分电压始终施加于每个变容二极管。因此，即使每个变容二极管具有非线性的电压-电容量特性，附加在Vt1与Vt2上的噪音也能消除而且变得不起作用。
此外，在第二串联电路91中，变容二极管21与22是相反方向连接的。在第三串联电路92中，变容二极管23与24是相反方向连接的。具有相反的方向的变容二极管22与24分别连接到电容器3与10的连接一侧，即第二串联电路91与第三串联电路92的连接侧之一。因此，在整个谐振电路中，保持对地寄生电容的平衡。这防止对该电路共振频率和平衡工作的不利影响。
因此，即使每个变容二极管具有非线性的电压-电容量特性，本实施例的振荡器也可以消除来自电压控制线噪音的不利影响。它还能够消除谐振电路上对地寄生电容不平衡的不利影响。
在上述的描述中，电源端子17是安设在线圈1和2之间。然而，电源端子17可以位于如15所示的晶体管15与16之间。在这种情况下，根据本发明的第一串联电路由线圈1与2组成。替代地，根据本发明的第一串联电路可以配置具有单一的线圈。
替代地，如图16所示，电流源20′的一侧可以连接到晶体管15′和16′之间的连接点。此外，线圈1′与2′之间的连接点可以接地。在这种情况下，电源端子17连接到电源20′的另一侧。这种结构能够产生类似于前面所述电路的效果。
实施例3
作为本发明的实施例3，图3显示使用根据实施例1和2的压控振荡器(VCO)50的锁相环电路。根据实施例3的锁相环电路具有一个相位频率比较器(PFD)51，它将一个基准信号fr的相位与从压控振荡器50获得振荡信号的相位进行比较，以便输出一个向上的信号和一个向下的信号。相位频率比较器51输出的向上信号与开关58和61连通为了以可控制的方式同时打开和闭合它们。相位频率比较器51输出的向下信号与开关60和61连通，以便以可控制的方式同时打开和闭合它们。
具体地说，在相位频率比较器51输出向上信号时，开关58和61接通，而开关59和60断开。另一方面，在相位频率比较器51输出向下信号时，开关58和61断开，开关59和60接通。例如，这种操作可以通过使用n-MOS晶体管构成的开关58和61，同时使用p-MOS晶体管构成的开关59和60来实现。
开关58的一端经由一个恒流电路52连接到充电电源电压。开关58的另外一端连接到开关60的一端。开关60的另外一端经由恒流电路54接地。另一方面，开关59的一端经由恒流电路53连接到充电电源电压。开关59的另外一端连接到开关61的一端。开关61的另外一端经由恒流电路55接地。充电泵87由相位频率比较器51，开关58、59、60、和61，以及恒流电路52、53、54、和55等构成。
环路滤波器56的输入端与开关58另外一端和开关60一端连接在一起的线路(以下简称″第一连接线″)连接，与开关59另外一端和开关61一端连接在一起的线路(以下简称″第二连接线″)连接。环路滤波器56的输出与压控振荡器50的电压控制端子18与19连接作为电压控制线。此外，为了返回压控振荡器50产生的一部分振荡信号到相位频率比较器51的输入，压控振荡器50经由反馈线57连接到相位频率比较器51的输入。
现在，将说明如上所述构成的锁相环电路的工作。从压控振荡器50获得的振荡信号经由反馈线57输入到相位频率比较器51的输入端。相位频率比较器51将基准信号fr的相位与输入的振荡信号相位进行比较，以便基于比较的结果在它的输出端输出一个向上信号或者一个向下信号。
具体地说，如果振荡信号的相位与基准信号fr的相位比是被延迟的，根据延迟的程度输出向上信号。然后，根据向上信号开关58与61以预定时间间隔断续地并且同时接通。
利用这种工作，第一连接线通过电源被充电而且它的电压升高。相反，第二连接线对地放电因此它的电压降低。在这种方式中，在环路滤波器56完成其低通滤波后，控制信号被输入到压控振荡器50，作为第一连接线电压与第二连接线电压的差分电压互补地改变。根据这个差分电压来调节共振频率。
另一方面，如果振荡信号的相位与基准信号fr相比超前，根据超前的程度输出向下信号。然后，根据向下信号开关59与60以预定时间间隔断续地接通。
相反，由于上述工作，第一连接线对地放电因此它的电压降低，而第二连接线由电源充电而它的电压升高。在这种方式中，控制电压被输入到压控振荡器50，作为第一连接线电压与第二连接线电压的差分电压互补地改变。根据这个差分电压来调节共振频率。
如上所述的环路滤波器56是以本实施例的方式形成，例如，如图4所示。
图4所示的环路滤波器56具有一个与输入端71和72并联的电容器73、一个与电容器73并联的电容器95、一个与电容器95并联由电容器74、电阻75和电容器76组成的串联电路、串联地***在输入端71与输出端81之间的电阻77和79、串联地***在输入端72与输出端82之间的电阻78和80、并行地安排连接在电阻77与79之间的连接点与电阻78与80之间的连接点，和与电容器94并联的电容器96。
如果环路滤波器56是形成在整个衬底上，因为其两个电极相对于衬底具有不同的浮动电容量，所以每个电容器具有直接的浮动电容量。因此，在这种情况下，电容器73与95连接在一起以致相对于它们任何连接一侧都具有相反的方向性。电容器74与76连接一起以致相对于电阻75具有相反的方向性。电容器94与96连接在一起以致相对于它们任何连接一侧都具有相反的方向性。电容器如此连接在一起以致平衡整个环路滤波器56的浮动电容量。
此外，环路滤波器56这样配置以便平衡它自己的阻抗。具体地说，每个电容器与每个电阻的值被设置，以致于输入端71与输出端81之间的阻抗等于输入端72与输出端82之间的阻抗，从而输入端71与输出端82之间的阻抗等于输入端72与输出端81之间的阻抗。当环路滤波器56总体上具有电对称时，如果差分信号输入给它，则环路滤波器56的输出信号是平衡的。
在本实施例的描述中，环路滤波器56如图4所示的配置。然而，本发明不局限于这个例子。具体地说，假如输入端71与输出端81之间的阻抗等于输入端72与输出端82之间的阻抗，同时输入端71与输出端82的阻抗等于输入端72与输出端81之间的阻抗而且总的浮动电容量是平衡的，如上所述，可以使用任意的结构。这种结构产生类似于如上所述的效果。
此外，在本实施例的描述中，来自反馈线57的输入信号与基准信号fr每个都是单相的信号。然而，这些信号每个可以是一个差分信号。
实施例4
图5显示根据本发明实施例4的锁相环电路的结构。实施例4的锁相环电路结构不同于图3所示锁相环电路的结构，其中复位电路93提供在环路滤波器56与压控振荡器50之间。本实施例锁相环电路的其它组件类似于图3所示的锁相环电路的组件。相同的组件用相同的参考数字表示但是省略它们的描述。
具体地说，依据复位信号工作的开关83的一端与环路滤波器56输出的第一控制电压线(以下简称“Vt1线”)连接。同样地，依据复位信号工作的开关84的一端与环路滤波器56输出的第二控制电压线(以下简称“Vt1线”)连接。开关83与84的另外一端连接到基准偏置电源85的电极之一，作为根据本发明提供基准偏压电源的直流电源的一个实例。基准偏置电源的另外一个电极接地。在这种方式中，复位电路93由产生复位信号的复位开关(没有显示)、开关83与84、和基准偏置电源85等组成。
根据如上所述形成的锁相环电路，可以通过提供一个复位信号将电压Vt1和Vt2复位到基准偏置电压。例如，当振荡频率要改变时，压控振荡器50可以通过复位Vt1线和Vt2线到基准偏置电压而稳定地工作。
此外，因为复位电路93提供在环路滤波器56和压控振荡器50之间，所以一旦复位信号输出，则Vt1和Vt2线可以立即复位到基准偏置电压(不受环路滤波器瞬时响应的影响)。
可以输入基准电压的差值而不提供基准偏压给Vt1和Vt2线。图17显示这样一个例子。在图17所示锁相环电路的复位电路93′中，电源85′经由开关83′连接到Vt1。电源85′经由开关84′连接到Vt2线。电源85′和85″的电压可调节以致这些电压之间的差值(复位电压)与期望频率(看图18)对应。图18中所示的电压差与频率的关系可以通过初步的测量获得。通过利用预定时间接通开关83′和84′，压控振荡器50的振荡频率可以设置接近于期望的频率。结果，有可能缩短锁相环电路的收敛时间。
实施例5
图6显示根据本发明实施例的锁相环电路的结构。第五实施例的锁相环电路结构不同于图3描述锁相环电路的结构，其中提供中心电压检测装置86，以便检测Vt1与Vt2线两端的电压之间的中间值。本实施例的锁相环电路的其它组件类似于图3所示的锁相环电路的组件。相同的组件用相同的参考数字表示但是省略它们的描述。
构成图6所示的锁相环电路以致中心电压检测装置86的输入端连接到Vt1与Vt2线，它们是环路滤波器56的输出。在这个电路中的如此连接以致于中心电压检测装置86的输出反馈到相位频率比较器51。
在这种锁相环电路中，中心电压检测装置86检测Vt1与Vt2线两端的电压，并且计算这些电压的平均值作为中心电压。该计算的中心电压是被传输到相位频率比较器51。相位频率比较器51将由中心电压检测装置86传送的中心电压与连接到恒流电路52或者恒流电路53的充电电源电压进行比较。
在这种情况下，中心电压在时间轴上是偏离的，除非充电泵87的充电与放电特性完全平衡。例如，假设压控振荡器50具有图19所示的振荡频率特性，其对应于控制电压(Vt1-Vt2)内的电压差，而且振荡频率是从f1到f2变化。在这种情况下，如果中心电压向上(超图8(A)中所示的电源电压方向)偏离，Vt1在某个时间点变成等于电源电压。接着，利用两个控制电压Vt1和Vt2不能获得需要的电压差。
一旦中心电压达到一个预定值(例如，图8(A)所示的V0)，相位频率比较器51在预定时间接通开关60和61。然后，中心电压如图8(B)所示降低，以致压控振荡器50的振荡频率可以稳定地控制。
相反，一旦中心电压达到接近地电压的一个预定值，相位频率比较器51在预定时间接通开关58和59以便增加中心电压。
在上面的描述中，一旦中心电压达到接近电源电压的一个值，开关60和61接通以减小中心电压。然而，可能降低的中心电压(图8(A)所示)可以检测到以便接通开关60和61来减小中心电压。此外，当后者达到接近地电压的预定值时而不接通开关58和59来增加中心电压，可能增加的中心电压可以检测到以便接通开关60和61而增加中心电压。
在上述的描述中，根据本发明的感抗元件是一个线圈。然而，它不局限于线圈，例如，也可以是一种带状传输线或者任何其它具有感抗的元件。还有在这种结构中，这些效果类似于如上所述产生的效果。
此外，在上面的描述中，压控振荡器50的输出反馈到充电泵87，然后控制压控振荡器50的频率。然而，异或比较器可能用来控制压控振荡器50的频率。
图7显示相应锁相环电路的结构。在图7中所示的锁相环电路具有一个相位比较器99作为根据本发明的相位比较装置的一个例子，代替图6中所示的充电泵87。相位比较器99输出两个电压，它们包含输入基准值信号与压控振荡器50输出反馈信号的异或(XOR)，同样通过反向异或获得信号(XNOR)。对于这种利用相位比较器99的锁相环电路，两个输出电压是根据两个输入信号的计算结果而确定。因此，稳定了输出信号之间的中心电压，从而提供稳定工作的锁相环电路。
图7所示的锁相环电路可以使用如上所述的复位电路93与93′。
在上面的描述中，根据本发明的第一、第二、第三，和第四电容性电抗元件是电容器。然而，它们不局限于这些电容器也可以是带状传输线等或者是任何具有电容性电抗的其他元件。还有，在这种情况下中，这些效果类似于如上所述产生的效果。
此外，在上面的描述中，Vt1线连接到每个变容二极管的第一端子，而Vt2线连接到它的第二端子。Vt2线连接到每个变容二极管的第一端子，而Vt1线也可以连接到它的第二端子。还有，在这种情况下中，这些效果类似于如上所述产生的效果。
此外，在上面的描述中，每个变容二极管是通过短路由CMOS工艺形式的MOSFET晶体管的源极与漏极而产生的。然而，变容二极管也可以由不同的方法产生。
此外，在上面的描述中，可变电容性电抗元件具有直接对地的寄生电容。然而，其它的特性也可以是直接的。还有，在这种情况下，假如可变电容性电抗元件的方向是对称布局，这种特性可以在电路总体上平衡。
此外，在上面的描述中，根据本发明的第一、第二、第三，和第四可变电容性电抗元件是变容二极管。然而，它们可以是任何元件，比如PIN二极管，假如它们的静电电容量可以通过电压来改变。还有，在这种情况下中，这些效果类似于如上所述产生的效果。
此外，在上面的描述中，根据本发明的第一、第二、第三，和第四可变电容性电抗元件可以具有通过电压改变它们的电容量。然而，这些元件可以具有通过装置而不是电压来改变它们的电容量。例如，它们可以具有通过微型电机来控制它们的电容量。
在这种情况下，微型电机只要控制形成电容量电极之间的间隔。例如，期望增加电容量，微型电机紧靠任一个电极，推动它以便减小电极之间的间隔。另一方面，为了减小电容量，微型电机拉动任一个电极以便增加电极之间的间隔。在这种情况下，例如，在图3所示的锁相环中，如果振荡信号的相位与基准信号的相位比延迟，相位频率比较器51，代替输出向上信号，靠近微型电机以便施加外力在其上，以致使微型电机推动任何一个电极。如果振荡信号的相位与基准信号的相位比超前，代替输出向下信号，相位频率比较器51靠近微型电机以便施加外力在其上，以致微型电机拉动任何一个电极。还有，在这种情况下中，这些效果类似于如上所述产生的效果。
此外，如图20所示，本发明的范围包括通讯设备204，其中传输电路201或者接收电路202连接到天线203，传输电路201或者接收电路202具有如上所述的振荡器或者锁相环电路。
根据本发明，可以提供一种振荡器，其能够平衡电路的特性而不受来自信号线或者电源线噪音影响，而且提供锁相环电路和使用这个振荡器的振荡方法。
此外，根据本发明，可以提供一种振荡器，其能够平衡电路的特性而不受来自信号线噪音影响，提供使用这个振荡器的锁相环电路、或者提供通讯设备或者提供使用这个振荡器的振荡方法。

Claims (13)

1.一种包括谐振电路的振荡器，它包括：
具有电感性阻抗元件的第一串联电路；
具有第一电容性电抗元件的第二串联电路，第一可变电容性电抗元件与所述第一电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第二电容性电抗元件与所述第一可变电容性电抗元件串联连接；以及
具有第三电容性电抗元件的第三串联电路，第二可变电容性电抗元件与所述第三电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第四电容性电抗元件与所述第二可变电容性电抗元件串联连接，以及
其中所述第一串联电路、所述第二串联电路、和所述第三串联电路是并联的，而所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件，相对于所述第二串联电路和所述第三串联电路两者之一的连接一侧反向地连接，以及
其中所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件的可变电容量受外部控制而变化。
2.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于所述第一可变容量电容性电抗元件与所述第二可变容量电容性电抗元件的方向特性是对地的寄生电容，每个所述第一与第二可变容量电容性电抗元件的具有较大对地寄生电容的端子被定义为第一端子，而另一个具有较小对地寄生电容的一端定义为第二端子，以及第一控制电压施加在每个所述第一和第二可变容量电容性电抗元件的第一端子，而第二控制电压施加在每个所述第一和第二可变容量电容性电抗元件的第二端子，调节所述第一控制电压和所述第二控制电压以确定振荡频率。
3.一种包括谐振电路的振荡器，它包括：
具有电感性阻抗元件的第一串联电路；
具有第一电容性电抗元件的第二串联电路，第一可变电容性电抗元件与所述第一电容性电抗元件串联连接而且具有预定的方向特性，第二可变电容性电抗元件与所述第一可变电容性电抗元件相对串联连接，而第二电容性电抗元件与所述第二可变电容性电抗元件串联连接；以及
具有第三电容性电抗第三串联电路，第三可变电容性电抗元件与所述第三电容性电抗元件串联连接而且具有预定的方向特性，第四可变电容性电抗元件与所述第三可变电容性电抗元件相对串联连接，而第四电容性电抗元件与所述第四可变电容性电抗串联连接，以及
其中所述第一串联电路、所述第二串联电路，和所述第三串联电路是并联的，而所述第二可变电容性电抗元件和所述第四可变电容性电抗元件，相对于所述第二串联电路和所述第三串联电路两者之一的连接一侧反向地连接，以及
其中每个所述第一、第二、第三、和第四可变电容性电抗元件的端子中的具有所述预定特性较大值的端子定义为第一端子，而具有所述预定特性较小值的另一端子定义为第二端子，第一控制电压施加在每个所述第一、第二、第三、和第四可变电容性电抗元件的第一端子，而第二控制电压施加在每个所述第一第二、第三、和第四可变电容性电抗元件的第二端子，所述第一控制电压和所述第二控制电压是可调节的以便确定振荡频率。
4.根据权利要求3所述的振荡器，其特征在于所述预定特性值是对地的寄生电容。
5.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于所述可变电容性电抗元件采用通过CMOS工艺形成的MOS晶体管的栅极容量。
6.一种锁相环电路，其包括：
根据权利要求2所述的振荡器；
输入基准信号以及输入由所述振荡器输出的振荡信号的充电泵，根据所述基准信号和所述振荡信号之间的相位差，通过它输出两个输出电压；和
低通滤波由所述充电泵输出的两个输出电压的环路滤波器，以及
其中，所述环路滤波器的两个输出连接到所述振荡器，以致施加所述第一控制电压和所述第二控制电压到所述振荡器。
7.一种锁相环电路，其包括：
根据权利要求2所述的振荡器；
输入基准信号和输入由所述振荡器输出的振荡信号的相位比较装置，通过它输出两个输出电压作为所述基准信号和所述振荡信号的异或(XOR)，以及作为通过反向所述异或获得的信号(XNOR)；和
低通滤波两个输出电压的环路滤波器，和
所述环路滤波器的两个输出连接到所述振荡器，以致施加所述第一控制电压和所述第二控制电压到所述振荡器。
8.根据权利要求6或7所述的锁相环电路，其特征在于所述每个第一和第二开关的端子之一连接到所述环路滤波器的两个输出中的一个对应的输出端，而且每个所述第一和第二开关的另一端连接到具有预定电压的直流电源。
9.根据权利要求6或7所述的锁相环电路，其特征在于所述对应于期望振荡频率的基准电压差是利用所期望的时间输入到所述振荡器。
10.根据权利要求6所述的锁相环电路，其特征在于所述中心电压检测装置连接到所述环路滤波器的两个输出端，以便检测所述第一控制电压和所述第二控制电压之间的中心电压，而经过所述中心电压检测装置输出的中心电压检测信号反馈到所述充电泵。
11.根据权利要求6或7所述的锁相环电路，其特征在于所述环路滤波器具有第一输入端和第二输入端，其输入由充电泵输出的相应输出电压，而第一输出端和第二输出端用于分别输出所述第一控制电压和所述第二控制电压给所述振荡器，而且是配置为以致从所述第一输入端到所述第一输出端的阻抗等于从所述第二输入端到所述第二输出端的阻抗，从所述第一输入端到所述第二输出端的阻抗等于从所述第二输入端到所述第一输出端的阻抗，而且整个环路滤波器的浮动电容量是平衡的。
12.一种通讯设备，其包括一个发射电路、一个接收电路、和一个天线，其中所述发射与/或接收电路具有一个根据权利要求1的振荡器或者一个根据权利要求6或7所述的锁相环电路。
13.一种利用包括谐振电路的振荡电路的振荡方法，谐振电路包括：
具有电感性阻抗元件的第一串联电路；
具有第一电容性电抗元件的第二串联电路，第一可变电容性电抗元件与所述第一电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第二电容性电抗元件与所述第一可变电容性电抗元件串联连接；和
具有第三电容性电抗元件的第三串联电路，第二可变电容性电抗元件与所述第三电容性电抗元件串联连接而且具有方向特性，以及第四电容性电抗与所述第二可变电容性电抗元件串联连接，以及
其中所述第一串联电路、所述第一串联电路、和所述第三串联电路是并联的，而所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件，相对于所述第二串联电路和所述第三串联电路两者之一的连接一侧反向地连接，以及
其中所述第一可变电容性电抗元件和所述第二可变电容性电抗元件的可变电容量是外部控制以改变其电容量的。
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