CN1694580A - 测量装置及方法，以及记录介质 - Google Patents

Abstract

一种测量装置包括脉冲响应获得部分，它获得脉冲响应；正变换部分，它对由脉冲响应获得部分所获得的脉冲响应进行正变换；低通滤波器，它将已由正变换部分进行了正变换的响应波形低通滤波；频率特性获得部分，它获得由脉冲响应获得部分所获得的脉冲响应的频率特性；滤波特性设定部分，它设定低通滤波器的滤波特性，以便可以根据由频率特性获得部分所获得的频率特性而变化；以及测量结果获得部分，它基于由低通滤波器获得的波形而获得关于预定测量项目的测量结果。

Description

测量装置及方法，以及记录介质

相关申请的对照

本发明包含于2004年4月28日提交给日本专利局的日本专利申请JP2004-133671的主题，其整体结合在此作为参考。

发明背景

发明领域

本发明涉及声学测量装置和方法，以及通过该装置执行的程序。

相关技术描述

例如，由多声道音频***再现的音频信号从多个扬声器输出并由收听者收听，收听者感觉的声场(或声波辐射)不同，因为声音平衡或音质根据收听环境而变化，例如试听室的结构、收听者相对于扬声器的收听位置等等。在收听环境的某些条件下，收听位置处的收听者不会察觉到所需的声场。

例如，在车厢内该问题特别突出。在车厢内，收听者多数坐在位子上，且收听者和单个扬声器之间的距离不同。扬声器发出声音的到达时间差会形成较大的不平衡声场。由于车厢相对较小且基本密封，包括反射等的复杂的合成声音到达收听者处，并引起不平衡的声场。由于安装扬声器的空间限制，很难放置扬声器以使声音可以从扬声器直接到达收听者的耳朵。音质的变化会影响声场。

声学校正方法常用于允许收听者利用音频***在收听环境中收听与实际声源相类似的所需声场中的声音。在声学校正方法中，例如，调整从扬声器输出的音频信号的延迟时间以校正收听者耳朵处的声音到达时间的不同。

例如，对于更有效的声学校正，期望利用声学校正装置而非仅使用用户(或收听者)的听觉自动调整该延迟时间。

特别是，声学校正装置首先测量收听环境的声学特性，并基于测量出的声学特性设定音频***中声音输出部分的声学校正信号处理参数。根据这些参数处理的音频信号从每个扬声器输出，因此使得用户收听到已根据收听环境校正过的所需声场中的声源，而不调整声场。

在用于测量声学特性和基于测量出的声学特性执行声学校正的一种已知技术中，首先，麦克风置于与收听空间中收听者的耳朵位置相对应的收听位置处。声学校正装置从每个扬声器输出测量声音。输出的测量信号由麦克风采集以产生音频信号，且该音频信号被模数(A/D)转换。例如，声学校正装置基于A/D转换的测量声音的特性获得单个扬声器和收听位置(即麦克风的位置或者采集声音的位置)之间的距离信息。基于该距离信息，获得从单个扬声器到收听位置的空间中的声音到达时间信息。声学校正利用与该扬声器有关的声音到达时间信息设定与每个扬声器相对应的音频信号声道的延迟时间，从而从该单个扬声器输出的声音同时到达该收听位置。这种校正被称作时间对准。

通常，正弦波信号或脉冲串信号(burst signal)用作来自每个扬声器的测量声音输出以测量扬声器和麦克风之间的距离。

日本未审查的专利申请公开No.2000-261900解释了一种声学校正装置。

发明内容

由于其固有属性，正弦波信号或脉冲串信号具有有限的频率范围。除了空间延迟外，其中用作测量声音的正弦波信号或脉冲串信号大幅变化频率范围中的群延迟特性引起相位变化，这就使其更难精确地确定距离。

在另一种技术中，例如通过检测脉冲响应的波形的上升时间，基于脉冲响应获得距离信息。脉冲信号是一种谐波和基波具有相同强度的信号。因此，该技术克服了由于窄频率范围引起的问题，如上所述。

由于例如用于距离测量的脉冲响应波形特别是对于高频噪声具有较低抵抗，所以脉冲响应的上升波形易于波动。由于脉冲响应波形的性质，实际上，脉冲响应的上升时间不能正确地检测，从而导致较大的检测误差。实践中，很难通过脉冲响应波形本身确定距离。

根据本发明的实施例，提供了一种测量装置，它包括以下元件。脉冲响应获得装置获得脉冲响应。正变换装置对通过脉冲响应获得装置获得的脉冲响应执行正变换。低通滤波器装置将已由正变换装置进行正变换的响应波形进行低通滤波。频率特性获得装置获得脉冲响应获得装置所获得的脉冲响应的频率特性。滤波特性设定装置设定低通滤波装置的滤波特性，以便可以根据由频率特性获得装置获得的频率特性而变化。测量结果获得装置基于由低通滤波装置获得的波形而获得关于预定测量项目的测量结果。

根据本发明的另一个实施例，提供了一种测量方法，它包括以下步骤：获得脉冲响应；对获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应进行正变换；将已执行正变换的响应波形低通滤波；获得在获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应的频率特性；设定低通滤波步骤中的滤波特性，以便可以根据在获得频率特性步骤中获得的频率特性而变化；以及基于低通滤波步骤中获得的波形，获得关于预定测量项目的测量结果。

根据本发明的另一个实施例，提供了一种记录程序的记录介质。该程序使得测量装置执行以下步骤：获得脉冲响应；对获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应进行正变换；将已执行正变换的响应波形低通滤波；获得在获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应的频率特性；设定低通滤波步骤中的滤波特性，以便可以根据在获得频率特性步骤中获得的频率特性而变化；以及基于低通滤波步骤中获得的波形，获得关于预定测量项目的测量结果。

因此，利用脉冲响应技术进行声学测量。给定的脉冲响应至少经过正变换过程和正变换过程后利用低通滤波器进行的滤波过程。通过进行正变换仅获得脉冲响应的原始波形的正振幅。因此，利用该正振幅可以实现高精度简单测量。已由低通滤波器滤波的脉冲响应的波形改善了特别是对高频噪声的抵抗，因为根据滤波特性已除去了高频分量。因此，期望已经过正变换和利用低通滤波器的滤波的脉冲响应波形允许与脉冲响应的原始波形相比更高精度的测量。

此外，低通滤波器的滤波特性可以根据脉冲响应的原始波形的频率响应(或者频带特性)而变化。因此，低通滤波器的输出波形允许具有适于脉冲响应的原始波形的频带特性的更高噪声抵抗的高精度测量。

因此，在实际使用中可以利用脉冲响应实现更高精度、更高可靠性的声学测量。

附图说明

图1是包括根据本发明实施例的声学校正装置以及音频和视频(AV)***的***的框图；

图2是声学校正装置的框图；

图3是用于测量空间扬声器—麦克风距离的声学校正装置的测量单元的框图；

图4是示出要输出到测量单元的脉冲的原始波形的波形图；

图5是通过平方图4所示的脉冲响应波形获得的波形图；

图6A是用于示出利用可变低通滤波器对图5所示波形进行滤波处理的频率特性图；

图6B和6C是通过低通滤波获得的波形图；

图7是示出要输入到测量单元的另一个脉冲响应的原始波形的波形图；

图8是通过平方图7所示的脉冲响应波形获得的波形图；

图9A是用于示出利用可变低通滤波器对图8所示波形进行滤波处理的频率特性图；

图9B和9C是通过低通滤波处理获得的波形图；

图10是用于测量空间扬声器—麦克风距离的声学校正装置中的另一个测量单元的框图；

图11是示出要输入到图10所示测量单元的脉冲响应的原始波形的波形图；

图12A和12B分别是通过将图11所示的脉冲响应的波形微分和平方所获得的波形图；

图13A是用于示出利用可变低通滤波器对图12B所示的波形进行滤波的频率特性图；以及

图13B是通过低通滤波获得的波形图。

具体实施方式

现在将描述本发明的实施例。

将在用于校正多声道音频***再现的声场的声学校正装置的环境中描述根据本发明实施例的测量装置。根据本发明实施例的测量装置利用音频***测量收听环境的声学特性，以执行声学校正。

根据本实施例的声学校正装置最初不结合于音频***中，但可附着于该音频***。声学校正装置可连接到负荷特定规范的任何音频***。

图1示出了包括根据本发明实施例的声学校正装置2以及与声学校正装置2相连的音频和视频(AV)***1的***结构。如上所述，声学校正装置2是与特定范围的通用装置相容的可附着成套用具。在图1所示的实例中，可与声学校正装置2连接的AV***·1能进行音频和视频再现。

AV***1包括介质回放单元11、视频显示装置12、功率放大器13和扬声器14。

介质回放单元11回放介质记录数据，例如视频和音频内容，以便再现和输出视频和音频信号。介质回放单元11输出数字视频和音频信号。

介质回放单元11可以回放任何类型和格式的介质，并作为实例回放数字通用光盘(DVD)。特别是，介质回放单元11读取加载的DVD上记录的视频和音频内容数据，并例如获得要同时再现和输出的视频数据和音频数据。在当前的DVD格式中，视频和音频数据根据诸如MPEG-2(运动图像专家组2)的压缩方法被压缩和编码。介质回放单元11解码该被压缩和编码的视频和音频数据，并输出解码后的视频和音频信号以便提供这些信号的同步再现。

介质回放单元11可以是能回放DVD和诸如视频CD的其它媒介的多媒体播放器。介质回放单元11也可以是用于接收和解调电视广播并输出视频和音频信号的电视调谐器。介质回放单元11也可以具有电视调谐器功能和分组媒介回放功能。介质回放单元11还可以是诸如硬盘的存储装置，且可以再现和输出存储于该存储装置中的各种类型的内容。

当介质回放单元11与多声道音频相容时，从介质回放单元11经由与单个音频声道相对应的多个信号线再现和输出音频信号。例如，介质回放单元11与7.1声道环绕***相容，即中央声道(C)、前置左声道(L)、前置右声道(R)、左环绕声道(Ls)、右环绕声道(Rs)、左后环绕声道(Bsl)、右后环绕声道(Bsr)以及亚低音声道(SW)。音频信号经由与各个声道相对应的8根线路输出。

考虑到AV***1，从介质回放单元11输出的视频信号被输入到视频显示装置12，且音频信号被输入到功率放大器13。

视频显示装置12基于输入视频信号显示视频。实践中，视频显示装置12可以是任何显示装置，诸如阴极射线管(CRT)、液晶显示器(LCD)或等离子体显示板(PDP)。

功率放大器13放大输入的视频信号，并输出用于驱动扬声器14的驱动信号。功率放大器13包括与AV***1相容的各个音频声道相对应的多个功率放大电路。每个功率放大电路放大音频信号的每个声道，并将驱动信号输出到与该声道相对应的扬声器14。因此，AV***1包括与AV***1相容的音频声道相对应的多个扬声器14。例如，当AV***1与7.1声道环绕***相容时，功率放大器13包括8个功率放大电路。在这种情况中，与各声道相对应的8个扬声器14在收听环境中置于期望的位置。

从功率放大器13将通过放大音频信号的每个声道获得的驱动信号提供给与相应声道相对应的扬声器14，以便从相应扬声器14将相应的声道输出到空间。因此，再现了音频内容，从而产生多声道声场。从扬声器14再现和输出的声音与基于视频信号而在视频显示装置12上显示的视频同步(或者实现声象吻合)。

例如，AV***可以由组件AV***构成，其中介质回放单元11、视频显示装置12、功率放大器13和扬声器14是分开的组件，或者可以是单元型装置配置，其中这些组件中的至少两个被集成为一个单元。

当声学校正装置2按可附着方式连接到AV***1时，从介质回放单元11输出的音频信号被输入到声学校正装置2。

与多达7.1声道相容的声学校正装置2具有与各声道相对应的8个音频信号输入端子。

例如，当AV***1与左和右立体声声道相容时，AV***1和声学校正装置2相连接，以使从介质回放单元11输出的右声道和左声道音频信号被分别输入声学校正装置2的8个音频信号输入端子中的前置右声道(R)和前置左声道(L)输入端子。

声学校正装置2还具有音频信号输出端子，它能输出多达7.1环绕声道的音频信号。声学校正装置2的音频信号输出端子连接到功率放大器13的相应声道的音频信号输入端子。

如上所述，如果所读取的音频数据被压缩和编码，则介质回放单元11解码从介质读取的音频信息，并输出解码后的数据作为数字音频信号。声学校正装置2处理音频信号，如果该音频信号已被压缩和编码则将其解码，因此不需要包括用于处理压缩和编码的音频信号的编码器或解码器。

要从声学校正装置2输出到功率放大器13的测量声音可以由解码信号构成。因此，编码器或解码器不必再现该测量声音。

声学校正装置2还可以操作视频输入和输出。在这种情况中，连接视频信号***，从视频信号从介质回放单元11输入并输出到视频显示装置12。

与音频信号处理相类似，如果视频数据被压缩和编码，则声学校正装置2处理数字解码的视频信号。

操作视频和音频输入的声学校正装置2包括帧缓存器21、声场校正和测量功能单元22、控制器23和存储器24。

声场校正和测量功能单元22具有两项功能：测量功能和声场校正功能。测量功能用于收听环境的声学测量，以便设定校正声场所必需的声场控制参数值。当执行测量功能时，如必要，测量声音信号输出到功率放大器13，从而通过特定的音频声道输出测量声音。

声场校正和测量功能单元22进一步基于利用测量功能进行的测量结果执行从介质回放单元11输入的音频信号的每个声道上的信号处理，并将所形成的信号输出到功率放大器13。由扬声器14输出的声音所形成的声场已被校正为收听位置处的最佳声场。

在用于上述声场控制的信号处理中，从介质回放单元11输出的音频信号通过声学校正装置2中的数字信号处理器(DSP)。通过DSP的音频信号引起相对于再现期间从介质回放单元11输出的视频信号的时滞。帧缓存器2克服该时滞问题并实现声象吻合。例如，控制器23控制帧缓存器21，以将从介质回放单元11输入的视频信号写入帧单元中以便在将其输出到视频显示装置12之前临时保持视频信号。因此，声学校正装置2提供没有时滞的视频和音频信号的同步再现。

控制器23由微型计算机构成，它例如包括中央处理单元(CPU)、只读存储器(ROM)和随机访问存储器(RAM)。控制器23不仅执行帧缓存器21的读取/写入控制还执行声学校正装置2中的功能单元上的控制和处理。

将附着到声学校正装置2上的麦克风25连接到声学校正装置2以便在声学校正装置2执行测量期间采集从扬声器14输出的测量声音。

图2示出了声场校正和测量功能单元22的内部结构。如图2所示，声场校正和测量功能单元22包括麦克风放大器101、主测量块103、预测量块106和声场校正块110。声场校正块110执行声场校正过程；而麦克风放大器101、主测量块103和预测量块106执行测量过程。基于测量结果，改变由声场校正块110执行的声场校正所必需的参数值。

开关102和109可用于在主测量和预测量之间切换测量模式。开关120用于在测量模式和声场校正模式之间进行切换。开关102、109和120中的每一个都用于将端子Tm1连接到端子Tm2或Tm3。切换操作由控制器23控制。

如上所述，根据本实施例的声学校正装置2是相对于AV***1的可附着成套用具。根据本实施例，不固定与声学校正装置2连接的音频***，因此不指定与每个音频***相容的多声道方案。

根据本发明的声学校正装置2具有主测量模式前的预测量模式。在预测量模式中，确定与声学校正装置2实际连接的音频***的声道配置(或扬声器配置)。根据预测量模式中确定的声道配置，在预测量模式中确定从扬声器的每个声道输出的信号的电平。基于主测量模式中获得的测量结果，修改预定信号处理参数以校正声场。

将在预测量模式中的操作环境中描述图2所示的声场校正和测量功能单元22。

在预测量模式中，控制器23使得开关120将端子Tm1连接到端子Tm2，并使得开关102和109将端子Tm1连接到端子Tm3。因此，预测量模式的信号路径形成于声场校正和测量功能单元22中。

如图2所示，预测量块106包括测量单元107和测量声音处理器108。

测量声音处理器108产生用于为预测量形成测量声音的音频信号，并输出该音频信号作为测量声音信号。

为便于说明，图2仅示出了来自测量声音处理器108的一个信号输出线路。实际上，可以提供与7.1声道环绕***相容的8个声道相对应的数量的测量声音信号输出线路。

图2中，从预测量块106的测量声音处理器108输出的测量声音信号通过开关109(从端子Tm3到端子Tm1)和开关120(从端子Tm2到端子Tm1)被输入图1所示的功率放大器13。功率放大器13放大输入的测量声音信号，并从扬声器输出放大的信号。

可以上描述中可以理解，当测量声音处理器108并行输出多个声道测量声音(音素)时，功率放大器13放大这些声道的音频信号，并从扬声器14的相应声道输出放大的音频信号。

因此，该测量声音信号(或多个信号)可以从扬声器(或多个扬声器)14输出到空间，作为真实声音。

在主测量和预测量模式中，麦克风25连接到声学校正装置2，如图1所示，以便采集测量声音。来自与声学校正装置2相连的麦克风25的音频信号被输入在声场校正和测量功能单元22中的麦克风放大器101，如图2所示。

设置麦克风25，以便在收听位置处采集声音，在该收听位置处要在收听环境中产生最佳校正声场。例如，如果图1所示的***是车载装置且驾驶座上的用户期望获得所需的声场，则将麦克风25放置成收集在用户坐在驾驶座上时用户耳朵位置处的声音。

如上所述，在预测量模式中测量声音信号从测量声音处理器108输出且测量声音从扬声器14输出，且麦克风25采集包括测量声音的周围环境声音。所采集的声音的音频信号由麦克风放大器101放大，随后经由开关102的端子Tm1和Tm3输入到预测量块106中的测量单元107。

测量单元107对输入的音频信号进行A/D转换以获得响应信号，且例如通过快速傅里叶变换(FFT)进一步对该响应信号执行频率分析。例如，所形成的信号被发送到控制器23，且控制器23基于频率分析结果获得特定测量项目的结果，包括声道配置(或扬声器14的数量)和用于主测量的测量声音的等级。

在主测量模式中，仍使得开关120将端子Tm1连接到端子Tm2以实现测量模式，且控制器23使得开关102和109将端子Tm1连接到端子Tm2。因此，用于主测量模式的信号路径形成于声场校正和测量功能单元22中。

在主测量模式中，启用主测量块103而非预测量块106。主测量块103还包括测量单元104和测量声音处理器105。在主测量模式中，测量声音处理器105产生信号波形以便用于主测量，并将其作为测量声音输出。

基于预测量模式中的测量结果确定要从扬声器14的每个声道输出的测量声音的等级。扬声器配置(或者声道配置)也在预测量模式中确定。这避免了AV***中扬声器的未检测声道输出测量声音。因此，可以有效减少测量声音处理器105上的处理负荷。控制器23根据预测量结果控制测量声音处理器105，以便确定测量声音的等级和确定扬声器的那个声道输出测量。

按这种方式，主测量块103中的测量声音处理器105输出测量声音信号。同预测量模式中相同，麦克风25采集包括测量声音的周围环境声音，并从麦克风放大器101经由开关102的端子Tm1和Tm2将采集到的声音输入测量单元104。

测量单元104以对应于测量声音输出的预定时序采样输入音频信号，并获得响应信号。随后，该响应信号经受以下描述的处理和频率分析以获得关于预定测量项目的主测量结果。测量单元104进一步基于主测量结果确定用于校正声场的参数值。

主测量块103中的测量单元104和预测量块106中的测量单元107具有共同功能，例如基于FFT的频率分析，且主测量过程和预测量过程不同时并行执行。因此可以在主测量和预测量过程中共享测量单元104和107。

在声场校正模式中，使得开关120将端子Tm1连接到端子Tm3。开关102和109用于在主测量模式和预测量模式之间切换测量模式，且不设定开关102和109的端子切换状态。

在声场校正模式中，源音频信号被输入到声场校正块110。源音频信号是从介质回放单元11再现和输出的音频信号，且如上所述，可以输出多个多达8声道的多声道音频信号。声场校正块110包括延迟处理器111、均衡器112和增益调节器113，这些组件中的每一个都可独立处理多达8个声道的音频信号(与7.1声道环绕***相容)。

在声场校正块110中，延迟处理器111按不同延迟时间延迟和输出输入音频信号的单独声道。延迟处理器111根据从扬声器到收听位置的距离差补偿由于收听位置处来自扬声器的声音到达时间不同引起的不平衡声场。

均衡器112任意确定输入音频信号的各声道所特有的均衡器特性，并输出均衡器特性。均衡器112还补偿音质，它根据每个扬声器位置和收听位置之间关系、每个扬声器和收听位置之间的障碍状态或者每个扬声器的再现声音特性而变化。

增益调节器113独立地确定输入音频信号的各个声道的增益，并输出增益。增益调节器113还补偿音量，它在声道中根据每个扬声器和收听位置之间的位置关系、每个扬声器和收听位置之间的障碍状态或者每个扬声器和收听位置之间的距离而变化。

具有上述信号处理功能的声场校正块110例如被配置为音频DSP。

作为主测量的结果，控制器23获得信息，它包括从各音频声道到达收听位置的声音的时差(即，每个扬声器和收听位置之间的距离)，当声音的每个音频声道到达收听位置时音质的变化，以及声级的变化。

基于声场校正的参数，例如关于从各音频声道到达收听位置的时差的信息，控制器23相对于每个音频声道设定延迟处理器111的延迟时间，以补偿时差。这样，就执行了称作时间对准的声场校正。

基于关于在声音的每个音频声道到达收听位置时的音质变化的信息，控制器23相对于每个音频声道设定均衡器112的均衡器特性，以补偿音质变化。

基于关于在声音的每个音频信道到达收听位置时的声级变化的信息，控制器23相对于每个音频声道设定增益调节器113的增益，以补偿该变化。

输入声场校正块110的源音频信号由延迟处理器111、均衡器112和增益调节器113处理，它们的参数按上述方式设定。所形成的信号由功率放大器13放大，随后作为来自扬声器4的真实声音而被输出。在收听位置处，由该输出声音构成的声场由于未被校正的声场。

将描述用于从AV***1中每个扬声器到收听位置的距离测量的主测量块103的机制和操作。

从AV***1的每个实际扬声器到收听位置的距离对应于从每个扬声器输出声音的每个音频声道时到该声音到达收听位置的时间段。利用从每个扬声器到收听位置的距离信息，声场校正块110中的延迟处理器111进行时间对准。

在测量从每个扬声器到收听位置的距离的过程中，首先，选择AV***1中的多个扬声器之一，且从所选扬声器输出用于距离测量的测量声音。测量声音由具有预定频带特性的时间展宽脉冲(TSP)信号构成。TSP信号由收听位置处的麦克风25采集，且从麦克风放大器101经由开关102(端子Tm1到端子Tm2)将所采集的声音信号输入到主测量块101中的测量单元104。测量单元104通过按预定数量样本的单元采样输入音频信号波形获得采样数据。例如，采样数据在频率轴上由TSP信号划分以产生脉冲响应。

脉冲响应通过测量单元104经受信号处理和以下描述的测量计算以获得输出声音的扬声器和收听位置(或麦克风25)之间的距离信息(即，扬声器—麦克风距离)，作为测量结果。

相对于剩余的扬声器执行操作，以基于对从每个扬声器输出并由麦克风25采集的脉冲的脉冲响应测量扬声器—麦克风距离。最终，可以获得AV***1中扬声器的所有音频声道和麦克风25(或者收听位置)之间的扬声器—麦克风距离信息。

图3示出了用于根据脉冲响应测量扬声器—麦克风(或收听位置)距离的主测量块103中测量单元104的处理机制中的功能块。首先将参考图4到6C描述图3所示的机制执行的测量距离步骤。

采样波形数据的脉冲响应的原始波形由图4中的(a)表示。图4中，x轴表示样本数，y轴表示振幅水平。通过利用4096个样本进行采样而获得由图4中的(a)表示的脉冲响应的原始波形。样本数(即4096)是2的12次幂给出这种装置是因为样本数适合于，例如，基于FFT的频率分析是2的幂。采样频率fs是48kHz。

确定脉冲响应的采样定时，从而采样开始时间或者样本点0处的时间与测量声音处理器105开始输出脉冲信号的时间一致。因此，脉冲响应(或者由麦克风25采集的声音信号)的采样定时与扬声器14开始输出声音的时间一致。

相对于样本点(x轴)放大的由图4(a)表示的脉冲响应原始波形的上升部分由图4中的(b)表示。

图4所示的脉冲响应的原始波形的样本数据被输入到图3所示的平方(square)处理器201，并输入到频率分析/滤波特性确定单元202。

平方处理器201计算脉冲响应的振幅值的平方。如图5中的(a)所示，平方操作允许固有正和负振幅值的脉冲响应的波形数据被转换成正值(以下，正变换)。这样，由于平方值，负振幅值被转换成正振幅值。由于固有负振幅值用作与正振幅值相同的极性振幅值，可以仅利用正等级测量脉冲响应的振幅值，如以下将描述的。

比较由图4和5的(a)表示的波形，因为振幅值是原始波形的振幅值的平方，所以由图5的(a)表示的平方波形(或者平方脉冲响应的波形)呈现更低的峰值等级，同时正振幅的变化率高于由图4的(a)表示的原始波形的变化率。这可以通过将图4的(b)所示的波形与相对于样本点(x轴)放大的图5的(b)表示的波形进行比较而看出。

将平方脉冲响应的波形的样本数据输入可变低通滤波器203。

将描述可变低通滤波器203的基本操作。

如上所述，从平方处理器201输出的平方脉冲响应的样本数据被输入到可变低通滤波器203。可变低通滤波器203从平方脉冲响应(或者平方波形)的样本数据中除去不必要的(或噪声)高频分量，以获得适于测量的包络波形。

例如，当相对于从平方处理器201输出的平方脉冲响应的样本数据按下述方式设定阈值th以测量扬声器—麦克风距离时，由于存在高频噪声(它表现为波形中含大波动的振动)，测量距离会包括高误差等级。因此，可变低通滤波器203用于衰减会影响距离测量的高频分量的振幅。因此，可以改善用于测量的波形的噪阻，并可以获得没有误差的测量结果。

但是，如果可变低通滤波器203具有能除去太多高频分量的滤波特性(即，低频传输特性和高频衰减特性)，则使包含脉冲响应的上升部分的整个包络波形平滑，因此测量出的距离会包含误差。此外，对同一脉冲信号的脉冲响应的波形的频带特性例如会根据包含AV***和空间的***的条件而不同。因此，振幅高频分量不同。

因此，较佳地，通过根据脉冲响应的频率特性改变低通滤波中使用的滤波特性，平方的脉冲响应被低通滤波。这形成包络波形的合适的频率特性(高频衰减)，而不管脉冲响应的频率特性的不同，从而恒定地获得所需的测量结果。

可变低通滤波器203具有在频率分析/滤波特性确定单元202的控制下可变的滤波特性。

可变低通滤波器203是使用已知的移动平均(MA)算法的典型数字滤波器。在MA算法中，滤波特性随移动平均中的样本数量(即移动平均的次数(order))的改变而改变。这样，移动平均的次数越大，原始波形就越平滑。换句话说，高频衰减效果变得太大。

在本实施例中，可以通过改变移动平均的次数来改变可变低通滤波器203的滤波特性。

频率分析/滤波特性确定单元202例如首先对脉冲响应的原始波形的输入采样数据执行基于FFT的频率分析(或者将输入采样数据变换成频域)。基于通过该频率分析获得的频率特性(频率响应)，检查中频带和高频带中的振幅值的平衡，且根据该平衡确定可变低通滤波器203的滤波特性。将描述用于根据脉冲响应的原始波形的频率特性确定可变低通滤波器203的滤波特性的特殊步骤。

使用脉冲响应的原始波形的样本形式，如以上所定义的。这样，采样频率fs是48kHz，且样本数smpl是4096。通过FFT获得的脉冲响应的原始波形的振幅值按分贝(dB)表示。在Fs＝48kHs且smpl＝4096的情况下，通过FFT可以观察到脉冲响应的原始波形的最低频率分量由Fs/smpl＝48000/4096≈11.7Hz给出。脉冲响应的原始波形的频率范围从最低频率起包括频率F0(＝0Hz)、F1(＝11.7Hz)...、F2048(＝24kHz)。频率F0到F2048的dB值被设定为V0到V2048。

限定脉冲响应的频带，从而中频带的范围从1kHz到4kHz且高频带的范围从8kHz到16kHz。频率F85到F340被分配给1kHz到4kHz的频率范围，且频率F680到F1366被分配给8kHz到16kHz的频率范围。

随后，确定中频带的振幅值和高频带的振幅值之间的平衡。

脉冲响应的原始波形的中频带中的平均dB值(mid_db)由以下等式给出：

$\mathrm{mid}\_\mathrm{db}=1/\log 10(F341/F85)\×\underset{n=85}{\overset{340}{\mathrm{\Σ}}}\log 10(\mathrm{Fn}+1/\mathrm{Fn})\×\mathrm{Vn}---\left(1\right)$

脉冲响应的原始波形的高频带中的平均dB值(high_db)由以下等式给出：

$\mathrm{high}\_\mathrm{db}=1/\log 10(F1367/F680)\×\underset{n=680}{\overset{1366}{\mathrm{\Σ}}}\log 10(\mathrm{Fn}+1/\mathrm{Fn})\×\mathrm{Vn}---\left(2\right)$

频率分析/滤波特性确定单元202比较该中频平均dB值(mid_db)和高频平均dB值(high_db)，并确定是否满足以下关系：mid_db-high_db＜5dB。这样，确定中频平均dB值(mid_db)和高频平均dB值(high_db)之间的差是否小于5dB。考虑到中频带中的振幅值和高频带中的振幅值之间的平衡，确定高频带中的振幅值是否小于中频带中的振幅值，其中阈值是5dB。如果脉冲响应的原始波形的高频带中的振幅值高于中频带中的振幅值，则意味着大量噪声或者高频分量叠加(即，大振幅)。

如上所述，通过改变移动平均的次数可以改变可变低通滤波器203的滤波特性。

在该妥协中，如果确定不满足关系mid_db-high_db＜5dB，则频率分析/滤波特性确定单元202将移动平均MA的次数设定为MA＝2，作为可变低通滤波器203的滤波特性。

如果确定满足关系mid_db-high_db＜5dB，则移动平均MA的次数被设定为大于MA＝2，例如MA＝10，作为可变低通滤波器203的滤波特性。

如果高频平均dB值(high_db)与中频平均dB值(mid_db)相差5dB或以上，即如果高频噪声的等级等于或低于预定值，则移动平均的次数被设定为较小值，即MA＝2。如果中频平均dB值(mid_db)和高频平均dB值(high_db)之间的差小于5dB，且高频噪声的等级高于预定值，则移动平均的次数被设定为较高值，即MA＝10，以便增加高频衰减效果。因此，可以实现通过利用低通滤波器203进行滤波操作获得的包络波形的合适频率特性，而不管脉冲响应的原始信号的频率特性的差。

频率分析/滤波特性确定单元202将控制信号Sc输出到可变低通滤波器203，以设定可变低通滤波器203中移动平均MA的确定次数。在执行滤波操作前，可变低通滤波器203设定移动平均的次数，MA＝2或MA＝10。

图6A示出了图4所示脉冲响应的原始波形的频率特性，例如频率分析/滤波特性确定单元202确定图6A所示的频率特性不满足关系mid_db-high_db＜5dB(即，高频平均dB值(high_db)与中频平均dB值(mid_db)相差5dB或以上)。基于该确定结果，频率分析/滤波特性确定单元202将可变低通滤波器203的移动平均的次数设定为MA＝2。

图6B示出了通过利用可变低通滤波器203滤波图5的(b)表示的平方脉冲响应的样本数据的上升部分而获得的波形，其中移动平均的次数MA＝2。图6B中示出的波形是包络波形，其中与图5的(b)所示的波形相比，高频分量已被适当衰减。

将在图6B所示的波形环境中描述图3所示的可变低通滤波器203的后续处理块的操作。

图6B所示的低通滤波的波形或者包络波形的样本数据是通过使用可变低通滤波器203进行滤波操作而获得的，它被输入到图3所示的延迟—样本—数量确定单元204以及阈值设定处理器205。

阈值设定处理器205从图6B所示的低通过滤的波形的4096个样本数据中确定峰值等级Pk。通过相对于峰值等级Pk的预定比率确定的振幅等级被设定为阈值th。阈值设定处理器205将阈值th发送到延迟—样本—数量确定单元204。

如图6B所示，延迟—样本—数量确定单元204将从可变低通滤波器203低通滤波的波形的样本数据的振幅值与阈值th进行比较以检测(确定)样本点，从样本点0开始，在该样本点处低通滤波的波形首先等于或高于阈值th。图6B中，检测出的样本点由延迟样本点PD表示。延迟样本点PD表示时间延迟，在样本数方面，针对从样本点0(与来自扬声器的脉冲信号的声音输出开始时间相对应)到脉冲响应的上升时间的时间段。

图6B示出的延迟样本点PD是以高精度而无误差地检测的点，因为可变低通滤波器203的滤波特性在频率分析/滤波特性确定单元202的控制下被适当地确定。

为便于比较，图6C中示出了通过利用可变低通滤波器203滤波具有图6A所示的频率特性的脉冲响应(图4)的平方波形(图5)所获得的波形，该滤波器具有移动平均的次数MA＝10。

如通过比较图6B和6C中示出的波形可以看到的，作为低通过滤波形的图6C所示的包络波形被过分平滑化并不如图6B中所示的那样理想。如果图6C所示的波形由延迟—样本—数量确定单元204和阈值设定处理器205处理，以检测延迟样本点PD，则检测出的延迟样本点PD包含误差。

将关于通过延迟—样本—数量确定单元204确定的延迟样本点PD的信息发送到空间—延迟—样本—数量确定单元206。

如上所述，延迟样本点PD表示时间延迟，在样本数方面，针对从来自扬声器的脉冲信号的声音输出开始时间到通过用麦克风采集脉冲信号的声音所获得的脉冲响应的上升时间的时间段。概念上，这是扬声器—麦克风距离的时间表示。

但是，实际上，例如包括滤波器延迟和由于模数或数模转换引起的处理延迟的***延迟出现于信号输出***和信号输入***之间，其中信号输出***用于从扬声器输出脉冲信号，信号输入***用于使用麦克风采集从扬声器输出的声音并将所采集的声音采样以获得脉冲响应的原始波形的样本数据。由延迟—样本—数量确定单元204确定的延迟样本点PD实际上包含由于这种***延迟等引起的误差。

空间—延迟—样本—数量确定单元206从延迟样本点PD中删去(减去)由于***延迟等引起的误差以获得与扬声器和麦克风(或收听位置)之间的实际空间距离相对应的真实延迟样本(或空间延迟样本)的数量。关于由空间—延迟—样本—数量确定单元206获得的空间延迟样本数量的信息被发送到距离确定单元207。

距离确定单元207例如将所确定的空间延迟样本数量转换成时间。随后，距离确定单元207通过利用关于转换成时间的空间延迟样本数和声速值的信息进行计算来确定扬声器—麦克风距离。

扬声器—麦克风距离信息与对应于用于测量的扬声器的音频声道有关，并被写到控制器23的非易失性存储区域用于存储。

相对于具有比图4所示脉冲响应的原始波形更大的高频振幅的脉冲响应，将参考图7到9C描述用图3所示的测量单元104的配置确定扬声器—麦克风距离信息的操作。

图7示出了输入到图3所示的测量单元104的脉冲响应的原始波形。图7中，具有4096个样本的脉冲响应的原始波形由(a)表示，且包括由(a)表示的脉冲响应的原始波形的实际上升波形并相对于样本点(x轴)放大的样本点部分由(b)表示。

如通过将图4中的(a)和(b)表示的波形与由图7中的(a)和(b)表示的波形进行比较可以看到，图7所示的脉冲响应的原始波形具有比图4所示波形更大的高频振幅。

图7所示的脉冲响应的原始波形通过平方处理器201转换成平方波形，如图8所示。如由图8中的(a)和(b)所表示的，由于是平方值，振幅值被变换成正值。通过将图7中的(a)和(b)所表示的波形与图8中的(a)和(b)所表示的波形进行比较可以看出，平方波形以加重的振幅波动进行波动。

图9A示出了图7所示脉冲响应的原始波形的频率特性，它是通过利用频率分析/滤波特性确定单元202进行的频率分析获得的。图9A所示的频率特性呈现出高频区域中更大的振幅波动并包含比图6A所示的更多的高频(噪声)分量。

频率分析/滤波特性确定单元202确定图9A所示的频率特性满足关系mid_db-high_db＜5dB，并基于该确定结果将可变低通滤波器203的移动平均的次数设定为MA＝10。

图9B示出了通过利用具有移动平均次数MA＝10的可变低通滤波器203将图8所示的平方脉冲响应的波形(或平方波形)滤波的低通滤波波形。图9B所示的波形呈现具有适于高精度测量(检测)的频带特性的包络，因为相对于具有许多高频分量的脉冲响应的原始波形设定具有移动平均次数MA＝10的滤波特性，以增加高频衰减效果。

图9B所示的低通滤波波形还被输入到延迟—样本—数量确定单元204和阈值设定处理器205，且延迟—样本—数量确定单元204通过将低通滤波波形的振幅值与阈值th进行比较来确定延迟样本点PD。还通过阈值设定处理器205利用相对于低通滤波波形的峰值等级Pk的预定比率确定阈值th。

基于延迟样本点PD，空间—延迟—样本—数量确定单元206和在延迟—样本—数量确定单元204之后的距离确定单元207执行单独操作以获得扬声器—麦克风距离信息。

图9C示出了通过利用具有移动平均次数MA＝2的可变低通滤波器203将具有图9A所示的频率特性的脉冲响应(参见图7)的原始波形的平方脉冲响应(参见图8)的波形滤波来获得低通滤波的波形。

图9C所示的低通滤波波形的包络呈现出：与图9B所示的相比，保留更多不必要的高频分量。如果图9C所示的波形由延迟—样本—数量确定单元204和阈值设定处理器205处理以检测延迟样本点PD，则检测出的延迟样本点PD包含误差。

相对于所有扬声器执行用于获得扬声器—麦克风距离信息的过程以最终获得AV***1中扬声器的所有音频声道和麦克风25之间的扬声器—麦克风距离信息。扬声器—麦克风距离信息存储于控制器23中。

控制器23基于扬声器的各音频声道到麦克风25之间的距离差确定声音在空间中从扬声器的各音频声道到达收听位置(例如，在测量模数中，麦克风25的位置)的时差。基于该时差，控制器23相对于每个音频声道设定延迟处理器111的延迟时间，以补偿从扬声器的音频声道到达收听位置的声音的时差。延迟处理器111将音频信号的各音频声道延迟各延迟时间。因此，可以在收听位置处形成已补偿了由于各扬声器和收听位置之间的距离差引起的声音到达时间变化的更好的声场。这样，可以进行被称作时间对准的声场校正。

图10示出了根据本发明当前实施例的修改的测量单元104’的结构。图10中，如图3所示的某些部分被分配了相同的标号，且省去其描述。

测量单元104’进一步包括平方处理器201之前的微分处理器208。要输入到微分处理器208的脉冲响应还输入到频率分析/滤波特性确定单元202。这样，脉冲响应的原始波形被输入到频率分析/滤波特性确定单元202。

将参考图11到13B描述图10所示的测量单元104’的操作。

图11示出了输入到微分处理器208和频率分析/滤波特性确定单元202的脉冲输入的原始波形。图11中，具有4096个样本的脉冲响应的原始波形由(a)表示，且包括由(a)表示的脉冲响应的原始波形的实际上升波形并相对于样本点(x轴)放大的样本点部分由(b)表示。

在测量单元104’中，首先，图11所示的脉冲响应的原始波形由微分处理器208微分以例如获得脉冲响应的原始波形的振幅等级中的时差。

利用微分，由图11中的(a)表示的脉冲响应的原始波形被转换成图12A中所示的微分波形。

图12A所示的微分波形呈现出比图11中的(a)表示的脉冲响应的原始波形更加重的振幅波动。图12A所示的差分波形呈现出在通过可变低通滤波器203最终获得的低通滤波波形(或包络波形)的上升部分中放大的振幅波动。在这种情况中，高频分量中隐的固有振幅被加强，因此还实现了高噪阻。因此，可以以更高的精度检测延迟样本点PD。

在本修改中，平方处理器201对微分波形进行平方操作，以形成平方脉冲响应的波形。平方操作允许图12A所示的波形被转换成图12B所示的平方脉冲响应的波形(或平方波形)。

同样，频率分析/滤波特性确定单元202例如对脉冲响应的原始波形进行基于FFT的频率分析，以确定脉冲响应的原始波形的频率特性。图13A示出了脉冲响应的原始波形的频率特性。

频率分析/滤波特性确定单元202确定图13A所示的频率特性满足关系mid_db-high_db＜5dB。如上所述，基于该确定结果，频率分析/滤波特性确定单元202将可变低通滤波器203的移动平均次数设定为MA＝2。

图13B示出了低通滤波波形，它是传送具有移动平均次数MA＝2的可变低通滤波器203的平方脉冲响应的波形。

通过与移动平均次数MA＝2相对应的高频衰减量从图12B所示的平方脉冲响应的波形(或平方波形)中除去高频分量而获得图13B所示的低通滤波波形。这样，就获得了图12B所示的平方脉冲响应的波形的包络波形。

同样，图12B中示出的低通滤波波形被输入到延迟—样本—数量确定单元204和阈值设定处理器205。如上所述，阈值设定处理器205由输入的低通滤波波形的峰值等级Pk确定阈值th，并将该阈值th发送到延迟—样本—数量确定单元204。

延迟—样本—数量确定单元204将输入低通滤波波形的振幅等级与阈值th进行比较以确定延迟样本点PD，如图13B所示的波形的放大部分所表示的。

基于延迟样本点PD，延迟—样本—数量确定单元204之后的空间—延迟—样本—数量确定单元206和距离确定单元207执行与上述操作相类似的操作，以便正确地获得扬声器—麦克风距离信息。

由于在图10所示的测量单元104’中添加了微分处理器208，以被加强的脉冲响应的原始波形的振幅获得作为测量结果的扬声器—麦克风距离信息。根据微分处理器208的设定，脉冲响应的上升波形会有效地变得可察觉，因此允许扬声器—麦克风距离的更可靠测量。

本发明不限于上述实施例。

频率分析/滤波特性确定单元202可以使用除以上实施例中所述的那些之外的任何算法，以利用脉冲响应的原始波形的频率特性确定滤波特性。特别是，例如，如必要，可以更改中频带和高频带的频率范围，或者可以更改用于确定中频带和高频带的振幅等级的方法或者用于将中频带和高频带的振幅等级进行比较的方法。除了这两种频带，即中频带和高频带，也可使用更多频带，且可以比较这些频带的振幅等级以确定滤波特性。

在以上实施例中，移动平均的次数MA被设定为两个值，即MA＝2和MA＝10，以便改变可变低通滤波器203的滤波特性。移动平均的次数MA可以被设定为任何其它值。

虽然可以在两个阶段中更改滤波特性，但也可利用更多阶段来改变滤波特性。

还可以通过改变除移动平均之外的参数(例如，截止频率)来更改可变低通滤波器203的滤波特性。因此，可变低通滤波器203可利用除移动平均算法之外的任何算法。

在以上实施例中，利用基于脉冲—响应的测量项目确定扬声器和麦克风(或收听位置)之间的空间距离。在以上实施例中，空间扬声器—麦克风距离对应于从声音从扬声器发出(或输出)直到该声音到达麦克风(或收听位置)的时间段。因此，从声音从扬声器发出(或输出)直到该声音到达麦克风(或收听位置)的时间段可以被定为测量项目，而代替空间扬声器—麦克风距离，因为空间距离和时间段是等效的。

在以上实施例中，脉冲响应被平方，以执行正变换。只要脉冲响应可以被变换为正值，则可以使用除平方操作以外的任何正变换操作。

例如，代替平方操作，可以将负振幅值简单地变换为正值。可以计算脉冲响应的波形的振幅值的平方根。

在利用已至少经过正变换过程和在正变化过程后利用适于脉冲响应波形的频率响应特性的滤波特性的低通滤波过程的脉冲响应的波形进行测量时，测量项目不限于扬声器和麦克风(或收听位置)空间距离。测量结果还被用于除基于时间对准的声场校正之外的其它应用。

在声学校正装置2中，声场校正块110包括延迟处理器111、均衡器112和增益调节器113，且延迟处理器111基于时间对准执行声场校正。根据本发明的实施例，可以基于测量结果设定均衡器112和增益调节器113，从而来自每个扬声器的声音输出的品质和增益(等级)都可进行补偿，以校正声场。此外，可以构思用于校正声场的声学测量之外的其它应用；例如可以测量房间回响声音。

根据本发明的实施例，由图3或10所示的测量单元104或104’进行的过程和由形成图2所示的声场校正和测量功能单元22的功能块进行的过程可以通过由控制器23执行的软件实现，该控制器23根据例如内部ROM中存储的程序而用作微计算机。

虽然以上实施例的声学校正装置2是可附着成套用具，但根据本发明实施例的声学校正装置可以结合入AV***中。

由根据本发明实施例的测量装置进行的信号处理可以通过由DSP或CPU执行的软件实现。例如，TSP测量信号可以从个人计算机的标准音频输出端子输出，并可以提供给功率放大器13来驱动扬声器14。麦克风25可连接到麦克风输入端子，且上述测量过程可以通过个人计算机中的CPU执行。按个人计算机上可执行的软件(程序)形式提供的测量过程允许收听者实现声音校正和测量功能。

本领域的熟练技术人员应理解，只要在所附权利要求书或其等效物的范围之内，就可根据设计要求和其它因素可以进行各种修改、组合、子组合和变化。

Claims (5)

1.一种测量装置，其特征在于，包括：

脉冲响应获得部件，它用于获得脉冲响应；

正变换部件，它用于对通过脉冲响应获得部件获得的脉冲响应执行正变换；

低通滤波器部件，它用于将已由正变换部件进行正变换的响应波形进行低通滤波；

频率特性获得部件，它用于获得脉冲响应获得部件所获得的脉冲响应的频率特性；

滤波特性设定部件，它用于设定低通滤波部件的滤波特性，以便可以根据由频率特性获得部件获得的频率特性而变化；以及

测量结果获得部件，它用于基于由低通滤波部件获得的波形而获得关于预定测量项目的测量结果。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括正变换部件之前的微分部件，它用于微分由脉冲响应获得部件所获得的脉冲响应。

3.一种测量方法，其特征在于，包括以下步骤：

获得脉冲响应；

对获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应进行正变换；

将已执行正变换的响应波形低通滤波；

获得在获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应的频率特性；

设定低通滤波步骤中的滤波特性，以便可以根据在获得频率特性步骤中获得的频率特性而变化；以及

基于低通滤波步骤中获得的波形，获得关于预定测量项目的测量结果。

4.一种记录使得测量装置执行以下步骤的程序的记录介质，

获得脉冲响应；

对获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应进行正变换；

将已执行正变换的响应波形低通滤波；

获得在获得脉冲响应步骤中获得的脉冲响应的频率特性；

设定低通滤波步骤中的滤波特性，以便可以根据在获得频率特性步骤中获得的频率特性而变化；以及

基于低通滤波步骤中获得的波形，获得关于预定测量项目的测量结果。

5.一种测量装置，其特征在于，包括：

脉冲响应获得部分，它获得脉冲响应；

正变换部分，它对由脉冲响应获得部分所获得的脉冲响应进行正变换；

低通滤波器，它将已由正变换部分进行了正变换的响应波形低通滤波；

频率特性获得部分，它获得由脉冲响应获得部分所获得的脉冲响应的频率特性；

滤波特性设定部分，它设定低通滤波器的滤波特性，以便可以根据由频率特性获得部分所获得的频率特性而变化；以及

测量结果获得部分，它基于由低通滤波器获得的波形而获得关于预定测量项目的测量结果。

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