CN1723739A

CN1723739A - 音频信号处理方法和设备

Info

Publication number: CN1723739A
Application number: CN200380105395.1A
Authority: CN
Inventors: 浅田宏平; 板桥彻德
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-11-15
Filing date: 2003-10-10
Publication date: 2006-01-18
Anticipated expiration: 2023-10-10
Also published as: JP2004172661A; CN1723739B; JP3821228B2

Abstract

提供一种音频信号处理方法和设备，包括各被提供有音频信号的多个数字滤波器(DF0至DFn)和扬声器阵列(10)。将数字滤波器(DF0至DFn)的输出提供给在扬声器阵列(10)内包括的扬声器(SP0至SPn)以形成声场。设置将在每个数字滤波器(DF0至DFn)内提供的预定延迟时间，从而在声场中形成声压高于周围环境的点和声压低于周围环境的点。将低通滤波器特性提供给数字滤波器(DF0至DFn)的频率响应。而且，使用伪脉冲序列来提高延迟时间的设置分辨率。

Description

音频信号处理方法和设备

技术领域

本发明涉及一种适合应用于家庭影院等的音频信号处理方法和设备。

本申请要求2002年11月15日提交的日本专利申请JP2002-332565和2002年11月18日提交的JP 2002-333313的优先权，其全文在此引用作为参考。

背景技术

作为适合应用于家庭影院、AV(视听)***等的扬声器***，在日本专利申请公开文献1997年的233591和1993年的30381中公开了扬声器阵列。作为典型的例子，图1图示常规的扬声器阵列之一。用参考标号10总体表示的扬声器阵列包括在阵列内设置的多个扬声器(扬声器单元)SP0至SPn。在这个扬声器阵列中，n＝255，每个扬声器具有例如若干厘米的直径。因而，扬声器SP0至SPn实际上两维地排列在平面内。然而，在下文的描述中，为了简化图示和解释，假设扬声器SP0至SPn排列在水平直线上。

从音源SC向延迟电路DL0至DLn提供音频信号，在此它们将被分别延迟预定的时间τ0至τn，延迟后的音频信号分别通过功率放大器PA0至PAn提供给扬声器SP0至SPn。应当指出随后将详细描述在延迟电路DL0至DLn中提供给音频信号的延迟时间τ0至τn。

因而，从扬声器SP0至SPn发出的声波将组合在一起以向收听者提供声压，无论他或她相对于扬声器定位他或她自身的位置如何。因此，在图1所示的扬声器SP0至SPn形成的声场中，将预定声压增加点Ptg和预定声压降低点Pnc定义如下：

Ptg：收听者应当被提供尽可能多的声音或者声压应当比周围环境中增加更多的点；

Pnc：收听者应当被提供尽可能少的声音或者声压应当比周围环境中降低更多的点。

通常，在图2或图3所示的***内，可以采取任意点作为声压增加点Ptg。

更具体地说，假设在图2所示的***内，从扬声器SP0至SPn到声压增加点Ptg的距离分别是L0至Ln，声速是s，在延迟电路DL0至DLn中给声波提供的延迟时间τ0至τn在图2所示的***中设置如下：

τ0＝(Ln-L0)/s

τ1＝(Ln-L1)/s

τ2＝(Ln-L2)/s

…………

τn＝(Ln-Ln)/s＝0

因而，来自音源SC的音频信号将由扬声器SP0至SPn转换成声波，这些声波将从各个扬声器SP0至SPn分别以延迟时间τ0至τn发出。因此，所有的声波将同时抵达声压增加点Ptg，在声压增加点Ptg上的声压将高于周围环境。

更具体地说，在图2所示的***内，从扬声器SP0至SPn到声压增加点Ptg的距离相互不同，这将导致一个声波到另一个声波的时间延迟。由延迟电路DL0至DLn中的相应一个补偿该时间延迟以将声音会聚在声压增加点Ptg。应当指出在下文中将这种类型的***称作“会聚型***”，在下文中只要合适，还将声压增加点Ptg称作“焦点”。

在图3所示的***中，设置在延迟电路DL0至DLn内提供给声波的延迟时间τ0至τn，使来自扬声器SP0至SPn的行波(声波)的相位波前将是相同的，从而使声波定向，并取指向声压增加点Ptg的方向作为预期方向。这个***也被视为距离L0至Ln无限大的会聚型的一种形式。应当指出在下文中将这种类型的***称作“定向型***”，在下文中将声波的相位波前一致的方向称作“预期方向”。

在扬声器阵列10中，延迟时间τ0至τn的适当设置允许在声场中的任意点上形成焦点Ptg，并在同一方向内定向各声波。而且，在上述会聚和定向型***中，因为在除了点Ptg之外的其它任何位置上，扬声器SP0至SPn的输出被不同相地组合，它们最终将被平均，声压将降低。此外，在这些***中，扬声器阵列10的声音输出，一旦由墙面反射，可能会聚在点Ptg上，并指向点Ptg。

然而，上述扬声器阵列10主要通过使用延迟时间τ0至τn会聚或定向声波以实现声压增加点Ptg。提供给扬声器SP0至SPn的音频信号的幅度将仅改变声压。

因此，可以利用扬声器阵列的方向性降低在声压增加点Ptg上的声压。为此，例如，为了在降低旁瓣的同时在声压增加点Ptg的方向上形成主瓣，或者为了在朝向声压降低点Pnc的方向内检测不到声音，可以重新排列扬声器阵列10。

为此，必需通过增加扬声器SP0至SPn的数量n，使整个扬声器阵列的大小与声波波长相比足够大。然而，这实际上非常难以实现。否则，声压的改变将影响将声波会聚和定向到的声压增加点Ptg。

而且，对于家庭影院和AV***等，必需考虑多声道立体声。即，因为DVD播放器越来越普及，多声道立体声音源在不断地增加。因而，用户应当提供与声道同样多的扬声器。然而，安装如此多的扬声器将需要相当大的空间。

而且，为了使延迟电路DL0至DLn在不降低音质的情况下延迟从音源SC提供的音频信号，每个延迟电路DL0至DLn必需由数字电路构成。具体而言，延迟电路可以由数字滤波器构成。实际上，在许多AV***中，因为音源SC是诸如DVD播放器的数字设备和音频信号是数字信号，在诸多情况下，每个延迟电路DL0至DLn将由数字电路构成。

然而，如果每个延迟电路DL0至DLn都由数字电路构成，则提供给扬声器SP0至SPn的音频信号的时间分辨率将受到数字音频信号及延迟电路DL0至DLn内的抽样周期的限制，因此不能小于抽样周期。应当指出当抽样频率是48kHz时，抽样周期将大约是20.8μs，声波将在一个抽样周期内传播大约7毫米。而且，10kHz的音频信号将被延迟等效于70度相位延迟的一个抽样周期。

因此，来自每个扬声器SP0至SPn的声波的相位不能充分地会聚在点Ptg上，导致焦点Ptg的尺寸即收听者观察到的声像将更大，或者根据具体情况变得不确定。

而且，声波相位在除了焦点Ptg之外的任意位置内将更加均匀，因而，在除了点Ptg之外的其它位置上不能预期声压的充分降低。因此，声像将变大和不确定，效果将比通常情况差。

发明内容

因此，本发明的目的是通过提供一种改进和新颖的音频信号处理方法和设备来克服现有技术的上述缺点。

上述目的可以通过提供一种音频信号处理方法来实现，根据本发明，该方法包括步骤：提供音频信号给多个数字滤波器中的每一个；将多个数字滤波器的输出提供给构成扬声器阵列的多个扬声器中的每一个扬声器以形成声场；设置在多个数字滤波器中的每一个数字滤波器内将要提供的预定延迟时间，从而在声场中形成声压高于周围环境的第一点和声压低于周围环境的第二点；和调整多个数字滤波器的幅度特性以将低通滤波器特性提供给在第二点上的音频信号的频率响应。

在根据本发明的上述音频信号处理方法中，通过设置将在每个数字滤波器内提供的延迟时间设置声压高于周围环境的点，和通过调整数字滤波器的幅度特性设置声压低于周围环境的点。

而且，通过提供一种音频信号处理方法实现上述目的，例如一种将数字信号延迟预定时间的信号处理方法，根据本发明，该方法包括步骤：将预定的延迟时间以数字信号的抽样周期为单位划分成整数部分和小数部分；过抽样包括由预定延迟时间的至少小数部分表示的延迟时间的脉冲响应以提供抽样序列，欠抽样该抽样序列以提供抽样周期的脉冲波形数据；和设置该脉冲波形数据作为数字滤波器的滤波器系数，并将数字信号提供给在抽样周期上操作的数字滤波器。

上述音频信号处理方法实现数字滤波器需要的延迟时间的小数部分以将数字信号延迟合适的延迟时间。

根据下文结合附图对用于实现本发明的最佳模式的详细描述，本发明的这些目的和其它目的、特征和优点将变得更加显而易见。

附图说明

图1是在家庭影院和AV***等内使用的扬声器***内包括的扬声器阵列的示意方框图。

图2是表示在扬声器阵列内包括的扬声器如何形成声场的示意方框图。

图3是表示由扬声器阵列内包括的扬声器形成声场的另一个例子的示意方框图。

图4解释在声场中合适的位置上的声压增加点Ptg和声压降低点Pnc。

图5是图示在作为声学封闭空间的房间内设置的扬声器阵列发出的声音的反射的平面图。

图6也是图示由于在声学封闭空间内的声音反射形成的收听者的虚像位置的平面图。

图7A至7C图示由于数字滤波器内脉冲幅度的变化导致的频率响应的改变。

图8解释通过预先规定空间合成脉冲响应Inc的“已影响CN宽度内的抽样的系数”的幅度A0至An识别和反向计算。

图9解释将多个点Pnc1至Pncm设置为声压降低点Pnc和确定符合点Pnc1至Pncm的幅度A0至An。

图10是根据本发明的音频信号处理***的第一实施例的示意方框图。

图11图示在音频信号处理***内的音频信号处理的操作的流程。

图12是根据本发明的音频信号处理***的第二实施例的示意方框图。

图13是根据本发明的音频信号处理***的第三实施例的示意方框图。

图14是根据本发明的音频信号处理***的第四实施例的示意方框图。

图15是由一个扬声器阵列形成的4声道环绕立体声场的平面图。

图16是音频信号处理***的示意方框图，其中由一个扬声器阵列形成4声道环绕立体声场。

图17A至17D解释用于由扬声器阵列再生的预处理内形成的伪脉冲序列。

图18A和18B图示在本发明中使用的伪脉冲序列的波形、增益特性和相位特性。

图19A和19B图示在本发明中使用的伪脉冲序列的波形、增益特性和相位特性。

图20A和20B图示在本发明中使用的伪脉冲序列的波形、增益特性和相位特性。

图21A和21B图示在本发明中使用的伪脉冲序列的波形、增益特性和相位特性。

图22是根据本发明的音频信号处理***的第六实施例的示意方框图。

图23是根据本发明的音频信号处理***的第七实施例的示意方框图。

图24是根据本发明的音频信号处理***的第八实施例的示意方框图。

具体实施方式

首先，将概述本发明。在本发明中，因为在空间内组合来自在扬声器阵列内包括的扬声器的声音输出以在多个点上提供响应信号，将这些点解释为伪数字滤波器。通过预测来自“应当向收听者提供尽可能低的声压的点”的响应信号和改变声音的幅度而不改变给每个扬声器提供的延迟，以形成数字滤波器的方式控制频率特性。

通过控制频率特性，降低应当向收听者提供尽可能低的声压的位置Pnc上的声压，并增加能够降低声压的频带。而且，尽可能自然地降低声压。

此外，根据本发明，使用比该音频信号处理***的抽样频率更高的频率过抽样表示延迟的脉冲响应，并用比该***的抽样周期更高的分辨率表示该脉冲响应。使用该***的抽样频率欠抽样脉冲上的数据以提供包括多个脉冲的序列，并在数据库内存储该脉冲序列。当将数字音频信号延迟τ0至τn时，将在数据库内存储的数据设置用于数字滤波器。因为这个处理能够设置具有比通过***的抽样频率定义的单位延迟时间精度更高的时间分辨率的延迟时间，能够更准确地控制在声压增加点Ptg和声压降低点Pnc上的响应。

接着，将分析扬声器阵列10。

为了图示和解释的简化，在此假设扬声器阵列10由在直线上水平排列的n个扬声器SP0至SPn构成，将该扬声器阵列10构造为如图2所示的会聚型***。

在此，假设会聚型***的每个延迟电路DL0至DLn由FIR(有限脉冲响应)数字滤波器构成。而且，假设如图4所示，分别用CF0至CFn表示FIR数字滤波器DL0至DLn的滤波器系数。

而且，假设将脉冲提供给每个FIR数字滤波器DL0至DLn，并在点Ptg和Pnc上测量扬声器阵列10的输出声音。应当指出这个测量是使用包含数字滤波器DL0至DLn的再生***的抽样频率或者使用比该***抽样频率更高的频率进行的。

随后，在点Ptg和Pnc上测量的每个响应信号将是从所有扬声器SP0至SPn发出和空间传播的声音的声学相加所得到的和信号。在此，为了更好地理解下述解释，假设扬声器SP0至SPn的输出信号是分别由数字滤波器DL0至DLn延迟的脉冲信号。应当指出，在下文中将把在空间传播之后叠加在一起的响应信号称作“空间合成脉冲响应”。

因为设置每个数字滤波器DL0至DLn的延迟分量以使声音输出会聚在点Ptg上，在点Ptg上测量的空间合成脉冲响应Itg将是图4所示的大脉冲。而且，如图4所示，空间合成脉冲响应Itg的频率响应(幅度部分)Ftg在整个频段上将是平坦的，因为时间波形采用脉冲的形式。因此，声压在点Ptg上将增加。

应当指出，尽管因为每个扬声器SP0至SPn的频率特性、在空间传播过程中频率特性的改变、在声音传播路径内存在的墙壁的反射特性、由抽样频率定义的时基的偏移等等，空间合成脉冲响应Itg实际上将不是任何准确的脉冲，但为了简化解释，在此将用理想的模型表示。在下文中将详细描述由抽样频率定义的时基的偏移。

另一方面，将在点Pnc上测量的空间合成脉冲响应Inc视为分别承载时基信息的脉冲的组合。如从图4可以看出的，空间合成脉冲响应Inc是具有在某个范围内分散的脉冲的信号。应当指出，尽管如图4所示，在点Pnc上的脉冲响应Inc是等间隔的脉冲序列，但脉冲序列之间的间隔通常是随机的。因为点Pnc的位置的相关信息并不包括在每个滤波器系数CF0至CFn内而且所有的原始滤波器系数CF0至CFn都基于正向脉冲，所以空间合成脉冲响应Inc的频率响应Fnc也是所有都为正向脉冲的脉冲的组合。

因此，如根据FIR数字滤波器的设计原理显而易见的，频率响应Fnc在低频频段内将是平坦的，频率越高则衰减越大，如图4所示，即它将具有近似于低通滤波器的特性。在此，因为在声压增加点Ptg上的空间合成脉冲响应Itg是大脉冲，而在点Pnc上的空间合成脉冲脉冲响应Inc是具有分散脉冲的信号，在点Pnc上的频率响应Fnc将在电平上低于在点Ptg上的频率响应Ftg。因此，声压将在点Pnc上降低。假设空间合成脉冲响应Inc是空间FIR数字滤波器，FIR数字滤波器Inc最初由包含滤波器系数CF0至CFn的时间系数的脉冲幅度值之和组成，通过改变滤波器系数CF0至CFn的内容(幅度、相位等)，可以改变频率响应Fnc。即，通过改变滤波器系数CF0至CFn，可以改变在声压降低点Pnc上的声压的频率响应Fnc。

如上所述，通过由FIR数字滤波器形成每个延迟电路DL0至DLn和选择分别用于各数字滤波器的滤波器系数CF0至CFn，能够在声场中的适当位置上设置声压增加点和降低点Ptg和Pnc。

接着，将解释在封闭空间内的扬声器阵列。

在图1至图3所示的扬声器阵列的情况下，声场是开放空间。然而，声场通常是如图5所示的由墙壁WL声学封闭的空间RM。在这个房间RM中，通过选择扬声器阵列10的焦点Ptg或预期方向，从扬声器阵列10发出的声音Atg在由环绕收听者LSNR的墙壁WL反射之后可以会聚在收听者LSNR上。

在这种情况下，尽管扬声器阵列10位于收听者LSNR的前方，但是将从后面听到声音。然而，在这种情况下，必需设置来自后方的声音Atg以便将尽可能高地听到该声音，因为它是预期的声音，必需设置声音Anc以便将尽可能低地听到该声音，因为它是非预期的“漏音”。

因此，如图6所示，结合声音Atg的反射次数，考虑整个房间的虚像。因为可以将虚像视为等同于图2或图3所示的开放空间，将与声压增加点Ptg对应的虚拟位置Ptg’设置在收听者LSNR的虚像的位置上，并将扬声器阵列10的焦点或预期方向设置在Ptg’点的位置上。而且，将声压降低点Pnc设置在实际收听者LSNR的位置上。

使用音频信号处理***的上述结构，能够将虚拟扬声器设置在多声道立体声***的后面和侧面，从而实现环绕立体声再生，而不必在收听者LSNR的后面和侧面设置扬声器。

应当指出，为了实现这样一种会聚型虚拟扬声器***，根据目的、应用、音源内容等等，焦点Ptg可以设置在墙壁WL上或者设置在任何其它地方，而不是在收听者LSNR的位置上。而且，不能单独根据声压差在技术上评估声音的定位即听到声音来自的方向，但是在该***中增加声压将是很重要的。

接着，将解释如何降低在点Pnc上的声压。

当如图5和图6所示，收听者LSNR位于房间RM(封闭空间)内时，还将定位声压增加点Ptg以便将确定取决于滤波器系数CF0至CFn的延迟时间。当定位收听者LSNR时，还定位声压降低点Pnc，还将确定在声压降低点Pnc上出现如图7A所示的空间合成脉冲响应Inc的脉冲的位置(图7A中的空间合成脉冲响应与图4所示的空间合成脉冲响应Inc相同)。而且，当改变来自数字滤波器DL0至DLn的脉冲的幅度A0至An时，可控制的抽样宽度(脉冲个数)将是如图7A所示的抽样宽度CN。

因此，通过改变幅度A0至An，如图7A所示的(抽样宽度CN内)的脉冲可以改变成电平分布例如如图7B所示的脉冲(空间合成脉冲响应)Inc’，频率响应可以从频率响应Fnc改变成频率响应Fnc’，如图7C所示。

也就是说，在声压降低点Pnc上的声压将仅对于如图7C所示的频段的阴影线部分被降低。因此，在图5所示的例子中，来自前面的漏音Anc将小于来自后面的预期声音Atg，因而将更好地听到来自后面的声音。

即使当通过改变幅度A0至An将脉冲改变成空间合成脉冲响应Inc’时，在声压增加点Ptg上的空间合成脉冲响应Itg和频率响应Ftg也将仅对于如此改变的幅度而被改变，并能够维持均匀的频率特性，这非常重要。因此，根据本发明，改变幅度A0至An以在声压降低点Pnc上提供频率响应Fnc’。

接着，将解释如何确定空间合成脉冲响应Inc’。

将解释根据空间合成脉冲响应Inc确定必需的空间合成脉冲响应Inc’的方法。

通常，为了由FIR数字滤波器构成低通滤波器，已经推荐了使用诸如汉明、汉宁、凯泽和布莱克曼等窗口函数的一些设计方法。通过这些方法中的任一种方法设计的滤波器的频率响应的特点在于较锐的截止特性，这是众所周知的。在这种情况下，因为仅CN抽样可以具有使用幅度A0至An控制的脉冲宽度，在此将使用窗口函数设计低通滤波器。当确定窗口函数的形状和抽样计数CN时，也将确定频率响应Fnc’的截止频率。

根据窗口函数和抽样计数CN确定幅度A0至An的具体数值。例如，通过如图8所示预先规定空间合成脉冲响应Inc的“已影响CN宽度内的抽样的系数”，能够识别和反向计算幅度A0至An。在这种情况下，因为多个系数将根据情况影响空间合成脉冲响应Inc内的一个脉冲，如果相应系数的个数(＝扬声器SP0至SPn的个数)较少，将存在如图8举例所示的没有相关系数的情况。

应当指出，窗口函数的窗口宽度应当最好接近等于抽样计数CN的分布窗口。而且，如果多个系数对空间合成脉冲响应Inc内的一个脉冲有任何影响，则它足以分配多个系数。在这种系数分配的方法中，最好应当优先调整对空间合成脉冲响应Itg产生较小影响而对空间合成脉冲响应Inc’产生很大响应的任意一个幅度，然而在此并不规定。

此外，可以将多个点Pnc1至Pncm设置为如图9所示的声压降低点Pnc，并使用联立方程确定符合点Pnc1至Pncm的幅度A0至An。如果并不符合联立方程或者如果影响空间合成脉冲响应Inc的具体脉冲的幅度A0至An并不符合点Pcn1至Pncm，如图8所示，则可以使用最小二乘法等方法确定幅度A0至An，以便它们将绘制目标窗口函数的曲线。

而且，可以使滤波器系数CF0至CF2对应于点Pnc1，使滤波器系数CF3至CF5对应于点Pnc2，使滤波器系数CF6至CF8对应于点Pnc3，......，或者可以以相互嵌套的关系设置滤波器系数CF0至CFn和点Pnc1至Pncm。

此外，通过考虑抽样频率、扬声器单元数量和空间配置，可以设计音频信号处理***，其中影响空间合成脉冲响应Inc的每个脉冲的系数尽可能随机多地存在。而且，因为通过其中从扬声器SP0至SPn发送的声音在一起构成连续序列的空间来实现空间合成脉冲响应Inc，所以与在测量过程中离散化中一样，任一个特定的系数在技术上将不会影响每个脉冲。然而，为了便于计算，在此解释该***如同仅一个系数将影响每个脉冲，如本发明的发明人通过实验已经证明的，这将不会产生任何实际问题。

接着，将参考附图详细描述本发明的一些优选实施例。

第一实施例是本发明在音频信号处理***上的应用。图10图示音频信号处理***的例子。在图10中，图示用于一个声道的音频信号线路。即，通过可变高通滤波器(HPF)11将数字音频信号从音源SC提供给FIR数字滤波器DF0至DFn，并分别通过功率放大器PA0至PAn将FIR数字滤波器DF0至DFn的输出提供给扬声器SP0至SPn。

在这种情况下，因为可以根据可控空间合成脉冲响应Inc的抽样宽度CN估计频率响应Fnc’的截止频率，所以结合频率响应Fnc’的截止频率控制可变高通滤波器11的截止频率。在此控制之下，仅允许频率处于频率响应Ftg对频率响应Fnc’占优的频段内的音频信号通过。在如图11所示的情况下，例如，当频率响应Fnc’的低频部分具有与频率响应Ftg的低频部分相同的电平时，控制音源的有效频带，并且不使用该低通部分，由此，可以仅输出当从后面听到声音时有效的频带。

而且，数字滤波器DF0至DFn分别包括在上述延迟电路DL0至DLn内。此外，在功率放大器PA0至PAn内，所提供的数字音频信号在经过D/A(数模)转换或D类放大之后放大其功率，随后提供给扬声器SP0至SPn。

在这种情况下，在控制电路12内，执行例如如图11所示的例程100，并如上所述设置高通滤波器11和数字滤波器DF0至DFn的特性。也就是，当被提供点Ptg和Pnc时，控制电路12在步骤101启动它的例程100。随后，在步骤102中，控制电路12计算将在数字滤波器DF0至DFn内提供的延迟时间τ0至τn。接着，在步骤103，控制电路12模拟在声压降低点Pnc上的空间合成脉冲响应Inc以预测可控制的抽样计数CN。

随后，在步骤104，控制电路12计算可根据窗口函数制备的低通滤波器的截止频率。在步骤105，控制电路12列出与在空间合成脉冲响应Inc的脉冲序列内的抽样分别对应的幅度A0至An中的各有效幅度，并确定幅度A0至An。随后，在步骤106中，根据上述操作的结果，控制电路12设置可变高通滤波器11的截止频率和将在数字滤波器DF0至DFn中提供的延迟时间τ0至τn，随后在步骤107退出该例程100。

通过上述操作，控制电路12能够确定声压增加和降低点Ptg和Pnc。

接着，将详细描述本发明的第二实施例。

在图12所示的***中，为多个点Ptg和Pnc计算关于可变高通滤波器11的截止频率和将在数字滤波器DF0至DFn内提供的延迟时间τ0至τn的数据，并将该数据存储为控制电路12的存储单元13内的数据库。当在再生***的操作过程中将用于点Ptg和Pnc的数据提供给存储单元12时，从存储单元13提取相应的数据，并设置可变高通滤波器11的截止频率和将在数字滤波器DF0至DFn内提供的延迟时间τ0至τn。

接着，将详细描述本发明的第三实施例。

在图13所示的***中，与上述第一实施例相同，例如，由可变高通滤波器11和数字滤波器DF0至DFn处理从音源SC提供的数字音频信号。将如此处理后的信号经数字加法电路14和功率放大器PA0至PAn提供给扬声器SP0至SPn。

此外，将从音源SC提供的数字音频信号和可变高通滤波器11的输出提供给数字减法电路15，它随后将提供中频和低频的数字音频信号分量(图7C中图示的平坦部分)。将这些中频和低频数字音频信号通过处理电路16提供给数字加法电路14。

因此，能够与在处理电路16内执行的处理相应地控制在声压降低点Pnc上的漏音。

接着，将详细描述本发明的第四实施例。

图14示意性地图示用于FIR(有限脉冲响应)数字滤波器DF0至DFn的操作的等效电路。如图所示，音源SC将数字音频信号通过固定数字高通滤波器17提供给原始FIR数字滤波器DF0至DFn，并将数字滤波器DF0至DFn的输出提供给数字加法电路14。此外，将来自音源SC的数字音频信号经数字低通滤波器(LPF)18提供给处理电路16。

因此，在处理电路16可以由数字滤波器构成的情况下，可以通过数字滤波器DF0至DFn执行其操作。

接着，将详细描述本发明的第五实施例。

图15和图16图示一个扬声器阵列10如何实现在收听者LSNR的左前、右前、左后和右后的虚拟扬声器SP_LF、SP_RF、SP_LB和SP_RB以构成四声道环绕立体声场。

如图15所示，将扬声器阵列10设置在房间RM内收听者NSNR的前方。而且，如图16所示，如此配置左前声道，以便左前数字音频信号D_LF将从音源SC得出，并通过可变高通滤波器12_LF提供给FIR数字滤波器DF_LF0至DF_LFn。将FIR数字滤波器的输出通过数字加法电路AD0至ADn和功率放大器PA0至PAn提供给扬声器SP0至SPn。

而且，如此配置右前声道，以便右前数字音频信号D_RF将从音源SC得出，并通过可变高通滤波器12_RF提供给FIR数字滤波器DF_RF0至DF_RFn。将FIR数字滤波器的输出通过数字加法电路AD0至ADn和功率放大器PA0至PAn提供给扬声器SP0至SPn。

此外，还与左前和右前声道类似地配置左后和右后声道。在图16中，使用仅将用于左前和右前声道的LF和RF替代为LB和RB的参考符号表示这些声道，因此在此将不再进行描述。

如已经参考图10和图14描述的，设置每个声道的数值。对于左前和右前声道来说，通过例如参考图1描述的***实现虚拟扬声器SP_LF和SP_RF。对于左后和右后声道来说，通过例如已经参考图5描述的***实现虚拟扬声器SP_LB和SP_RB。因此，这些虚拟扬声器SP_LF至SP_RB构成四声道环绕立体声场。

因为每个上述***可以通过一个扬声器阵列10实现环绕多声道立体声***，不需要通常必需的安装众多扬声器的广阔空间。而且，因为仅通过使用附加数字滤波器就能增加声道的数量，因此不需要附加的扬声器。

在本发明的上述实施例中，使用窗口函数作为空间合成脉冲响应Inc’的设计原理以提供较锐的低通滤波器特性。然而，通过使用除了窗口函数之外的任何其它函数调整滤波器系数幅度，也可以获得所期望的低通滤波器特性。

而且，在上述实施例中，将滤波器系数设置为全部具有正向幅度的脉冲序列，以便所有的空间合成脉冲响应都是具有正向幅度的脉冲序列。然而，声压降低点Pnc可以具有通过将在每个滤波器系数内的脉冲幅度设置为正向或负向而定义的特性，同时维持延迟特性以将声音会聚在声压增加点Ptg上。

此外，在上述实施例中，基本上使用脉冲作为延迟单元，然而这是为了解释的简化。通过采用具有一定频率响应的多个抽样的抽头作为基本延迟单元，能够保证相同的效果。例如，延迟单元基本上可以是保证伪过抽样效果的伪脉冲序列。在这种情况下，幅度方向的负分量也包括在系数内，但是可以说这样一个负单元在效果上类似于脉冲。应当指出在下文中将详细描述伪脉冲序列。

而且，在上述实施例中，用滤波器系数表示给数字音频信号提供的延迟。然而，这种表示也可以应用在包括延迟单元和数字滤波器的***内。此外，可以为声压增加点和降低点Ptg和Pnc至少之一设置幅度A0至An的组合或多个组合。而且，在为与例如在图6所示的虚拟后方扬声器的实现中一样的固定应用如此配置扬声器阵列10以便能够想到普通的反射点和收听点等的情况下，滤波器系数可以是与能够预想到的声压增加点和降低点Ptg和Pnc对应的固定的CF0至CFn。

此外，在上述实施例中，通过模拟诸如在传播过程中空气导致的声波衰减的影响、由于反射物的反射导致的相位改变等参数，可以确定与空间合成脉冲响应Inc’对应的滤波器系数的幅度A0至An。而且，通过合适的测量装置可以测量这些参数中的每个参数，从而为了更准确的模拟确定更合适的幅度A0至An。

而且，在上述实施例中，扬声器阵列10包括沿水平直线排列的扬声器SP0至SPn。然而，扬声器SP0至SPn也可以排列在平面上或者在深度方向上。而且，扬声器SP0至SPn也可以不一定按顺序排列。而且，每个上述实施例都是会聚型***。然而，定向型***可以进行类似的处理。

接着，将解释使用伪脉冲的延迟操作。

在本发明的上述实施例中，为了简化解释，为每个数字滤波器设置基于使用***抽样频率定义的单位延迟时间的延迟时间。然而，更优选地，应当以更高的精度设置延迟时间。

实现具有比使用***抽样频率定义的单位延迟时间高得多的时间分辨率的延迟时间的脉冲序列(脉冲响应)在下文中将称作“伪脉冲序列”。

首先，将解释如何制备数据库。

在下述解释中，将使用如下定义的符号：

Fs ***抽样频率

Nov 为时间分辨率划分抽样频率1/Fs的数值。即，过抽样频率相对于抽样频率Fs的倍数。

Nps 由抽样频率为Fs的多个脉冲在过抽样周期1/(Fs×Nov)的时基上近似表示脉冲形状的脉冲数量。即，在伪脉冲序列内脉冲的数量，也是实现所期望延迟的数字滤波器的次数。

例子：

Fs＝48kHz，Nov＝8，Nps＝16

首先，为了扬声器阵列10执行的声音再生的预处理，如上所述地制备伪脉冲序列，并登记在数据库内。

也就是，制备数据库，如在下文中将要描述的：

(1)根据必需的时间分辨率假设过抽样倍数Nov和在伪脉冲序列内的脉冲个数Nps。在此，将解释从第M个脉冲到下一个第(M+1)个脉冲的时间分辨率的Nov倍的增加，如图17A和图17B所示。而且，在抽样周期1/Fs的时基上设置Nps个脉冲的持续时间。

(2)因为过抽样倍数是Nov，Nov个过抽样脉冲将包括在从第M个脉冲到第(M+1)个脉冲的周期内，如图17B所示。通过设置下式：

m＝0，1，2，......，Nov-1

过抽样脉冲将取在抽样周期1/Fs的时基上的位置(M+m/Nov)。否则，过抽样脉冲将取在过抽样周期1/(Fs×Nov)的时基上的位置(M+Nov×m)。

(3)将(2)中的过抽样脉冲从抽样频率Fs×Nov欠抽样到抽样频率Fs以确定伪脉冲序列，如图17C所示。

在这种情况下，例如，(2)中的每个序列可以通过FFT转换到频率轴上，通过逆FFT将除了仅欠抽样到抽样频率Fs的有效值的频率转换到时基。而且，因为可以通过多种方式实现欠抽样，包括抗混叠滤波器的设计，在此将不描述欠抽样技术。

(4)此后，将在上述(3)中确定的伪脉冲序列(Nps个脉冲的序列)被虚拟地处理为在抽样周期1/Fs的时基上的时间位置(M+m/Nov)上的脉冲。在这种情况下，在抽样周期1/Fs的时基上，数值M是整数，数值m/Nov是小数。

(5)将数值M视为偏置信息，将数值m/Nov视为索引信息，将这些信息和在(4)中确定的伪脉冲序列波形的相关数据相对应的表格登记到数据库20内，如图17D所示。

图18至21图示在上述(1)至(4)中形成的伪脉冲序列的波形、增益特性和相位特性。应当指出图18至21图示当Nov＝8，Nps＝16和m＝0至7时的这些波形、增益特性和相位特性。

在例如如图18A所示m＝0的情况下，时基波形的数值在第8个抽样上是1.0，在其它的抽样上是0.0。所以，图18A图示简单地导致8个抽样周期(8/Fs)的延迟的传递特性。随着数值m增加，时基波形的峰值位置逐渐移到第9个抽样，这将从图18至图21看出。此时，尽管频率增益特性几乎是平坦的，如从图18至图21看出的，随着数值m增加，频率相位特性提供更大的相位延迟。也就是，通过使用抽样频率Fs滤波，实现具有1/(Fs×Nov)的时间分辨率的延迟。

在上文中已经描述了声音再生必需的预处理。在下文中将描述使用数据库20内的信息的声音再生。

如在上述数据库制备处理内制备的数据库20被用于扬声器阵列10的声音再生，如在下文中将要描述的：

也就是，由扬声器阵列10再生声音，如在下文中将要描述的：

(11)与延迟电路DL0至DLn串联地提供数字滤波器。使用数字滤波器提供延迟时间，并如随后将要描述地设置它们的系数。

(12)首先，确定与焦点Ptg的位置(或预期方向)对应的延迟时间τ0至τn，并乘以抽样频率Fs以将延迟时间τ0至τn转换成在抽样频率Fs的频率轴上的“已延迟抽样计数”。每个延迟时间τ0至τn可以是这样一个数值，它具有不能由延迟电路DL0至DLn的分辨率表示的小数。也就是，延迟时间τ0至τn和已延迟抽样计数不是延迟电路DL0至DLn的分辨率的任何整数倍。

(13)接着，将在上述(12)中确定的已延迟抽样计数划分成整数部分和小数部分(小数部分)，并将整数部分设置为将在每个延迟电路DL0至DLn内提供的延迟时间。

(14)随后，判断在上述(12)中确定的已延迟抽样计数的小数部分近似于在数据库20内累积的哪一个索引信息m/Nov。也就是，判断该小数部分近似于0/Nov、1/Nov、2/Nov、......、(Nov-1)/Nov中的哪一个。应当指出，如果确定小数部分近似于Nov/Nov＝1.0，则将整数部分加1，并将小数部分确定为近似于0/Nov。

(15)根据在上述(14)中的判断结果从数据库20中取出相应伪脉冲序列的相关波形数据，并设置为用于上述(11)中的FIR数字滤波器的滤波器系数。

使用上述操作，通过延迟电路DL0至DLn和数字滤波器提供给音频信号的总延迟时间将包括如在上述(12)中确定的延迟时间τ0至τn。因此，在会聚型***中，从扬声器SP0至SPn发出的声音将会聚在焦点位置Ptg上，并明确地定位声像。而且，在定向型***中，预期方向将通过位置Ptg，因而，也将明确地定位声像。

而且，因为来自扬声器SP0至SPn的声音在焦点Ptg上更准确地同相，而在除了焦点Ptg之外的位置上相位将变化很大，因而，在除了焦点Ptg之外的位置上能够更多地降低声压。因而，能够更明确地定位声像。

严格地说，除了使用某种欠抽样技术之外，时间分辨率不在所有的频带内增加，将很难在高频带内获得任何很高的时间分辨率。然而，考虑到在焦点Ptg(或预期方向)的声压与在除了焦点Ptg之外的位置(或非预期方向)上的声压之间的差值，将显而易见声音实际上可以在几乎所有的频带内有效地更加定向。

接着，将详细描述本发明的第六实施例。

图22图示根据本发明的声音再生设备的例子。如图所示，从音源SC顺序地将数字音频信号提供给数字延迟电路DL0至DLn和FIR数字滤波器DF0至DFn，并将滤波器的输出分别提供给功率放大器PA0至PAn。

在这个实施例中，在每个延迟电路DL0至DLn内提供的延迟时间是如在上述(13)中的整数部分。而且，通过如在上述(15)中那样设置FIR数字滤波器DF0至DFn的系数，可以使滤波器提供与如上述(13)所述小数部分对应的时间延迟。此外，在每个功率放大器PA0至PAn中，以这样的顺序，使所提供的数字音频信号经过数模转换和功率放大或D类放大，随后提供给扬声器SP0至SPn中的相应一个扬声器。

而且，制备数据库20。如在用于制备数据库的上述步骤(1)至(5)中那样，制备数据库20，它包括偏置信息M和索引信息m/Nov与如在上述(4)中确定的伪脉冲序列的相关波形数据之间对应关系的表格。根据如在上述(13)中所述的小数部分搜索数据库20，并将搜索结果设置用于FIR数字滤波器DF0至DFn。而且，如在(13)中所述的整数部分被设置为在延迟电路DL0至DLn中提供的延迟时间。

使用根据本发明的声音再生***的上述结构，即使用于在点Ptg上会聚声音(或者用于使预期方向通过点Ptg)需要的延迟时间τ0至τn超过延迟电路DL0至DLn的分辨率，在每个FIR数字滤波器DF0至DFn内提供的延迟时间也能够实现超过分辨率的小数部分。

因此，在会聚型***的情况下，从扬声器SP0至SPn发出的声音会聚在焦点Ptg上，并明确地定位声像。而且，在定向型***的情况下，预期方向通过点Ptg的位置，也将明确地定位声像。

接着，将详细描述本发明的第七实施例。

图23图示根据本发明的声音再生设备。如图所示，FIR数字滤波器DF0至DFn也用作延迟电路DL0至DLn。在这个实施例中，根据索引信息m/Nov搜索数据库20。根据搜索结果为每个FIR数字滤波器DF0至DFn设置偏置信息M，并因此为每个滤波器设置在每个延迟电路DL0至DLn内提供的延迟时间，设置索引信息m/Nov的相关波形数据。

因此，同样在这个声音再生设备内，因为正确地设置焦点Ptg或预期方向，所以能够明确地定位声像。

接着，将详细描述本发明的第八实施例。

图24图示根据本发明的声音再生设备。这是图23所示的声音再生设备的一种形式，其中数字滤波器DF0至DFn要实现诸如均衡、幅度(音量)和混响等音响效果。因此，外部数据在卷积电路CV0至CVn内与从数据库20提取的数据卷积，并将卷积电路CV0至CVn的输出分别设置用于FIR数字滤波器DF0至DFn。

当然，根据本发明的延迟并不仅应用于扬声器阵列10。例如，将该延迟应用于在多向扬声器***内使用的声道划分器允许为低频扬声器和高频扬声器精细地调整虚拟音源的位置。也就是，能够实现所谓的时间对准。而且，根据本发明的延迟能够用于在使用SACD、DVD-音频等的高分辨率音频再生设备内超高频扬声器深度方向配置的以毫米为单位的所期望调整。

而且，在该实施例中，可以在诸如ROM等的存储器内预先计算和登记，或者可以在需要时实时地计算数据库20内的数据。

而且，为了降低在数据库20内计算数据的速度、计算需要的资源或在存储器内的数据量，该声音再生设备可以如此设置以便将在数据库20内的数据用于某些焦点Ptg和预期方向而不用于其它的焦点和预期方向。例如，可以在不存在任何问题的情况下将焦点Ptg定位在收听者LSNR的侧方，即使定位精确度低于将焦点Ptg定位在收听者LSNR前方的精确度。因此，这样一种并不使用数据库20内的数据或者减少在伪脉冲序列内的脉冲数量Nps的自动控制将允许限制总的数据量和计算的复杂性。

此外，可以根据在每种情况下焦点Ptg的位置和预期方向或计算的复杂性和硬件能力，自动地改变数值Nov和脉冲数量Nps。而且，例如，可以连续地增强焦点Ptg的位置和预期方向等的动态、实时改变的效果。而且，在这种情况下，可以动态地改变数值Nov和Nps。

在上文中，已经参考附图作为例子详细地描述了本发明的某些优选实施例。然而，本领域的普通技术人员应当理解本发明并不限制于这些实施例，在不脱离在权利要求书中阐述和定义的范围和精神的情况下，可以以各种方式进行修改，以各种其它形式替代地构造或实施。

工业应用性

如在上文中已经描述的，为了通过扬声器阵列再生声音，根据本发明的音频信号处理***提高在预期位置上的声压，降低在规定位置上的声压，并将应当降低声压的位置和方向的脉冲响应乘以空间窗口函数以合成声音。因此，能够降低其中能够轻易地感觉到声波来自的方向(定位)的中频和高频范围内的响应。此时，不必要大规模增加扬声器阵列，这意味着根据本发明的***是非常实用的。

而且，为了建立多声道立体声场，可以使用单个扬声器阵列实现环绕多声道立体声场，这专用于在狭窄的空间内安装扬声器。

此外，通过采用伪脉冲序列设置每个延迟时间，可以设置分辨率低于单位延迟时间的延迟时间。因而，焦点和预期方向非常明确，从而将明确地定位声像。而且，因为声压在任何其它点上低于焦点和预期方向，这也将有利于声像的明确定位。

Claims

1.一种音频信号处理方法，包括以下步骤：

提供音频信号给多个数字滤波器中的每一个；

将多个数字滤波器的输出提供给构成扬声器阵列的多个扬声器中的每一个扬声器以形成声场；

设置在多个数字滤波器中的每个数字滤波器内将要提供的预定延迟时间，使得音频信号通过每个数字滤波器和每个扬声器抵达声场中的第一点的传输延迟时间将相互一致；和

调整多个数字滤波器的幅度特性，以将低通滤波器特性提供给在声场中的第二点上的音频信号的合成响应。

2.根据权利要求1的音频信号处理方法，其中使来自扬声器阵列的声波在由墙面反射之后抵达第一点和第二点中至少一个。

3.根据权利要求1的音频信号处理方法，其中，当在声场中形成第一点和第二点时，通过计算确定多个数字滤波器中每个数字滤波器的滤波器系数，并且为每个数字滤波器设置该滤波器系数。

4.根据权利要求1的音频信号处理方法，其中，当在声场中形成第一点和第二点时，从数据库读取多个数字滤波器中每个数字滤波器的滤波器系数，并为多个数字滤波器中的每个数字滤波器设置该滤波器系数。

5.根据权利要求1的音频信号处理方法，其中：

以音频信号的抽样周期为单位，将为多个数字滤波器中至少一个设置的预定延迟时间划分成整数部分和小数部分；

在比抽样周期更短的周期上过抽样包括用预定延迟时间的至少小数部分表示的延迟时间的脉冲响应，以提供抽样序列，并欠抽样该抽样序列以提供抽样周期的脉冲波形数据；和

根据所述脉冲波形数据为将由数字滤波器延迟的部分设置系数数据。

6.根据权利要求5的音频信号处理方法，其中，通过在抽样周期上工作的数字延迟电路将音频信号延迟为抽样周期整数倍的预定延迟时间的一部分，并通过数字滤波器将其延迟包括所述小数部分的预定延迟时间的剩余部分。

7.根据权利要求5的音频信号处理方法，其中：

所述过抽样操作的过抽样周期是所述数字信号的抽样周期的1/N，N是大于等于2的整数；和

当由所述小数部分表示的延迟时间接近所述过抽样周期的整数m倍时，采用m/N作为所述小数部分。

8.根据权利要求7的音频信号处理方法，其中：

要延迟为抽样周期的m/N的延迟时间的脉冲波形数据被预先存储在数据库内，其中m＝1至N-1；和

从所存储的脉冲波形数据中取出近似于所述小数部分的脉冲波形数据，并将其设置为每个数字滤波器的滤波器系数。

9.根据权利要求5的音频信号处理方法，其中提供预定声学效果的传递特性在脉冲波形数据内卷积，并被设置为每个数字滤波器的滤波器系数。

10.一种音频信号处理器，包括多个数字滤波器，每个数字滤波器被提供有音频信号，其中：

多个数字滤波器中的每个数字滤波器向构成扬声器阵列的多个扬声器中的每个扬声器提供输出以构成声场；

多个数字滤波器中的每个数字滤波器具有预定的延迟时间，使得音频信号通过每个数字滤波器和每个扬声器抵达声场中的第一点的传输延迟时间将相互一致；和

多个数字滤波器中的每个数字滤波器具有幅度特性，以将低通滤波器特性提供给在声场中的第二点上的音频信号的合成响应。

11.根据权利要求10的音频信号处理器，其中使来自扬声器阵列的声波在由墙面反射之后抵达第一点和第二点中至少一个。

12.根据权利要求10的音频信号处理器，其中，当在声场中形成第一点和第二点时，通过计算确定多个数字滤波器中每个数字滤波器的滤波器系数，并且为每个数字滤波器设置该滤波器系数。

13.根据权利要求10的音频信号处理器，其中，当在声场中形成第一点和第二点时，从数据库读取多个数字滤波器中每个数字滤波器的滤波器系数，并为多个数字滤波器中的每个数字滤波器设置该滤波器系数。

14.根据权利要求10的音频信号处理器，其中：

还提供一个计算电路，用于通过在比抽样周期更短的周期上过抽样包括用预定延迟时间的至少小数部分表示的延迟时间的脉冲响应以提供抽样序列，并欠抽样该抽样序列，来计算抽样周期的脉冲波形数据；和

将由计算电路提供的脉冲波形数据设置为每个数字滤波器的滤波器系数。

15.根据权利要求14的音频信号处理器，其中：

16.根据权利要求14的音频信号处理器，其中提供预定声学效果的传递特性在脉冲波形数据内卷积以设置合成波形数据作为每个数字滤波器的滤波器系数。

17.根据权利要求10的音频信号处理器，其中：

还提供存储装置，用于存储通过在比抽样周期更短的周期上过抽样包括用预定延迟时间的至少小数部分表示的延迟时间的脉冲响应以提供抽样序列、并欠抽样该抽样序列而提供的抽样周期的脉冲波形数据；以及

取出在所述存储装置内存储的脉冲波形数据，并将其设置为每个数字滤波器的滤波器系数。

18.根据权利要求17的音频信号处理器，其中：

19.根据权利要求17的音频信号处理器，其中：

在所述存储装置内预先存储与所述小数部分对应的多个脉冲波形数据；和

20.根据权利要求17的音频信号处理器，其中提供预定声学效果的传递特性在脉冲波形数据内卷积以设置所述脉冲波形数据作为每个数字滤波器的滤波器系数。