CN1604484A - 具有高精度信号估算的接收方法和接收机 - Google Patents

具有高精度信号估算的接收方法和接收机 Download PDF

Info

Publication number
CN1604484A
CN1604484A CNA2004100831904A CN200410083190A CN1604484A CN 1604484 A CN1604484 A CN 1604484A CN A2004100831904 A CNA2004100831904 A CN A2004100831904A CN 200410083190 A CN200410083190 A CN 200410083190A CN 1604484 A CN1604484 A CN 1604484A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
signal
unit
relevant
phase place
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2004100831904A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100405743C (zh
Inventor
盛合真介
西村直哲
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanyo Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanyo Electric Co Ltd filed Critical Sanyo Electric Co Ltd
Publication of CN1604484A publication Critical patent/CN1604484A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100405743C publication Critical patent/CN100405743C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H04B1/7093—Matched filter type
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H04J13/0048—Walsh
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/708—Parallel implementation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H04B1/7093—Matched filter type
    • H04B2001/70935—Matched filter type using a bank of matched fileters, e.g. Fast Hadamard Transform
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/16—Central resource management; Negotiation of resources or communication parameters, e.g. negotiating bandwidth or QoS [Quality of Service]
    • H04W28/18—Negotiating wireless communication parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W84/00—Network topologies
    • H04W84/02—Hierarchically pre-organised networks, e.g. paging networks, cellular networks, WLAN [Wireless Local Area Network] or WLL [Wireless Local Loop]
    • H04W84/10—Small scale networks; Flat hierarchical networks
    • H04W84/12—WLAN [Wireless Local Area Networks]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

相位旋转单元根据来自校正确定单元的校正信号旋转数字接收信号的相位。FWT计算单元对CCK调制信号进行FWT计算并且输出Walsh变换值FWT。最大值搜索单元接收Walsh变换值FWT并且通过参考量值选择其中一个。根据所选的Walsh变换值FWT，最大值搜索单元输出φ1信号和φ分量信号，φ1信号对应φ1差分检测前的信号，而φ分量信号是φ2到φ4的组合。φ1解调单元对φ1信号进行差分检测从而产生φ1。第二相位误差检测单元56根据来自φ1解调单元的输出信号检测相位误差。

Description

具有高精度信号估算的接收方法和接收机
技术领域
本发明涉及信号接收技术，特别是用来接收扩频信号的方法和装置。
背景技术
遵照IEEE 802.11b标准的无线局域网(WLAN)通常用在使用2.4GHz带宽的射频的扩频通信***中。IEEE 802.11b无线LAN利用补码键(CCK)使得最大传输速率达到了11Mbps。无线法规定无线LAN的带宽是26MHz。因此，在直接序列方案中的最大码片速率也是26Mcps。假设26Mcps的码片速率是由理想的尼奎斯特过滤器限制的频带，那么D/A转换器所需的抽样频率为40MHz。另外，在D/A转换后需要严格的带宽限制。因此，利用尼奎斯特过滤器限制带宽不实用。在D/A转换之后采用模拟过滤代之以采用尼奎斯特过滤器来限制带宽，从而最大码片速率可以达到11Mbps。在适用于CCK调制的接收机中，通常准备多个用于传输信号的波形模型。其波形与接收信号的波形最匹配的信号被定义为解调结果(例如，见相关技术列表No.1)。
相关技术列表
(1)日本专利申请公开No.2003-168999。
在解调CCK调制的信号时，利用快速Walsh变换(FWT)计算从接收信号中确定多个相关。从多个相关中辨别出最大相关。重新构建提供最大相关的发送信号的组合。但是如果，例如由噪音或多路传输导致被确定为FWT计算结果的相关中含有错误，那么可以选择实际上未发送的信号组合。由于希望小巧的无线LAN装置，因此内部处理应该尽可能的简单。
发明内容
本发明是鉴于这些情况完成的，并且本发明的目的是提供能够对来自Walsh变换结果的发送信号进行高精度估算的接收技术。
实行本发明的一种模式是接收机。根据本发明的接收机包括：接收单元，用来接收包含分别从表示信号的多个相位产生的多个码片的Walsh码代表码元的信号；相位校正单元，用于将所接收信号的相位校正到接近在分配包含多个码片的Walsh码所选的一个相位；Walsh变换单元，使校正后的信号以码元为单位进行Walsh变换，从而产生具有相位分量的多个相关；近似单元，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使越接近分配Walsh码的相位，近似值越大；和选择单元，通过参考表示多个相关的量值的近似值来选择一个相关，并且输出表示与所选相关对应的信号的多个相位。
根据本发明的接收机，在接收信号的相位被校正到接近分配星座点(星座point)的相位后，执行近似算法，使得越接近分配星座点的相位，近似值就越大，因此允许选择对应大值的信号。
由接收单元接收的信号中包含的Walsh码可以分配给Walsh码的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值彼此相等的相位，并且近似单元可以计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，使得相关的同相分量的绝对值越接近正交相位分量的绝对值，近似值就越大。
更具体地说，当同相轴是横坐标轴，正交轴是纵坐标轴，并且在同相轴上定义0时，那么“Walsh码的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值彼此相等的相位”就是π/4、3π/4、5π/4、7π/4。
相位校正单元可以检测在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位和由选择单元选择的所选相关的相位之间的相位误差，并且校正接收信号的相位，使得相位误差变小。相位校正单元可以检测接收信号的相位和在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位之间的误差，并且校正接收信号的相位从而减小误差。
相位校正单元可以包括：频率偏移估算单元，用于估算接收信号中包含的频率偏移；误差估算单元，通过在预定时间周期上统计地处理接收信号，用于针对在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位，估算接收信号的相位误差；误差校正单元，用于根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且通过这样确定的相位旋转校正所估算相位误差；以及校正执行单元，用于根据所校正的相位误差校正接收信号的相位。误差估算单元可以在统计处理平均预定时间周期范围的接收信号，误差校正单元可以根据在误差估算单元中预定时间周期结束时到校正执行单元启动校正之间的时长，加上误差估算单元中预定时间周期一半之和计算的时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转。校正执行单元可以包括：检测单元，用于利用已校正的相位误差检测接收信号；均衡单元，用于对检测的信号进行均衡处理；残留误差估算单元，用于估算实施了均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和残留错误校正单元，用于根据这样估算的残留相位误差对进行均衡处理的信号相位进行校正。
利用这种结构，当开始估算残留相位误差时，相位误差已经被校正了一定程度。因此，相对减少了要估算的剩余的残留相位误差，从而减少了估算残留相位误差所需的时间。由于估算相位误差和估算频率偏移是并行执行的，因此缩短了估算相位误差所需的时间周期。
近似单元可以计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使将同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值相加。近似单元可以通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，计算出表示所产生的多个相关的量值的近似值。
可以利用复数计算法或相位计算法来确定“相位误差”的检测。
近似单元可以通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，然后从中减去较大绝对值和较小绝对值之差乘以预定系数得到的值，计算出表示所产生的多个相关的量值的近似值。近似单元可以通过根据在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位和校正相位之间的误差来确定预定系数，并且由系数对相关加权来计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。选择单元可以通过依次淘汰法比较表示所产生的多个相关的量值的两个近似值来选择一个相关。
实行本发明的另一种模式也是接收机。根据这种模式的接收机包括：接收单元，用于接收信号；频率偏移估算单元，用于估算接收信号中包含的频率偏移；相位估算单元，通过统计地处理在预定时间周期上接收的信号来估算初始化相位；初始化相位校正单元，根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且根据这样确定的相位旋转校正估算的初始化相位；和解调单元，用于根据校正的初始化相位解调接收信号。相位估算单元可以在统计处理中平均预定时间范围接收的信号，并且初始化相位校正单元可以根据从相位估算单元中的预定时间周期结束到解调单元开始解调之间的时长，加上相位估算单元中预定时间周期的一半之和计算的时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转。解调单元可以包括：检测单元，用于利用校正的初始化相位检测接收信号；均衡单元，用于对检测信号进行均衡处理；残留误差估算单元，用于估算在经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和残留误差校正单元，用于根据估算出的残留相位误差对经过均衡处理的信号的相位进行校正。
“初始相位”是指在某个时间点接收到的信号和在那个时间点向其分配信号的星座点之间的相位差。在信号是脉冲串信号的情况下，那个时间点通常是指脉冲串信号的首部。然而，在这里，时间点可以不必是突发信号的首部。
利用这种结构，当开始估算残留相位误差时已经将相位误差校正了一定程度。因此，相对减少要估算的剩余的残留相位误差，从而减少了估算残留相位误差所需的时间。由于估算相位误差和估算频率偏移是并行执行的，因此缩短了估算相位误差所需的时间周期。
实行本发明的另一种模式是接收方法。该方法包括下列步骤：接收其中包含分别从表示信号的多个相位产生的多个码片的Walsh码代表码元的信号；将所接收信号的相位校正到接近在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位；对校正的信号以码元为单位进行Walsh变换，从而产生具有相位分量的多个相关；计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以致越接近分配Walsh码的相位，近似值越大；和通过参考表示多个相关的量值的近似值来选择一个相关，和输出表示与所选的相关对应的信号的多个相位。
由接收步骤接收的信号中包含的Walsh码可以被分配给Walsh码的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值彼此相等的相位，计算近似值的步骤计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，使得相关的同相分量的绝对值越接近正交相位分量的绝对值，近似值就越大。校正相位的步骤可以检测在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位和所选相关的相位之间的相位误差，并且校正接收信号的相位，使得相位误差变小。校正相位的步骤可以检测接收信号的相位和在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位之间的误差，并且校正接收信号的相位以便减小误差。
校正相位的步骤可以包括下列步骤：估算接收信号中包含的频率偏移；通过在预定时间周期上统计地处理接收信号，针对在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位，估算接收信号的相位误差；根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且通过所确定的相位旋转校正所估算的相位误差；以及根据所校正的相位误差校正接收信号的相位。估算相位误差的步骤可以在统计处理的预定时间周期上平均该接收信号，校正估算的相位误差的步骤可以根据在误差估算步骤中预定时间周期结束到校正相位的步骤中启动校正之间的时长，加上相位误差估算步骤中预定时间周期一半之和的时间周期，从估算的频率偏移确定相位旋转。校正接收信号的相位的步骤可以包括下列步骤：利用校正的相位误差检测接收信号；对检测的信号进行均衡处理；估算经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和根据所估算的残留相位误差校正经过均衡处理的信号的相位。
计算近似值的步骤可以计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值相加。计算近似值的步骤可以通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。
计算近似值的步骤可以通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，然后从中减去较大绝对值和较小绝对值之差乘以预定系数得到的值，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。计算近似值的步骤可以通过根据在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位和校正相位之间的误差来确定预定系数，并且由该系数对相关加权来计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。输出表示信号的多个相位的步骤可以通过依次淘汰来比较表示所产生的多个相关的量值的两个近似值来选择一个相关。
实行本发明的另一种模式是另一种接收方法。根据这种模式的接收方法包括下列步骤：接收信号；估算接收信号中包含的频率偏移的频率偏移；通过统计地处理预定时间周期上的接收信号来估算初始相位；根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且根据所确定的相位旋转校正估算的初始相位；和根据校正的初始相位解调接收信号。
初始相位估算步骤可以在统计处理的预定时间周期上平均接收的信号，校正初始相位的步骤可以根据从估算初始相位的步骤中预定时间周期结束到解调步骤开始解调之间的时长，加上估算初始相位步骤中预定时间周期的一半之和计算的时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转。解调步骤可以包括下列步骤：利用校正的初始相位检测接收信号；对检测的信号进行均衡处理；估算经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和根据所估算的残留相位误差对经过均衡处理的信号相位进行校正。
实行本发明的另一种模式是程序。由该程序使计算机执行下列步骤：通过无线网络接收其中包括从表示信号的多个相位分别产生的多个码片的Walsh码代表码元的信号；校正所接收信号的相位接近在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位；对校正的信号以码元为单位进行Walsh变换从而产生具有相位分量的多个相关；计算表示多个所产生的相关的量值的近似值，使得越接近在其分配Walsh码的、在存储器中存储的相位，近似值越大；以及通过参考表示多个相关的量值的近似值选择一个相关，和从存储器中输出表示与所选相关对应的信号的多个相位。
由接收单元接收的信号中所包含的Walsh码可以分配给Walsh码的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值彼此相等的相位，计算近似值的步骤计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使相关的同相分量的绝对值越接近正交相位分量的绝对值，近似值越大。校正相位的步骤可以检测在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位和所选相关的相位之间的相位误差，并且校正接收信号的相位使相位误差变小。校正相位的步骤可以检测接收信号的相位和在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位之间的误差，并校正接收信号的相位以误差变小。
校正相位的步骤可以包括下列步骤：估算接收信号中包含的频率偏移；通过在预定时间周期上统计地处理接收信号，针对在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位，估算接收信号的相位误差；根据统计处理的预定时间周期，从估算的频率偏移确定相位旋转，并且通过所确定的相位旋转校正估算的相位误差；根据所校正的相位误差校正接收信号的相位。估算相位误差的步骤可以在统计处理的预定时间周期上平均接收的信号，校正估算的相位误差的步骤可以根据在误差估算步骤中预定时间周期结束到校正相位的步骤中启动校正之间的时长，加上相位误差估算步骤中预定时间周期一半之和计算的时间周期，从估算的频率偏移确定相位旋转。校正接收信号相位的步骤可以包括下列步骤：利用校正的相位误差检测接收信号；对检测的信号进行均衡处理；估算经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和根据所估算的残留相位误差校正经过均衡处理的信号的相位。
计算近似值的步骤可以计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值相加。计算近似值的步骤可以通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，计算出表示所产生的多个相关的量值的近似值。
通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，然后从中减去较大绝对值和较小绝对值之差乘以预定系数得到的值，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。计算近似值的步骤可以通过根据在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位和校正相位之间的误差确定预定系数，并且由该系数对相关加权来计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。输出表示信号的多个相位的步骤可以通过依次淘汰来比较表示所产生的多个相关的量值的两个近似值来选择一个相关。
实行本发明的另一种模式也是程序。根据这种模式的程序使计算机执行下列步骤：通过无线网络接收信号；估算接收信号中包含的频率偏移并在存储器中存储该频率偏移；通过统计地处理预定时间周期上的接收信号来估算初始相位并且在存储器中存储该初始相位；根据统计处理的预定时间周期，从存储器中存储的估算频率偏移确定相位旋转，利用所确定的相位旋转校正存储器中存储的估算初始相位；和根据校正的初始相位解调接收信号。在存储器中存储初始相位的步骤可以在统计处理的预定时间周期上平均接收的信号，校正初始相位的步骤可以根据从在存储器中存储初始相位步骤的预定时间周期结束到解调步骤开始解调之间的时长，加上存储器中存储初始相位步骤中预定时间周期的一半之和计算的时间周期，从估算的频率偏移确定相位旋转。解调步骤可以包括下列步骤：利用校正的初始相位检测接收信号；对检测的信号进行均衡处理；估算经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差并且在存储器中存储残留相位误差；和根据存储器中存储的残留相位误差校正经过均衡处理的信号的相位。
应该指出，上述结构部件和变为方法、***、计算机程序的表达、其中已经存储了计算机存储的记录介质，数据结构等的任意组合或重组都是有效的，并且包括在本发明的实施例的范围内。
此外，本发明的该概述不需要描述所有必需的特征，因此本发明还可以作为这些所述特征的子组合。
附图说明
图1示出了根据第一实施例的通信***中的脉冲串格式。
图2示出了根据第一实施例的通信***的结构。
图3示出了图2中基带处理单元的结构。
图4示出了图3中第一相位误差检测单元的结构。
图5示出了图3中FWT计算单元的结构。
图6示出了图5中第一2估算单元的结构。
图7示出了图3中最大值搜索单元的结构。
图8是由图3的最大值搜索单元选择的要进行Walsh变换的信号的星座图。
图9示出了根据本发明第二实施例的基带处理单元的结构。
图10示出了根据本发明第三实施例的基带处理单元的结构。
图11A-11H示出了图10的操作序列。
图12A-12B示出了涉及图11中初始相位估算的操作序列。
具体实施方式
现在根据下列实施例描述本发明，这些实施例的意图不是限制本发明的范围，而只作为本发明的实例。实施例中所描述的所有特征和其组合不是本发明所必需的。
(第一实施例)
在给出本发明的具体描述之前，先给出概要。本发明的第一实施例涉及遵循IEEE 802.11b标准的无线LAN接收机。接收机对接收信号中包含的CCK调制信号进行FWT计算。接收机还从作为FWT计算结果的多个相关中选择最大相关并且重新构造表示对应所选择的最大相关的信号的相位组合，作为表示CCK中包含的信号的相位。相关是具有同相分量和正交相位分量的复数。通常，为了确定相关量值，计算平方和使得计算容量相对较大。另外，在CCK中，根据不同编码的信号产生码片信号，因此接收机一般不需要对绝对相位进行校正。
根据第一实施例的接收机执行相关量值的近似值计算，以使当从同相轴和正交轴中清除相关时近似值中的误差最大。当计算近似得到的误差最大时，近似值本身也最大。因此，接收机在进行FWT计算之前校正接收信号的绝对相位。这样做的结果是，最终要选择的相关被分配给提供最大近似值的相位。这就使得从多个相关中选择最大相关的可能性变大，从而提高了接收机的接收性能。
作为本发明第一实施例的介绍，这里将给出IEEE 802.11b标准中CCK调制的简要描述。在CCK调制中，8比特组成一个单元(以下称该单元为CCK调制单元)。8比特按数字降序被指定为d1、d2、...d8。CCK调制单位中的低6位映射到星座图，这样[d3、d4]、[d5、d6]、[d7、d8]对分别映射到四相移相键控(QPSK)星座点。映射的相位分别用(2、3、4)表示。下面给出了从相位2、3、4产生的8个扩展码P1到P8。
(公式1)
P1＝φ2+φ3+φ4
P2＝φ3+φ4
P3＝φ2+φ4
P4＝φ4
P5＝φ2+φ3
P6＝φ3
P7＝φ2
P8＝0
CCK调制单单元中较高的两比特[d1、d2]被映射到差分编码四相移相键控(DQPSK)的星座点。映射的相位用1表示。1对应扩展信号。下面给出从扩展信号1和扩展码P1到P8产生的8个码片信号X0到X7。
(公式2)
X0＝ej(φ1+P1)
X1＝ej(φ1+P2)
X2＝ej(φ1+P3)
X3＝-ej(φ1+P4)
X4＝ej(φ1+P5)
X5＝ej(φ1+P6)
X6＝-ej(φ1+P7)
X7＝ej(φ1+P8)
发射机按所述顺序发射码片信号X0到X7(以下，包含码片信号X0到X7的时间序列单位也被称作CCK调制单位)。
在IEEE 802.11b标准中，除了利用CCK调制外，还可以利用已知的扩展码扩展和发射DBPSK和DQPSK相位解调的信号。
图1示出了根据本发明第一个实施例的通信***的脉冲串格式。脉冲串格式对应IEEE 802.11b标准中的短PLCP。如图所示，脉冲串信号包括前同步码、首部和数据字段。根据DBPSK调制方案，前同步码以1Mbps的发射速率发射。根据DQPSK调制方案，首部以2Mbps的发射速率发射。根据CCK调制方案，数据以11Mbps的发射速率发射。前同步码包括56比特的SYNC和16比特的SFD。首部包括8比特的SIGNAL，8比特的SERVICE，16比特的LENGTH和16比特的CRC。对应数据的PSDU长度是可变的。
图2示出了根据第一实施例的通信***100的结构。通信***包括接收机10和发射机12。接收机10包括接收天线14、无线单元18、正交检测单元20、AGC 22、AD转换器单元24、基带处理单元26和控制单元28。发射机12包括发射天线16、无线单元30和调制单元32。涉及的信号包括数字接收信号200和输出信号202。
如前所述，调制单元32对要发射的信息进行CCK调制或是对相位调制后的信号进行扩展。无线单元30对从调制单元32输出的基带信号进行频率转换和放大来获得射频信号。发射天线16发射射频信号，而接收天线14接收射频信号。
无线单元18对接收到的射频信号进行频率转换，获得中频信号。正交检测单元20对中频信号进行正交检测以便输出基带信号。通常，基带信号被表示为包括同相分量和正交相位分量。然而，在图2中示出了组合后的分量。AGC 22自动控制增益以便适合后面要描述的AD转换器单元24的动态范围内的基带信号的振幅。AD转换器单元24将模拟基带信号转换成数字信号，以便输出由多个比特组成的数字接收信号200。基带处理单元26对数字接收信号200进行解扩或解调，以便输出该输出信号202。控制单元28控制接收机10中观察的定时。
图3示出了基带处理单元26的结构。基带处理单元26包括相位旋转单元40、均衡器42、相关器44、解调单元46、第一相位误差检测单元48、FWT计算单元50、最大值搜索单元52、1解调单元54、第二相位误差检测单元56、校正确定单元58和交换单元60。涉及的信号包括解扩信号204、相位误差信号206、1信号208和分量信号210及Walsh变换值FWT。
相位旋转单元40根据后面要描述的校正确定单元58输出的校正信号旋转数字接收信号200的相位。作为旋转结果，数字接收信号200的星座点位于同相轴和正交轴之间的中间相位π/4、3π/4、5π/4或7π/4的邻域。对复数分量的矢量计算或对相位分量的加减可以影响相位旋转单元40的旋转。
均衡器42消除从相位旋转单元40输出的信号中包含的多路径发射的影响。均衡器42由横向型滤波器组成。在横向型滤波器上可以增加DFE。均衡器42可以照原样输出该输入信号，直到设置均衡器42的接头系数。
相关器44对均衡器42输出的信号利用预定的扩展码进行相关处理，从而解扩相位调制信号，例如用同样的预定扩展码扩展的图1的脉冲串格式的前同步码和首部。相关可以是滑动型处理或匹配过滤型处理。正如所描述的，相关器44只对图1的脉冲串格式中的前同步码和首部进行操作。当数据是由预定扩展码扩展的相位调制信号时，相关器44仍然对数据部分进行操作。
解调器46解调由相关器44解扩处理的解扩信号204。解扩信号204的调制方案是DBPSK或DQPSK，从而可以利用微分检测执行解调。
第一相位误差检测单元48根据解扩信号204检测相位误差。检测的相位误差作为相位误差信号206输出。后面将详细描述。
FWT计算单元50对诸如图1所述脉冲串格式的数据字段的CCK调制信号进行FWT计算，从而输出Walsh变换值FWT。更具体地说，FWT计算单元50接收码片信号，CCK调制单元，并且通过处理码片信号之间的相关输出相关，64位Walsh变换值FWT。
最大值搜索单元52接收64位Walsh变换值FWT并且根据这些值的量值选择一个Walsh变换值FWT。另外，根据所选的Walsh变换值FWT，最大值搜索单元52输出1信号208和分量信号210，1信号对应1微分检测之前的信号，分量信号210作为在相位2和4的信号组合。
1解调单元54对1信号208进行微分检测从而产生符合相位1特征的信号。1解调单元54还重新构造从以相位1到4为特征的信号的组合输出的信息位d1、d2...d8。
第二相位误差检测单元56根据来自1解调单元54的输出信号检测相位误差。检测方式类似于第一相位误差检测单元48。
校正确定单元58输出一个信号来旋转相位旋转单元40中的数字接收信号200的相位。校正确定单元58在图1的前同步码和首部字段中包含的时间间隔输出由第一相位误差检测单元48检测到的相位误差，并且在脉冲格式数据字段中包含的时间间隔输出由第二相位误差检测单元56检测到的相位误差。
交换单元60选择从解调单元46输出的信号和从1解调单元54输出的信号之一，然后输出到输出信号200。在包括图1的前同步码和首部中的时间间隔中，交换单元60选择从解调单元46输出的信号并在包括脉冲串格式的数据字段的时间间隔中选择从1解调单元54输出的信号。交换单元60输出所选信号的反相。
上述结构可以由包括CPU、存储器和LSI的硬件和包括加载到存储器中具有保留和管理功能的程序的软件来实现。图3描述了由硬件和软件合作实现的功能模块。因此，利用只包括硬件、只包括软件或两者结合的多种方式来实现这些功能模块对本领域的技术人员来说是显而易见的。
图4示出了第一相位误差检测单元48的结构。第一相位误差检测单元48包括存储单元74、确定单元70、复共轭单元72、交换单元76和乘法单元78。
存储单元74保存对应图1的脉冲串格式的前同步码字段的已知信号并且在对应前同步码字段的时间点输出已知信号。
确定单元70根据所确定的预定阈值来确定在图1的脉冲串格式的首部字段的时间间隔中解扩信号204的值。该确定是针对解扩信号204的同相分量和正交相位分量二者做出的。
复共轭单元72计算由确定单元70确定的信号的复共轭。
交换单元76在前同步码的时间间隔从存储单元74输出信号，并且在首部字段的时间间隔从复共轭单元72输出信号。
乘法单元78将交换单元76输出的参考信号乘以解扩信号204从而相对于参考信号输出解扩信号204的误差作为相位误差信号206。
图5示出了FWT计算单元50的结构。FWT计算单元50包括第一2估算单元80a、第二2估算单元80b、第三2估算单元80c和第四2估算单元80d，通称为2估算单元80，和第一3估算单元82a、第二3估算单元82b、第三3估算单元82c和第四3估算单元82d，通称为3估算单元82。涉及的信号包括Y0-0、Y0-1、Y0-2、Y0-3、Y1-0、Y1-1、Y1-2、Y1-3、Y2-0、Y2-1、Y2-2、Y2-3、Y3-0、Y3-1、Y3-2、Y3-3，通称为第一相关Y，Z0、Z1、Z15、Z16、Z17和Z31通称为第二相关Z，FWT0、FWT1和FWT63，通称Walsh变换值FWT。
每个2估算单元80接收两个码片信号X。例如，一个单元接收X0和X1，将X0的相位旋转π/2、π和3π/2，将X1和所旋转的X0相加，从而分别输出Y0-1到Y0-3。当这样旋转的X0的相位等于相位2时，相加得到的第一相关Y相应地变大。这就是如何估算相位2。
3估算单元82的操作与2估算单元80的类似。例如，3估算单元82接收Y0-0到Y0-3和Y1-0到Y1-3从而输出Z0到Z15。通过参考第二相关Z的量值来估算3。4估算单元84的操作与2估算单元80的类似。4估算单元84接收Z0到Z31从而输出FWT0到FWT63。通过参考Walsh变换值FWT来估算4和1。
图6示出了第一2估算单元80a的结构。第一2估算单元80a包括0相位旋转单元86、π/2相位旋转单元88、π相位旋转单元90、3π/2相位旋转单元92，第一加法单元94a、第二加法单元94b、第三加法单元94c和第四加法单元94d，通称为加法单元94。
0相位旋转单元86、π/2相位旋转单元88、π相位旋转单元90、3π/2相位旋转单元分别将X0的相位旋转0、π/2、π、3π/2。在加法单元94将输出加到X1。
图7示出了最大值搜索单元52的结构。最大值搜索单元52包括选择单元110、近似单元112、第一比较单元114a、第二比较单元114b、第三比较单元114c、第四比较单元114d、第五比较单元114e和第六比较单元114f、第七比较单元114g，通称为比较单元114，最大值比较单元116、最大值存储单元118和最大值索引存储单元120。
选择单元110接收FWT0到FWT63的64个数据项，并以8项为单位输出数据。例如，选择单元110在开始时输出FWT0到FWT7，然后依次输出FWT8到FWT15。
近似单元112通过近似值法确定Walsh变换值FWT的量值。假设用I和Q表示Walsh变换FWT的同相分量和正交相位分量，那么用绝对值的和表示量值R。
(公式3)
R＝|I|+|Q|
比较单元114将R和8个数据项相互比较，并且选出最大的Walsh变换值FWT。
最大值比较单元116比较从FWT0到FWT63中所选的一个值和通过前面搜索从8个Walsh变换值FWT中确定的最大值，从而选出比较值中较大的。最后，最大值比较单元116从FWT0到FWT 63中选择最大的Walsh变换值FWT。选出的Walsh变换值FWT保存在最大值存储单元118中。
最大值索引存储单元120输出对应最大值存储单元118中存储的最大Walsh变换值FWT的相位2到4的组合。
图8示出了由最大值搜索单元52选择的Walsh变换值的星座图。图中I轴和Q轴分别代表同相轴和正交轴。图中o表示的点代表没有相位误差情况下理想的Walsh变换值FWT的星座。虚线表示按普通平方和确定的等于Walsh变换值FWT量值的曲线。图中的方块表示按绝对值和确定的对应虚线部分的Walsh变换值FWT的相等量值。I轴和Q轴中所示的值“1”和“-1”是正常的Walsh变换值FWT。实际的Walsh变换值可能不同。方块和虚线之间的位移表示求近似值时产生的误差。误差的大小在π/4、3π/4、5π/4和7π/4。正如所解释的，由于近似值大于Walsh变换值FWT的星状点所在相位的非近似值，因此增加了向那些要选择的相位分配Walsh变换值FWT的可能性，从而提高了接收性能。当发生相位误差时，在图中用x表示Walsh变换值FWT的星座点。因此，减小了选择那些Walsh变换值FWT的可能性，从而可能降低接收性能。为了防止发生这种情况，第一个实施例的相位旋转单元40实现相位旋转。
现在描述根据第一个实施例的接收机10的操作。在前同步码和首部字段的时间间隔中，相关器44解扩由均衡器42均衡的信号。解调单元46解调得到的信号以便输出该输出信号202。第一相位误差检测单元48从解扩信号204检测相位误差。相位旋转单元40根据检测到的相位误差校正数字接收信号200的相位。在数据的时间间隔中，FWT计算单元50对均衡器42均衡的信号进行FWT计算从而确定Walsh变换值FWT。最大值搜索单元52确定Walsh变换值FWT的量值作为绝对值的和，然后在对应最大Walsh变换值FWT的相位2到4输出信号组合。1解调单元54在1输出信号。第二相位误差检测单元56从1解调单元54的输出信号中检测相位误差。相位旋转单元40根据这样检测到的相位误差校正数字接收信号200的相位。
根据本发明的第一实施例，从FWT计算得出的相关量值被确定为绝对值的和，以便减少所需的计算量。由于在确定最大相关之前校正了接收信号的绝对相位，因此通过利用绝对值和的相关量值的近似提高了接收性能。
(第二实施例)
与第一实施例的配置类似，本发明的第二实施例涉及遵循IEEE802.11b标准的无线LAN接收机。从FWT计算得出的相关的量值被确定为绝对值的和。根据第二实施例为校正绝对相位所采用的方法与第一实施例中的不同。
图9示出了根据第二实施例的基带处理单元26的结构。与图3中的基带处理单元26不同，图9中的基带处理单元26包括第一相位旋转单元130和第二相位旋转单元132。
如同相位旋转单元40，第一相位旋转单元130旋转数字接收信号200的相位。不同的是第一相位旋转单元130根据由第一相位误差检测单元48检测到的相位误差来旋转相位。也可以旋转数字接收信号200的相位使得数字接收信号200的相位和分配Walsh码时的任何一个相位之间的相位误差变小。
第二相位旋转单元132根据第二相位误差检测单元56检测到的相位误差对由均衡器42均衡的信号进行旋转。
根据第二实施例，从检测相位误差到信号旋转所经过的处理延时很小，以致即使信号中包含的残留频率误差相对大时也能正确校正相位误差。
(第三实施例)
与第二实施例的配置类似，本发明的第三实施例涉及校正接收信号绝对相位的方法。如上所述，如果校正了绝对相位，就可以提高多路径环境下CCK调制中的接收性能。绝对信号的校正通常由被反馈了某种类型的错误信号的控制执行。这可能会导致直到相位被会聚到作为控制结果的目标值为止的延长的时间经历周期。但是，绝对相位的估算应该在脉冲串信号前同步码的时间周期内充分会聚。相位会聚所需的时间周期应该尽可能的小。与此有关，第三实施例的目的是提供一种以高速会聚相位估算的接收技术。
根据第三实施例的接收机在从接收信号估算频率偏移过程的同时通过平均接收信号来估算初始相位。当估算出初始相位后，根据频率偏移校正初始相位值。然后利用这样校正过的初始相位值对接收信号进行检测。经过检测的信号接着受到均衡处理。估算均衡信号中保留的相位误差。最后，接收机对校正过残留相位误差的信号执行CCK解调。在这种结构中，在接收该接收信号的同时执行频率偏移的估算和初始相位的估算，以便有效地完成对初始相位的估算。由于在开始估算残留相位误差时已经将初始相位校正到一定程度，因此能够有效地执行对残留相位误差的估算。通过从在一定水平上减小多路径信号分量的均衡信号估算残留误差，可以利用高精度执行对残留相位误差的估算。
图10示出了根据第三实施例的基带处理单元26的结构。与图9中的基带处理单元26不同，图10中的基带处理单元26包括初始相位估算单元150、频率偏移估算单元152、校正确定单元154和残留相位估算单元156。
第一相位旋转单元130利用从校正确定单元154提供的校正后的初始相位来校正数字接收信号200的相位。上述操作对应于根据从校正估算单元154输出的相位来检测数字接收信号200的操作。第一相位旋转单元130输出完整的输入数字接收信号200，直到从校正确定单元154输出校正后的初始相位。
频率偏移估算单元152估算数字接收信号200中包含的频率偏移。后面将描述估算频率偏移的方法。频率偏移估算单元152测量解调单元46在脉冲串信号的SYNC时间周期中输出的信号中预定码片之间的相位差。测量到的相位差除以对应预定码片之间间隔的时间周期，以便确定频率偏移。由于SYNC的信号分量是已知，那么假设在测量相位差时消除了信号分量SYNC。即使当SYNC周期结束时，频率偏移估算单元152接着估算脉冲串信号持续的整个时间周期的频率偏移。当对脉冲串信号进行CCK调制时，使用从解调单元46输出的信号或是从1解调单元输出的信号。
初始相位估算单元150估算数字接收信号200的初始相位，即，在其分配SYNC信号的星座点和数字接收信号200之间的相位误差。后面描述初始相位估算的特定实施例。初始相位估算单元150在脉冲串信号的SYNC时间周期中接收从解调单元46输出的信号。在从输入信号中清除了SYNC的信号分量后，为了降低噪音分量而执行诸如平均之类的统计过程。平均的结果被确定为初始相位。假设执行平均的时间周期是由多个码片组成的码元周期，因为在输入信号中包括频率偏移，在平均开始时间点和平均完成时间点之间会产生相位差。因此，平均结果对应于用于平均的预定时间周期中的中间时间点的相位。在此，假设频率偏移保持恒定。
校正确定单元154从频率偏移估算单元152接收频率偏移并且从初始相位估算单元150接收初始相位。如上所述，初始相位对应于用于平均的预定时间周期中的中间时间点的相位。因此，根据频率偏移校正初始相位。给定初始相位为θS，频率偏移为Δω，从对应初始相位的时间点经过的时间周期为t，给定由校正确定单元154校正的初始相位θS’如下。
(公式4)
θS′＝θS+Δω*t
校正后的初始相位θS’被输出到第一相位旋转单元130。公式4中的时间t按如下描述的确定。在初始相位估算单元150估算初始相位之后第一相位旋转单元130立即校正数字接收信号200的情况下，定义时间t为用于平均的时间周期的一半。在经过，例如一个码元的预定时间周期之后第一相位旋转单元130校正数字接收信号200的情况下，时间t被定义为用于平均的时间周期的一半加上用于一个码元的时间周期。在给定的脉冲串信号中，保持输入的初始相位。但是，根据来自频率偏移估算单元152的输出连续更新频率偏移。
在第一相位旋转单元130开始校正数字接收信号200之后，残留相位估算单元156估算从均衡器42输出的信号中包含的残留相位误差。从第一相位旋转单元132输出的信号相位和该信号要位于星座中的相位之间的误差。由于当残留相位估算单元156开始估算残留相位误差后第一相位旋转单元130已经校正了的数字接收信号200，因此残留相位误差最好减小到一定程度。
图11A-11H示出了操作顺序。图11A示出了接收的脉冲串信号的格式。格式与图1中所解释的相同。图11B示出了用于图11A格式的脉冲串信号的基带处理单元26的操作状态。“载波检测”表示图1中的无线单元18检测脉冲串信号出现的状态。“同步捕获”表示定时检测单元(未示出)捕获脉冲串信号的定时同步的状态。“频率和相位估算”表示图10的初始相位估算单元150和频率偏移估算单元152分别估算初始相位和频率偏移时的状态。在脉冲串信号中的SYNC的时间周期部分执行上述过程。“SFD检测”表示检测单元(未示出)在覆盖SFD的时间周期检测脉冲串信号中包含的SFD和脉冲串信号中的一部分SYNC时的状态。“首部解调”表示接收机10在脉冲串信号中用于首部的时间周期解调脉冲串信号中包含的首部时的状态。“数据解调”表示接收机在脉冲串信号中的数据的时间周期解调脉冲串信号中包含的数据信号时的状态。
图11C示出了基带处理单元26中的解调过程的状态。基带处理单元26对应在相关器44和解调单元46中执行的“Barker解扩+DPSK解调”，以及在FWT计算单元50、最大值搜索单元52和1解调单元54中执行的“CCK解调”。“Barker解扩+DPSK解调”在脉冲串信号的SYNC、SFD和首部的时间周期内完成。“CCK解调”在脉冲串信号的数据的时间周期内完成。图11D示出了频率偏移估算单元152的操作情况。在图11B的“频率和相位估算”中，频率偏移估算单元152根据从解调单元46输出的信号估算频率偏移。当“频率和相位估算”完成后，频率偏移估算单元152向校正确定单元154输出频率偏移。接着，频率偏移估算单元152继续估算频率偏移，以便接着向校正估算单元154输出同样的内容。在图11B的“数据解调”中，频率偏移估算单元152根据从1解调单元54输出的信号来估算频率偏移。图11E示出了初始相位估算单元150的操作情况。初始相位估算单元150估算图11B中用于“频率和相位估算”的一部分时间间隔中的初始相位，并且在“频率和相位估算”完成后，向校正确定单元154输出相同的内容。
图11F示出了校正确定单元154和第一相位旋转单元130的操作情况。当图11B的“频率和相位估算”完成后，校正确定单元154从频率偏移估算单元152接收频率偏移并从初始相位估算单元150接收初始相位，以便根据输入校正初始相位。接着，校正确定单元154根据从频率偏移估算单元152依次输入的频率偏移继续更新已校正的初始相位。第一相位旋转单元130根据校正确定单元154产生的值校正数字接收信号200。图11G示出了残留相位估算单元156的操作情况。在图11B的“首部解调”和“数据解调”中，残留相位估算单元156估算从第二相位旋转单元132输出的信号中包含的残留相位误差。如前所述，在图11B的“数据解调”中执行CCK解调。因此，只能在“数据解调”中执行对残留相位误差的估算。在本实施例中，为了提高接收性能，保证在“首部解调”中估算残留相位误差。图11H示出了第二相位旋转单元132的操作情况。第二相位旋转单元132的操作对应图11G中的操作。
图12A-12B示出了涉及图11A-11H中初始相位估算的操作顺序。图12A-12B示出了图11D-11E的细节。图12A示出了频率偏移估算单元152的操作。参见图12A，θ1到θ5表示对应图11B中“频率和相位估算”的SYNC中那些码元的相位。由于码元被频谱扩展，因此例如由θ1表示的信号包括了多个码片信号。一个码元的时长用“T”表示。频率偏移估算单元152从对应θ1的码元和对应θ2的码元估算频率偏移“Δω1”。更具体地说，确定对应θ1的码元中包含的码片信号和对应θ2的码元中包含的码片信号之间的频率偏移。在码元所用的时间间隔上平均这样确定的频率偏移，从而得到Δω1。通过平均独立获得的Δω1到Δω4，得到Δω。
图12B示出了初始相位估算单元150的操作。初始相位估算单元150在作为估算频率偏移的一部分时间周期，即，只在对应图12A中θ5的最后码元的时间周期进行操作。如前所述，对应θ5的码元包括多个码片信号。这些码片信号的相位用θ5(1)到θ5(N)表示，其中N表示一个码元中包含的码片数量。初始相位估算单元150通过平均θ5(1)到θ5(N)获得θS。θS对应用于平均的时间周期中间θ5(N/2)对应的时间点的初始相位。
校正确定单元154校正由初始相位估算单元150获得的初始相位θS。正如所解释的，为了获得在θ5的时间周期完成时的时间点上的初始相位θS’执行下列计算。
(公式5)
θS′＝θS+Δω*T/2
当校正确定单元154在θ5的时间周期完成之外的时间点获得初始相位后，依此修改公式5中的T/2。例如，当从θ5的时间周期完成后，经过一个码元的时间获得初始相位时，用T/2代替3T/2。
现在给出具有上述结构的基带处理单元26的操作描述。频率偏移估算单元152估算在脉冲串信号的SYNC的时间周期中的频率偏移。初始相位估算单元150在操作频率偏移估算单元152时估算在脉冲串信号SYNC的时间周期中的初始相位。当初始相位估算单元150的估算完成后，校正确定单元154根据频率偏移校正初始相位。第一相位旋转单元130根据校正后的初始相位检测数字接收信号200。即使在初始相位估算单元150完成估算后频率偏移估算单元152继续估算频率偏移。校正确定单元154向第一相位旋转单元130输出反映由频率偏移估算单元152要继续估算的频率偏移的相位。均衡器42均衡由第一相位旋转单元130检测到的信号。第二相位旋转单元132和残留相位估算单元156估算残留频率并且执行必要的校正。
根据本发明的第三实施例，并行执行频率偏移的估算和初始相位的估算，以便可以比其它实施例早使用初始相位的估算结果。由于已经估算出具有校正后的初始相位的信号中保留的残留相位误差，因此当开始估算残留相位误差时产生的相位误差减小了。因此，可以迅速会聚残留相位误差的估算。由于已经估算出均衡信号中保留的残留相位误差，因此消除了多路传输中的负面影响，从而可以利用高精度执行对残留相位误差的估算。由于初始相位估算单元150包括保持初始相位的寄存器和加法器，因此防止了电路规模变得很大。
本发明是基于只作为范例的实施例进行描述的。本领域的技术人员可以理解在本发明范围内存在对上述每个成分组合和处理步骤的其它各种修改。
在本发明的第一和第三实施例中，近似单元112通过绝对值之和确定Walsh变换值FWT量值的近似值R。作为替换，也可以由下面给定的公式确定Walsh变换值FWT的近似值R。
(公式6)
R＝Max{|I}，|Q|}+0.5×Min{|I|，|Q|}
作为替换，可以通过下面的公式确定近似值。
R＝Max{|I|，|Q|}+0.5×Min{|I|，|Q|}-K×(Max{|I|，|Q|}-Min{|I|，|Q|})
通过这种计算确定的系数使得Walsh变换值FWT的相位和分配Walsh码时的相位之间的误差越小，系数越大。近似值R可以通过用系数乘以Walsh变换值FWT的I和Q的平方和来确定。
根据这个变化，提高了接收性能。它可以保证Walsh变换值FWT的相位越接近分配Walsh码时的相位，近似值R越大。
在第一和第二实施例中，接收机10只校正接收信号的相位误差。作为替换，除了相位误差外还可以校正频率误差。根据这个变化，检测相位误差的区域变窄并且提高了相位误差的检测精度从而提高了接收性能。需要做的是要校正接收信号的相位误差。
在本发明的第三实施例中，一旦初始相位估算单元150完成初始相位的估算，校正确定单元154在预定时间周期一过就输出校正后的初始相位。作为替换，校正确定单元154也可以在初始相位估算单元150完成初始相位的估算后立即输出校正后的初始相位。根据这个变化，减少了估算初始相位所需的已知信号并且提高了脉冲串信号的使用效率。根据采用基带处理单元26的***的脉冲格式确定开始初始相位校正的时间。
将第一到第三实施例组合可以作为实现本发明的有效实施例。根据这种变化，可以提供组合的优势效果。
虽然本发明是通过示范实施例描述的，但是应该理解，在不脱离所附权利要求定义的本发明的范围的情况下，本领域的技术人员可以对本发明做进一步的修改和替换。

Claims (32)

1.一种接收机，包括：
接收单元，用来接收包含分别从表示信号的多个相位产生的多个码片的Walsh码代表码元的信号；
相位校正单元，用于将所接收信号的相位校正到接近在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位；
Walsh变换单元，对校正后的信号以码元为单位进行Walsh变换，从而产生具有相位分量的多个相关；
近似单元，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使越接近分配Walsh码的相位，近似值越大；和
选择单元，通过参考表示多个相关的量值的近似值来选择一个相关，并且输出表示与所选相关对应的信号的多个相位。
2.根据权利要求1所述的接收机，其中由所述接收单元接收的信号中包含的Walsh码被分配给Walsh码的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值彼此相等的相位，并且其中所述近似单元计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，使得相关的同相分量的绝对值越接近正交相位分量的绝对值，近似值就越大。
3.根据权利要求1所述的接收机，其中所述相位校正单元检测在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位和由所述选择单元选择的所选相关的相位之间的相位误差，并且校正接收信号的相位，使得相位误差变小。
4.根据权利要求1所述的接收机，其中所述相位校正单元检测接收信号的相位和在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位之间的误差，并且校正接收信号的相位，使得误差变小。
5.根据权利要求1所述的接收机，其中所述相位校正单元包括：
频率偏移估算单元，用于估算接收信号中包含的频率偏移；
误差估算单元，通过在预定时间周期上统计地处理接收信号，用于针对在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位，估算接收信号的相位误差；
误差校正单元，用于根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且通过这样确定的相位旋转校正所估算的相位误差；以及
校正执行单元，用于根据所校正的相位误差校正接收信号的相位。
6.根据权利要求5所述的接收机，其中所述误差估算单元在统计处理中平均预定时间周期范围的接收信号，其中
所述误差校正单元根据在所述误差估算单元中预定时间周期结束与所述校正执行单元启动校正之间的时长，加上所述误差估算单元中预定时间周期一半之和计算的时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转。
7.根据权利要求5所述的接收机，其中所述纠错执行单元包括：
检测单元，用于利用已校正的相位误差检测接收信号；
均衡单元，用于对检测的信号进行均衡处理；
残留误差估算单元，用于估算经过了均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和
残留错误校正单元，用于根据这样估算的残留相位误差对经过均衡处理的信号相位进行校正。
8.根据权利要求1所述的接收机，其中所述近似单元计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以便将同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值相加。
9.根据权利要求1所述的接收机，其中所述近似单元通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，计算出表示所产生的多个相关的量值的近似值。
10.根据权利要求1所述的接收机，其中所述近似单元通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，然后从中减去较大绝对值和较小绝对值之差乘以预定系数得到的值，计算出表示所产生的多个相关的量值的近似值。
11.根据权利要求1所述的接收机，其中所述近似单元通过根据在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位和校正相位之间的误差来确定预定系数，并且由系数对相关加权来计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。
12.根据权利要求1所述的接收机，其中所述选择单元通过依次淘汰法比较表示所产生的多个相关的量值的两个近似值来选择一个相关。
13.一种接收机，包括：用来接收信号的接收单元；
频率偏移估算单元，用于估算接收信号中包含的频率偏移；
相位估算单元，通过统计地处理在预定时间周期上接收的信号来估算初始化相位；
初始化相位校正单元，根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且根据这样确定的相位旋转校正估算的初始化相位；和
解调单元，用于根据校正的初始化相位解调接收信号。
14.根据权利要求13所述的接收机，其中
所述相位估算单元在统计处理中平均预定时间范围的接收信号，和
所述初始化相位校正单元根据从相位估算单元中的预定时间周期结束到解调单元开始解调之间的时长，加上相位估算单元中预定时间周期的一半之和计算的时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转。
15.根据权利要求13所述的接收机，其中
所述解调单元包括：
检测单元，用于利用校正的初始化相位检测接收信号；
均衡单元，用于对检测信号进行均衡处理；
残留误差估算单元，用于估算在经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和
残留误差校正单元，用于根据估算出的残留相位误差对经过均衡处理的信号的相位进行校正。
16.一种接收方法，包括步骤：
接收其中包含分别从表示信号的多个相位分别产生的多个码片的Walsh码代表码元的信号；
将所接收信号的相位校正到接近在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位；
对校正的信号以码元为单位进行Walsh变换，从而产生具有相位分量的多个相关；
计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以致越接近分配Walsh码的相位，近似值越大；和
通过参考表示多个相关的量值的近似值来选择一个相关，和输出表示与所选的相关对应的信号的多个相位。
17.根据权利要求16所述的方法，其中由接收步骤接收的信号中包含的Walsh码被分配给Walsh码的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值彼此相等的相位，计算近似值的步骤计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，使得相关的同相分量的绝对值越接近正交相位分量的绝对值，近似值就越大。
18.根据权利要求16所述的方法，其中校正相位的步骤检测在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位和所选相关的相位之间的相位误差，并且校正接收信号的相位，使得相位误差变小。
19.根据权利要求16所述的方法，其中校正相位的步骤检测接收信号的相位和在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位之间的误差，并且校正接收信号的相位以便减小误差。
20.根据权利要求16所述的方法，其中校正相位的步骤包括下列步骤：
估算接收信号中包含的频率偏移；
通过在预定时间周期上统计地处理接收信号，针对在其分配包含多个码片的Walsh码的所选的一个相位，估算接收信号的相位误差；
根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且通过所确定的相位旋转校正所估算的相位误差；以及
根据所校正的相位误差校正接收信号的相位。
21.根据权利要求20所述的方法，其中
估算相位误差的步骤在统计处理的预定时间周期上平均该接收信号，和其中
校正估算的相位误差的步骤根据在估算相位误差步骤中预定时间周期结束到校正接收信号的相位的步骤中校正开始之间的时长，加上估算相位误差步骤中预定时间周期一半之和计算的时间周期，从估算的频率偏移确定相位旋转。
22.根据权利要求20所述的方法，其中
校正接收信号的相位的步骤可以包括下列步骤：
利用校正的相位误差检测接收信号；
对检测的信号进行均衡处理；
估算经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和
根据所估算的残留相位误差校正经过均衡处理的信号的相位。
23.根据权利要求16所述的方法，其中计算近似值的步骤计算表示所产生的多个相关的量值的近似值，以使同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值相加。
24.根据权利要求16所述的方法，其中
计算近似值的步骤通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。
25.根据权利要求16所述的方法，其中
计算近似值的步骤通过将相关的同相分量和正交相位分量中较小的绝对值乘以0.5，再加上相关的同相分量和正交分量中较大的绝对值，然后从中减去较大绝对值和较小绝对值之差乘以预定系数得到的值，计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。
26.根据权利要求16所述的方法，其中
计算近似值的步骤通过根据在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位和校正相位之间的误差来确定预定系数，并且由该系数对相关加权来计算表示所产生的多个相关的量值的近似值。
27.根据权利要求16所述的方法，其中
输出表示信号的多个相位的步骤通过依次淘汰来比较表示所产生的多个相关的量值的两个近似值来选择一个相关。
28.一种接收方法，包括步骤：
接收信号；
估算接收信号中包含的频率偏移的频率偏移；
通过统计地处理预定时间周期上的接收信号来估算初始相位；
根据统计处理的预定时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转，并且通过所确定的相位旋转校正估算的初始相位；和
根据校正的初始相位解调接收信号。
29.根据权利要求28所述的方法，其中
初始相位估算步骤在统计处理的预定时间周期上平均接收的信号，和
校正初始相位的步骤根据从估算初始相位的步骤中预定时间周期结束到解调步骤中开始解调之间的时长，加上估算初始相位步骤中预定时间周期的一半之和计算的时间周期，从所估算的频率偏移确定相位旋转。
30.根据权利要求28所述的方法，其中
解调步骤包括下列步骤：
利用校正的初始相位检测接收信号；
对检测的信号进行均衡处理；
估算经过均衡处理的信号中包含的残留相位误差；和
根据所估算的残留相位误差对经过均衡处理的信号相位进行校正。
31.一种使计算机执行下列步骤的程序：
通过无线网络接收其中包括从表示信号的多个相位分别产生的多个码片的Walsh码代表码元的信号；
校正所接收信号的相位接近在其分配包括多个码片的Walsh码的所选的一个相位；
对校正的信号以码元为单位进行Walsh变换，从而产生具有相位分量的多个相关；
计算表示多个所产生的相关的量值的近似值，使得越接近在其分配Walsh码的、在存储器中存储的相位，近似值越大；以及
通过参考表示多个相关的量值的近似值选择一个相关，和从存储器中输出表示与所选相关对应的信号的多个相位。
32.一种使计算机执行下列步骤的程序：
通过无线网络接收信号；
估算接收信号中包含的频率偏移并在存储器中存储该频率偏移；
通过统计地处理预定时间周期上的接收信号来估算初始相位并且在存储器中存储该初始相位；
根据统计处理的预定时间周期，从存储器中存储的估算频率偏移确定相位旋转，利用所确定的相位旋转校正存储器中存储的估算初始相位；和
根据校正的初始相位解调接收信号。
CNB2004100831904A 2003-09-29 2004-09-29 具有高精度信号估算的接收方法和接收机 Expired - Fee Related CN100405743C (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003337765 2003-09-29
JP2003337765 2003-09-29
JP2004033607A JP4346465B2 (ja) 2003-09-29 2004-02-10 受信方法および装置
JP2004033607 2004-02-10

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1604484A true CN1604484A (zh) 2005-04-06
CN100405743C CN100405743C (zh) 2008-07-23

Family

ID=34380391

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004100831904A Expired - Fee Related CN100405743C (zh) 2003-09-29 2004-09-29 具有高精度信号估算的接收方法和接收机

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7228115B2 (zh)
JP (1) JP4346465B2 (zh)
CN (1) CN100405743C (zh)
TW (1) TWI271051B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104092642B (zh) * 2014-07-30 2017-07-28 东南大学 一种用于非相干解调电路中的载波相位同步方法及装置

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7649962B2 (en) * 2004-09-09 2010-01-19 Panasonic Corporation Phase error correction circuit
WO2006030601A1 (ja) * 2004-09-16 2006-03-23 Naoki Suehiro 受信装置及び受信方法
US8064414B2 (en) 2005-12-13 2011-11-22 Qualcomm, Incorporated Range extension techniques for a wireless local area network
JP4730219B2 (ja) * 2006-06-13 2011-07-20 パナソニック株式会社 同期検波復調装置
JP4215168B2 (ja) * 2007-01-19 2009-01-28 日本電波工業株式会社 信号処理部及び無線機
KR100858350B1 (ko) * 2007-06-04 2008-09-17 주식회사 파이칩스 무선신호 수신장치
US8428204B2 (en) * 2010-08-20 2013-04-23 Raytheon Company Recovering distorted digital data
JP5747777B2 (ja) * 2011-10-17 2015-07-15 富士通株式会社 受信装置、周波数偏差算出方法及びコンピュータプログラム
EP3260977B1 (en) * 2016-06-21 2019-02-20 Stichting IMEC Nederland A circuit and a method for processing data
DE102018000044B4 (de) * 2017-09-27 2023-04-20 Diehl Metering Systems Gmbh Verfahren zur bidirektionalen Datenübertragung in Schmalbandsystemen
US10708107B1 (en) * 2019-09-10 2020-07-07 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and decoder for suppressing phase noise in an orthogonal frequency division multiplexing signal

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1083648C (zh) * 1994-02-17 2002-04-24 普罗克西姆公司 高数据率无线局域网络
CA2251921C (en) * 1997-03-04 2003-07-08 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Receiver with frequency offset correcting function
US6654432B1 (en) * 1998-06-08 2003-11-25 Wireless Facilities, Inc. Joint maximum likelihood frame and timing estimation for a digital receiver
US6359878B1 (en) * 1998-07-20 2002-03-19 Wirless Facilities, Inc. Non-data-aided maximum likelihood based feedforward timing synchronization method
US6647071B2 (en) * 1998-11-06 2003-11-11 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for equalization and tracking of coded digital communications signals
JP3866908B2 (ja) * 2000-07-31 2007-01-10 三菱電機株式会社 無線通信用受信装置
JP3464645B2 (ja) * 2000-08-30 2003-11-10 松下電器産業株式会社 無線受信装置
DE10043743A1 (de) * 2000-09-05 2002-03-14 Infineon Technologies Ag Automatische Frequenzkorrektur für Mobilfunkempfänger
JP3715606B2 (ja) * 2002-09-10 2005-11-09 株式会社東芝 無線通信機及びその制御方法
DE10341107B3 (de) * 2003-09-05 2005-05-19 Infineon Technologies Ag Verfahren und Empfangseinheit zur Kompensation eines Frequenzversatzes und/oder einer zeitlichen Änderung der Phase eines Übertragungskanals durch empfängerseitiges Auswerten von Randsymbolen eines empfangenen Datenbursts
JP4665514B2 (ja) * 2004-12-28 2011-04-06 ソニー株式会社 無線通信装置及び無線通信方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104092642B (zh) * 2014-07-30 2017-07-28 东南大学 一种用于非相干解调电路中的载波相位同步方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
TWI271051B (en) 2007-01-11
CN100405743C (zh) 2008-07-23
JP2005130429A (ja) 2005-05-19
JP4346465B2 (ja) 2009-10-21
TW200522575A (en) 2005-07-01
US20050070237A1 (en) 2005-03-31
US7228115B2 (en) 2007-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1864338A (zh) 用于ofdm的差错向量幅值选择分集衡量标准
CN1303768C (zh) 接收方法和接收机
CN1231082C (zh) 天线加权估计方法和移动通信终端
CN1604484A (zh) 具有高精度信号估算的接收方法和接收机
US11811442B2 (en) Apparatus for receiver using multiple modulation schemes and associated methods
CN1144407C (zh) 码分多址通讯***的信号接收装置
CN1875644A (zh) 根据接收信号质量的量度选择接入点
CN1652472A (zh) 信号分离装置
CN1864382A (zh) 在多天线接收机中组合高数据率宽带分组信号的装置和方法
CN1853377A (zh) 在wlan设备和***中传送小间距分组的方法
CN1348642A (zh) 使用发射分集技术的方法和***
CN1095252C (zh) 无线电接收机
CN1677854A (zh) 时刻调节方法及使用该方法的数字滤波器和接收装置
CN1926777A (zh) 信道估计的方法和***、相关接收机及计算机程序产品
CN1201508C (zh) Cdma移动通信***中的cdma接收设备和接收信号功率测量设备
CN1839602A (zh) 使用导频符号的信道估计
CN1604498A (zh) 校准方法和利用该方法的无线装置
CN1219058A (zh) 带有衰落的无线通信用强抗干扰数字调制和解调方案
CN1303767C (zh) 估算响应特性的方法和装置，及其接收方法和接收器
CN1695314A (zh) 减小了定时抖动的早－迟同步器
CN1061205C (zh) 扩频通信***中载波恢复和补偿的方法及其装置
CN1702977A (zh) 无线通讯***
CN1210892C (zh) 无线接收装置和无线接收方法
CN1601923A (zh) 接收方法和接收设备
CN1599986A (zh) Fdd及tdd模式雷克接收器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20080723

Termination date: 20091029