CN1144407C - 码分多址通讯***的信号接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明为一种在分离多径接收机中以较小的电路规模高精度地进行路径选择的装置。其中，由复数形的匹配滤波器输出的反扩散信号Di和D_q被输入相位校正和路径选择器，提取出接收信号中包含的相位误差，据此计算出相位校正信号，并对信息符号的接收信号的相位校正。并且，对应于若干个时隙的平均值计算出接收信号的功率，进而选择预定数量的路径。将各路径中相位校正过的接收信号在分离多路合成器中进行定时合成的加法计算，并且将其结果输出。

Description

码分多址通讯***的信号接收装置

技术领域

本发明涉及应用于直接系列码分-多址联接(DS-CDMA)通讯***的信号接收装置，具体地说是在多路环境下对各路的接收信号的相位误差进行校正、进行分离多径(RAKE)合成的信号接收装置。

背景技术

近年来，在移动无线电***和无线局域网(LAN)等无线通信***的领域中，扩频通信方式特别是DS-CDMA(直接系列-码分多址)通信方式得到了关注。通常在无线通信***中，由发射机发送的信号经过距离长度不同的若干个传输路径到达接收机，因为它们不能进行相干相加(会发生多路径衰减)，因此在扩频通信方式中，采用分离多径的接收方式，使有效地利用多路径进行信号接收成为可能。

图7(a)中示出了在DS-CDMA通信方式中通信数据的帧结构的一个例子。在图例中，各帧由若干个(比如16个)时隙组成，每个时隙由引导符号块和信息符号块组成。各个引导符号块P₁，P₂...P_n具有预定的长度(如4个符号)，传送已知的符号列。各信息符号块I₁，I₂，...I_n中分别配置预定数量(比如36个符号)的信息符号。如图所示，引导符号块P₁，P₂...P_n和信息符号块I₁，I₂...I_n形成交叉配置的结构，发送时在信息符号中周期性地***引导符号。

各符号以比方说QPSK(四相相移键控)方式进行信息调制后，利用预定的码以BPSK(二进制相移键控)或QPSK进行扩散调制并且发送。这里，作为上述的扩散码采用的是由与符号长度相等的短码和若干个符号长的长码组合而成的双重扩散码。

图7(b)为接收上述信号的分离多径接收机的主要部分的结构图。图中，在接收天线101中接收到的扩频信号在高频接收部102变换为中频信号，分配器103将其分离为同相分量和正交分量两个信号，分别输入乘法器106和107。104为产生本地频率的振荡器，在该振荡器104的输出直接施加到上述乘法器106的同时，经将其相位移相π/2的移相电路105输入上述乘法器107。在上述乘法器106中由上述分配器103来的中频接收信号和上述振荡器104的输出信号相乘，借助低通滤波器108输出同相分量(I分量)的基带信号R_I。同样，在上述乘法器107中由上述分配器103来的中频接收信号和上述移相电路105的输出信号相乘，借助低通滤波器109输出正交信号(Q分量)的基带信号R_q。这样使接收信号被正交检波。

这样得到的基带信号R_I和R_q被输入复数形匹配滤波器110，与利用PN符号生成电路111产生的参考PN符号的I分量和Q分量序列分别相乘，进行反扩散。由该匹配滤波器110输出的反扩散输出的同相分量D₁和反扩散输出的正交分量D_q被输入到信号电平检测器112、帧同步电路114和相位校正块115。

上述信号电平检测器112，由反扩散输出的I成分D_i和反扩散输出的Q成分D_q计算出接收信号电平。计算出的接收信号电平被输入多路选择器113，在该多路选择器113按接收信号电平的大小的顺序选择N个(比如最大为4个)峰值作为若干个路径。这里，在多路选择器113，通过比较输入的接收信号的功率选择最多N个路径。

上述的帧同步电路114接收由上述多路选择器113接收指定的信号电平最大的路径的信息，根据检出的该路径的接收信号的上述引导符号块的符号模式，检出帧最前面的定时信号。

并且，上述多路选择器113的输出被输入相位校正块115，在该相位校正块115中相对于所选择的路径(比如最多为4个路径)对接收信号进行相位校正。对应于由该相位校正块115选择的各路径进行了相位校正的反扩散输出在分离多径合成器116中与定时信号进行合成，输出到数据判断电路117。此后，在该数据判断电路117中进行数据判断和信息解调。

为了进行同步检波，必须知道被反扩散的接收信号的绝对相位。如上所述，在上述相位校正块115检出上述引导符号(该发射信号的矢量是已知的)的接收信号的相位旋转量的大小(误差矢量)，由该误差矢量算出校正信号(校正矢量)，对于反扩散的接收信号矢量的相位进行校正。

图8为上述相位校正块115的简单结构图。在该图中，120为对上述复数形匹配滤波器110输出的引导符号的反扩散信号D_i，D_q中所含的相位误差进行提取和平均的装置。并且，130为通过将上述相位误差提取和平均装置120输出的校正信号(校正矢量)和信息符号块的反扩散信号相乘而对信息符号的扩散信号D_i，D_q进行相位校正的相位校正装置。

下面，对该相位校正处理进行说明。

将图中没有示出的由发射机发送的引导符号以复数a(＝a_i+ja_q)来表示，在某个路径的反扩散后的接收的引导符号以P(＝P_i+jP_q)加以表示。如下面的公式(1)所示，经过常数倍的幅度调整后，基本上a和P的不同仅为相位(θ)的不同。

$P=P_i+j\·P_q=(a_i+j\·a_q)\·e^{\mathrm{j\θ}}---\left(1\right)$

因此，如式(2)所示，根据将接收信号P和发送信号a的共轭复数相乘，可以仅将在该接收的引导符号p中包括的相位误差矢量ev提取出来。

          ev＝(P_i+j·P_q)(a_i-j·a_q)

         ＝(P_i·a_i+P_q·a_q)+j·(P_q·a_i-P_i·a_q)

         ＝e^jθ                                  (2)

因此，在当前路径中的引导符号区中相位误差的平均值E可以用下面的公式(3)进行表示。

$E=\frac{1}{L}\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}({P_i}^k+j\·{P_q}^k)\·({a_i}^k-j\·{a_q}^k)$

$=E_i+j\·E_q---\left(3\right)$

这里，L为包含在引导符号块中的符号数(此时L＝4)，上面所示的k表示引导符号的号码。

由于发送的引导信号(a_i+j·a_q)通常是由ai ＝(-1，+1)和a_q＝(-1，+1)组合而成的，上述式(2)中的乘法可以对接收信号P_i，P_q的正负号进行控制，上述引导符号块的相位误差E可以基本上利用加法器求得。因此计算相位误差的电路结构也可以很简单。

这样，可以将在各引导符号块中的相位误差的平均值算出，利用算出的相位误差进行对信息符号的反扩散信号的相位校正时，具有两种方法。

对该相位校正方法可参照图9加以说明。图9(a)为第一种方法，如图所示，此时由引导符号块P1，P2，P3算出的各自的相位误差矢量为E⁽¹⁾，E⁽²⁾，E⁽³⁾，在当前的引导符号块后续的信息符号块I1、I2、I3中均为对信息符号进行校正的信息。即，该第一种方法是进行外插校正的方法。

下面以引导符号块P1和信息符号块I1为例对这种相位校正运算进行说明。但是，为简化说明省略块的号码。

在第一种方法中，各路径的校正矢量利用与引导符号块的相位误差矢量相等的量，对于各信息符号的校正矢量M由下面的公式(4)～公式(6)进行定义。

         M＝M_i+j·M_q             (4)

         M_i＝E_i                  (5)

         M_q＝E_q                  (6)

如下面的公式(7)所示，通过将上述校正矢量M的共轭矢量与当前信息符号的接收信号矢量D(＝D_i+jD_q)相乘，对当前时隙的信息符号块的接收信号的相位误差进行校正。这样，可以求出被校正的接收信号矢量D_hat(以下，将“D”的上部附有山字形记号的符号用“D_hat”来表示)。

$\hat{D}=(D_i+j\·D_q)\·(M_i-j\·M_q)$

$=(D_i{M}_i+D_q{M}_q)+j\·(D_q{M}_i-D_i{M}_q)---\left(7\right)$

以上所示的公式(1)到公式(7)，为对某一路进行的计算。通过将和其相同的运算分别对上述多路选择器113所选择的各路的反扩散后的接收信号进行，可以达到将它们各自的相位误差加以校正的目的。

对于各路径的接收信号进行上述的相位校正处理，将得到的校正后的各路的接收信号以同样的定时进行加法，作分离多径合成，得到下面的公式(8)和(9)所示的分离多径合成输出Dbar(以下将D的上面加横线的符号称为“Dbar”)。

${\stackrel{\‾}{D}}_i=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{D}}_i^{\left(n\right)}---\left(8\right)$

${\stackrel{\‾}{D}}_q=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{D}}_q^{\left(n\right)}---\left(9\right)$

式中的(n)表示各路径的号数，n＝1，2，...N。N比如取4。

图9(b)中为对上述第二种方法的说明图。如图所示，第二种方法是由位于信息符号块前后的引导符号块的接收信号计算出校正矢量、然后对该引导符号块中所含的信息符号块的接收信息进行相位校正的方法。即，这种方法为所谓的内插校正方法。此时，比如位于由36个符号构成的信息符号块的前面的4符号的引导符号块的接收信号的相位误差和位于信息符号块后面的4符号的引导符号块的接收信号的相位误差，总共8个符号的相位误差的平均值，被用来对位于中间的36个符号的信息符号的校正误差进行校正。

此时，从上述相位误差提取和平均装置120输出如下面的公式(10)和(11)所示的、将各时隙中含的4个引导符号的相位误差进行平均得到的误差矢量。这里，E^(t)为当前时隙中所含的引导符号的平均误差矢量，E^(t+1)为后续的时隙中所含的引导符号块的平均误差矢量。

$E^{\left(t\right)}=E_i^{\left(t\right)}+j\·E_q^{\left(t\right)}---\left(10\right)$

$E^{(t+1)}=E_i^{(t+1)}+j\·E_q^{(t+1)}---\left(11\right)$

这里，各信息符号的相位误差校正用的校正矢量M用下面的公式(12)和(13)进行定义。

$M_i=(E_i^{\left(t\right)}+E_i^{(t+1)})/2---\left(12\right)$

$M_q=(E_q^{\left(t\right)}+E_q^{(t+1)})/2---\left(13\right)$

这样由当前时隙中所含的引导符号块中算出的平均误差矢量E^(t)和后续的时隙中所含的引导符号块算出的平均误差矢量E^(t+1)的平均值作为校正矢量M来使用，利用将该共轭矢量和当前信息符号的接收矢量D(＝Di+jD_q)相乘，可以将两个引导符号块中包含的当前时隙的信息符号块的接收信号的相位误差进行校正。

在应用该第二种方法时，通过根据位于信息符号块两侧的引导符号块的接收信号的相位误差对当前信息符号块的接收信号进行相位校正，可以得到比上述第一种方法更高精度的相位校正。但是，此时由于到上述相位误差信息的算出需对当前信息符号块的接收信号加以滞后，需要设置存储器等滞后电路。

图7所示的分离多径接收机，可以对若干路的接收信号进行合成接收，可进行品质优良的信号接收。

但是，在上述多路选择器113的路径选择由于是根据反扩散后的信号的功率进行的，故容易受到干扰和杂音的影响。即上述多路选择器113可根据下面的公式(14)计算出各路的反扩散信号的信号功率|D|(D＝D_i+jD_q)。

$\left|D\right|=\sqrt{D_i^2+D_q^2}---\left(14\right)$

但，由上述公式(14)可以看出，此方法由于干扰或互相关的噪音分量不管反扩散信号为正还是负均为正值，在对若干个符号进行平均时，存在峰值和峰值以外的部分之间的信号电平的差不太大的问题。

并且，将这样的分路多径接收机作为便携机使用时，就必须要使其小型化和降低耗电量。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种可以高精度地接收信号、电路规模小、并且耗电低的CDMA通信***中使用的信号接收装置。具体地说，本发明的目的在于提供一种路径选择精度高的高精度的信号接收装置。

为了实现上述目的，本发明的用于CDMA通信***的信号接收装置，用于接收由帧序列组成的信号，其中，每个帧由多个时隙构成，每个时隙包括由多个信息符号构成的信息符号块和由多个引导符号构成的引导符号块；其特征在于，包括：用于对上述接收信号进行反扩散并输出该反扩散信号的匹配滤波器；用于检测上述匹配滤波器输出的反扩散信号的电平的信号电平检测器；用于根据上述匹配滤波器输出的反扩散信号和从上述信号电平检测器所接收的信号中的上述引导符号而检测帧的同步的帧同步检测器；用于根据上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的上述引导符号和从上述帧同步检测器所接收的信号而算出相位校正信号，利用该相位校正信号对上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的上述信息符号进行相位校正，根据上述相位校正信号的功率而选择应接收的路径并输出上述被选择的路径上的上述相位校正后的信号的相位校正和路径选择器；以及用于使上述被选择的路径上的上述相位校正后的信号同步，并合成这些信号的分离多径合成器。

并且，上述相位校正和路径选择器包括：从上述反扩散信号中的引导符号中提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；将该相位校正信号转换为数字信号的模数转换器；存储该数字化的相位校正信号的存储器；根据与上述多个时隙对应的上述数字化的相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；对上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的信息符号进行采样保持的采样保持电路；以及将该采样保持的反扩散信号中的信息符号和由上述存储器输出的数字化的相位校正信号相乘的乘法器。

此外，上述相位校正和路径选择器包括：将由上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的引导符号转换为数字信号的模数转换器；由上述模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的引导符号提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；存储该相位校正信号的存储器；根据与上述多个时隙对应的上述相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；对上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的信息符号进行采样保持的采样保持电路；以及将该采样保持的反扩散信号中的信息符号和由上述存储器输出的相位校正信号相乘的乘法器。

另外，上述相位校正和路径选择器包括：将由上述匹配滤波器输出的反扩散信号转换为数字信号的模数转换器；由上述模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的引导符号中提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；存储该相位校正信号的存储器；根据与上述多个时隙对应的上述相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；以及将上述模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的信息符号和由上述存储器输出的相位校正信号相乘的乘法器。

另外，上述相位校正和路径选择器包括：将上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的引导符号转换为数字信号的第一模数转换器；从该第一模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的引导符号中提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；存储该相位校正信号的存储器；根据与上述多个时隙对应的上述数字化的相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；将上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的信息符号转换为数字信号的第二模数转换器；以及将该第二模数转换器输出的数字化的反扩散信号的信息符号和由上述存储器输出的相位校正信号相乘的乘法器。

另外，上述相位校正和路径选择器是与接收信号的引导符号同步地进行动作，在其他时刻处于休眠的状态。

因为是由相位校正信号计算接收信号的功率，可以降低干扰和杂音的影响，实现高精度的分离多路接收。并且，可以减小路径选择电路的规模，使得消耗的功率降低。

以下结合附图和实施例，对本发明的信号接收装置作进一步详细的说明。

附图说明

图1为本发明的信号接收装置的一个实施例的结构框图。

图2为本发明的信号接收装置中相位校正和路径选择器的第一

实施例的结构框图。

图3为本发明的信号接收装置中相位校正和路径选择器的第二

实施例的结构框图。

图4为本发明的信号接收装置中相位校正和路径选择器的第三

实施例的结构框图。

图5为本发明的信号接收装置中相位校正和路径选择器的第四

实施例的结构框图。

图6为本发明的信号接收装置中路径选择器的结构框图。

图7为DS-CDMA通信***中发送数据的帧结构例和对现有的分离多径接收信号的说明图。

图8.相位校正装置的功能结构框图。

图9.相位校正动作的说明图。

具体实施方式

图1为本发明的用于CDMA通信***的信号接收装置的一个实施例的结构框图。另外，图中所示的为对应上述图7(b)中虚线所包围的部分。

图1中，10为复数形匹配滤波器，相当于上述图7(b)中的复数形匹配滤波器110。该复数形的匹配滤波器10将对正交检波得到的接收信号R_i和R_q采样得到的信号和所预定的扩散符号的复制品(长码PN和短码PN)进行相关运算，输出和反扩散信号同相位的分量(I分量)D_i和与其垂直的分量(Q分量)D_q。这里上述采样频率可以是与片码速率相同或是片码速率的整数倍(比如2倍)的频率。

此外，作为该匹配滤波器10可以采用比如DSP(数字信号处理器)等数字运算电路的匹配滤波器，采用SAW(声表面波)元件的匹配滤波器，或本发明人提出的模拟型匹配滤波器(日本专利公报第09-83486号公报)等各种形式。但是，在使用上述数字运算电路时，上述正交检波的输出需要经A/D变换输入相应的匹配滤波器。而且，在利用上述模拟的匹配滤波器时，可以进行低耗电、高速度、高精度的运算。

11为由上述复数形的匹配滤波器10输出的相关输出D_i，D_q计算出接收信号功率的信号电平检测器，其输出被输入帧同步器12。

12为帧同步器，将由上述信号电平检测器11输出的若干个接收信号功率采样值进行平均，接收对应最大平均功率的路径的信号，检出该接收信号中的上述引导符号的接收信号是否含有预定的模式。此后，在检出相应预定的模式时，输出帧同步信号。

作为上述预定模式的检出方法有如利用匹配滤波器的判定方法，对接收的引导符号的反扩散信号的延迟检波输出和当前预定的模式是否一致的判定方法等。

13为相位校正和路径选择器，它在根据上述复数形匹配滤波器10的输出中所含的上述引导符号的接收信号算出相位校正信号，对信息符号的反扩散信号进行相位校正的同时，由该相位校正信号计算出各路接收信号的功率，选择应当接收信号的路径。后面将对该相位校正和路径选择器13作详细地介绍。

14为分离多径合成器，它将上述相位校正和路径选择器13输出的各路的相位校正后的接收信号的定时进行一致合成，将I分量和Q分量的合成输出D_i bar和D_q bar输出到分离多径合成器。该分离多径合成器14的输出D_i bar、D_q bar在后续的判断电路中被进行信息解调。此外，后面将对该分离多径合成器14作详细地说明。

以下对上述相位校正和路径选择器13进行说明，这里，以采用上述第一种方法(外插校正)进行相位校正为例进行说明。又，即便在采用上述第二种方法(内插校正)时，采用将信息符号的反扩散信号延迟的装置也是同样适用的。

图2为上述相位校正和路径选择器13的第一实施例的结构框图。图2中，20为相位误差提取平均装置，它对由上述匹配滤波器10输出的引导符号的反扩散信号进行相位误差提取和平均化，计算出相位校正信号；对应于图8中的相位误差提取平均装置120。30为根据该相位校正信号对信息符号的反扩散信号进行相位校正处理的相位校正装置，对应于图8中的相位校正装置130。

另外，21为数模转换器(A/D转换器)，用于将上述相位误差提取平均装置20输出的与各路径对应的1个时隙中所含的引导符号的相位误差的平均值(即相位校正信号)M_i、M_q转换为预定位数(如8bit)的数字信号；22为存储该A/D转换器21输出的转换为数字信号的相位校正信号的存储器；23为路径选择器，用于计算存储于存储器22中的预定时隙数的相位校正信号的平均值，根据该相位校正信号的平均值计算出各路径的接收信号的功率电平，选择该接收信号的电平比预定值大的若干个路径。

此外，31为采样保持电路，用于对上述匹配滤波器10输出的信息符号的反扩散信号进行采样保持；32为乘法器，用于将由该采样保持电路31输出的各路的信息符号的采样保持后的反扩散信号和上述存储器22中存储的当前相位校正信号相乘。该采样保持电路31和乘法器32构成了上述相位校正装置30。而且，由该乘法器输出的各路的相位校正后的信息符号的扩散信号，在上述分离多径合成电路14中，将定时作加法合成，进行路径分离。

又，在该实施例中，上述复数形匹配滤波器10为上述模拟型的匹配滤波器，而且上述正交检波后的接收信号以片码周期进行采样，输入该复数形的匹配滤波器10中。还有，即便在分组采样或多倍数采样时也可以用同样的方式进行。

并且，上述乘法器32，具有将模拟的反扩散信号和数字的相位校正信号相乘的功能，可以使用(比方说)本发明人发明的模数乘法器(参见日本专利特开平06-162230号公报和特开平06-215164号公报)。

在这种结构的相位校正和路径选择器13中，由上述匹配滤波器10输出的上述接收信号的反扩散输出D_i，D_q每当以芯片定时输出时，相位校正后的信号以与各路相应的定时输出。

在上述相位误差提取/平均装置20中，根据由上述帧同步电路12提供的帧同步信号，按在各时隙中的引导符号块的定时输入上述反扩散信号。并且，根据上述公式(2)，计算出每次各芯片定时输出的引导符号的反扩散信号中所含的相位误差。而且，当前时隙中的引导符号块中所含的引导符号的整体(比如4个引导符号)中，计算出在各个芯片的每次定时，即每次各路径算出的相位误差的平均值E(式(3))。

每次该各芯片定时的平均值E被输出到上述A/D转换器21，在该A/D转换器21被转换为如8位的数字信号，存储于存储器22中。这样，存储器22中存储着与各片码定时对应的上述公式(5)和(6)所表示的相位校正信号M_i和M_q。

在该存储器22中存储的各片码定时的相位校正信号被输入上述路径选择器23，在该路径选择器23如下面的公式(15)和(16)所示，计算出n个时隙中的每次各芯片定时的相位校正信号的平均值。

$Y_i=\frac{1}{T}\underset{n=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{M}_i\left(n\right)---\left(15\right)$

$Y_q=\frac{1}{T}\underset{n=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{M}_q\left(n\right)---\left(16\right)$

其中T为进行平均的时隙数，(n)为时隙的号码。

接下来，根据以公式(15)和(16)算出的T个时隙的相位校正信号的平均值Y_i，Y_q，利用下面的公式(17)算出各路径的接收信号的功率水平。这里，Y＝Y_i+jY_q。

$\left|Y\right|=\sqrt{Y_i^2+Y_q^2}\≅\max \left(\right|Y_i|,|Y_q\left|\right)+\frac{3}{8}\min \left(\right|Y_i|,|Y_q\left|\right)---\left(17\right)$

这里，按平均接收功率|Y|的大小的顺序选择若干个(L个)路径作为应当接收信号的路径，将选择的路径的定时信号供给上述信息符号相位校正装置30。

这样，上述采样保持电路31以对应于当前选择的路径的片码定时，对由上述匹配滤波器10输出的信息符号进行采样，输出到乘法器32。在乘法器32中，由该采样保持电路31输出的被选择的路径的反扩散信号和存储在上述存储器22中与对应的路径的接收信号相对应的相位校正信号相乘，从上述公式(7)进行相位校正计算。相位校正后的上述选择的路径的接收信号在上述分离多径合成器14中对定时进行合成加法，将上述公式(8)和公式(9)所示的分离多径合成输出加以输出。

这样，根据本发明，对于取正或负的值的各时隙的相位校正信号Mi(n)和M_q(n)，是以上述公式(15)和公式(16)计算出平均值的，故杂音和干扰分量被平均化，比起上述公式(14)所示的现有技术中平均值的计算方法，互相关和干扰分量的影响被大幅度地抑制。

而且，在采用长码和短码的双重扩散符号时，与长码的互相关对每次的各个符号为随机值，对采用本发明的若干个符号进行平均时，该长码的随机性可以有效地作用，从而减小互相关的影响。

又，上述A/D转换器21、上述采样保持电路31和上述乘法器32对于以片码速率进行处理是必要的。

图3为本发明的上述相位校正和路径选择器13的第二实施例的结构框图。该图所示的实施例是将上述引导符号的相位误差提取平均装置用数字电路构成。如图3所示，在该实施例中，在上述相位误差提取平均装置20的前面设置A/D转换器24，将与上述匹配滤波器10的输出中的引导符号块对应的反扩散信号经该A/D转换器24转换为具有一定位数(如8位)的数字数据后，输入至上述相位误差提取平均装置20中。此外，在该相位误差提取平均装置20中利用数字运算电路算出上述相位校正信号M_i，M_q。其他处理与上述图2所示的实施例相同，省略其说明。

图4为上述相位校正和路径选择器13的第三实施例的结构框图。该图所示的实施例将数字乘法电路作为上述乘法器，并设有将上述匹配滤波器10输出的信号转换为数字数据的A/D转换器25。并且，将该A/D转换器25的输出输入上述引导符号的相位误差提取平均装置20和上述信息符号的相位校正装置30。此外，在上述信息符号的相位校正装置30中设置有作为上述A/D转换器25输出的反扩散信号的缓冲器用的存储器33。其他的动作因为和上述的第一和第二实施例相同，故在此省略对它们的详细说明。

图5为上述相位校正和路径选择器13的第四实施例的结构框图。此图所示的实施例中，将上述图3中所示的第三实施例的采样保持电路31用第二A/D转换器34代替。在此实施例中，也使用作为上述乘法器32用的数字乘法电路。此外，将上述匹配滤波器10的输出经第二A/D转换器34转换为数字数据输入上述乘法器32。其他的动作因为和第一和第二实施例相同，略去详细说明。

此外作为上述复数形的匹配滤波器不使用模拟型的匹配滤波器而利用由数字电路构成的匹配滤波器时，可不用上述A/D转换器25，直接将上述匹配滤波器的输出输入至相位误差提取平均装置20和相位校正装置30。

以下，对上述路径选择器23进行说明。图6为上述路径选择器23的一个实施例的结构框图。图中41₁～41_N为对应于候选路径的接收信号功率水平的计算装置，N为1个符号的片码数×过采样倍数。比如，1个符号以128个片码双倍采样时，N＝256。各接收信号功率电平计算装置41₁～41_N中设有将对应的相位校正信号的I分量M_i和Q分量M_q输入的平均电路51和52，二者分别算出相位校正信号的若干个时隙的平均值(根据公式(15)和(16))。各相位校正信号的平均输出被输入功率计算装置53，以上述公式(17)计算出平均接收信号功率|Y|。

这样计算出的各候选路径即各片码的定时中平均的接收信号功率被输入选择器42，选择接收信号功率最大的L个路径。如前述，被选择的L个路径对应的定时信号被送入相位校正装置30。

这样，根据本发明因为向路径选择器23输入的由上述存储器22输出的数字信号的相位校正信号，不需要象现有的技术那样仅为选择路径而设置A/D转换器，可以缩小电路的规模。并且路径选择器的动作定时是与引导符号块的接收定时相对应的定时，在信息符号块的定时中可以使路径选择器23进入休眠状态，可以减少电能的消耗。

如上述说明，本发明的信号接收装置中，为进行路径选择将接收信号的功率利用相位校正信号算出，可以有效地除去杂音和干扰分量的影响，此外，可以有效地利用长码的随机性，使正确地检出接收信号电平的峰值成为可能。

而且，因为不需要如现有的路径选择器为选择路径设置A/D转换器，可以缩小路径选择器的电路规模，使得低功耗成为可能。

Claims (6)

1.一种用于CDMA通信***的信号接收装置，用于接收由帧序列组成的信号，其中，每个帧由多个时隙构成，每个时隙包括由多个信息符号构成的信息符号块和由多个引导符号构成的引导符号块；其特征在于，包括：

用于对上述接收信号进行反扩散并输出该反扩散信号的匹配滤波器；

用于检测上述匹配滤波器输出的反扩散信号的电平的信号电平检测器；

用于根据上述匹配滤波器输出的反扩散信号和从上述信号电平检测器所接收的信号中的上述引导符号而检测帧的同步的帧同步检测器；

用于根据上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的上述引导符号和从上述帧同步检测器所接收的信号而算出相位校正信号，利用该相位校正信号对上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的上述信息符号进行相位校正，根据上述相位校正信号的功率而选择应接收的路径并输出上述被选择的路径上的上述相位校正后的信号的相位校正和路径选择器；以及

用于使上述被选择的路径上的上述相位校正后的信号同步，并合成这些信号的分离多径合成器。

2.如权利要求1所述的用于CDMA通信***的信号接收装置，其特征在于，上述相位校正和路径选择器包括：

从上述反扩散信号中的引导符号中提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；

将该相位校正信号转换为数字信号的模数转换器；

存储该数字化的相位校正信号的存储器；

根据与上述多个时隙对应的上述数字化的相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；

对上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的信息符号进行采样保持的采样保持电路；以及

将该采样保持的反扩散信号中的信息符号和由上述存储器输出的数字化的相位校正信号相乘的乘法器。

3.如权利要求1所述的用于CDMA通信***的信号接收装置，其特征在于，上述相位校正和路径选择器包括：

将由上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的引导符号转换为数字信号的模数转换器；

由上述模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的引导符号提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；

存储该相位校正信号的存储器；

根据与上述多个时隙对应的上述相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；

对上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的信息符号进行采样保持的采样保持电路；以及

将该采样保持的反扩散信号中的信息符号和由上述存储器输出的相位校正信号相乘的乘法器。

4.如权利要求1所述的用于CDMA通信***的信号接收装置，其特征在于，上述相位校正和路径选择器包括：

将由上述匹配滤波器输出的反扩散信号转换为数字信号的模数转换器；

由上述模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的引导符号中提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；

存储该相位校正信号的存储器；

根据与上述多个时隙对应的上述相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；以及

将上述模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的信息符号和由上述存储器输出的相位校正信号相乘的乘法器。

5.如权利要求1所述的用于CDMA通信***的信号接收装置，其特征在于，上述相位校正和路径选择器包括：

将上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的引导符号转换为数字信号的第一模数转换器；

从该第一模数转换器输出的数字化的反扩散信号中的引导符号中提取其所含的相位误差，将它们的平均值作为相位校正信号输出的相位误差提取平均单元；

存储该相位校正信号的存储器；

根据与上述多个时隙对应的上述数字化的相位校正信号的平均值算出接收信号的功率，根据该计算值选择接收路径的路径选择器；

将上述匹配滤波器输出的反扩散信号中的信息符号转换为数字信号的第二模数转换器；以及

将该第二模数转换器输出的数字化的反扩散信号的信息符号和由上述存储器输出的相位校正信号相乘的乘法器。

6.如权利要求1所述的用于CDMA通信***的信号接收装置，其特征在于，上述相位校正和路径选择器是与接收信号的引导符号同步地进行动作，在其他时刻处于休眠的状态。

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