CN1486106A - 智能天线自适应波束形成装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种通讯领域中智能天线自适应波束形成装置和方法，所述方法包括：一、用离散波束扫描进行多径搜索；二、用已知的专用控制信道导频符号作为参考信号，求权值；三、对阵列接收的信号进行空域处理；四、解扰解扩判决输出；五、估计判决后数据比特的信干噪比，并与设定的门限做比较；六、对已知的导频符号和判决出的非导频符号，重扩加扰后作为新的参考信号，并求取优化权值；七、利用优化权值，处理专用数据信道信息。采用本发明装置和方法，能提高搜索精度，减少算法的计算量，加快了运算速度，同时克服可能的判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值，而且会使***构成简化，技术难度降低，易于工程实现。

Description

智能天线自适应波束形成装置和方法

技术领域

本发明涉及通讯领域的宽带码分多址(WCDMA)***波束形成技术，尤其涉及宽带码分多址***中智能天线的自适应波束形成方法。

背景技术

随着第三代移动通信***在全球范围内的迅速发展，作为第三代移动通讯***关键技术之一的智能天线技术也越来越多的得到了人们的重视。通常情况下，利用智能天线所接收的空时信号进行波束形成的首要任务是估计不同路径的时延，如果没有准确的时延参数，自适应波束形成将无从做起。而时延的估计是在波束形成之前，也就是说时延估计时，无法利用波束抑制波束外的非期望用户，所有激活用户(某扇区)的信号都将被接收并相互干扰。在无智能天线的基站中，所能容纳的同时激活的最多用户数目是确定的，超过该数目，时延估计将出现困难。而配备有智能天线的基站，在未形成波束前，如果不采取其它措施，时延估计与无智能天线的基站没有什么差别。也就是说，所能容纳的最多用户数目与无智能天线的基站基本相同。这显然没有发挥智能天线可以扩大基站容量的作用。因此，在时延估计上必须采取其他有效措施，使得在激活的用户数目超过常规基站时，时延估计仍能正常进行。

目前通常采用的自适应波束算法或者假设时延已知，或者仅把单根天线的信息输入到搜索器，求出相关能量大的峰值，以此来决定时延信息。由于没有利用天线阵列的空域信息，从而使得时延搜索的精度难以保证。中国发明专利申请公开说明书CN1198045对传统的自适应波束天线提出了一种改进方法。该专利在保持传统方法所需要的设备组成和运行步骤以外，增加了一套用来估计移动用户移动方向的第二控制信号所需的设备。该发明方案可能改善天线的性能，但存在以下缺点：因循了传统方案中对复数加权系数的计算，不能减轻对计算速度的高要求；需要额外增加与第二控制信号有关的设备，如在基站中增加移动方向估计器和辐射方向图旋转器、在移动台增加GPS接收机等设备，增加了***成本和维护费用。另外一份中国发明专利CN-123539提出了一种预先优化成形波束的自适应阵列天线。在自适应处理时，将复数权值的计算分解为两个部分，即初始权设计和运行权处理。其中初始权设计在天线***构成时完成，实现对自适应天线方向图的成形和优化；天线在运行时进行运行权相位的计算，将优化后的方向图主瓣旋转至有用信号来向，干扰落入低电平副瓣区，从而抑制干扰。该发明方案天线在运行过程中需要将进行初始权与运行权的相乘运算，增加了计算量，同时对初始权的要求较高，初始权设计的误差对最终结果会带来很大的影响。

发明内容

本发明的目的是提出一种带有自适应波束智能天线的基站接收信息时使用的离散波束扫描级联反馈自适应波束形成装置和方法，以提供准确的时延参数，降低***运算量，同时降低硬件成本。

本发明的核心思想是，先在给定的扇区内，利用离散波束扫描进行时延搜索；然后采用基于最小均方误差准则的维纳近似解作为优化权值，自适应计算中采用批处理方法，避免了迭代运算；其中算法所需的参考信号通过判决反馈、重扩加扰得到，并由参考信号来控制自适应权矢量的调整。另外，借助导频符号实现信道估计和补偿，避免了信道对参考信号的影响。

为实现上述目的，本发明构造了一种宽带码分多址***中的自适应波束形成装置，其特征在于，包括三个模块：空域波束形成模块、时域匹配滤波模块和重扩加扰反馈模块；

所述空域波束形成模块进一步包括离散波束扫描及多径搜索模块、权值估计模块、乘法器和加法器；

所述时域匹配滤波模块进一步包括解扰模块、解扩模块、导频符号辅助Rake合并模块、数据比特判决模块、信干噪比计算和判决模块；

所述重扩加扰反馈模块进一步包括扩频模块、加扰模块；

所述的空域波束形成模块先利用所述离散波束扫描及多径搜索模块进行多径搜索，再通过所述乘法器和所述加法器对接收的阵列信号利用所述权值估计模块(212)的输出进行波束形成；在进行空域波束形成时，利用所述重扩加扰反馈模块输出构成参考信号，并根据最小均方误差准则求出的近似解作为新权值；波束形成后的数据流经所述解扰模块和所述解扩模块成为数据比特，接着在所述导频符号辅助Rake合并模块中，利用导频符号进行信道估计和补偿及Rake合并，然后通过所述数据比特判决模块进行判决，此后经过所述信干噪比计算和判决模块实现门限判决，最后对判决输出数据比特和已知导频符号通过所述扩频模块和所述加扰模块分别完成扩频和加扰，并将此码片流做为新的参考信号。

本发明还提供了一种智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：用离散波束扫描进行多径搜索；

步骤二：用已知的专用控制信道导频符号作为参考信号，求权值；

步骤三：对阵列接收的信号进行空域处理；

步骤四：解扰解扩判决输出；

步骤五：估计判决后数据比特的信干噪比，并与设定的门限做比较；

步骤六：对已知的导频符号和判决出的非导频符号，重扩加扰后作为新的参考信号，并求取优化权值；

步骤七：利用优化权值，处理专用数据信道信息。

所述的步骤一进一步包括如下过程：

(1)利用离散波束进行扫描，即在给定的扇区内，用波束来回扫描进行用户搜索；

(2)当扫描到某位置搜索到期望用户时，记录此时的扫描角度并将其作为自适应波束形成的依据。

所述的步骤二进一步包括如下过程：

(1)将导频信号扩频加扰之后的信号作为参考信号d，确定阵列接收的导频信号X_p和参考信号d的互相关矩阵r_xd＝E[X_pd^*]，其中^*代表共轭运算；

(2)根据最小均方误差准则求出的近似解(即r_xd＝E[X_pd^*])作为新自适应权值W＝r_xd。

所述的步骤三进一步包括如下过程：

(1)对阵列接收的导频时间段信号做波束形成Y_p＝W^HX_p，其中H代表转置运算；

(2)对阵列接收的非导频时间段信号X_t做波束形成Y_t＝W^HX_t。

所述的步骤四进一步包括如下过程：

(1)对专用控制信道信号解扰 $P_s\left(k\right)=Y_p\left(k\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(k\right);$

(2)对专用控制信道信号解扩 $Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=(k-1)\·\mathrm{SF}+1}{\overset{k\·\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_s\left(i\right)c_{\mathrm{cch}}\left(i\right),$ 式中k表示第几个信息符号，SF为专用控制信道的扩频因子，S_dpch(·)为扰码，c_cch(·)为专用控制信道的扩频码；

(3)用专用控制信道信号解扰解扩的结果估计Rake合并的第l条多径的复增益 $G_c\left(l\right)=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right),$ 式中q为导频位数；

(4)进行信道补偿并对用户发送控制信息进行判决 $d_c=\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(Y_t\right)G_c^{*}\left(l\right)\right),$ 式中sign表示符号判决运算，imag表示取虚部运算。

所述的步骤五进一步包括如下过程：

(1)计算信干噪比并进行信干噪比门限判决；

(2)若信干噪比满足要求，则将判决后的数据比特继续下述步骤；

(3)若信干噪比不满足要求，则舍弃此数据，返回步骤一。

所述的步骤六进一步包括如下过程：

(1)将判决出的控制信息扩频d_d＝d_c·c_cch，将控制信息加扰d_s＝d_d·S_dpch；

(2)形成新的参考信号d₁＝[d d_s]，新的阵列接收信号X₁＝[X_p X_t]，求两信号的互相关矩阵 $r_{\mathrm{xd}}=E\left[X_1{d}_1^{*}\right];$

(3)根据最小均方误差准则求出的近似解作为优化权值W_opt＝r_xd。

所述的步骤七进一步包括如下过程：

(1)利用专用控制信道求得的权值对专用数据信道进行相应处理；

(2)对多径进行Rake合并，得到期望用户的数据比特信息。

本发明由于采用了离散波束扫描结合导频位辅助解扩重扩级联反馈的自适应波束形成方法，同现有的自适应波束形成方法相比具有很多的优点。因为在给定的扇区内，利用离散波束扫描进行时延搜索，提高了搜索精度。同时，采用批处理计算并以最小均方误差的近似解替代维纳解，避免烦琐的迭代计算和大型矩阵相乘、矩阵求逆，从而极大的减少了算法的计算量。另外，本发明利用导频符号代替判决结果符号进行重扩，克服了可能的判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值；还借助导频符号实现信道估计和补偿，避免了信道对参考信号的影响，使算法能有效的对抗信道的变化，得到更加精确的结果，同时简化了***结构。而且本发明所述的方法和装置能跟踪用户的波达方向，自适应的调节权矢量；而且能在期望用户的波达方向形成波束最大指向，在干扰用户方向形成零陷，有效的抑制干扰的影响。

附图说明

图1是本发明所述的方法流程图。

图2是本发明所述的装置结构图。

图3是本发明一个实施例的输入-输出信干噪比曲线图。

图4是本发明另一个实施例的输入-输出信干噪比曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明。

图1是本发明的方法流程图。在自适应波束智能天线中，为了避免同时激活用户数超过常规WCDMA基站时，无法估计时延这一现象，本发明利用离散波束进行扫描，即在给定的扇区内，所配置智能天线一方面实现自适应波束形成跟踪用户的功能，另一方面用波束来回扫描完成用户搜索的任务。对应空域或空、时域处理的权值可依据一定的自适应算法进行任意调整，以对当前的传输环境进行最大可能匹配，相应的智能天线接收波束可以是任意指向的。在实践中由于算法常常十分复杂，实现起来较为困难。因此，实现多径参数的快速搜索、优化***结构、减少算法计算量，是本发明的出发点。本发明所阐述的方法可按如下几个步骤实现：

第一步(102)，扫描时波束的角度采用离散方式，角度间隔大小与波束宽度相关，稍小于波束宽度。由于波束宽度随着波束方向在变化，所以，应选稍小于最小波束宽度作为波束扫描的离散角度。当扫描到某位置搜索到了期望用户，记录此时的扫描角度并将其作为自适应波束形成的依据。

第二步(103)，用已知的专用控制信道导频符号作为参考信号，求权值；将导频信号扩频加扰之后的信号作为参考信号d，求阵列接收的导频信号X_p和参考信号d的互相关矩阵r_xd＝E[X_pd^*]；根据最小均方误差准则求出的近似解作为自适应权值W＝r_xd。

第三步(104)，对阵列接收的信号进行空域处理，根据搜索得到的多径信息，对用户的每一个大延时多径分量分别进行波束形成，对阵列接收的导频时间段信号做波束形成Y_p＝W^HX_p，对阵列接收的非导频时间段信号做波束形成Y_t＝W^HX_t，然后对控制部分的导频段解扰 $P_s\left(k\right)=Y_p\left(k\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(k\right),$ 对导频段解扩 $Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=(k-1)*\mathrm{SF}+1}{\overset{k*\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_s\left(i\right)c_{\mathrm{cch}}\left(i\right),$ 在专用物理信道中，控制部分和数据部分通过码分复用传输，若不考虑专用物理信道的多码传输时，其中控制部分的扩频因子固定为SF＝256。

第四步(105)，解扰解扩判决输出，用导频段信息解扰解扩的结果估计Rake合并的第l条多径的复增益 $G_c\left(l\right)=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right),$ 对控制部分非导频段信息进行判决

$d_c=\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(Y_t\right)G_c^{*}\left(l\right)\right).$

第五步(106)，求判决后数据比特的信干噪比，并与设定的门限做比较，若信干噪比小于设定值，出现误码的可能性比较大，这对权值更新会带来负面影响，因此舍弃该数据，不进行权值更新。若信干噪比大于设定值，则继续后续流程。

第六步(107)，重扩加扰形成新权值，控制部分每时隙10个符号比特中前面有3至8个是已知的导频符号，在导频段时间内利用导频符号代替判决结果符号进行重扩加扰，从而克服判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值。在非导频段时间内，将判决出的非导频段信息扩频d_d(t)＝d_c(t)c_dch(t)，再加扰d_s(t)＝d_d(t)s_dpch(t)。然后形成新的参考信号d₁＝[d d_s]。由于控制部分总是用OVSF码c_cch＝C_ch，256，0扩频，此扩频码序列的256个数据全为1，这对降低解扩重扩算法的运算复杂度是十分有利的。最后，利用新的参考信号和新的阵列接收信号X₁＝[X_p X_t]，并计算相关矩阵 $r_{\mathrm{xd}}=E\left[X_1{d}_1^{*}\right],$ 按照最小均方误差准则求得优化权值W_opt＝r_xd。

第七步(108)，对专用数据信道进行处理，由于控制部分和数据部分的空中传播路径相同，这样由控制部分更新得到的权值对数据部分同样适用，于是根据得到的权值求得相应数据信息。

图2是本发明所提供的离散波束扫描导频位辅助解扩重扩级联反馈装置结构图。对于WCDMA***智能天线基站所接收的空时信号进行波束形成时的首要任务是估计不同路径的时延，没有准确的时延参数，自适应波束形成将无从做起。而时延的估计是在波束形成之前，也就是说时延估计时，无法利用波束抑制波束外的非期望用户，所有激活用户(某扇区)的信号都将被接收并相互干扰。为从根本上解决此问题，本发明利用离散波束进行扫描，即在给定的扇区内，所配置智能天线一方面实现自适应波束形成跟踪用户的功能，另一方面用波束来回扫描完成用户搜索的任务。另外，在射频前端和基带转换部分已经对信号进行离散化，其输出(215)为X＝[x₁，x₂，Λx_N]，后续处理都是数字信号处理。根据3GPP协议，三种上行信道(随机接入信道、专用物理信道、公共分组信道)中都有控制部分和数据部分，它们通过码分复用传输，其中控制部分的扩频因子固定为比较大的256，而数据部分的扩频因子按一定规则取4，8，16，…，256中的数。通常情况下控制部分能提供比较好的扩频增益，因此利用控制部分的数据比特进行解扩重扩能提供比较好的算法鲁棒性，导频位辅助解扩重扩级联反馈算法就在解扰解扩后利用控制部分数据信息进行权值更新。在本方法中，首先对用户m的每一个大延时多径分量分别在空域波束形成模块(21)进行波束形成，设用户m的第l条多径分量的接收权矢量为w_m，l＝[w₁，w₂，…，w_N]^T，通过加法器(213)、乘法器(214)得到用户m的第l条多径的波束形成器输出为：

$y_{m,l}\left(k\right)=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j\left(k\right)w_j^{*}\left(k\right)$

将用户m的第l条多径经空域波束形成模块(21)的输出，作为解扰模块(221)、解扩模块(222)的输入，进行解扰解扩：

$z_{m,l}\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{n=(k-1)\·\mathrm{SF}+1}{\overset{k\·\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{m,l}\left(n\right)c_m\left(n\right)$

在导频符号辅助Rake合并模块(223)中，利用导频信号估计每条多径的复振幅，假设一个时隙中含有q个导频符号，这时期望用户的多径信号功率远远大于干扰加噪声，采用导频符号来获得同一时隙非导频段数据信道估计的简单平均估计法，用户m的第l条多径分量的信道估计为：

$g_{m,l}=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{m,l}\left(k\right)$

然后根据各多径分量的信道估计按最大比准则进行相干Rake合并，接着在数据比特判决模块(224)中进行判决，即可得到用户m的输出：

$b_m\left(n\right)=\mathrm{sign}\left(\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{imag}\left(z_{m,l}\left(k\right)\right)g_{m,l}^{*}\right)$

最后，通过信干噪比计算和判决模块(225)进行信干噪比门限判决，将满足判决门限要求的数据比特输入到重扩加扰反馈模块(23)中。

由于控制部分和数据部分的空中传播路径相同，这样更新得到的权值对数据部分同样适用。控制部分每时隙10个符号比特中前面有3至8个是已知的导频符号，在导频段时间内可以利用导频符号代替判决结果符号进行重扩，这样能克服判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值。在非导频段时间内，如果某个用户控制部分的第n个比特b(n)被正确的检测，这里b(n)是检测器的输出，那么这个用户在时间区间[(n-1)T_b，nT_b](T_b为比特周期，n为正整数)的信号波形可以通过用这个用户的控制部分扩频码c_cch(k)重扩检测到的数据比特b(n)得到。对信干噪比计算和判决模块(225)的输出b(n)及已知导频符号(234)通过扩频模块(231)和加扰模块(232)分别完成扩频和加扰，并将此码片流做为新的参考信号(233)来调整这个用户的加权值进行波束成形。

以上所述的结构模块，可以是硬件模块，也可以是软件模块，可以把这些模块做在专用芯片或FPGA中，也把一部分模块在DSP中用软件实现。

在图3-图4中，线条为“O”表示原方法的输入-输出信干噪比曲线图，线条为“^*”表示本发明的输入-输出信干噪比曲线图。仿真条件为：4阵元直线阵，20个用户，每个用户有4条等强度Jack衰落多径。

图3是本发明的一个实施例，该实施例说明了在宏小区、20个用户、20帧数据长度、符号速率60kbit/s、移动台速度30km/h环境下的数据信道的输出SINR。横坐标Eb/N0表示输入信噪比，变化范围是4～12dB，间隔为2dB。从图中可以看出，当输入信噪比为8dB，本发明的输出信噪比为接近8.7dB，而没有波束扫描的方法输出信噪比大约为5.3dB，相差3.5个dB；输入信噪比为4、6、10和12dB时，结果类似。可见，采用本发明方法后输出信噪比得到提高。

图4是本发明的另外一个实施例，该实施例说明了在宏小区、20个用户、符号速率60kbit/s、移动台速度240km/h环境下的数据信道的输出SINR。横坐标Eb/N0表示输入信噪比，变化范围是4～12dB，间隔为2dB。当输入信噪比为8dB，本发明的输出信噪比为接近5.6dB，而没有波束扫描的方法输出信噪比大约为0.9dB，相差4.7个dB；输入信噪比为4、6、10和12dB时，结果类似。同样，采用本发明方法后输出信噪比得到提高。

实验结果表明，本发明方法与原级联反馈方法相比在各种情况下，均有很大程度的改善。而且随着移动台速度的提高，改善的效果更为明显。

Claims (9)

1、一种智能天线自适应波束形成装置，其特征在于，包括以下部分：空域波束形成模块(21)、时域匹配滤波模块(22)和重扩加扰反馈模块(23)；

所述空域波束形成模块(21)进一步包括离散波束扫描及多径搜索模块(211)、权值估计模块(212)、乘法器(213)和加法器(214)；

所述时域匹配滤波模块(22)进一步包括解扰模块(221)、解扩模块(222)、导频符号辅助Rake合并模块(223)、数据比特判决模块(224)、信干噪比计算和判决模块(225)；

所述重扩加扰反馈模块(23)进一步包括扩频模块(231)、加扰模块(232)；

所述的空域波束形成模块(21)先利用所述离散波束扫描及多径搜索模块(211)进行多径搜索，再通过所述乘法器(213)和所述加法器(214)对接收的阵列信号利用所述权值估计模块(212)的输出进行波束形成；在进行空域波束形成时，利用所述重扩加扰反馈模块(23)输出构成参考信号，并根据最小均方误差准则求出的近似解作为新权值；波束形成后的数据流经所述解扰模块(221)和所述解扩模块(222)成为数据比特，接着在所述导频符号辅助Rake合并模块(223)中，利用导频符号进行信道估计和补偿及Rake合并，然后通过所述数据比特判决模块(224)进行判决，此后经过所述信干噪比计算和判决模块(225)实现门限判决，最后对判决输出数据比特和已知导频符号通过所述扩频模块(231)和所述加扰模块(232)分别完成扩频和加扰，并将此码片流做为新的参考信号。

2、一种智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：用离散波束扫描进行多径搜索；

步骤二：用已知的专用控制信道导频符号作为参考信号，求权值；

步骤三：对阵列接收的信号进行空域处理；

步骤四：解扰解扩判决输出；

步骤五：估计判决后数据比特的信干噪比，并与设定的门限做比较；

步骤六：对已知的导频符号和判决出的非导频符号，重扩加扰后作为新的参考信号，并求取优化权值；

步骤七：利用优化权值，处理专用数据信道信息。

3、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤一包括如下过程：

(1)利用离散波束进行扫描，即在给定的扇区内，用波束来回扫描进行用户搜索；

(2)当扫描到某位置搜索到期望用户时，记录此时的扫描角度并将其作为自适应波束形成的依据。

4、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤二包括如下过程：

(1)将导频信号扩频加扰之后的信号作为参考信号d，确定阵列接收的导频信号X_p和参考信号d的互相关矩阵r_xd＝E[X_pd^*]，其中^*代表共轭运算；

(2)根据最小均方误差准则求出的近似解作为新自适应权值W＝r_xd。

5、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤三包括如下过程：

(1)对阵列接收的导频时间段信号做波束形成Y_p＝W^HX_p，其中H代表转置运算；

(2)对阵列接收的非导频时间段信号X_t做波束形成Y_t＝W^HX_t。

6、、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤四包括如下过程：

(1)对专用控制信道信号解扰 $P_s\left(k\right)=Y_p\left(k\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(k\right);$

(2)对专用控制信道信号解扩 $Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=(k-1)\·\mathrm{SF}+1}{\overset{k\·\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_s\left(i\right)c_{\mathrm{cch}}\left(i\right),$ 式中k表示第几个信息符号，SF为专用控制信道的扩频因子，S_dpch(·)为扰码，c_cch(·)为专用控制信道的扩频码；

(3)用专用控制信道信号解扰解扩的结果估计Rake合并的第l条多径的复增益 $G_c\left(l\right)=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right),$ 式中q为导频位数；

(4)进行信道补偿并对用户发送控制信息进行判决 $d_c=\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(Y_t\right)G_c^{*}\left(l\right)\right),$ 式中sign表示符号判决运算，imag表示取虚部运算。

7、、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤五包括如下过程：

(1)计算信干噪比并进行信干噪比门限判决；

(2)若信干噪比满足要求，则将判决后的数据比特继续下面步骤；

(3)若信干噪比不满足要求，则舍弃此数据，返回所述步骤一。

8、、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤六包括如下过程：

(1)将判决出的控制信息扩频d_d＝d_c·c_cch，将控制信息加扰d_s＝d_d·S_dpch；

(2)形成新的参考信号d₁＝[d d_s]，新的阵列接收信号X₁＝[X_p X_t]，求两信号的互相关矩阵 $r_{\mathrm{xd}}=E\left[X_1{d}_1^{*}\right];$

(3)根据最小均方误差准则求出的近似解作为优化权值W_opt＝r_xd。

9、、根据权利要求2所述的智能天线自适应波束形成方法，其特征在于，所述的步骤七包括如下过程：

(1)利用专用控制信道求得的权值对专用数据信道进行相应处理；

(2)对多径进行Rake合并，得到期望用户的数据比特信息。

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