CN1481094A - 宽带码分多址***中的自适应波束形成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带码分多址***中的自适应波束形成方法和装置，提出一种基于最小均方误差准则的近似解，并进而通过导频符号重扩加扰实现信道估计和补偿，从而减少运算量和简化***结构，提高运算速度，可以实时跟踪用户的快速移动并且可以对抗多个干扰的自适应波束。本发明所述方法包括(1)生成阵列信号空域处理—波束；(2)时域匹配滤波—解扰解扩及导频符号辅助Rake合并；(3)重扩加扰反馈形成参考信号。本发明所述装置包括空域波束形成模块、时域匹配滤波模块和重扩加扰反馈模块。本发明所述装置和方法不仅大大的减少了算法的计算量，提高了运算速度，同时克服了可能的判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值，简化了***结构，降低了技术难度，易于工程实现。

Description

宽带码分多址***中的自适应波束形成方法

技术领域

本发明涉及通讯领域的宽带码分多址(WCDMA)***波束形成技术，尤其涉及宽带码分多址***中智能天线的自适应波束形成方法。

技术背景

随着第三代移动通信***在全球范围内的迅速发展，作为第三代移动通讯***关键技术之一的智能天线技术也越来越多的得到了人们的重视。智能天线主要有两种：自适应波束天线和预多波束天线，虽然无论在理论上还是工程上自适应波束天线实现起来都比预多波束天线复杂得多，但是，毫无疑问，自适应波束天线是目前性能最好的智能天线，它能提供比预多波束天线优越得多的性能。在自适应方式中，对应空域或空、时域处理的各权值可依据一定的自适应算法进行任意调整，以对当前的传输环境进行最大可能匹配，相应的智能天线接收波束可以是任意指向的。而在预多波束中各权值只能从预先计算好的几组值中挑选，某一时刻的智能天线工作模式只能从预先设计好的几个波束中选择，不是任意指向的，因而只可能对当前传输环境进行部分匹配，从理论角度讲不是最优的。

智能天线***中最核心的技术就是自适应波束形成方法，智能天线***对通信***的改善程度主要取决于自适应波束形成方法的性能。目前已经存在一些自适应波束形成方法，在CDMA***中比较有影响的传统方法是级联反馈波束形成方法，该方法将阵列接收到的用户信息波束形成与解扩之后，进行Rake合并，对用户信息判决，用判决出的信息再扩频之后作为新的参考信号，然后利用最小均方误差准则求取最佳权值。但是这种方法存在如下缺点：

(1)需要矩阵求逆，运算量大，容易产生较大的求逆误差。该方法对计算量和计算时间的要求非常高，目前的处理器硬件实现起来存在较大的困难，而且成本非常高。

(2)当用户处于移动状态时，尤其是处于高速运动状态时，自适应处理的运算速度难以跟上用户的移动速度，从而降低通讯服务质量。

(3)该方法没有考虑扰码的影响，也没有充分利用导频符号的优点，不适合在WCDMA***中的实际应用。

为了适应无线通信环境，各国对智能天线技术已经进行了比较多的研究。既包括应用于频分双工(Frequency Division Duplex，FDD)的TDMA无线通信***的智能天线技术，如美国专利U.S.5,887,262(Smart antenna backwardscompatibility in digital cellular systems)介绍的应用智能天线的TDMA无线通信***；U.S.6,2523548(Transceiver arrangement for a smart antennasystem in a communication base station)介绍的一种应用智能天线的基站接收机的结构。也有不少应用于采用时分双工(Time Division Duplex，TDD)的CDMA无线通信***中的智能天线技术，如中国专利CN1339888A(无线通信***中应用智能天线和联合检测的接收机结构及其算法)，涉及了应用智能天线的时分同步CDMA无线通信***。但是，上述专利技术都没有从根本上解决上述传统方法中存在的问题的相关技术。

发明内容

本发明的核心思想是提出一种基于最小均方误差准则的近似解，避免矩阵求逆；并进而通过导频符号重扩加扰实现信道估计和补偿，从而减少运算量和简化***结构，提高运算速度，可以实时跟踪用户的快速移动并且可以对抗多个干扰的自适应波束形成方法，从根本上克服现有技术的运算量大、实现难度高、速度慢以及***结构复杂的缺点。

本发明提供的适用于WCDMA***上行链路的导频位辅助解扩重扩级联反馈自适应波束形成方法是用以下技术方案实现：

为实现上述目的，本发明构造了一种宽带码分多址***中的自适应波束形成装置，其特征在于，包括三个模块：空域波束形成模块(21)、时域匹配滤波模块(22)和重扩加扰反馈模块(23)。

所述空域波束形成模块(21)进一步包括乘法器(211)、加法器(212)和权值估计模块(213)；

所述时域匹配滤波模块(22)进一步包括解扰模块(221)、解扩模块(222)、导频符号辅助Rake合并模块(223)、数据比特判决模块(224)、信干噪比计算和判决模块(225)；

所述重扩加扰反馈模块(23)进一步包括扩频模块(231)和加扰模块(232)；

所述的空域波束形成模块(21)通过乘法器(211)和加法器(212)对接收的阵列信号利用权值估计模块(213)的输出进行波束形成。在进行空域波束形成时，利用重扩加扰反馈模块(23)输出构成参考信号(233)，并根据通用的最小均方误差准则求出的近似解作为新权值。波束形成后的数据流经解扰模块(221)解扩模块(222)成为数据比特，接着利用导频符号进行信道估计和补偿及Rake合并(223)，并对数据比特进行判决(224)，然后计算信干噪比并进行信干噪比门限判决(225)，对于满足要求的数据比特进行后续处理；否则，舍弃该数据。最后对判决输出的数据比特和已知导频符号扩频(231)加扰(232)，并将此码片流做为新的参考信号(233)。

本发明还提供了一种宽带码分多址***中的自适应波束形成方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：用已知的专用控制信道导频符号作为参考信号，求权值；

步骤二：对阵列接收的信号进行空域处理；

步骤三：解扰解扩判决输出；

步骤四：估计判决后数据比特的信干噪比，并与设定的门限做比较；

步骤五：对已知的导频符号和判决出的非导频符号，重扩加扰后作为新的参考信号，并求取优化权值；

步骤六：利用优化权值，处理专用数据信道信息。

所述的步骤一进一步包括如下过程：

(1)将导频信号扩频加扰之后的信号作为参考信号d，确定阵列接收的导频信号X_p和参考信号d的互相关矩阵r_xd＝E[X_pd^*]，其中^*代表共轭运算；

(2)根据最小均方误差准则求出的近似解(即r_xd＝E[X_pd^*])作为新自适应权值W＝r_xd。

所述的步骤二进一步包括如下过程：

(1)对阵列接收的导频时间段信号做波束形成Y_p＝W^HX_p；

(2)对阵列接收的非导频时间段信号X_t做波束形成Y_t＝W^HX_t，其中H代表转置运算。

所述的步骤三进一步包括如下过程：

(1)对专用控制信道信号解扰 $P_s\left(k\right)=Y_p\left(k\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(k\right);$

(2)对专用控制信道信号解扩 $Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=(k-1)\·\mathrm{SF}+1}{\overset{k\·\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_s\left(i\right)c_{\mathrm{cch}}\left(i\right),$ 式中k表示第几个信息符号，SF为专用控制信道的扩频因子，S_dpch(·)为扰码，c_cch(·)为专用控制信道的扩频码；

(3)用专用控制信道信号解扰解扩的结果估计Rake合并的第l条多径的复增益 $G_c\left(l\right)=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right),$ 式中q为导频位数；(4)进行信道补偿并对用户发送控制信息进行判决 $d_c=\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(Y_t\right)G_c^{*}\left(l\right)\right),$ 式中sign表示符号判决运算，imag表示取虚部运算。

所述的步骤四进一步包括如下过程：

(1)计算信干噪比并进行信干噪比门限判决；

(2)若信干噪比满足要求，则将判决后的数据比特继续下述步骤；

(3)若信干噪比不满足要求，则舍弃此数据，返回步骤一。

所述的步骤五进一步包括如下过程：

(1)将判决出的控制信息扩频d_d＝d_c·c_cch，将控制信息加扰d_s＝d_d·S_dpch；

(2)形成新的参考信号d₁＝[d d_s]，新的阵列接收信号X₁＝[X_p X_t]，求两信号的互相关矩阵 $r_{\mathrm{xd}}=E\left[\begin{array}{c}{X}_1{d}_1^{*}\end{array}\right];$

(3)根据最小均方误差准则求出的近似解作为优化权值W_opt＝r_xd。

所述的步骤六进一步包括如下过程：

(1)利用专用控制信道求得的权值对专用数据信道进行相应处理；

(2)对多径进行Rake合并，得到期望用户的数据比特信息。

本发明由于采用了导频位辅助解扩重扩级联反馈的自适应波束形成方法，同现有的自适应波束形成方法相比具有很多的优点。因为采用批处理计算并以最小均方误差的近似解替代维纳解，避免烦琐的迭代计算和大型矩阵相乘、矩阵求逆，从而极大的减少了算法的计算量。另外，本发明利用导频符号代替判决结果符号进行重扩，克服了可能的判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值；还借助导频符号实现信道估计和补偿，避免了信道对参考信号的影响，使算法能有效的对抗信道的变化，得到更加精确的结果，同时简化了***结构。而且本发明所述的方法和装置能跟踪用户的波达方向，自适应的调节权矢量；而且能在期望用户的波达方向形成波束最大指向，在干扰用户方向形成零陷，有效的抑制干扰的影响，提高期望信号的性能。

附图说明

图1本发明的方法流程图；

图2本发明导频位辅助解扩重扩级联反馈自适应波束形成算法结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明。

图1是本发明的方法流程图。在自适应方式智能天线中，对应空域或空、时域处理的权值可依据一定的自适应算法进行任意调整，以对当前的传输环境进行最大可能匹配，相应的智能天线接收波束可以是任意指向的。在实践中由于算法常常十分复杂，实现起来较为困难。因此，优化***结构、减少算法计算量，是本发明的出发点。本发明所阐述的方法可按如下几个步骤实现：

第一步(102)，用已知的专用控制信道导频符号作为参考信号，求权值；在WCDMA***的基站侧，用户的扰码、扩频码和导频符号均是已知的。一般来说，信号的多径时延通过Rake接收机是可以求出的，因此在下面的过程中假设多径时延已知，在不影响算法的前提下不考虑时延影响；将导频信号扩频加扰之后的信号作为参考信号d，求阵列接收的导频信号X_p和参考信号d的互相关矩阵r_xd＝E[X_pd^*]；根据最小均方误差准则求出的近似解作为自适应权值W＝r_xd；

第二步(103)，对阵列接收的信号进行空域处理，根据搜索得到的多径信息，对用户的每一个大延时多径分量分别进行波束形成，对阵列接收的导频时间段信号做波束形成Y_p＝W^HX_p，对阵列接收的非导频时间段信号做波束形成Y_t＝W^HX_t，然后对控制部分的导频段解扰 $P_s\left(k\right)=Y_p\left(k\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(k\right),$ 对导频段解扩 $Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=(k-1)*\mathrm{SF}+1}{\overset{k*\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_s\left(i\right)c_{\mathrm{cch}}\left(i\right),$ 在专用物理信道中，控制部分和数据部分通过码分复用传输，若不考虑专用物理信道的多码传输时，其中控制部分的扩频因子固定为SF＝256；

第三步(104)，解扰解扩判决输出，用导频段信息解扰解扩的结果估计Rake合并(所谓Rake合并就是使用相关接收机组，对每个路径使用一个相关接收机，各相关接收机与同一期望信号的一个延迟形式相关，然后这些相关接收机的输出根据它们的相对强度进行加权，并把加权后的各路输出相加，合成一个输出，加权系数的选择原则是使输出信噪比为最大。)的第l条多径的复增益 $G_c\left(l\right)=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right),$ 对控制部分非导频段信息进行判决 $d_c=\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(Y_t\right)G_c^{*}\left(l\right)\right);$

第四步(105)，求判决后数据比特的信干噪比，并与设定的门限做比较，若信干噪比小于设定值，出现误码的可能性比较大，这对权值更新会带来负面影响，因此舍弃该数据，不进行权值更新。若信干噪比大于设定值，则继续后续流程；

第五步(06)，重扩加扰形成新权值，控制部分每时隙10个符号比特中前面有3至8个是已知的导频符号，在导频段时间内利用导频符号代替判决结果符号进行重扩加扰，从而克服判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值。在非导频段时间内，将判决出的非导频段信息扩频d_d＝d_c·c_cch，再加扰d_s＝d_d·S_dpch。然后形成新的参考信号d₁＝[d d_s]。由于控制部分总是用OVSF码c_cch＝C_ch，256，0扩频，此扩频码序列的256个数据全为1，这对降低解扩重扩算法的运算复杂度是十分有利的。最后，利用新的参考信号和新的阵列接收信号X₁＝[X_p X_t]，并计算相关矩阵 $r_{\mathrm{xd}}=E\left[\begin{array}{c}{X}_1{d}_1^{*}\end{array}\right],$ 按照最小均方误差准则求得优化权值W_opt＝r_xd。

第六步(107)，对专用数据信道进行处理，由于控制部分和数据部分的空中传播路径相同，这样由控制部分更新得到的权值对数据部分同样适用，于是根据得到的权值求得相应数据信息。

图2是本发明所提供的导频位辅助解扩重扩级联反馈算法结构图。在WCDMA***的基站侧，用户的扰码、扩频码和导频符号均是已知的。一般来说，信号的多径时延通过Rake接收机是可以求出的，这里假设多径时延已知，在不影响算法的前提下不考虑时延影响。另外，在基带转换模块已经对信号进行离散化，后续处理都是数字信号处理。根据3GPP协议，三种上行信道(随机接入信道、专用物理信道、公共分组信道)中都有控制部分和数据部分，它们通过码分复用传输，其中控制部分的扩频因子固定为比较大的256，而数据部分的扩频因子按一定规则取4，8，16，…，256中的数。通常情况下控制部分能提供比较好的扩频增益，因此利用控制部分的数据比特进行解扩重扩能提供比较好的算法鲁棒性，导频位辅助解扩重扩级联反馈算法就在解扰解扩后利用控制部分数据信息进行权值更新。在本方法中，首先对用户m的每一个大延时多径分量分别在空域波束形成模块(21)中进行波束形成，设用户m的第l条多径分量的接收权矢量为 $w_{m,l}={[w_{m,l}^{\left(1\right)},w_{m,l}^{\left(2\right)},...,w_{m,l}^{\left(N\right)}]}^T,$ 即为权值估计模块(213)的输出，再结合乘法器(211)、加法器(212)，则用户m的第l条多径的波束形成输出为： $y_{m,l}\left(k\right)=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}^{\left(j\right)}\left(k\right)w_{m,l}^{{\left(j\right)}^{*}}\left(k\right)$

在时域匹配滤波模块(22)中，对用户m的第l条多径的波束形成输出进行解扰(221)解扩(222)： $z_{m,l}\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{n=(k-1)\·\mathrm{SF}+1}{\overset{k\·\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{m,l}\left(n\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(n\right)c_m\left(n\right)$

在导频符号辅助Rake合并模块(223)中，利用导频信号估计每条多径的复振幅，假设一个时隙中含有q个导频符号，这时期望用户的多径信号功率远远大于干扰加噪声，采用导频符号来获得同一时隙非导频段数据信道估计的简单平均估计法，用户m的第l条多径分量的信道估计为： $g_{m,l}=\frac{1}{q}\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{m,l}\left(k\right)$

最后根据各多径分量的信道估计按最大比准则进行相干Rake合并，即可得到用户m的输出： $b_m\left(n\right)=\mathrm{sign}\left(\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{imag}\left(z_{m,l}\left(k\right)\right)g_{m,l}^{*}\right)$

由于控制部分和数据部分的空中传播路径相同，这样更新得到的权值对数据部分同样适用。控制部分每时隙10个符号比特中前面有3至8个是已知的导频符号，在导频段时间内可以利用导频符号代替判决结果符号进行重扩，这样能克服判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值。在非导频段时间内，如果某个用户控制部分的第n个比特b(n)被正确的检测，这里b(n)是检测器的输出，那么这个用户在时间区间[(n-1)T_b，nT_b](T_b为比特周期，n为正整数)的信号波形可以通过用这个用户的控制部分扩频码c_cch(k)重扩检测到的数据比特b(n)得到。

判决后的数据比特输入到重扩加扰反馈模块(23)，对判决后的数据比特和已知的导频符号再扩频(231)加扰(232)用以形成新的参考信号(233)，并把此参考信号输入到空域波束形成模块(21)，从而调整这个用户的加权值进行波束成形。

总之，采用本发明提供的方法实现自适应波束形成，不仅大大的减少了算法的计算量，提高了运算速度，同时克服了可能的判决错误带来的消极影响，使权值更接近于最佳权值，简化了***结构，降低了技术难度，易于工程实现。

Claims (5)

1、一种宽带码分多址***中的自适应波束形成方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：生成阵列信号空域处理—波束；

步骤二：时域匹配滤波—解扰解扩及导频符号辅助Rake合并；

步骤三：重扩加扰反馈形成参考信号。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤一包括如下过程：

(1)将导频信号扩频加扰之后的信号作为参考信号d，确定阵列接收的导频信号X_p和参考信号d的互相关矩阵r_xd＝E[X_pd^*]，其中^*代表共轭运算；

(2)根据最小均方误差准则求出的近似解r_xd＝E[X_pd^*]作为新自适应权值W＝r_xd；

(3)对阵列接收的导频时间段信号做波束形成Y_p＝W^HX_p，对阵列接收的非导频时间段信号X_t做波束形成Y_t＝W^HX_t，其中H代表转置运算。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤二包括如下的过程：

(1)对导频解扰 $P_s\left(k\right)=Y_p\left(k\right)S_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(k\right),$ 对导频解扩 $Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=(k-1)\·\mathrm{SF}+1}{\overset{k\·\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_s\left(i\right)c_{\mathrm{cch}}\left(i\right),$ 式中k表示第几个信息符号，SF为专用控制信道的扩频因子，S_dpch(·)为扰码，c_cch(·)为专用控制信道的扩频码；

(2)用导频解扰解扩的结果估计Rake合并的第l条多径的复增益 $G_c\left(l\right)=\frac{1}{q}\underset{k=}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right),$ 式中q为导频位数；

(3)进行信道补偿并对用户发送控制信息进行判决 $d_c=\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(Y_t\right)G_c^{*}\left(l\right)\right);$

(4)计算信干噪比并进行信干噪比门限判决，若信干噪满足要求，则将判决后的数据比特输入到重扩加扰反馈模块，否则舍弃此数据。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤三包括如下过程：

(1)将判决出的控制信息扩频d_d＝d_c·c_cch，将控制信息加扰d_s＝d_d·S_dpch；

(2)形成新的参考信号d₁＝[d d_s]，新的阵列接收信号X₁＝[X_p X_t]，求两信号的互相关矩阵 $r_{\mathrm{xd}}=E\left[\begin{array}{c}{X}_1{d}_1^{*}\end{array}\right];$

(3)根据最小均方误差准则求出的近似解作为优化自适应权值W_opt＝r_xd；

(4)利用专用控制信道求得的权值对专用数据信道进行相应处理。

5、一种宽带码分多址***中的自适应波束形成装置，其特征在于，包括三个模块：空域波束形成模块(21)、时域匹配滤波模块(22)和重扩加扰反馈模块(23)；

所述空域波束形成模块(21)进一步包括乘法器(211)、加法器(212)和权值估计模块(213)；

所述时域匹配滤波模块(22)进一步包括解扰模块(221)、解扩模块(222)、导频符号辅助Rake合并模块(223)、数据比特判决模块(224)、信干噪比计算和判决模块(225)；

所述重扩加扰反馈模块(23)进一步包括扩频模块(231)和加扰模块(232)；

所述空域波束形成模块(21)通过乘法器(211)和加法器(212)对接收的阵列信号利用权值估计模块(213)的输出进行波束形成；在进行空域波束形成时，利用重扩加扰反馈模块(23)输出构成参考信号(233)，并根据通用的最小均方误差准则求出的近似解作为新权值：波束形成后的数据流经解扰模块(221)和解扩模块(222)成为数据比特，接着通过导频符号辅助Rake合并模块(223)进行信道估计和补偿及Rake合并，并利用数据比特判决模块(224)对数据比特进行判决，然后通过信干噪比计算和判决模块(225)计算信干噪比并进行信干噪比门限判决，对于满足要求的数据比特进行后续处理；否则，舍弃该数据；最后通过扩频模块(231)和加扰模块(232)对判决输出的数据比特和已知导频符号扩频和加扰，并将此码片流做为新的参考信号(233)。

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